KR19990083371A

KR19990083371A - 멀티패스페이딩효과를완화시키는무선전기통신시스템

Info

Publication number: KR19990083371A
Application number: KR1019990014187A
Authority: KR
Inventors: 날레필리수브라마니안 라메쉬
Original assignee: 보토스 알. 제이; 루센트 테크놀러지스 인크
Priority date: 1998-04-21
Filing date: 1999-04-21
Publication date: 1999-11-25
Also published as: CA2266165A1; TW404106B; JPH11355189A; BR9901054A; EP0952684A2; EP0952684B1; US6205127B1; CN1234657A; EP0952684A3; CA2266165C

Abstract

전송을 다양성의 개선을 통해 멀티패스 페이딩을 억제하는 무선 전기 통신 시스템을 기재하고 있다. 또한, 본 발명의 실시예들은 모든 순방향 채널 멀티플렉싱 설계(예컨대, 주파수 분할 멀티플렉싱, 시분할 멀티플렉싱, 코드 분할 멀티플렉싱 등) 및 모든 변조 기술(예컨대, 진폭 변조, 주파수 변조, 위상 변조 등)에 이용하는데 매우 적합하다. 본 발명의 실시예는, 스케줄에 따라서 제 1 신호를 반전시키면서도 교번적으로 비반전시켜 제 2 신호를 생성하는 신호 반전기와, 상기 제 1 신호를 전송하는 제 1 안테나와, 상기 제 2 신호를 전송하는 제 2 안테나를 포함하고 있다.

Description

멀티패스 페이딩 효과를 완화시키는 무선 전기 통신 시스템{A wireless telecommunications system that mitigates the effect of multipath fading}

본 발명은 일반적인 전기 통신에 관한 것이고, 특히 멀티패스 페이딩 효과(effect of multipath fading)를 완화시키기 위해 다양성 전송시 개선을 위해 사용하는 무선 전기 통신 시스템에 관한 것이다.

도 1은 지역내에 배치되는 수많은 무선 단말기(예, 무선 단말기 101-1 내지 101-3)에 무선 전기 통신 서비스를 제공하는 종래 기술의 무선 전기 통신 시스템의 일부를 개략적으로 도시한 것이다. 무선 전기 통신 시스템의 핵심은 이동 교화국 또는 이동 전화 교환소로 알려진 무선 교환국(wireless switching center, "WSC")이다. 통상, 무선 교환국(예, WSC 120)은 본 시스템에 의해 서비스되는 지역에 걸쳐 확산되는 다수의 기지국(예, 기지국 103-1 내지 103-5)과 지역 장거리 전화 및 데이터 네트워크(예, 분국 130, 분국 138 및 톨 오피스 140)에 접속된다. 무선 교환국은 제1 무선 단말기와 제2 무선 단말기 사이 또는 다르게는 무선 단말기와 유선 단말기(예, 유선 단말기 150) 사이에서 호출을 설정 및 유지하기 위한 것이고, 로컬 및/또는 장거리 네트워크를 통해 시스템에 접속된다.

무선 전기 통신 시스템에 의해 서비스되는 지역은 "셀(cells)"로 칭해지는 공간적으로 명확한 많은 영역으로 분획된다. 도 1에 도시된 바와 같이, 각 셀은 6각형으로 개략적으로 도시된다. 그러나, 실제로 각 셀은 셀을 둘러싸는 지역의 지형에 따라 불규칙한 형상을 갖는다. 통상, 각 셀은 기지국을 포함하고, 그 셀내에 무선 단말기와 통신하기 위해 사용하는 라디오 및 안테나를 포함하고 기지국이 무선 교환국과 통신하기 위해 사용하는 통신 장치를 포함한다.

예를 들어, 무선 단말기(101-1)의 사용자가 무선 단말기(101-2)의 사용자에게 정보를 전송하고자 할 때, 무선 단말기(101-1)는 사용자의 정보를 포함하는 메시지를 기지국(103-1)으로 전송한다. 그리고 나서, 데이터 메시지는 기지국(103-1)에 의해 유선(102-1)을 통해 무선 교환국(120)으로 중계된다. 무선 단말기(101-2)가 기지국(103-1)에 의해 서비스되는 셀내에 있기 때문에, 무선 교환국(120)는 데이터 메시지를 기지국(103-1)으로 되돌려 보내고, 무선 단말기(101-2)로 중계한다.

인공위성 시스템과는 대조적으로 육상 무선 전기 통신 시스템에서, 멀티패스 페이딩으로서 공지된 경험적인 현상은 기지국과 무선 단말기의 통신 능력에 영향을 준다. 멀티패스 페이딩의 원인 및 영향을 주는 인자는 이하에 기술하겠다.

도 2는 멀티패스 페이딩의 원인에 대한 이해를 돕기 위해 도시한 것이다. 기지국이 방향성 또는 전방향성(omnidirectional) 안테나로 무선 단말기에 신호를 전송할 때, 신호의 적어도 몇 개의 이미지는 무선 단말기로 직접보다는 다른 방향으로 발사된다. 그 결과는 다음과 같다: (1)신호의 1개 이미지는 무선 단말기에 의해 직접, 1개 이미지(예, 이미지 202-3)가 제공되는 가시 통로에서 수신될 수 있고, (2) 신호의 다른 이미지는 무선 단말기를 통과하고 절대 수신되지 않고(예, 이미지 202-1 및 202-5), (3) 신호의 다른 이미지는 빌딩과 같은 대상물과 부딪치고 무선 단말기(예, 이미지 202-1 및 202-5)쪽으로 반사 또는 굴절된다. 이 결과는 전송된 신호의 이미지가 직접 통로 또는 1개 이상의 간접 통로를 통해 무선 단말기에 의해 수신될 수 있다는 것이다.

더욱이, 각 이미지의 신호 수준(예를 들어, 신호 대 잡음 비, 평균 전력, 절대 전력, 프레임 에러 비율, 비트 에러 비율등에 의해 측정되는)은 통로의 길이, 신호가 대상물에 의해 반사 또는 굴절되는 지의 여부, 신호가 대상물에 입사되는 각도와 대상물의 지형적 물리적 성질의 함수로서 변한다.

각 이미지는 동일한 속도로 다른 길이의 통로를 통해 이동하기 때문에, 각 이미지는 다른 시간에 무선 단말기에 도착한다. 이것은 여러 이미지가 서로에 대해 위상을 벗어나 도달하고 그리하여 간섭을 일으키는 원인이 된다. 간섭이 형성되는 것과 반대로 파괴될 때, 간섭은 무선 단말기가 전송된 신호의 허용가능한 설정을 발생시키는 것을 크게 방해한다. 단일 전송된 신호의 다중 상 전이 이미지에 의한 파괴 간섭의 현상은 멀티패스 페이딩으로서 공지되었다.

수신 안테나에서 멀티패스 페이딩의 심각함은 3개 인자의 함수이다: (1) 전송된 신호를 반사 및 굴절하는 환경에서 대상물에 대한 전송 안테나의 위치, (2) 동일한 대상물에 대한 수신 안테나의 위치, (3) 전송된 신호의 파장. 이들 세 인자는 자연상의 공간이기 때문에, 멀티패스 페이딩은 국부적인 현상이다. 즉, 멀티패스 페이딩은 지역적으로 확산되는 "페이드(fades)"라 칭하는 격리된 포켓에서 발생한다. 유사하게, 페이드는 스위스 치즈에 구멍이 고립되고 분산되어 있는 것처럼 지역에 걸쳐 고립 및 분산된다. 통상, 페이드의 평균 직경은 전송된 1 파장과 동일하다.

종래 기술에서 멀티패스 페이딩 효과를 완화하기 위한 기술은 2가지가 있는 데, 두 방법 모두 이런 현상이 국부적이라는 것을 이해하는 것으로부터 유도되었다. 첫 번째 기술로서 수신 다양성(receive diversity)를 먼저 논의하고, 그 후 전송 다양성(transmit diversity)를 두 번째 기술로서 논의하겠다.

수신 다양성에 따르면, 무선 수신기는 오직 한 안테나로부터 전송된 신호를 수신하기 위해 상호 떨어져서 배치되는 2개의 수신 안테나를 사용한다. 통상, 2개의 수신 안테나는 상호에 대해 전송된 신호의 수 파장이상으로 위치된다. 멀티패스 페이드는 대략 원형상이며 전송된 신호의 직경이 약 1 파장 되게 스위스 치즈에 구멍처럼 고립 분산되어 있기 때문에, 두 수신 안테나는 동시에 페이드되는 것이 쉽지 않다. 즉, 만약 한 안테나가 페이드된다면 다른 안테나도 페이드되기 쉽다. 그러므로, 무선 수신기는 전송된 신호가 수신 안테나의 하나와 만족스러운 수준으로 수신될 것이라는 확신을 가지고 동작할 수 있다.

도 3은 도 1의 무선 전기 통신 시스템에서 수신 다양성이 어떻게 실행될 수 있는지를 설명하는 블럭도이다. 도 3에서, 기지국(103-1)은 신호를 1개 전송 안테나(Tx)를 통해 전송된 신호의 수 파장에 의해 분리되어 있는 2개의 수신 안테나(Rx₁, Rx₂)를 갖는 무선 단말기(101-1)로 전송된다. 비록 도 3의 장치가 멀티패스 페이딩의 효과를 완화시키긴 하지만, 안테나가 수 인치 이상 떨어질 필요가 있을 때 무선 단말기상에 2개 안테나를 부착시키는 것은 불가능하다. 더욱이, 무선 단말기상에 2개의 안테나에 대한 필요성은 그 비용을 크게 증가시킨다. 이것은 수신 다양성이 무선 단말기에서 극히 실행되기 어려운 이유들이다.

전송 다양성은 수신 다양성의 결과이다. 전송 다양성에 따르면, 무선 수신기는 한 신호를 전송하기 위해 상호 떨어져서 배치되는 2개의 전송 안테나를 사용한다. 무선 수신기는 단지 1개 안테나만을 갖는다. 통상, 2개 전송 안테나는 서로에 대해 전송된 신호의 파장의 수 배 이상 떨어져서 위치한다. 무선 수신기는 한 안테나를 통해 해당 신호를 실시간으로 출력하고, 제2 안테나를 통해 그것을 출력하기 전에 동일한 신호의 정확한 카피를 지연한다. 멀티패스 페이드의 위치는 전송 안테나의 위치에 의존하기 때문에, 각 전송 안테나는 다른 장치에서 페이드를 발생시킨다. 그러므로, 만약 수신 안테나가 1개의 전송 안테나로부터 온 신호에 의해 발생된 페이드에 있다면, 그 수신 안테나는 다른 전송 안테나로부터 온 신호를 만족스러운 수준으로 수신할 수 있을 것이다. 즉, 두 전송 안테나는 같은 위치에서 페이드를 일으키기 쉽고, 따라서 수신기는 소정 위치에서 1개 이상의 전송 안테나로부터 온 신호를 수신할 수 있게 된다.

도 4는 전송 다양성이 도 1의 무선 전기 통신 시스템에서 어떻게 실행되는 지를 나타낸 블럭도이다. 도 4에서, 기지국(103-1)은 1개의 전송 안테나(T_x1)를 통해 신호를 실시간으로 전송하고, 제2 안테나(T_x2)를 통해 출력하기 전에 동일한 신호의 정확한 카피를 지연한다. 그러나, 종래 기술에서 전송 다양성은 전송 다양성이 없을 때보다 전송된 신호의 이미지를 평균 2배 이상 많이 발생시키기 때문에 불리하다. 이것은 무선 단말기가 2개의 타임 시프트 이미지를 구별할 수 있어야 하며, 이것은 무선 단말기를 복잡하게 하고 그 비용도 향상시킨다.

그러므로, 비용증가 및 종래 기술의 단점없이 멀티패스 페이딩의 효과를 완화시키기 위한 기술에 대한 필요성이 요구된다.

본 발명은 종래 기술과 관련된 비용 증가 및 단점없이 멀티패스 페이딩 효과를 완화시키는 무선 전기 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 멀티패스 페이딩의 완화의 원인이 되는 신호의 카피를 교대로 전환하고 전환하지 않는 신호 변환기를 사용하여 전송 다양성을 개선하는 것이다. 본 발명은 저렴하면서, 통상의 전송 변화성에 대한 유사한 수행 특성을 제공하며, 무선 단말기의 설계의 변경이 필요하지 않다. 무선 단말기의 변경이 유리하거나 필요한 경우에, 통상적으로, 변경은 무선 단말기의 단가에 거의 영향을 주지 않는다.

본 발명의 실시예는 제 1 신호를 전송하는 제 1 안테나, 제 2 신호를 전송하는 제 2 안테나, 스케줄에 따라서 제 1 신호를 반전하거나 반전하지않는 반전 여부에 기초하여 제 2 신호를 발생시키는 신호 반전기를 포함한다. 스케줄의 목적은 무선 단말기가 전송 안테나에 대해 이동하는 비율에 관계없이 페이드를 출입하도록 무선 단말기를 나타내는 비율을 발생시키기 위함이다. 다른 비율의 중요성에 대해서는 후술하는 상세한 설명부분에서 언급하겠다.

제 1 안테나를 경유하는 제 1 신호와 제 2 안테나를 경유하는 제 2 신호를 전송함으로써, 2 개의 신호는 2 개의 교호 패턴에 간섭된다. 2 개의 안테나가 전송된 신호의 캐리어의 적어도 여러 개의 파장과 동일한 간격으로 분리되면, 2 개의 패턴은 둘다 동일 로케이션에서 멀티패스 페이드를 발생시킬 것 갖지 않은 점에서 다르다. 다시말해서, 하나의 패턴은 한 세트의 로케이션에 한 세트의 페이드를 발생시키고, 다른 패턴은 다른 세트의 로케이션에 다른 세트의 페이드를 발생시키지만, 양 패턴이 동일 로케이션에서 페이드를 발생시키지는 않는다. 그러므로, 무선 단말기가 2 개의 패턴중 하나의 패턴중 페이드에 있으면, 다른 패턴중에의 페이드에는 있지 않다.

무선 단말기상의 멀티패스 페이드의 효과는 무선 단말기가 페이드에 있을 때의 연속적인 양에 관계한다. 무선 단말기가 페이드에서 긴시간(예를 들면, 1 초) 소비되면, 무선 단말기는 에러 검출 및 보정 메카니즘이 사용될지라도, 전송된 신호의 수용가능한 평가를 발생시킬 수 없다. 대조적으로, 무선 단말기가 페이드의 짧은 시간(예를 들면, 50 밀리초) 소비되면, 무선 단말기는 일반적인 에러 검출 및 보정 메카니즘이 보다 짧은 존속기간 페이드를 극복하기 때문에, 전송된 신호의 수용가능한 평가를 행할 수 있다. 그러므로, 멀티패스 페이딩의 효과는 페이드에서 소비될수 있는 무선 단말기의 크기가 감소될 수 있다면 커지게 될 수 있다.

무선 단말기가 페이드에서 소비되는 시간길이를 감소시키는 하나의 방법은 무선 단말기가 페이드에서 시간이 걸리는 것을 피하도록 이동중인 자동차에서처럼 무선 단말기를 물리적으로 이동시키는 것이다. 그러나, 이는 항상 그런 것이 아니고, 특별히 무선 단말기가 정지 상태이거나 아주 천천히 이동중인 경우에 유용하다.

그러나, 무선 단말기를 물리적으로 이동시키려는 시도보다는 이동에 관계되며, 본 발명은 대신에 페이드를 이동시키기를 시도하여, 물리적으로 이동하는 무선 단말기의 효과를 제공한다. 그래서, 입력 신호를 반전하고 반전하지 않음으로써, 본 발명은 페이드를 이동시키고, 그래서, 무선 단말기가 페이드의 지연으로부터 방지된다.

또한, 입력 신호의 반전 여부의 비율을 제어함으로서, 본 발명은 무선 단말기가 페이드에서 소비되는 시간 길이를 제한할 수 있다. 입력 신호의 반전여부의 비율이 높으면, 무선 단말기가 페이드에서 소비되는 연속 시간의 양은 낮게 되고, 에러 검색 및 보정 메카니즘이 짧은 기간의 페이드의 효과를 극복할 수 있다.

그러므로, 페이드에 의해 반대로 영향을 받지 않고 페이드에서 소비될 수 있는 시간의 최대 연속량은 순방향 채널상에 사용된 에러 보정의 질에 의해 결정된다. 입력 신호가 반전되거나 되지 않는 비율은 무선 단말기가 페이드에서 소비되는 시간의 최대량을 결정하고, 스케줄은 입력 신호가 반전되거나 되지 않는 비율을 나타낸다.

요약하면, 본 발명의 실시예는 페이드를 이동시킴으로써, 멀티패스 페이딩의 효과를 완화시키므로, 무선 단말기가 페이드에서 소비되는 시간의 길이를 감소시킨다.

도 1 은 종래의 무선 전기 통신 시스템의 개략도.

도 2 는 무선 단말기에 전송되는 기지국의 도면.

도 3 은 수신 다양성을 이용하는 무선 단말기의 블록도.

도 4 는 전송 다양성을 이용하는 기지국의 블록도.

도 5 는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 블록도.

도 6 은 본 발명의 실시예에 따른 순방향 채널 라디오의 블록도.

도 7 은 본 발명의 실시예에 따른 증폭단의 블록도.

도 8 은 도 6 의 본 발명의 실시예에 따른 순방향 채널 라디오의 동작의 흐름도.

도 9 는 본 발명의 실시예에 따른 다른 순방향 채널 라디오의 블록도.

도 10 은 파일럿 신호와 시분할 멀티플렉스되는 정보 방위 신호를 전송하는 본 발명의 실시예에 따른 순방향 채널 라디오의 블록도.

도 11 은 연속적인 시간 슬롯으로 파일럿 신호와 시분할 멀티플렉스되는 정보 방위 신호의 그래프.

도 12 는 도 10 의 무선 단말기의 동작의 흐름도.

도 13 은 파일럿 신호와 시분할 멀티플렉스되는 정보 방위 신호를 전송하는 본 발명의 실시예에 따른 다른 순방향 채널 라디오의 블록도.

도 14 는 파일럿 신호와 시분할 멀티플렉스되는 정보 방위 신호를 전송하는 본 발명의 실시예에 따른 또다른 순방향 채널 라디오의 블록도.

도 15 는 파일럿 신호와 코드 분할 멀티플렉스되는 정보 방위 신호를 전송하는 본 발명의 실시예에 따른 순방향 채널 라디오의 블록도.

도 16 은 하나이상의 정보 방위 신호와 코드 분할 멀티플렉스되는 파일럿 신호를 전송하는 본 발명의 실시예에 따른 파일럿 순방향 채널 라디오의 블록도.

도 17 은 본 발명의 실시예에 따른 무선 단말기의 블록도.

도 18 은 본 발명의 실시예에 따라 파일럿 신호와 시분할 멀티플렉스되는 정보 방위 신호를 수신할 수 있는 도 17 의 무선 단말기의 핑거의 블록도.

도 19 는 본 발명의 실시예에 따라서, 파일럿 신호와 시분할 멀티플렉스되는 정보 방위 신호를 수신할 수 있는 도 17 의 무선 단말기의 다른 핑거의 블록도.

도 20 은 도 19 의 핑거의 동작의 흐름도.

도 21 은 본 발명의 실시예에 따라서, 파일럿 신호와 코드 분할 멀티플렉스되는 정보 방위 신호를 수신할 수 있는 도 17 의 무선 단말기의 핑거의 블록도.

도 22 는 본 발명의 실시예에 따라서, 파일럿 신호와 코드 분할 멀티플렉스되는 정보 방위 신호를 수신할 수 있는 도 17 의 무선 단말기의 다른 핑거의 블록도.

도 23 은 도 22 의 핑거의 동작의 흐름도.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *

103-1 : 기지국 301 : 전송기

501 : 디멀티플렉서 503-1 : 순방향 채널 라디오

505 : 증폭단 507 : 안테나

611 : 변조기 613 : 신호 반전기

615 : 스케줄러 701-1 : 합산기

1001 : 채널 엔코더 1003 : 파일럿 신호 발생기

1005 : 시분할 멀티플렉서 1011 : 변조기

1013 : 신호 반전기 1015 : 스케줄러

1702 : 라디오 전단(front-end) 1705 : 레이크 수신기

1707-N : 핑거 1804 : 누산기

1805 : 시분할 디멀티플렉서 1907 : 디멀티플렉서

1913 : 필터

상세한 설명은 본 발명의 여러 실시예를 예시하며, 간단한 로드 맵은 여러 실시예 및 그들의 관계를 이해하는데 도움을 준다. 도 5 는 본 발명에 따른 모든 변조기술(예를 들면, 진폭 변조, 주파수 변조, 상 변조 등)과 모든 순방향 채널 멀티플렉싱 계획(예를 들면, 주파수 분할 멀티플렉싱, 시분할 멀티플렉싱, 코드 분할 멀티플렉싱 등)을 지지하는 기지국의 블록도이다. 도 6 은 본 발명에 따라서, 순방향 채널 멀티플렉싱 계획 및 변조 기술을 지지하는, 도 5 의 기지국내에서 사용하기 위한 순방향 채널 라디오의 블록도 이다.

전기 통신 시스템이 정보 방위 신호에 부가하여 파일럿 신호를 전송하기 때문에, 도 10 과 도 13 내지 도 16 은 본 발명에 따른, 정보 방위 신호와 파일럿 신호를 멀티플렉싱하는 순방향 채널 라디오의 블록도 이다. 도 10, 도 13 및 도 14 는 파일럿 신호 및 정보 방위 신호를 단일의 코드 분할 멀티플렉싱 채널로 시분할 멀티플렉싱하는 순방향 채널 라디오의 블록도 이다. 비교하여, 도 15 및 도 16 은 파일럿 신호 및 정보 방위 신호를 단일의 주파수 한정 채널로 코드 분할 멀티플렉스하는 순방향 채널 라디오의 블록도이다.

종래 기술에서 일부 무선 단말기는 본 발명에 따라서 신호를 순방향 채널 라디오로부터 수신하여 처리할 수 있다. 그러나, 다른 무선 단말기 디자인은 본 발명의 모든 장점을 취하도록 유리하게 개조된다. 그러므로, 도 17 내지 도 19, 도 21 및 도 22 는 본 발명에 따른 순방향 채널 라디오로부터 신호를 수신하여 처리하기에 적합한 무선 단말기의 블록도이다.

도 17 내지 도 19 는 단일의 코드 분할 멀티플렉스 채널로 시분할 멀티플렉스하는 파일럿 신호 및 정보 방위 신호를 수신하도록 설계된 무선 단말기를 도시한 것이다. 도 17, 도 21 및 도 22 는 단일의 주파수 한정 채널로 코드 분할 멀티플렉스되는 파일럿 신호 및 정보 방위 신호를 수신하도록 설계된 무선 단말기를 도시한 것이다. 다른 도면들은 다양하게 설명한 실시예들을 이해를 용이하게 하는데 제공된다.

전송기 구조

도 5는 본 발명의 예시된 실시예에 따른 c 정보 방위 신호 각각을 c 무선 단말[예컨대, 무선 단말(511), 무선 단말(512)]중 유일한 하나에 전송하는 기지국(500)의 현저한 구성 요소의 블록도를 설명한다. 기지국(500)의 순방향 채널 장치는: 디멀티플렉서(demultiplexor, 501), 순방향 채널 라디오 수신기들(503-1에서 503-c 까지), 순방향 조종 라디오 수신기(504), 증폭단(505), 안테나(507-1), 및 안테나(507-2)를 도시된 바와 같이 서로 연결하여 구성한다.

상기 예시된 실시예에 따라서, 무선 교환국(도시되지 않음)은 m 정보 방위 신호들로 구성한 심볼들의 멀티플렉싱된 데이터 스트림(datastream)을 기지국(500)으로 전송한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 심볼들의 멀티플렉싱된 데이터 스트림은 디멀티플렉서(501)에 의해 수신되며 그 데이터 스트림을 디멀티플렉스하며 하나 이상의 m 정보 방위 신호를 c 순방향 채널 라디오 수신기들(503-1에서 503-c 까지)로 루트한다. 순방향 채널 라디오 각각의 기능은 무선 단말로의 전송 준비중에 멀티플렉싱 방식(예컨대, 주파수 분할 멀티플렉싱, 시분할 멀티플렉싱, 코드 분할 멀티플렉싱 등등)에 따라 하나 이상의 정보 방위 신호를 변조하며 코드를 채널화한다. 더욱이, 본 발명의 실시예가 어떠한 변조 방식(예컨대, 진폭 변조, 주파수 변조, 위상 변조, 등등)을 사용할 수 있다는 것은 본 기술분야에서 숙련된 자들에게 명백할 것이다.

도 6은 모든 순방향 채널 멀티플렉스 방식들을 모든 변조 기술들로 이용 가능한 순방향 채널 라디오 수신기(503-i)의 일 실시예의 블록도를 설명한다. 도 6에 예시된 실시예가 순방향 채널 라디오 수신기(503-i)의 다른 예시된 실시예들보다 복잡하지 않을지라도, 본 발명의 두드러진 측면을 명료하게 나타낸다.

도 6에서, 순방향 채널 라디오 수신기(503-i)는 하나 이상의 정보 방위 신호를 디멀티플렉서(501)로부터 편리하게 수신하며 그것을 변조기(611)로 공급한다. 변조기(611)는 공지의 방식으로 정보 방위 신호를 반송 신호로 변조한다. 변조기(611)의 출력은 (1) 안테나(507-1)[증폭단(505)내 가산기(701-1)를 경유하여] 및 (2) 안테나(507-2)[증폭단(505)내 신호 반전기(613) 및 가산기(701-2)를 경유하여]로 편리하게 공급된다.

신호 반전기(613)는 스케줄러(615)에서의 스케줄에 따라, 입력 신호를 교번적으로 반전 및 비반전함에 기초하여 출력 신호를 생성한다. 신호 반전기(613)가 종래의 전송 변화 시스템에서처럼 출력 신호를 편리하게 지연할 수 없을 뿐더러, 그 입력 신호를 교번적으로 반전하고 비반전할 수도 없다는 것을 명백하게 할 가치가 있다.

본 명세서를 위하여, "반전(inverting)"이란 용어, 및 그것의 활용된 형태가 입력 신호에 음의 일(-1)을 곱한 것과 동등한 것으로 정의하며, "반전하지 않음(not inverting)", "비반전(non-inverting)" 및 그들의 동의어 및 활용된 형태는 입력 신호에 양의 일(+1)을 곱한 것과 동등한 것으로 정의한다. 신호 반전기(613)를 제조하고 사용하는 방법은 본 기술분야에 숙련된 자들에게 명백할 것이다.

신호 반전기(613)가 그 입력 신호를 반전하고 비반전할 때 스케줄러(615)는 연속적인 논리를 지시하도록 편리하게 구성한다. 더욱이, 스케줄러(615)는 스케줄에 따라 신호 반전기(613)를 방향 지시하며 시간에 기초를 둔다. 예를 들면, 스케줄은 신호 반전기(613)가 매 50 밀리초(milliseconds) 마다 반전 및 비반전 사이를 교번적으로 수행하도록 지시할 수 있다. 스케줄러(615)를 제조하고 사용하는 방법은 본 기술분야에 숙련된 자들에게 명백할 것이다.

안테나(507-1)를 경유하여 변조기(611)의 출력을 전송하고 안테나(507-2)를 경유하여 반전되고 교번적으로 비반전된 변조기(611)의 출력의 복사 신호를 전송함으로써, 그 두 개의 신호는 두 가지 교번 패턴으로 간섭한다. 안테나들(507-1 및 507-2)은 그 전송된 신호의 반송파의 적어도 수 개의 파장과 같은 거리로 분리되며, 그 다음 그 두 개의 패턴은 그들이 동일한 위치에서 모두 멀티패스 페이드(fade)를 생성하지는 못할 것 같다는 점에서 상이하다. 다시 말해서, 하나의 패턴은 한 세트의 위치에서 한 세트의 페이드를 생성할 수 있으며, 다른 하나의 패턴은 또다른 세트의 위치에서 또다른 세트의 페이드를 생성할 수도 있으나, 두 패턴 모두가 동일한 위치에서 하나의 페이드를 생성하지는 못한다. 그러므로, 만일 무선 단말이 두 개의 패턴들 중 하나의 동안 하나의 페이드에 존재한다면, 이때 다른 하나의 패턴 동안 하나의 페이드에는 존재하지 못한다. 다음과 같이 결합된 이러한 사실은 본 발명의 실시예들이 멀티패스 페이딩 효과를 완화시키는 것을 가능하게 한다.

무선 단말기에 대한 멀티패스 페이딩 효과는 시간의 연속적인 양에 관련되며 무선 단말이 페이드내에서 존재한다. 무선 단말이 하나의 페이드(예컨대, 1 초)로 긴 시간을 소비할 때, 그 무선 단말은 아주 많은 연속적인 비트를 수신하지 못하며, 오류 검출 및 정정 메카니즘이 수행될 때 조차도 무선 단말은 그 전송된 신호의 승인 추정을 생성할 수 없다. 대조적으로, 무선 단말이 하나의 페이드(예컨대, 50 밀리초)로 짧은 시간을 소비할 때, 전형적인 오류 검출 및 정정 메카니즘이 더욱 단기 페이드를 극복할 수 있기 때문에 그 무선 단말이 그 전송된 신호의 승인 추정을 생성하는 것이 가능할 수 있다. 그러므로, 멀티패스 페이딩의 효과는 무선 단말이 하나의 페이드에서 보내는 시간의 길이가 감소될 수 있다면 완화될 수 있다.

무선 단말이 페이드내에서 보내는 시간의 길이를 감소시키는 한 방법은 하나의 페이드에서 그것의 시간 지체를 피하도록, 말하자면 이동하는 자동차와 같이 그 무선 단말을 물리적으로 이동시키는 것이다. 그러나, 이것은 특히 정지하거나 또는 천천히 이동하는(예컨대, 걷기, 등등) 무선 단말들의 경우에 항상 실용적이지는 못하다.

그러나, 운동은 무선 단말을 물리적으로 이동시키는 시도보다는 그 무선 단말을 물리적으로 이동하는 효과를 생성하도록 대신 그 페이드들을 이동하도록 노력하는 순방향 채널 라디오 수신기(503-i)에 관한다. 따라서, 그 입력 신호들을 반전하고 교번적으로 비반전함으로써, 순방향 채널 라디오 수신기(503-i)가 그 페이드를 이동시키며 따라서 무선 단말을 한 페이드에서 시간 지체로부터 방지할 수 있다.

더욱이, 그 입력 신호가 반전하며 교번적으로 비반전하는 비율을 조절함으로써, 순방향 채널 라디오 수신기(503-i)는 무선 단말이 한 페이드에서 소비하는 시간의 길이를 제한하는 것이 가능하다. 만일 그 입력 신호를 반전하고 교번적으로 비반전하는 비율이 높다면, 이때 무선 단말이 한 페이드에서 소비하는 연속적인 시간량은 낮으며 그 오류 검출 및 정정 메카니즘이 단기 페이드 효과를 극복할 수 있다.

그러므로, 스케줄러(615)는 무선 단말이 정지한지 또는 이동하는지를 고려함이 없이 높은 비율(예컨대, 50 밀리초)에서 그 입력 신호를 반전하고 교번적으로 비반전하도록 신호 반전기(613)를 지시함으로써 무선 단말이 오랫동안 한 페이드내에 남아있지 않는 것을 보증할 수 있다.

도 7은 본 발명의 예시된 실시예에 따른 증폭단(505)의 블록도를 설명한다. 증폭단(505)은 가산기들(701-1 및 701-2), 필터들(702-1 및 702-2), 및 증폭기들(703-1 및 703-2)로 구성한다. 가산기(701-1)는 순방향 채널 라디오 수신기 각각의 비교대된 출력신호를 수신하며, 그들을 합산하여 그 복합 신호를 필터(702-1)로 출력한다. 필터(701-1)는 그 복합 신호에서 어떤 가상 주파수 성분을 억제하는 대역 통과 필터이며 기지국(500)이 방출할 수 있도록 허용된 스펙트럼을 외측부로 놓이게 한다. 증폭기(703-1)는 그 복합 신호를 증폭하며 그 증폭된 신호를 안테나(507-1)로 출력한다.

가산기(701-2), 필터(702-2) 및 증폭기(703-2)의 동작은 가산기(701-1), 필터(702-1) 및 증폭기(703-1)의 동작과 유사하다. 가산기(701-2)는 순방향 채널 라디오 수신기 각각의 일시적으로 교대된 출력신호를 수신하며, 그들을 합산하고, 그 복합 신호를 필터(702-2)로 출력한다. 필터(702-2)는 그 복합 신호에서 어떤 가상 주파수 성분들을 억제하며 기지국(500)이 방출할 수 있도록 허용된 스펙트럼을 외측부로 놓이게 한다. 증폭기(703-2)는 그 복합 신호를 증폭하며 그 증폭된 신호를 안테나(507-2)로 출력한다.

도 5를 재참조하면, 순방향 조종 라디오 수신기(504)는 아래에 기술되는 바와 같이 본 발명의 몇몇 실시예에 의해 이용되며, 안테나(507-1 및 507-2)는 각각의 전송된 신호로부터의 멀티패스 페이딩이 독립되기 때문에 그 전송된 신호의 반송파의 적어도 수 개의 파장들과 동일한 거리로 분리된다.

도 8은 도 6에서 순방향 채널 라디오 수신기(503-i)의 동작 흐름도를 설명한다. 단계(801)에서, 순방향 채널 라디오 수신기(503-i)는 하나 이상의 정보 방위 신호를 수신하며, 단계(802)에서 그 정보 방위 신호는 공지 방식으로 변조된다. 단계(803)에서, 그 변조된 신호의 하나의 사본 신호는 하나의 안테나를 경유하여 출력하며, 단계(804)에서 그 변조된 신호의 제 2 사본 신호는 편리하게 반전되고 교대로 비반전된다. 단계(805)에서, 그 변조된 신호의 제 2 사본 신호는 제 2 안테나를 경유하여 전송된다. 단계들(803,804 및 805)이 다음과 같은 표현으로 멀티플렉스 및 부가 단계로써 다른 것에 관련하여 분배된다는 것은 본 기술분야에서 숙련된 자들에게는 명백하다.

그러므로, 변조기들(611-1 및 611-2)이 서로 짝지어진 쌍이며 동기화된다면 비록 다른 방식이라 할지라도, 도 9에서의 순방향 채널 라디오 수신기가 도 6에서의 순방향 채널 라디오 수신기와 동일한 출력신호를 생성한다는 것은 본 기술분야에 숙련된 자들에게서 명백할 것이다.

도 10은 순방향 채널 라디오 503-i의 제 2 실시예의 블록을 나타내고, 이 실시예는 위상 변조에 의해 코드 분할 멀티플렉스를 이용한다. 코드 분할 다중 액세스 기술(이하 "CDMA"라고 함)을 사용하는 무선 단말기가 비CDMA 무선 단말기외의 기본적으로 다른 방법으로 멀티패스 페이딩을 일으키는 각각의 이상(phase shift) 이미지를 처리하기 때문에, CDMA 무선 단말기의 동작에 대한 논의는 도 10의 실시예를 이해를 용이하게 할 것이다.

멀티패스 페이딩을 일으키는 다중 이상 이미지가 비CDMA 무선 단말기를 방해할 수 있지만, 이와는 대조적으로 CDMA 무선 단말기는 다중 이상 이미지에서 이점이 있다. CDMA 무선 단말기는 다중 이상 이미지를 분리시켜 분석하고 이들 이미지중 가장 강한 것을 분류하려고 한다. 이 후 각각의 최강 이미지를 변조하고, 이후 이들을 결합하여 임의의 단일 이미지로부터 얻어질 수 있는 것보다 양호한 전송된 신호를 평가한다.

그러나, 다른 이미지의 다른 종류의 이상은 변조된 이미지의 결합을 복잡하게 한다. 각각의 이미지가 전송기로부터 수신기까지 다른 경로로 이동하기 때문에, 모든 이미지에 의해 이동된 거리는 정확하게 동일하지 않은 경향이 있다. 상기한 것과 같이, 이동된 상대 거리의 불일치는 서로에 대해 이미지의 상대 시간 지연으로서 조종된다. 또한, 반송 신호의 파장의 정수와 정확하게 동일하지 않은 이미지의 임의의 시간 지연은 다른 이미지에 대해 이미지의 부분 이상에 의해 조종된다. 어떤 경우에는, 이러한 부분 이상은 다양한 이미지를 적절히 결합하는 것에서 CDMA 무선 단말기를 혼란시킬 수 있다.

예를 들면, 기지국(500)이 캐리어의 위상에 영향을 주지 않는 변조 방식(즉, 진폭 변조, 주파수 변조 등)을 사용하면, 수신기에서의 이미지의 부분 이상은 무의미하며 다양한 이미지를 결합하기 위한 CDMA 무선 단말기의 능력에 영향을 주지 않는다. 이와는 대조적으로, 기지국(500)이 반송 신호의 위상을 변조하는 변조 방식(즉, 직교 이상 키닝 등)을 사용하면, 각 이미지의 부분 이상은 다양한 이미지의 결합 태스크를 복잡하게 한다. 특히, 각 이미지의 부분 이상은 다양한 이미지가 결합되기 전에 보상되어야 한다. 통상적으로, 이미지의 부분 이상은 이들 위상을 재정렬함으로써 보상된다.

각 이미지의 위상 정렬시 무선 단말기를 돕기 위해, 기지국(500)은 소위 "파일럿 에이드 CDMA"라고 불리우는 기술을 사용한다. 파일럿 에이드 CDMA에 따르면, 기지국(500)은 각 무선 단말기에 정보 방위 신호외에 파일럿 신호를 전송한다. 정보 방위 신호는 무선 단말기로의 정보 페이로드를 반송한다. 이와 대조적으로, 파일럿 신호는 사용자 정보는 반송하지 않지만 정보 방위 신호의 이상 이미지 각각에 의해 경험된 부분 이상을 측정하기 위해 무선 단말기에 의해 사용된다.

통상적으로, 파일럿 신호와 정보 방위 신호는 이들이 동일 환경 효과와 동일 부분 이상을 받도록 하기 위해 동일 안테나로부터 동일 주파수로 전송된다. 적어도 부분적으로 위상 변조된 정보 방위 신호와는 달리, 파일럿 신호는 불변 위상으로 전송된다.

파일럿 신호의 각 이미지가 그 결합된 정보 방위 신호의 이미지로서 동일 경로를 통과하기 때문에, 파일럿 신호의 각 이미지는 그 결합된 정보 방위 신호의 이미지로서 동일 이상을 경험한다. 그러므로, CDMA 무선 단말기는 결합된 파일럿 신호 이미지의 이상을 검사함으로써 정보 방위 신호의 각 이미지의 이상을 이상적으로 측정할 수 있다. 이들 측정에 의해, CDMA 무선 단말기는 정보 방위 신호의 이미지를 위상 정렬할 수 있어 이들을 적절히 결합할 수 있다.

상기한 바와 같이, 파일럿 신호와 정보 방위 신호는 이들이 모두 동일 부분 이상을 경험하도록 하기 위해 동일 안테나로부터 동일 주파수로 통상 전송된다. 이것을 달성하는 데에는 2가지 기술이 있다.

제 1 기술에 따르면, 파일럿 및 정보 방위 신호는 단일 코드 분할 채널로 시분할 멀티플렉스된다. 도 11은 제 1 기술의 이해를 돕기 위한 그라프를 나타낸다. 도 11에 있어서, 파일럿 신호와 정보 방위 신호는 먼저 타임슬롯에서 일어나는 것에 불구하고 그리고 타임슬롯에서 각 시간의 백분율의 점하는 것에 불구하고 각 쌍의 파일럿 신호와 정보 방위 신호가 타일 슬롯을 정의하도록 시분할 멀티플렉스된다.

본 발명의 제 2 기술에 따르면, 파일럿 신호와 정보 방위 신호는 단일 주파수 분리 채널로 코드 분할 멀티플렉스된다. 즉, 파일럿 신호와 정보 방위 신호 모두는 동일 주파수 분리 채널로 동시에 전송되지만, 상이한 직교 코드를 사용하여 멀티플렉스된다. 도 15에 있어서 순방향 채널 라디오는 제 2 기술을 사용한다.

도 10에 도시된 순방향 채널 라디오와 관련하여, 순방향 채널 라디오 503-i는 바람직하게는 디멀티플렉서(501)로부터 정보 방위 신호를 수신하고 채널은 공지된 방식으로 채널 엔코더(1001)로 정보 방위 신호를 엔코드한다. 채널 엔코더(1001)의 목적은 개인적인 정보 방위 신호를 부호화하고 무선 단말기가 전송중 일어나는 에러를 검출하여 정정할 수 있게 하는 것이다. 채널 엔코더(1001)로부터 부호화된 정보 방위 신호는 시분할 멀티플렉서(1005)에 공급된다.

파일럿 신호 발생기(1004)는 공지된 방식으로 파일럿 신호를 발생하고, 그것을 시분할 멀티플렉서(1005)로 출력한다.

시분할 멀티플렉서(1005)는 채널 엔코더1001)로부터의 엔코드된 정보 방위 신호와 파일럿 신호 발생기(1003)로부터의 파일럿 신호를 받아 이들을 시분할 멀티플렉스하여 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호를 발생한다. 본 명세서의 목적을 위해, "시분할 멀티플렉스 파일럿 신호"는 연속 타임슬롯으로 파일럿 신호에 의해 시분할 멀티플렉스 정보 방위 신호로서 정의된다. 또한, 이러한 정의는 먼저 일어나는 것과 무관하게 타임슬롯에서 유지되고 각 시간의 퍼센트와 무관하게 타임슬롯을 점유한다.

시분할 멀티플렉스 파일럿 신호는 멀티플라이어(1007)에 공급되고, 멀티플라이어는 "시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호"를 생성하기 위해 의사 잡음 순차 발생기(1009)의 출력에 의해 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호를 확산시킨다. 본 명세서의 목적을 위해, "시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호"는 연속 타임슬롯을 포함하는 신호로서 정의되고, 여기서 각 타임슬롯은 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호와 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 형성하기 위해 퍼진 정보 방위 신호를 포함한다. 본 명세서를 위해, "직접 순차 확산 스펙트럼 신호"는 제 1 신호의 심볼 레이트보다 큰 심볼 레이트를 가진 판정 절차에 의해 멀티플라이된 제 1 신호로서 정의된다. 멀티플라이어(1007)의 출력은 도 11에 도시되어 있다.

멀티플라이어(1007)의 출력은 변조기(1011)에 공급되고, 변조기는 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 반송 신호로 변조한다. 채널 엔코더(1001), 파일럿 신호 발생기(1003), 시분할 멀티플렉서(1005), 의사 잡음 순차 발생기(1009) 및 변조기(1011)의 제작 및 사용법에 대해서는 이 기술분야에서 숙련된 사람에게는 명백하다. 변조기(1011)의 출력은 바람직하게는 (1)안테나(507-1)(증폭기단(505)의 합산기(701-1)를 통해) 및 (2) 안테나(507-2)(증폭기단(505)의 신호 반전기(1013)와 합산기(701-2)를 통해)에 공급된다.

신호 반전기(1013)는 도 6의 신호 반전기(613)와 동일하다. 스케줄러(1015)는 바람직하게는 신호 반전기(1013)가 반전하여 입력 신호를 반전시키기 않을 때 조정 가능한 순차 로직을 포함한다. 또한, 스케줄러(1015)는 바람직하게는 임시 스케줄 또는 타임슬롯, 또는 확정론적인 순차 또는 이들의 임의의 결합에 기초한 스케줄에 따라 신호 반전기(1013)를 조정한다. 예를 들면, 신호 반전기(1013)로의 입력이 일련의 타임슬롯을 포함할 때, 스케줄러(1015)는 교번적인 타임슬롯중 입력을 반전시키기 위해 신호 반전기(1013)를 조정할 수 잇다. 이러한 스펙을 위해, 용어 "교번적인 타임슬롯"은 모든 다른 타임슬롯으로서 정의된다. 그 대신에, 신호 반전기(1013)에 대한 입력이 일련의 타임슬롯을 포함할 때, 스케줄러(1015)는 확정론적인 스케줄, 예를 들면 의사 잡음 순차에 따라 출력을 반전시키기 위해 신호 반전기(1013)를 조정할 수 있다.

도 12는 도 12의 순방향 채널 라디오(503-i)의 동작 흐름을 나타낸다. 단계 1202에 있어서, 순방향 채널 라디오(503-i)는 복조기(501)로부터 정보 방위 신호를 수신한다.

단계 1202에서, 정보 방위 신호는 개인용 정보 방위 신호를 암호화하고, 무선 단말기가 전송도중 일어나는 에러를 검출 및 정정할 수 있도록 하기 위해 부호화된 채널이다.

단계 1203에서, 정보 방위 신호는 시분할 멀티플렉스 신호를 생성하기 위해 파일럿 신호로 시분할 멀티플렉스되고, 단계 1204에서, 시분할 멀티플렉스 신호는 공지된 방식으로 확산되어 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 생성한다.

단계 1205에서, 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호는 공지된 방식으로 반송 신호로 변조되고, 단계1206에서, 변조된 신호의 제 1 카피는 제 1 안테나를 통해 전송된다.

단계(1207)에서, 제2 복제된 변조된 신호는 반전되거나 비반전되는 장점이 있다. 단계(1208)에서, 제2 복제된 변조된 신호는 제2 안테나를 거쳐 전송된다. 제어는 단계(1208)에서 단계(1201)로 이동한다.

반전 단계 또는 비반전 단계(즉, 단계(1207))는 확산(즉, 단계(1204)) 및 변조(즉, 단계(1205))단계들과 관계하여 분포적이 된다는 것이 당업자에게는 명백한 것이다. 그러므로, 비록 다른 방식이지만, 변조기들(1311-1 및 1311-2)이 정합된 쌍이고 동기화되면, 도13의 순방향 채널 라디오는 도10의 신호와 동일한 신호들을 출력한다. 유사하게, 비록 다른 방식이지만, 변조기들(1411-1 및 1411-2_이 정합된 쌍이고 동기화되면, 도14에서 순방향 채널 라디오는 도10의 신호들과 동일한 신호들을 출력한다. 도10, 도13 및 도14에 도시된 순방향 채널 라디오들을 생성하고 사용하는 방법이 당업자에게 명백할 것이다.

도15 및 도16은 순방향 채널 라디오(503-i) 및 순방향 파일럿 채널(504)을 각각 도시한 블록도들인데, 이 라디오에서, 파일럿 신호 및 정보 방위 신호는 상기 주파수 범위가 정해진 채널에서 동시에 전송되지만, 여러 개의 직교 코드들을 사용하여 멀티플렉스된다. 이 실시예를 따르면, 정보 방위 신호는 하나의 라디오에서 확산되고 변조되고(도15에 도시됨), 파일럿 신호는 별개의 라디오에서 발생되어, 확산되고 변조된다(도16에 도시됨).

도15의 순방향 채널 라디오는 디멀티플렉서(501)로부터 정보 방위 신호를 수신하고 이 정보 방위 신호를 채널 엔코더(1501)로 채널 엔코딩한다. 채널 엔코더(1501)는 상술된 채널 엔코더(1001)와 기능면에서 동일하다.

채널 엔코더(1501)의 출력은 멀티플라이어(1507)에 공급되는데, 이 멀티플라이어는 상기 의사 잡음 순차 발생기(1509)의 출력으로 신호를 확산하여 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 발생시킨다. 의사 잡음 순차 발생기(1509)는 상술된 의사 잡음 발생기(1009)와 기능면에서 동일하다.

멀티플라이어(1507)의 출력은 변조기(1511)에 공급되는데, 이 변조기(1511)는 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 캐리어 신호로 변조시킨다. 변조기(1511)는 상술된 변조기(1011)와 동일하다. 변조기(1511)의 출력은 (증폭단(505)의 합산기(701-1)를 통해서) (1) 안테나(507-1) 및 (증폭단(505)내의 신호 반전기(1513) 및 합산기(701-2)를 통해서) (2) 안테나(507-2)에 공급되는 장점이 있다. 신호 반전기(1513) 및 스케줄러(1515)는 신호 반전기(613) 및 스케줄러(615) 각각과 동일하다.

도16은 순방향 파일럿 라디오(504)를 도시한 블록도이며, 이 라디오는 파일럿 신호 발생기(1603)로 위상 불변 파일럿 신호를 발생시킨다. 파일럿 신호 발생기(1603)는 상술된 파일럿 신호 발생기(1603)와 동일하다.

파일럿 신호 발생기(1603)의 출력은 멀티플라이어(1607)에 공급되며, 이 멀티플라이어(1607)는 파일럿 의사 잡음 순차 발생기(1609)의 출력으로 신호를 확산하여 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 발생시킨다. 의사 잡음 순차 발생기(1609)는 파일럿 신호 및 정보 방위 신호가 코드 분할 멀티플렉싱되도록 여러 코드를 발생시킨다는 것을 제외하면, 상술된 의사 잡음 순차 발생기(1509)와 동일하다.

멀티플라이어(1607)의 출력은 변조기(1611)에 공급되는데, 이 변조기(1611)는 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 캐리어 신호로 변조시킨다. 변조기(1611)는 상술된 변조기(1011)와 동일하다. 변조기(1611)의 출력은 (증폭단(505)내의 합산기(701-1)를 통해서) (1) 안테나(507-1) 및 (증폭단(505)에서 신호 반전기(1613) 및 합산기(701-2)를 통해서) (2) 안테나(507-2)에 공급되는 장점이 있다. 신호 반전기(1613) 및 스케줄러(1615)는 신호 반전기(1513) 및 스케줄러(1515) 각각과 동일하다. 도15의 순방향 채널 라디오 및 도16의 순방향 파일럿 라디오를 만들고 사용하는 방법이 당업자에게 명백할 것이다.

수신기 아키텍쳐

정보 방위 신호 또는 파일럿 신호중 어느 하나의 신호가 기지국(500)에 의해 위상 변조될 때, 반전 또는 비반전은 반전된 신호를 180°위상 시프트시킨다. 도17은 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 수신하고 전송된 신호를 추정할 수 있는 무선 단말기의 중요한 구성 요소들을 도시한 블록도이다. CDMA 수신기(511)는 안테나(1701), 라디오 전단(front-end)(1702) 및 레이크 수신기(1705)를 구비한다. 레이크 수신기(1705)는 전형적으로 일 열의 N 핑거들(1701-1 내지 1707-N) 을 구비하는데, 각 핑거들은 구성 정보 방위 신호 I_i(n) 및 관련된 공액(conjugate) 파일럿 추정값 P_i(n)을 출력하며, 여기서 i =1 내지 N 이며, n은 수신된 신호들의 일시적인 순차를 표시한다. 각 구성 정보 방위 신호 I_i(n) 및 이와 관련된 공액 파일럿 추정값 P_i(n)은 널리 공지된 형태인 공액 파일럿 멀티플라이어에 의해 멀티플라이되고 결합기(1712)에 의해 의사 일정하게 결합되어, 원래 전송된 정보 방위 신호의 추정값 I'(n)을 제공한다.

파일럿 신호 및 정보 방위 신호가 단일 코드 분할 멀티플렉싱된 채널로 시분할 멀티플렉싱될 때, 무선 단말기(511)은 예를 들어 도18에 도시된 핑거 설계를 사용하여 정보 방위 신호로부터 상기 파일럿 신호를 시분할 디멀티플렉싱시켜야만 한다. 대조적으로, 파일럿 신호 및 정보 방위 신호가 단일 주파수 범위가 정해진 채널로 코드 분할 멀티플렉싱될 때, 무선 단말기(511)은 예를 들어 도20에 도시된 핑거 설계를 사용하여 정보 방위 신호로부터 파일럿 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱시켜야만 한다.

도18은 정보 방위 신호로부터 파일럿 신호를 시분할 디멀티플렉싱시켜 파일럿 파일럿 신호의 반전 및 비반전에 대해 정정하는 핑거(1707-i)의 중요한 구성요소들을 도시한 블록도이다. 도18의 핑거는 라디오 전단(1702)로부터 리드(1703)상의 다수의 코드 분할 멀티플렉싱된 신호들을 수신하여 이 신호들을 멀티플라이어(1801)로 공급한다. 의사 잡음 순차 발생기(1803)는 의사 잡음 순차 발생기(1009)(도10)와 동일하고 이 의사 잡음 순차를 멀티플라이어(1801)에 공급하여 관심있는 신호를 디스프레딩한다.

멀티플라이어(1801)의 출력은 누산기(1804)에 공급하는데, 이 누산기(1804)는 널리 공지된 방식으로 디스프레딩 신호를 누산하여 디스프레딩 신호의 충실도를 개선시킨다. 누산기(1804)의 출력은 시분할 디멀티플렉서(1805)에 공급되며, 이 디멀티플렉서는 시분할 멀티플렉서(1005)(도10)의 역기능을 수행하여 리드(1708-i)상에 정보 방위 신호 및 리드(1709-i)상에 파일럿 신호를 출력한다. 정보 방위 신호는 "비반전된 정보 방위 신호들"과 인터리빙된 "반전된 정보 방위 신호들"을 구비하고 파일럿 신호는 "비반전된 파일럿 신호들"과 인터리빙된 "반전된 파일럿 신호들"을 구비한다. 본원을 설명하기 위하여, 용어 " 반전된 정보 방위 신호" 및 이 신호의 변형된 형태들은 신호 반전기(예를 들어, 신호 반전기(613), 신호 반전기(1013) 등)가 자신의 입력을 반전할 때 전송되는 정보 방위 신호로서 규정되고 용어 "비반전된 정보 방위 신호" 및 이 신호의 변형된 형태들은 신호 반전기 자신의 입력을 반전하지 않을 때 전송되는 정보 방위 신호로서 규정된다. 게다가, 본원을 설명하기 위하여, 용어 "반전된 파일럿 신호" 및 " 이 신호의 변형된 형태들은 신호 반전기(예를 들어, 신호 반전기(613), 신호 반전기(1613), 등)가 자신의 입력을 반전시킬 때 전송되는 파일럿 신호로서 규정되고, "비반전된 파일럿 신호" 및 " 이 신호의 변형된 형태들은 신호 반전기가 자신의 입력을 반전시키지 않을 때 전송되는 파일럿 신호로서 규정된다.

게다가, 시분할 멀티플렉서(1805)는 정보 방위 신호 및 파일럿 신호를 출력하여 반전된 정보 방위 신호들의 위상이 반전된 파일럿 신호에 의해 조정(예를 들어, 멀티플라이 등)되도록 하고 비반전된 정보 방위 신호들의 위상이 비반전된 파일럿 신호에 의해 조정(예를 들어, 멀티플라이 등)되도록 한다. 그러나, 도18의 핑거(1707-i)의 실시예는 파일럿 신호들이 정보 방위 신호들의 위상을 조정하기 위하여 사용되기 전에는 이 파일럿 신호들을 필터링하지 않는다.

도19는 파일럿 신호들이 정보 방위 신호들의 위상을 조정하기 위하여 사용되기 전 상기 파일럿 신호들을 필터링하지 않는 핑거(1707-i)의 중요한 구성요소들을 도시한 블록도이다. 도17의 핑거처럼, 도19의 핑거는 라디오 전단(1702)로부터 리드(1703)상의 다수의 코드 분할 멀티플렉싱된 신호들을 수신하여 이 신호들을 멀티플라이어(1901)에 공급한다. 의사 잡음 순차 발생기(1903)는 의사 잡음 순차 발생기(1009)(도10)과 동일하고 동일한 의사 잡음 순차를 멀티플라이어(1901)에 공급하여 관심있는 신호를 디스프레딩한다. 멀티플라이어(1901)의 출력은 누산기(1904)에 공급되고, 이 누산기(1904)는 널리 공지된 방식으로 디스프레딩된 신호를 누산하여 디스프레딩된 신호의 충실도를 개선시킨다.

누산기(1904)의 출력은 시분할 디멀티플렉서(1905)에 공급되고, 이 디멀티플렉서(1905)는 시분할 멀티플렉서(1005)(도10)의 역기능을 수행하여 정보 방위 신호를 지연(1911)에 출력하고 파일럿 신호를 디멀티플렉서(1907)에 출력한다.

디멀티플렉서(1907)는 스케줄러(1909)의 지시하에서 시분할 디멀티플렉서(1905)로부터 나오는 파일럿 신호를 반전된 파일럿 신호 및 비반전된 파일럿 신호를 디멀티플렉싱한다. 스케줄러(1909)는 스케줄러(1015)(도10)와 동일하다. 반전된 파일럿 신호는 필터(1913)에 공급되고 비반전된 파일럿 신호는 필터(1915)에 공급된다. 필터들(1913 및 1915)는 파일럿 신호들의 의사 변경들을 완화시키는 저역 필터와 정합되는 장점이 있다. 필터들(1913 및 1915)을 만들고 사용하는 방법은 당업자에게 명백할 것이다.

필터(1913 및 1915)의 출력은 스케줄러(1909)의 지시하에서 다시 멀티플렉싱되어 리드(1708-i)상에 방출되는 정보 방위 신호의 부분적인 위상 시프트를 보상하도록 사용될 수 있는 정정된 파일럿 신호를 리드(1709-i)상에 생성시킨다. 지연(1911 및 1917)은 정보 방위 신호들 및 파일럿 신호들의 동기화를 유지시켜 반전된 정보 방위 신호들의 위상이 반전된 파일럿 신호에 의해 조정(예를 들어, 멀티플라이 등)되도록 하고 비반전된 정보 방위 신호들의 위상이 비반전된 파일럿 신호에 의해 조정(예를 들어, 멀티플라이 등)되도록 한다. 도19의 핑거(1707-i)를 만들고 사용하는 방법은 당업자에게 명백할 것이다.

도20은 도19의 핑거의 동작을 도시한 순서도이다. 단계(2001)에서, 핑거(1707-i)는 입력 신호를 수신하고 단계(2002)에서, 상기 입력 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱(예를 들어, 디스프레딩)하여 널리 공지된 방식으로 시분할 멀티플렉싱된 신호를 생성시킨다.

단계(2003)에서, 핑거(1707-i) 시분할은 시분할 멀티플렉싱된 신호를 정보 방위 신호 및 파일럿 신호로 디멀티플렉싱한다. 단계(2004)에서, 핑거(1707-i)는 스케줄에 따라서 파일럿 신호를 반전된 파이로 신호 및 비반전된 파일럿 신호로 디멀티플렉싱한다.

단계(2005)에서, 핑거(1707-i)는 반전된 파일럿 신호를 필터링하여 필터링되고 반전된 파일럿 신호를 생성하고 비반전된 파일럿 신호를 필터링하여 필터링되고 비반전된 파일럿 신호를 생성한다. 단계(2006)에서, 핑거(1707-i)는 단계(2004)에서 스케줄에 따라서 필터링되고 반전된 파일럿 신호 및 필터링되고 비반전된 파일럿 신호를 멀티플렉싱하여 스무드한 파일럿 신호를 발생시킨다.

단계(2007)에서, 비반전된 정보 방위 신호는 필터링되고 비반전된 파일럿 신호를 토대로 조정되고 단계(2008)에서, 반전된 정보 방위 신호는 필터링되고 반전된 파일럿 신호를 토대로 조정된다. 단계(2008)에서, 제어는 단계(2001)로 리턴한다. 단일 코드 분할 멀티플렉싱된 채널로 시분할 멀티플렉싱된 파일럿 신호 및 정보 방위 신호를 수신할 수 있는 무선 단말기들을 만들고 사용하는 방법은 당업자에게 명백할 것이다.

도21은 단일 주파수 범위가 정해진 채널로 코드 분할 멀티플렉싱된 파일럿 신호 및 정보 방위 신호를 수신하도록 설계된 핑거(1707-i)의 중요한 구성요소들을 도시한 블록도이다. 도21의 핑거는 라디오 전단(1702)로부터 리드(1703)상의 다수의 코드 분할 멀티플렉싱된 신호들을 수신한다. 의사 잡음 순차 발생기(2103)는 의사 잡음 순차 발생기(1505)(도15)와 동일하고 상기 의사 잡음 순차를 멀티플라이어(2101)에 공급하여 관심있는 정보 방위 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱(즉, 디스프레딩)한다. 그리고나서, 정보 방위 신호는 누산기(2105)로 공급되고, 이 누산기는 널리 공지된 방식으로 디스프레딩 신호를 누산하여 디스플레딩된 신호의 충실도를 개선시킨다. 누산기(2105)의 출력은 리드(1708-i)상에 출력된다.

유사하게, 파일럿 의사 잡음 순차 발생기(2104)는 파일럿 의사 잡음 순차 발생기(1605)(도16)와 동일하고 동일한 의사 잡음 순차를 멀티플라이어(2102)에 공급하여 파일럿 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱(예를 들어, 디스프레딩)한다. 그리고나서, 파일럿 신호는 누산기(2106)에 공급되는데, 이 누산기는 널리 공지된 방식으로 디스프레딩 신호를 누산하여 디스프레딩된 신호의 충실도를 개선시킨다. 누산기(2106)의 출력은 리드(1709-i)상에 출력된다. 정보 방위 신호가 비반전된 정보 방위 신호들과 인터리빙된 반전된 정보 방위 신호들을 구비하고 파일럿 신호가 비반전된 파일럿 신호들과 인터리빙된 반전된 파일럿 신호들을 구비한다는 것은 당업자에게 명백할 것이다. 그러나, 도21에서 핑거는 파일럿 신호들이 정보 방위 신호들의 위상을 조정하기 위하여 사용되기 전에는 이 파일럿 신호들을 필터링할 수 없다는 단점이 있다.

도22는 파일럿 신호들이 정보 방위 신호들의 위상을 조정하기 위하여 사용되기 전에는 이 파일럿 신호들을 필터링하지 않는 핑거(1707-i)의 중요한 구성요소들을 도시한 블록도이다. 도22에서 핑거(1707-i)는 라디오 전단(1702)로부터 리드(1703)상의 다수의 코드 분할 멀티플렉싱된 신호들을 수신하여 이 신호들을 멀티플라이어(2201 및 2202)에 공급한다. 의사 잡음 순차 발생기(2203)는 의사 잡음 순차 발생기(1505)(도15)와 동일하고 이 의사 잡음 순차를 멀티플라이어(2201)에 공급하여 관심있는 정보 방위 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱(예를 들어, 디스프레딩)시킨다. 그리고나서, 정보 방위 신호는 누산기(2205)에 공급하며, 이 누산기는 널리 공지된 방식으로 디스프레딩 신호를 누산하여 디스프레딩된 신호의 충실도를 개선시킨다. 누산기(2205)의 출력은 지연(2211)에 출력된다.

유사하게, 파일럿 의사 잡음 순차 발생기(2204)는 파일럿 의사 잡음 순차 발생기(1605)(도16)와 동일하고 상기 의사 잡음 순차를 멀티플라이어(2202)에 공급하여 파일럿 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱(예를 들어, 디스프레딩)한다. 그리고나서, 파일럿 신호는 누산기(2206)에 공급되며, 이 누산기는 널리 공지된 방식으로 디스프레딩 신호를 누산하여 디스프레딩 신호의 충실도를 개선시킨다. 누산기(2206)의 출력은 디멀티플렉서(2207)에 출력된다.

디멀티플렉서(2207)은 스케줄러(2209)의 지시하에서 파일럿 신호를 반전된 파일럿 신호 및 비반전된 파일럿 신호로 디멀티플렉스한다. 스케줄러(2209)는 스케줄러(1015)(도10)와 동일하다. 반전된 파일럿 신호는 필터(2213)에 공급되고 비반전된 파일럿 신호는 필터(2215)에 공급된다. 필터들(2213 및 2215)은 파일럿 신호들의 의사 변경들을 완화시키는 저역 필터들과 정합되는 장점이 있다. 필터들(2213 및 2215)을 만들고 사용하는 방법은 당업자에게 명백하게 될 것이다.

필터(2213 및 2215)의 출력은 스케줄러(2209)의 지시하에서 다시 멀티플렉싱되어 리드(2208-i)상에 방출된 정보 방위 신호의 부분적인 위상 시프트를 보상하도록 사용될 수 있는 정정된 파일럿 신호를 리드(2209-i)상에 생성시킨다. 지연(2211) 및 지연(2217)은 정보 방위 신호들 및 파일럿 신호들의 동기화를 유지시켜, 반전된 정보 방위 신호들의 위상이 반전된 파일럿 신호에 의해 조정(예를 들어, 멀티플라이 등)되도록 하고 비반전된 정보 방위 신호들의 위상이 비반전된 파일럿 신호에 의해 조정(예를 들어, 멀티플라이 등)되도록 한다. 도22에서 핑거(1707-i)를 만들고 사용하는 방법은 당업자에게 명백할 것이다.

도23은 도22에서의 핑거의 동작을 도시한 순서도이다. 단계(2301)에서, 핑거(1707-i)는 입력 신호를 수신하고 단계(2302)에서, 입력 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱(예를 들어, 디스프레딩)하여 널리 공지된 방식으로 정보 방위 신호를 생성시킨다.

단계(2303)에서, 핑거(1707-i)는 입력 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱하고 누산하여 파일럿 신호를 생성시킨다. 단계(2304)에서, 핑거(1707-i)는 스케줄에 따라서 파일럿 신호를 반전된 파일럿 신호 및 비반전된 파일럿 신호로 디멀티플렉싱하고 누산한다.

단계(2305)에서, 핑거(1707-i)는 반전된 파일럿 신호를 필터링하여 필터링되고 반전된 파일럿 신호를 생성하고 비반전된 파일럿 신호를 필터링하여 필터링된 비반전된 파일럿 신호를 생성한다. 단계(2306)에서, 핑거(1707-i)는 필터링되고 반전된 파일럿 신호 및 필터링되고 비반전된 파일럿 신호를 단계(2304)에서의 스케줄에 따라서 멀티플렉싱하여 스무드한 파일럿 신호를 생성한다.

단계(2307)에서, 비반전된 정보 방위 신호는 필터링되고 비반전된 파일럿 신호를 토대로 조정되고 단계(2308)에서 반전된 정보 방위 신호는 필터링되고 반전된 파일럿 신호를 토대로 조정된다. 단계(2308)에서, 제어는 단계(2301)로 복귀한다. 단일 주파수 범위가 정해진 채널로 코드 분할 멀티플렉싱된 파일럿 신호 및 정보 방위 신호를 수신할 수 있는 무선 단말기들을 만들고 사용하는 방법은 당업자에게 명백할 것이다.

본 발명이 단지 상술된 실시예를 토대로 설명되었지만, 당업자는 본 발명의 원리 및 영역을 벗어남이 없이 각종 수정 및 변경을 행할 수 있다.

Claims

스케줄에 따라서 제 1 신호를 반전시키면서도 교번적으로 비반전시켜 제 2 신호를 생성하는 단계와,

상기 제 1 신호를 제 1 안테나를 통해 전송하는 단계와,

상기 제 2 신호를 제 2 안테나를 통해 전송하는 단계를 포함하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 제 1 신호는 직접 순차 확산 스펙트럼 신호인 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 제 1 신호는 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호인 방법.
제 3 항에 있어서, 상기 제 1 신호는 연속하는 타임슬롯들을 포함하고, 상기 스케줄은 교번적 타임슬롯 동안 상기 제 1 신호를 반전시키는 방법.
제 3 항에 있어서, 상기 제 1 신호는 연속하는 타임슬롯들을 포함하고, 상기 스케줄은 의사 잡음 순차에 따라서 상기 제 1 신호를 반전시키는 방법.
스케줄에 따라서 제 1 신호를 반전시키면서도 교번적으로 비반전시켜 제 2 신호를 생성하는 신호 반전기와,

상기 제 1 신호를 전송하는 제 1 안테나와,

상기 제 2 신호를 전송하는 제 2 안테나를 포함하는 장치.
제 6 항에 있어서, 상기 제 1 신호는 직접 순차 확산 스펙트럼 신호인 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 제 1 신호는 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호인 장치.
제 6 항에 있어서, 상기 제 1 신호는 연속하는 타임슬롯들을 포함하고, 상기 스케줄은 교번적 타임슬롯 동안 상기 제 1 신호를 반전시키는 장치.
제 9 항에 있어서, 상기 제 1 신호는 연속하는 타임슬롯들을 포함하고, 상기 스케줄은 의사 잡음 순차에 따라서 상기 제 1 신호를 반전시키는 장치.
정보 신호를 확산시켜 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 발생하는 단계와,

상기 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 파일럿 신호와 시분할 멀티플렉싱하여, 연속하는 타임슬롯으로 나뉘어지는 제 1 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 발생하는 단계와,

스케줄에 따라서 상기 제 1 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 반전시키면서도 교번적으로 비반전시켜 제 2 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 생성하는 단계를 포함하는 방법.
제 11 항에 있어서, 제 1 안테나를 통해 상기 제 1 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 전송하는 단계와,

제 2 안테나를 통해 상기 제 2 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 전송하는 단계를 더 포함하는 방법.
제 11 항에 있어서, 상기 제 1 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호는 연속하는 타임슬롯들을 포함하고, 상기 스케줄은 교번적 타임슬롯 동안에 상기 제 1 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 반전시키는 방법.
정보 신호를 확산시켜 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 발생하는 멀티플라이어와,

상기 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 파일럿 신호와 시분할 멀티플렉싱하여, 연속하는 타임슬롯으로 나뉘어지는 제 1 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 발생하는 시분할 멀티플렉서와,

스케줄에 따라서 상기 제 1 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 반전시키면서도 교번적으로 비반전시켜 제 2 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 생성하는 신호 반전기를 포함하는 장치.
제 14 항에 있어서, 상기 제 1 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 전송하는 제 1 안테나와,

상기 제 2 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 전송하는 제 2 안테나를 더 포함하는 장치.
제 14 항에 있어서, 상기 제 1 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호는 연속하는 타임슬롯들을 포함하고, 상기 스케줄은 교번적 타임슬롯 동안에 상기 제 1 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호를 반전시키는 장치.
시분할 멀티플렉스 파일럿 신호를 수신하는 단계와,

스케줄에 따라서 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호를 시분할 디멀티플렉싱하여 반전 정보 방위 신호, 반전 파일럿 신호, 비반전 정보 방위 신호, 비반전 파일럿 신호를 생성하는 단계와,

상기 반전 파일럿 신호에 기초하여 상기 반전 정보 방위 신호를 조정하는 단계와,

상기 비반전 파일럿 신호에 기초하여 상기 비반전 정보 방위 신호를 조정하는 단계를 포함하는 방법.
제 17 항에 있어서, 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호는 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호인 방법.
제 17 항에 있어서, 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호는 연속하는 타임슬롯들을 포함하고, 상기 스케줄은 교번적 타임슬롯들에 의해 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호를 분류하는 방법.
제 17 항에 있어서, 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호는 연속하는 타임슬롯들을 포함하고, 상기 스케줄은 의사 잡음 순차에 따라서 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호를 분류하는 방법.
시분할 멀티플렉스 파일럿 신호의 수신기와,

스케줄에 따라서 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호를 시분할 디멀티플렉싱하여 반전 정보 방위 신호, 반전 파일럿 신호, 비반전 정보 방위 신호, 비반전 파일럿 신호를 생성하는 디멀티플렉서와,

상기 반전 파일럿 신호에 기초하여 상기 반전 정보 방위 신호를 조정하는 제 1 멀티플라이어와,

상기 비반전 파일럿 신호에 기초하여 상기 비반전 정보 방위 신호를 조정하는 제 2 멀티플라이어를 포함하는 장치.
제 21 항에 있어서, 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호는 시분할 멀티플렉스 파일럿 에이드 직접 순차 확산 스펙트럼 신호인 장치.
제 21 항에 있어서, 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호는 연속하는 타임슬롯들을 포함하고, 상기 스케줄은 교번적인 타임슬롯들에 의해 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호를 분류하는 장치.
제 17 항에 있어서, 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호는 연속하는 타임슬롯들을 포함하고, 상기 스케줄은 의사 잡음 순차에 따라서 상기 시분할 멀티플렉스 파일럿 신호를 분류하는 장치.
인입 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱하여 시분할 멀티플렉스 신호를 생성하는 단계와,

상기 시분할 멀티플렉스 신호를 시분할 디멀티플렉싱하여 정보 방위 신호 및 파일럿 신호를 생성하는 단계로서, 상기 정보 방위 신호는 반전 정보 방위 신호들 및 비반전 정보 방위 신호들을 포함하고, 상기 파일럿 신호는 반전 파일럿 신호들 및 비반전 파일럿 신호들을 포함하는, 상기 시분할 디멀티플렉싱 단계와,

상기 반전 파일럿 신호들에 기초하여 상기 반전 정보 방위 신호들을 조정하는 단계와,

상기 비반전 파일럿 신호들에 기초하여 상기 비반전 정보 방위 신호들을 조정하는 단계를 포함하는 방법.
제 25 항에 있어서, 상기 비반전 파일럿 신호들로부터 상기 반전 파일럿 신호들을 디멀티플렉싱하는 단계를 더 포함하는 방법.
제 26 항에 있어서, 상기 디멀티플렉싱 단계는 스케줄에 따라서 행하여지는 방법.
제 26 항에 있어서, 상기 반전 파일럿 신호들을 필터링하는 단계와,

상기 비반전 파일럿 신호들을 필터링하는 단계를 더 포함하는 방법.
인입 신호를 수신하는 수신기와,

상기 시분할 멀티플렉스 신호를 시분할 디멀티플렉싱하여 정보 방위 신호 및 파일럿 신호를 생성하는 시분할 디멀티플렉서로서, 상기 정보 방위 신호는 반전 정보 방위 신호들 및 비반전 정보 방위 신호들을 포함하고, 상기 파일럿 신호는 반전 파일럿 신호들 및 비반전 파일럿 신호들을 포함하는, 상기 시분할 디멀티플렉서와,

상기 반전 파일럿 신호들에 기초하여 상기 반전 정보 방위 신호들을 조정하고 상기 비반전 파일럿 신호들에 기초하여 상기 비반전 정보 방위 신호들을 조정하는 멀티플라이어를 포함하는 장치.
제 29 항에 있어서, 상기 비반전 파일럿 신호들로부터 상기 반전 파일럿 신호들을 디멀티플렉싱하는 디멀티플렉서를 더 포함하는 장치.
제 30 항에 있어서, 스케줄에 따라서 상기 디멀티플렉서를 감독하는 스케줄러를 더 포함하는 장치.
제 30 항에 있어서, 상기 반전 파일럿 신호들을 필터링하는 제 1 필터와,

상기 비반전 파일럿 신호들을 필터링하는 제 2 필터를 더 포함하는 장치.
상기 인입 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱하여 시분할 멀티플렉스 신호 및 파일럿 신호를 생성하는 단계로서, 상기 정보 방위 신호는 반전 정보 방위 신호들 및 비반전 정보 방위 신호들을 포함하고, 상기 파일럿 신호는 반전 파일럿 신호들 및 비반전 파일럿 신호들을 포함하는, 상기 코드 분할 디멀티플렉싱 단계와,

상기 반전 파일럿 신호들에 기초하여 상기 반전 정보 방위 신호들을 조정하는 단계와,

상기 비반전 파일럿 신호들에 기초하여 상기 비반전 정보 방위 신호들을 조정하는 단계를 포함하는 방법.
제 33 항에 있어서, 상기 비반전 파일럿 신호들로부터 상기 반전 파일럿 신호들을 디멀티플렉싱하는 단계를 더 포함하는 방법.
제 34 항에 있어서, 스케줄에 따라서 상기 디멀티플렉싱 단계가 행해지는 방법.
제 33 항에 있어서, 상기 반전 파일럿 신호들을 필터링하는 단계와,

상기 비반전 파일럿 신호들을 필터링하는 단계를 더 포함하는 방법.
인입 신호를 수신하는 수신기와,

상기 인입 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱하여 정보 방위 신호를 생성하는 제 1 멀티플라이어로서, 상기 정보 방위 신호는 반전 정보 방위 신호들 및 비반전 정보 방위 신호들을 포함하는, 상기 제 1 멀티플라이어와,

상기 인입 신호를 코드 분할 디멀티플렉싱하여 파일럿 신호를 생성하는 제 2 멀티플라이어로서, 상기 파일럿 신호는 반전 파일럿 신호들 및 비반전 파일럿 신호들을 포함하는, 상기 제 2 멀티플라이어와,

상기 반전 파일럿 신호들에 기초하여 상기 반전 정보 방위 신호들을 조정하고 상기 비반전 파일럿 신호들에 기초하여 상기 비반전 정보 방위 신호들을 조정하는 멀티플라이어를 포함하는 장치.
제 37 항에 있어서, 상기 비반전 파일럿 신호들로부터 상기 반전 파일럿 신호들을 디멀티플렉싱하는 디멀티플렉서를 더 포함하는 장치.
제 38 항에 있어서, 스케줄에 따라서 상기 디멀티플렉서를 감독하는 스케줄러를 더 포함하는 장치.
제 37 항에 있어서, 상기 반전 파일럿 신호들을 필터링하는 제 1 필터와, 상기 비반전 파일럿 신호들을 필터링하는 제 2 필터를 더 포함하는 장치.