KR20000029558A - 디지탈무선주파수통신시스템에서의신호수신방법및그장치 - Google Patents

Abstract

본 발명에 따른 신호 수신 방법은 신호를 포착(acquiring)하는 단계(501); 제1 시간에, 한 수신 심볼을 다수의 출력을 갖고 있는 복조기로 입력하여 이른(early) 출력 세트를 생성하는 단계(502); 제2 시간에, 상기 수신 심볼을 상기 복조기로 입력하여 정시(on-time) 출력 세트를 생성하는 단계(504); 제3 시간에, 상기 수신 심볼을 상기 복조기로 입력하여 지체된(late) 출력 세트를 생성하는 단계(505); 및 상기 이른 출력 신호 세트내의 적어도 하나의 출력을 상기 지체된 출력 세트내의 적어도 하나의 출력과 비교하여 타이밍 척도(a timing measure)를 생성하는 단계(506)를 포함한다.

Description

디지탈 무선 주파수 통신 시스템에서의 신호 수신 방법 및 그 장치{METHOD AND APPARATUS FOR RECEIVING A SIGNAL IN DIGITAL RADIO FREQUENCY COMMUNICATION SYSTEM}

디지탈 무선 주파수(RF) 무선 전화 시스템과 같은 일반적인 무선 통신 시스템에 있어서는, 하나의 제어기와 다수의 송신기 및 수신기를 구비한 기지국이 이 기지국에 의해 서비스되는 구역내에서 동작하고 있는 이동국과 RF 채널을 통해 통신하게 된다.

대기와 같은 매체를 통하여 RF 채널로 통신 신호를 송신하게 되면, 원래 송신된 통신 신호와는 상당히 다른 통신 신호가 수신되게 된다. 예를 들어, 송신된 통신 신호는 채널 이득, 위상 천이 및 시간 지연등의 완만히 변하는 채널 파라미터들에 의해 변경될 수 있고, 나아가 잡음의 양에 의해 변질될 수도 있다. 원래 송신된 신호를 정확히 추정하기 위해서는, 수신기 특히 비동기 수신기(non-coherent receiver)가 상기 송신된 통신 신호를 복원(recovery)하는 동안 정확한 타이밍을 유지하는 것이 중요하다.

따라서, 디지탈 무선 주파수 통신 시스템에서 상기 신호의 복원 중에 타이밍을 정확히 조정하는 신호 수신 방법 및 장치가 요구되게 되었다.

＜발명의 요약＞

본 발명의 한 양상에 따르면, 상기 요구 사항은, 디지탈 무선 주파수 통신 시스템에서의 신호 - 상기 신호는 다수의 송신 심볼들에 관련되어 있는 다수의 수신 심볼들로 구성됨 - 수신 방법으로서, 상기 신호를 포착하는(acquiring) 단계; 제1 시간에, 상기 다수의 수신 심볼들 중 한 수신 심볼을 다수의 출력을 갖고 있는 복조기로 입력하여 이른(early) 출력 세트를 생성하는 단계; 제2 시간에, 상기 수신 심볼을 상기 복조기로 입력하여 정시(on-time) 출력 세트를 생성하는 단계; 제3 시간에, 상기 수신 심볼을 상기 복조기로 입력하여 지체된(late) 출력 세트를 생성하는 단계; 및 상기 이른 출력 신호 세트내의 적어도 하나의 출력을 상기 지체된 출력 세트내의 적어도 하나의 출력과 비교하여 타이밍 척도를 생성하는 단계를 포함하는 신호 수신 방법에 의해 달성된다.

본 발명의 다른 양상에 따르면, 디지탈 무선 주파수 통신 시스템에서의 신호 - 상기 신호는 다수의 송신 심볼들에 관련되어 있는 다수의 수신 심볼들로 구성됨 - 수신 방법은, 상기 신호를 포착하는 단계; 상기 다수의 송신 심볼들중 하나와 관련되어 있는 상기 다수의 수신 심볼들중 한 수신 심볼을 다수의 제1 출력을 갖는 제1 복조기로 입력하는 단계; 상기 다수의 수신 심볼들중 하나를 다수의 제2 출력을 갖는 제2 복조기로 입력하는 단계; 상기 다수의 제1 출력중 적어도 하나를 상기 다수의 제2 출력중 적어도 하나와 비교하여 타이밍 척도를 생성하는 단계; 및 상기 타이밍 척도에 기초하여 상기 신호를 수신하기 위한 시간을 조정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또다른 양상에 따르면, 디지탈 무선 주파수 통신 시스템에서의 신호 - 상기 신호는 다수의 송신 심볼들에 관련되어 있는 다수의 수신 심볼들로 구성됨 - 수신 방법은, 제1 시간에, 상기 다수의 송신 심볼들중 한 송신 심볼과 관련되어 있는 상기 다수의 수신 심볼들중 한 수신 심볼을 다수의 출력을 갖는 복조기로 입력하여 이른 출력 세트를 생성하는 단계; 제2 시간에, 상기 수신 심볼을 상기 복조기로 입력하여 정시 출력 세트를 생성하는 단계; 제3 시간에, 상기 수신 심볼을 상기 복조기로 입력하여 지체된 출력 세트를 생성하는 단계; 상기 이른 출력 세트중 소정수의 출력을 상기 지체된 출력 세트중 소정수의 출력과 비교하여 타이밍 척도 세트를 생성하는 단계; 상기 타이밍 척도 세트를 메모리에 저장하는 단계, 상기 정시 출력 세트중 소정수의 출력을 상기 송신 심볼의 추정치를 출력하는 추정기(estimator)에 입력하는 단계; 상기 송신 심볼의 추정치에 기초하여, 상기 메모리내의 상기 타이밍 척도 세트로부터 하나의 타이밍 척도를 선택하는 단계; 및 상기 선택에 기초하여, 상기 신호를 수신하기 위한 시간을 조정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또다른 양상에 따르면, 디지탈 무선 주파수 통신 시스템에서의 신호 - 상기 신호는 다수의 송신 심볼들에 관련되어 있는 다수의 수신 심볼들로 구성됨 - 수신 장치는, 다수의 출력을 갖고 있는 복조기를 포함한다. 상기 복조기는, 제1 시간에서 상기 다수의 수신 심볼들중 한 수신 심볼에 응답하여, 이른 출력 세트를 생성한다. 또한 상기 복조기는, 제2 시간에, 상기 수신 심볼에 응답하여 지체된 출력 세트를 생성한다. 비교기는 상기 이른 출력 세트와 상기 지체된 출력 세트에 응답한다. 상기 비교기는 상기 이른 출력 세트중 적어도 한 출력과 상기 지체된 출력 세트중 적어도 한 출력을 비교하여 타이밍 척도를 생성한다. 타이밍 조정 회로는 상기 비교기에 응답한다. 상기 타이밍 조정 회로는 상기 타이밍 척도에 기초하여, 상기 신호를 수신하기 위한 시간을 조정한다.

본 발명의 이점들은 본 발명의 실시예에 대한 이하의 설명 및 관련 도면을 참조함으로써 당업자에게 명백해 질 것이다. 본 발명은 이 이외의 다른 실시예들로 구현될 수 있으며, 그 세부 사항은 다양하게 변형될 수 있다. 따라서, 본 명세서의 도면 및 상세한 설명들은 본 발명을 설명하기 위함이지, 이를 한정하는 것으로 생각되어서는 안된다.

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 디지탈 무선 주파수 통신 시스템에서 신호를 수신하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

도 1은 전형적인 무선 통신 시스템의 블록도.

도 2는 통신 신호 파형을 생성하기 위한 기지국 송신기의 블록도.

도 3은 도 2의 송신기에 의해 생성된 디지탈 부호화되고 인터리빙된 프레임의 다이어그램.

도 4는 본 발명의 실시예에 따라, 도 2에 도시된 송신기에 의해 생성된 통신 신호 파형을 수신하기 위한 장치의 부분 블록도.

도 5는 이상적인 수신 시간 T에서 수신된 통신 신호 파형을 도시한 그래프.

도 6은 본 발명의 실시예에 따라, 도 2에 도시된 송신기에 의해 생성된 통신 신호 파형을 수신하기 위한 방법의 흐름도.

이제 유사한 구성 요소들을 각각 유사한 참조 번호로서 나타낸 도면들을 참조하자. 도 1은 코드 분할 다중 접속(CDMA) 디지탈 무선 전화 시스템등의 무선 통신 시스템(200)을 도시한 것이다. 기지국들(210, 212, 214)이 기지국(212)에 의해 서비스되는 구역(220)내에서 동작하고 있는 이동국(216)과 통신한다. 구역(222 및 224)는 각각 기지국(214 및 210)에 의해 서비스되고 있다. 기지국(210, 212, 214)는 프로세서(262)와 메모리(264)를 포함하고 있는 기지국 제어기(250)에 연결되어 있고, 이는 다시 프로세서(262)와 메모리(264)를 포함하고 있는 이동 교환국(260)에 연결된다.

음성, 데이타 및 영상등의 디지탈 통신 신호들이 송신되는 물리적 경로를 제공하는 무선 주파수(RF) 채널을 통하여 기지국(210, 212, 214)과 이동국(216)사이의 다중 접속 무선 통신이 이루어 진다. 기지국에서 이동국으로의 통신은 순방향 링크 채널상에서 이루어 진다라고 말하며, 반면에 이동국에서 기지국으로의 통신은 역방향 링크 채널상에서 이루어 진다라고 말한다. CDMA 채널화를 사용하는 통신 시스템은 TIA/EIA 잠정표준인 IS-95A, "듀얼 모드(dual-mode) 광대역 확산 스펙트럼 셀룰라 시스템을 위한 이동국-기지국 호환 표준, 통신 산업 협회, 워싱턴 D.C., 1993년 6월" 과 "TIA 통신 시스템 고시: 14.4 kbps 데이타 속도를 위한 지원 및 광대역 확산 스펙트럼 셀룰라 시스템에 대한 PCS 상호작용", 1996년 2월[고시]에 상세히 설명되어 있고, 본 명세서는 IS-95A와 상기 고시 모두를 참조하고 있다.

도 1에 도시된 바와 같이, 통신 신호(213)는 페이징(Paging) 채널이나 트래픽(traffic) 채널과 같은 순방향 링크 채널상에서 기지국(212)으로부터 이동국(216)으로 송신된다. 통신 신호(215)는 억세스(Access) 채널이나 트래픽 채널등의 IS-95 역방향 링크 채널을 통해 이동국(216)으로부터 기지국으로 송신된다.

도 2는 통신 신호(215)를 생성하기 위해 이동국(216)등의 이동국에서 사용되는 송신기(10)의 블럭도이다. 데이타 비트 스트림(17) - 음성, 영상 또는 다른 유형의 정보일 수 있음 - 은 가변-속도 부호화기(19)에 입력되어, 여러 전송 데이타 속도를 갖는 일련의 송신 채널 프레임로 구성된 신호(21)를 생성한다. 각 프레임의 데이타 송신 속도는 데이타 비트 스트림(17)의 특성에 따라 결정된다.

부호화 블록(Encoder block; 28)은 길쌈 부호화기(convolutional encoder; 30)와 인터리버(interleaver; 32)를 포함한다. 길쌈 부호화기(30)에서, 송신 채널 프레임은 이어지는 프레임의 복호화를 용이하게 하는 길쌈 부호화 알고리즘등의 공지의 알고리즘을 사용하여 부호화율(rate) 1/3 부호화기로 부호화될 수 있다. 인터리버(32)는 블록 인터리빙 기술과 같은 공지의 기술을 사용하여 프레임의 내용을 섞도록 동작한다.

도 3에 도시된 바와 같이, 디지탈로 부호화되고 인터리빙된 비트들의 각 프레임(34)은 6개의 부호화 비트들로 구성된 96개의 그룹을 포함하여, 총 576 비트가 된다. 6개의 부호화 비트들의 각 그룹은 왈쉬 코드(Walsh codes)와 같은 64 개의 심볼들중 하나로의 인덱스(index)(35)를 나타낸다. 하나의 왈쉬 코드는 2의 멱(power)의 차원을 갖는 비트들의 정방 행렬인 64 x 64 하다마드(Hadamard) 행렬에서 하나의 행 또는 열에 해당한다. 일반적으로, 하나의 왈쉬 코드를 포함하는 비트들을 왈쉬 칩이라 부른다.

다시 도 2를 참조하면, 프레임(34)내의 96 개의 왈쉬 코드 인덱스들(35) 각각은 M진 직교 변조기(36) - 바람직하게는, 64진 직교 변조기 - 로 입력된다. 각각의 입력 왈쉬 코드 인덱스(35)에 대해서, M진 직교 변조기(36)은 해당 64-비트 왈쉬 코드 W(39)를 출력으로 생성한다. 따라서, M진 직교 변조기(36)에 입력된 각 프레임(34)에 대해서 일련의 96개의 왈쉬 코드 W(39)가 생성된다.

스크램블러(scrambler)/스프레더(spreader) 블록(40)은, 다른 무엇보다도, 공지의 스크램블링 기술을 사용하여 상기 일련의 왈쉬 코드 W(39)들에 의사 잡음(PN) 시퀀스를 인가한다. 블록(42)에서, 스크램블된 일련의 왈쉬 코드 W(39)는 오프셋 4진 위상 천이 키잉(OQPSK) 변조 또는 다른 변조 과정을 사용하여 위상 변조되고, 상향-변환(up-converted)되어 통신 신호 S(T)(12)로 안테나(46)로부터 송신된다.

도 4는 초기에 통신 신호 S(T)(12)로 이동국(216)에 의해 송신된 통신 신호 R(T)를 수신하기 위한 기지국(212)(도 1에 도시됨)와 같은 기지국내 장치(60)의 부분 블록도이다. 도면에는 하나의 핑거(finger)만이 도시되어 있지만, 수신기(60)는 다수의 핑거를 갖는 레이크(RAKE) 수신기가 바람직하다. 수신기(60)는 동기(coherent), 비동기(non-coherent) 또는 준동기(quasi-coherent)일 수 있다.

안테나(62)는 많은 수신 프레임들로 구성된 통신 신호 R(T)(18)을 수신한다. 통신 신호 R(T)(18)의 필터링, 주파수 하향 변환, 위상 복조등의 전단(front-end) 처리가 블록(64)에서 공지된 방법 및 회로들에 의해 수행된다.

검색기(searcher; 300)는 그 동작 및 구성이 일반적으로 잘 알려진 바와 같이, R(T)(18)의 수신 시간에 근접한 시간에서 수신 신호 R(T)(18)를 고정시키고(lock onto), 다수의 시간 오프셋에서 신호 R(T)(18)를 검색한다. 수신기(60)가 정시 오프셋(on-time offset; OT)(400)으로 지칭되는 이상적인 R(T)(18)의 수신 시간에 근접한 시간 오프셋에서 신호 R(T)(18)를 한번 고정시키면, 수신기(60)는 이른 오프셋(early offset; E)(402)라 부르는 OT(400)보다 다소 이른 시간 오프셋 및 지체된 오프셋(late offset; L)(404)이라 부르는 OT(400)보다 약간 지연된 시간 오프셋에서 R(T)를 또한 모니터한다. 이른 오프셋 E(402) 및 지체된 오프셋 L(404)는 대략 한 왈쉬 칩 주기만큼 떨어져 있는 것이 바람직하다.

각 시간 오프셋(400, 402 및 404)에서, 디스크램블러(de-scrambler)/디스프레더(despreader) 블록(66)은 스크램블러 블록(44)(도 2에 도시됨)에 의해 일련의 왈쉬 코드 W(39)(역시 도 2에 도시됨)에 인가된 PN 코드를 제거한다. IS-95 역방향 링크 채널에 있어서, 수신 신호(18)의 수신 프레임은 각각이 64 비트 길이를 갖는 96개의 수신 심볼 또는 왈쉬 코드를 포함한다. 수신된 왈쉬 코드들은 전송 과정에서 다양한 채널 파라미터들에 의해 변형되게 되지만, 수신기(60)측에는 단순히 신호 샘플들이 수신되는 것으로 보이게 된다. 그럼에도 불구하고, 이하에서는 상기 수신된 왈쉬 코드들을 수신 왈쉬 코드 RW라 부르기로 하겠다.

다시 도 4를 참조하면, 수신 왈쉬 코드 RW(68) 각각은 디스크램블러/디스프레더 블록(66)에서 빠져나온 이후, 패스트 하다마드 변환(Fast Hadamard Transform; FHT)등과 같은 직교 복조기(70)로 입력된다. FHT(70)는 그 크기에 따라 가산기 배열이나 다중 가산기(multiplexed adder)등의 상용 하드웨어를 사용하여 구현될 수 있다. 다르게는, FHT(70)는 모토로라 DSP 부품 번호 56166 등의 종래 디지탈 신호 프로세서(DSP)나 사용자 주문형 집적회로(ASIC)을 사용하여 구현될 수도 있다.

FHT(70)는 수신 왈쉬 코드 RW(68)을 수신하여, 많은 출력 신호(72)를 생성한다. 이른 시간 오프셋 E(402)에 FHT(70)에 입력되는 수신 왈쉬 코드 RW(68)와 관련된 출력을 이른 출력 세트라 하고, 정시 오프셋 시간 OT(400)에서의 수신 왈쉬 코드 RW(68)에 대해 FHT(70)에 의해 생성되는 출력을 정시 출력 세트라 하며, 지체된 시간 오프셋 L(404)에 관련된 출력을 지체된 출력 세트라 한다.

FHT(70)는 각 왈쉬 코드 RW(68)당 64개의 출력 신호(72)를 생성한다. 각 출력 신호(72)는 M진 직교 변조기(36)(도 2에 도시됨)에 의해 생성된 64 개의 가능한 왈쉬 코드 W(39)중 하나를 참조하는 인덱스를 갖는다. 따라서, IS-95 역방향 링크 채널에서, 하나의 수신 왈쉬 코드 그룹 RW(68)이 FHT(70)에 입력될 때, 64 개의 가능한 송신 왈쉬 코드들(39)과 상관된 64 개의 출력 신호(72)가 생성된다. 각 출력 신호(72)는 인덱스를 갖는 이외에도 관련된 복소수(도시되지 않음) 또한 갖는다는 것을 이해해야만 한다. 상기 복소수의 실수부 및 허수부 각각에는 더 많거나 더 적은 비트들이 할당되는 것도 가능하지만, 7개의 비트가 할당되는 것이 바람직하다. 간단히 하기 위해, 상기 인덱스와 복소수를 합하여 출력 신호(72)라고 부르기로 한다.

또한 각 출력 신호(72)는 일반적으로 출력 신호(72)와 관련된 상기 복소수의 크기를 제곱함으로써 계산되는 에너지 값을 갖는다. 이 에너지 값은 일반적으로 출력 신호(72)가 FHT(70)으로의 수신 왈쉬 코드 RW(68) 그룹 입력에 해당하는 왈쉬 코드 W(39)를 인덱스하는데 있어서의 신뢰도 또는 그 가능성을 나타내는 값에 해당한다. 이 에너지 값은 임의의 적절한 비트 폭, 예를 들어 14 비트 폭을 가질 수 있다.

정시 출력 세트에 작용하여, 최대 가능성 복호기(77), 디인터리버(78) 및 길쌈 복호기(80)으로 구성된 복호기 블록(76)은 수신 신호 R(T)(18)를 다시 복조하고, 송신 신호(12)를 추정하며, 신호(81)를 출력한다. 상기 복조 과정이후에, 도 2에 도시된 부호화기(28)과 실질적으로 유사한 재부호화기(re-encoder; 28)는 도 3에 도시된 왈쉬 코드(39)들에 대한 인덱스들을 나타내는 디지탈 부호화되고 인터리빙된 송신 비트들을 재생성한다. 복호기 블록(76)의 구성 요소들은 다양한 방법으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 왈쉬 코드들(39)에 대한 인덱스들을 추정하는 최대 가능성 복호기(maximum likelihood decoder; 77)는 공지의 방법에 따른 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현될 수 있다. 일반적으로 최대 가능성 복호기는 J. Proakis의 "디지탈 통신", 맥그로우-힐, 6장 7절(1983)에 기재되어 있으며, 본 명세서는 이를 참조하고 있다. 또한, IS-95A 기지국 수신기에서 사용되는 최대 가능성 복호기는 R. Walton 및 M. Wallace의 " M진 직교 시그널링을 위한 근접 최대 가능성 복조(Near Maximum Likelihood Demodulation for M-ary Orthogonal Signalling)", IEEE VTC, pp 5-8(1993)에 설명되어 있으며, 이 또한 본 명세서에서 참조된다.

본 발명의 제1 실시예에 있어서, 비교기(100)는 FHT(70)로부터 이른 출력 세트와 지체된 출력 세트를 입력받아, 상기 지체된 출력 세트중 적어도 한 지체된 출력의 에너지 값과 상기 이른 출력 세트중 적어도 한 이른 출력의 에너지 값사이의 차이를 산출한다. 상기 이른 출력 세트와 상기 지체된 출력 세트로부터 단지 하나의 출력(72)만이 선택될 때, 상기 선택된 출력(72)은 FHT(70)로의 수신 왈쉬 코드 그룹 RW(68) 입력에 대응하는 왈쉬 코드(39)를 최상의 신뢰도로 인덱스함을 나타내는 에너지 값을 갖는 출력(72)인 것이 바람직하다. 일반적으로, 상기 이른 출력 세트로부터 선택된 출력(72)은 상기 지체된 출력 세트로부터 선택된 출력(72)과는 다른 인덱스를 가진다. 상기 지체된 출력 세트로부터 선택된 출력(72)과 상기 이른 출력 세트로부터 선택된 출력간의 차이를 계산한 값은 라인(101)에서 비교기(100)로부터 출력된다. 이 계산된 차이는 임의의 비트 수로 표현될 수 있으나, 바람직하게는 이 차이의 부호와 관련된 단일 비트 - 타이밍 척도라 지칭됨 - 로 표현된다.

요소(131, 133 및 140)에서의 몇 가지 부가적인 처리를 거친 이후에(이하에서 상술함), 상기 타이밍 척도는 수신기(60)가 신호 R(T)(18)의 이상적인 수신 시간에 근접한 시간 오프셋에서 신호 R(T)(18)를 고정한 상태를 유지하도록 정시 오프셋 OT(400)을 조정하는 검색기/타이밍 조정 회로(300)에 입력된다(이하에서 더 상세히 설명함).

본 발명의 제2 실시예에 있어서, 라인(101)에서 비교기(100)로부터의 타이밍 척도 출력을 저장하기 위해, 메모리(110) - 상용의 랜덤 액세스 메모리일 수 있음 - 가 수신기(60)내에 위치할 수 있다. 수신기내의 각 다이버시티(diversity) 요소에 대해 별개의 메모리(110)를 제공하는 것이 바람직하다.

바람직하게는 비교기(100)가 지체된 출력 세트 및 이른 출력 세트내의 서로 대응하는 각 인덱스 쌍에 관련된 에너지 값들사이의 차이를 계산하고, 이들 64 번의 비교 각각으로부터 도출된 타이밍 척도들을 메모리가 저장한다. 다르게는, 메모리(110)는 비교기(100)에 의해 각 수신 왈쉬 코드당 생성된 64 개의 타이밍 척도 모두보다는 적게 저장할 수도 있다. 예를 들어, 메모리(110)는 상기 타이밍 척도들의 일 부분 집합(예를 들어, 1 내지 8 또는 16)만을 저장할 수도 있다.

상기 타이밍 척도들은 임의의 비트 수로도 표현될 수 있으나, 상기 계산된 차이의 부호와 관련된 단일 비트로 표현되는 것이 바람직하다. IS-95A 역방향 채널에서의 6개의 수신 왈쉬 코드 RW(68)를 포함하는 하나의 전력 제어 그룹에 대해, 메모리(110)는 64개의 행 및 열을 갖는 타이밍 척도 행렬로 생각될 수 있다. 그러나, 메모리(110)는 이보다 더 크거나 작을 수 있으며, 예를 들어 IS-95A 역방향 채널 프레임 전체에 대한 타이밍 척도들을 저장할 수도 있다.

바람직하게는, 선택기(130)는 복호기 블록(76)으로부터 복조된 신호(81) - 재부호화 블록(28)에서 재부호화됨-를 수신한다. 16 개의 전력 제어 그룹에 대해 프레임 복조는 유사하게 수행되어, 신호(81)은 96개의 재부호화된 인덱스들(35)을 포함한다. 각각의 96개의 인덱스들(35)에 대해서, 선택기(130)는 메모리(110)내의 적절한 행과 열을 어드레스하여 복조된 신호(81)이 사용가능하기 이전에 계산되어진 관련 타이밍 척도를 추출(retrieve)한다. 요소(131, 133 및 140)에서 몇가지 부가적인 처리를 거친 이후(이하에서 상술함), 상기 선택 및 추출된 타이밍 척도는 검색기/타이밍 조정 회로(300)로 입력된다.

제2 실시예에 관한 제1 대안에서는, 전력 제어 그룹마다(즉, 6개의 연속된 정시 출력 세트들에 대해) 최대 가능성 복호기(77)가 한번씩 동작되어, 라인(79)에 6개의 "위닝(winning)" 인덱스들 한 세트를 생성한다. 상기 6개의 인덱스들 각각에 대해, 선택기(130)는 메모리(110)내의 적절한 행과 열을 어드레스하여 상기 관련 타이밍 척도를 추출한다.

제2 실시예에 관한 제2 대안에서는, 전력 제어 그룹마다 최대 가능성 복호기(77)가 한번씩 동작되어, 라인(79)에 6개 인덱스들의 많은 가능 세트들(likely sets)을 생성한다. 레이크(RAKE) 수신기 핑거와 같은 각 다이버시티 요소에 대해, 상기 선택된 인덱스 세트들은 결합되어, 하나의 전체적인 최대 가능 세트(most likely set)를 생성한다. 상기 선택된 인덱스 세트들을 서로 결합하기 이전에, 채널 정정을 이들에 적용할 수도 있다. 채널 정정을 위한 적당한 방법은 본 발명의 양수인에게 양도되었고, 또한 본 명세서에서 참조하고 있는 미국 특허 출원 제 08/582,856호의 "통신 시스템에서 코히어런트 채널 추정을 위한 방법 및 장치"에 개시되어 있다. 결과적인 인덱스 세트는 송신 인덱스들을 나타내는 최대 가능성을 가지며, 이는 메모리(110)내의 적절한 행 및 열을 어드레스하여 상기 관련 타이밍 척도를 추출하는데 사용된다.

제2 실시예에 관한 제3 대안에서는, 정시 출력 세트가, 수신기(60)내의 각 다이버시티 요소로부터 서로 대응하는 인덱스들의 정시 에너지 값들을 결합하고, 최대 결합 에너지 값을 갖는 인덱스를 라인(87)에 출력하는 임시 인덱스 추정기(85)에 입력된다. 선택기(130)는 라인(87)에서의 상기 출력을 사용하여 메모리(110)를 어드레스함으로서 상기 관련 타이밍 척도를 추출한다.

선택기(130) 또는 비교기(100)로부터 출력되는 타이밍 척도(들)는 검색기/타이밍 조정 회로(300)에 의해 정시 오프셋(400)이 늦춰져야 하는 지, 앞당겨져야 하는 지를 나타낸다. 도 5는 R(T)(18)의 단일 펄스를 수신하기 위한 이상적인 시간 T(408)을 도시한다. 이상적인 수신 시간 T(408)에 가까워지기 위해서는, 정시 오프셋 OT(400)이 늦추어 져야 함을 알 수 있다. 이 경우에, 지체된 오프셋(404)에서의 R(T)의 에너지(즉, 지체된 출력 세트로부터의 출력(72))는 이른 오프셋(402)에서의 에너지(즉, 이른 출력 세트로부터의 출력(72))보다 클 것이고, 그 차이는 평균적으로 양(positive)일 것이다. 타이밍 척도는 정시 오프셋 OT(400)이 이상적인 수신 시간 T(408)보다 빠름을 나타내는 이 차이의 양의 부호를 반영하여, 늦추어진다.

반면에, 정시 오프셋 OT(400)이 T(408)에 가까워지기 위해 앞당겨져야 하는 경우에는, 지체된 오프셋(404)에서의 R(T)의 에너지가 이른 오프셋(402)에서의 에너지보다 작을 것이고, 그 차이는 평균적으로 음(negative)일 것이다. 타이밍 척도는 정시 오프셋 OT(400)이 이상적인 수신 시간 T(408)보다 늦음을 나타내는 이 차이의 음의 부호를 반영하여, 앞당겨진다.

정시 오프셋 OT(400)이 정확한 경우에는, 지체된 오프셋(404) 및 이른 오프셋(402)에서의 R(T)의 에너지의 차이가 평균적으로 0일 것이다. 타이밍 척도는 정시 오프셋 OT(400)이 변해서는 안됨을 나타내는 0의 값을 가질 것이다.

다시 도 5를 참조하면, 타이밍 척도(101) 뿐만 아니라 선택기(130)에 의해 메모리(110)에서 추출한 타이밍 척도들 - 두 타이밍 척도 모두 바람직하게는 한 비트의 폭을 가짐 - 은 회로(131)에서 프로그램가능 루프 이득 δ(135)에 의해 스케일링되고, 그 결과 곱은 회로(133)에서 타이밍 척도 누산기(140)의 내용과 더해진다. 누산기(140)가 소정의 양 또는 음의 한계값에 도달하면, 타이밍 조정 명령이 라인(141)을 통해 검색기/타이밍 조정 회로(300)로 제공된다.

δ의 값은 다른 임의의 적절한 값, 예를 들어 1 내지 8사이의 값으로 프로그램 가능하지만, 3이 적절하다. 회로(131)로부터의 신호 출력은 δ의 비트 폭과 동일한 비트 폭을 가지며, 적어도 3이상의 비트폭을 갖는 것이 바람직하다. 누산기(140)에서의 비트 폭은 예를 들어 3, 4 또는 5비트등으로 프로그램가능한 것이 바람직하다. 게다가, 이득 값들 사이를 주기적으로 스위칭함으로써, 정수 루프 이득으로부터 소수 루프 이득을 얻을 수 있다. 유사하게, δ는 시동될때의 초기값 및 이와는 다른 그 이후의 정상 상태 이득을 가질 수 있다.

디지탈 무선 주파수 통신 시스템에서 신호를 수신하기 위한 방법에 대한 한 실시예가 도 6의 흐름도에 도시되어 있다. 상기 방법은 블록(500)에서 시작하여, 계속하여 블록(502)에서 제1 시간에, 송신 심볼과 관련된 수신 심볼을 복조기로 입력하여 이른(early) 출력 세트를 생성한다. 다음 단계로 블록(504)에서, 제2 시간에, 상기 수신 심볼을 상기 복조기로 입력하여 정시(on-time) 출력 세트를 생성하고, 블록(505)에서는, 제3 시간에, 상기 수신 심볼을 상기 복조기로 입력하여 지체된(late) 출력 세트를 생성한다. 블록(506)의 단계는 상기 이른 출력 신호 세트내의 적어도 하나의 출력을 상기 지체된 출력 세트내의 적어도 하나의 출력과 비교하여 타이밍 척도(a timing measure)를 생성한다. 마지막으로, 블록(508)에서, 상기 타이밍 척도에 기초하여 상기 신호를 수신하기 위한 시간을 조정한다.

제2 실시예에 있어서는 타이밍 척도 세트내에 포함되는 타이밍 척도들은 메모리내에 저장된다. 다음으로, 정시 출력 세트내의 소정수의 출력들이 송신 심볼을 생성하는 추정기로 입력된다. 상기 송신 심볼에 기초하여, 메모리로부터 타이밍 척도를 선택한다. 이어서, 상기 선택에 따라, 신호를 수신하기 위한 시간을 조정한다.

이상에서는 수신기(60)를 특정 논리/기능 회로 및 이들간의 관계를 사용하여 설명하였지만, 수신기(60)는 프로그램된 프로세서나 사용자 주문형 집적회로(ASIC)등의 다양한 방법으로 구성될 수 있다. 또한, 한 구성 요소가 다른 구성 요소에 응답할 경우에, 이들 구성 요소들은 직접 또는 간접적으로 연결될 수 있다.

복호기 블록(76)내에서 일어나는 복조 신호(81)에 관한 중간 결정을 사용하는 것도 생각할 수 있다. 게다가, 복조 신호(81)는 확산 시퀀스를 생성하기 위해, 예를 들어 도 2에 도시된 회로등을 사용하여 재변조될 수 있다. 이러한 방식에 있어서는, FHT 자원이 보존되고, 타이밍 척도들은 더 많은 비트들을 포함할 수 있다.

또한 이상에서는 특별히 IS-95 역방향 링크 채널에 관하여 언급하였지만, 본 발명은 순방향 링크 IS-95 채널뿐만 아니라, GSM, 유럽 TDMA 시스템, 태평양 디지탈 셀룰라(PDC), 일본 TDMA 시스템, IS-54, 미국 TDMA 시스템등과 같은 모든 TDMA 시스템의 모든 순방향 및 역방향 링크 채널을 포함한 임의의 디지탈 채널에 적용될 수 있다.

셀룰라 기반 디지탈 통신 시스템에 적용되는 본 발명의 원리는 개인 휴대 통신, 트렁크(trunked) 시스템, 위성 통신 시스템 및 데이타 네트워크등의 다른 유형의 통신 시스템에도 또한 적용될 수 있다. 유사하게, 모든 유형의 디지탈 무선 주파수 채널에 적용되는 본 발명의 원리는 무선 주파수 시그널링(signalling) 채널, 전자 데이타 버스, 와이어라인(wireline) 채널, 광섬유 링크 및 위성 링크등의 다른 유형의 통신 채널에도 적용된다.

나아가, 본 발명의 또다른 형태 및 상술한 특정 실시예이외의 실시예들도 이하의 청구범위 및 그와 균등한 것의 사상과 범주로부터 벗어나지 않고 행해질 수 있으며, 따라서 본 발명의 범주는 이하의 청구 범위 및 이와 균등물에 의해서만 지배된다.

Claims (8)

1. 디지탈 무선 주파수 통신 시스템에서 신호 - 상기 신호는 다수의 송신 심볼들에 관련되어 있는 다수의 수신 심볼들로 구성됨 - 를 수신하기 위한 방법에 있어서,

   상기 신호를 포착(acquiring)하는 단계;

   제1 시간에, 상기 다수의 수신 심볼들 중 한 수신 심볼을 다수의 출력을 갖고 있는 복조기로 입력하여 이른(early) 출력 세트를 생성하는 단계;

   제2 시간에, 상기 수신 심볼을 상기 복조기로 입력하여 정시(on-time) 출력 세트를 생성하는 단계;

   제3 시간에, 상기 수신 심볼을 상기 복조기로 입력하여 지체된(late) 출력 세트를 생성하는 단계; 및

   상기 이른 출력 신호 세트내의 적어도 하나의 출력을 상기 지체된 출력 세트내의 적어도 하나의 출력과 비교하여 타이밍 척도(a timing measure)를 생성하는 단계를 포함하는 신호 수신 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 타이밍 척도에 기초하여, 상기 신호를 수신하기 위한 시간을 조정하는 단계를 더 포함하는 신호 수신 방법.
3. 제1항에 있어서,

   상기 복조기는 패스트 하다마드 변환(Fast Hadamard Transform)을 포함하는 신호 수신 방법.
4. 제1항에 있어서,

   상기 복조기의 다수의 출력 각각은 상기 수신 심볼이 상기 다수의 송신 심볼들중 한 송신 심볼과 일치할 가능성을 나타내는 값을 갖는 신호 수신 방법.
5. 제4항에 있어서,

   최대 가능성을 갖는 상기 이른 출력 세트내의 출력과 최대 가능성을 갖는 상기 지체된 출력 세트내의 출력을 비교하는 단계를 더 포함하는 신호 수신 방법.
6. 제5항에 있어서,

   최대 가능성을 갖는 상기 이른 출력 세트내의 출력과 최대 가능성을 갖는 상기 지체된 출력 세트내의 출력사이의 차이의 부호(sign)를 결정하는 단계를 더 포함하는 신호 수신 방법.
7. 제6항에 있어서,

   상기 부호가 양(positive)일 경우에는, 상기 신호를 수신하기 위한 시간을 늦추는 신호 수신 방법.
8. 제6항에 있어서,

   상기 부호가 음(negative)일 경우에는, 상기 신호를 수신하기 위한 시간을 앞당기는 신호 수신 방법.