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KR19980081113A - 펄스폭 변조기 시스템 - Google Patents

펄스폭 변조기 시스템 Download PDF

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KR19980081113A
KR19980081113A KR1019980012017A KR19980012017A KR19980081113A KR 19980081113 A KR19980081113 A KR 19980081113A KR 1019980012017 A KR1019980012017 A KR 1019980012017A KR 19980012017 A KR19980012017 A KR 19980012017A KR 19980081113 A KR19980081113 A KR 19980081113A
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KR
South Korea
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signal
pwm
output
voltage
current
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윌슨데이비드엘.
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빈센트비.인그라시아
모토로라인코포레이티드
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Abstract

펄스폭 변조기(PWM) 시스템(100)은 수개의 부하 전류 상태를 검출하여, 3상 AC 모터와 같은 인버터 급전 유도성 부하를 구동할 때 부동시간(deadtime) 삽입에 의해 초래된 왜곡을 완전히 보정한다. 상기 시스템은, 풀업 트랜지스터(51)와 풀다운 트랜지스터(52)가 모두 구동되지 않는 각각의 연속 부동시간 간격의 종료시에 출력 전압을 감지하는 저가의 전압 센서(140)를 포함한다. 시스템(100)은 프로그램 가능 PWM(125), D형 플립플롭과 같은 두 개의 저장 요소(131, 132) 및, 메모리 매핑 레지스터(133)를 포함한다. 이 레지스터는 거의 0인 부하 전류 상태를 나타내는 플립플롭의 출력을 저장한다. 이 상태를 검출할 때, 시스템(100)은 PWM 출력 신호의 듀티 사이클을 변경시켜 사인파에 더 근사화되는 출력 전압 및 전류를 초래한다. 시스템(100)은 특히 저가의 마이크로 제어기(120)의 일부로서 유용하다.

Description

펄스폭 변조기 시스템
발명의 분야
본 발명은 주로 전기 회로에 관한 것이고, 보다 구체적으로는 인버터 급전 유도성 부하를 구동하는 디지털 회로에 관한 것이다.
발명의 배경
마이크로 일렉트로닉스 혁명에 의해 디지털 회로가 다수의 제어 응용에 사용될 수 있게 되었다. 예컨대, 최근, 난방, 통풍 및 공기청정(HVAC), 공장 자동화, 변속 구동기 등과 같은 응용을 위한 모터를 제어하기 위해 마이크로 제어기(MCU)가 사용되어 왔다. 통상 MCU는, MCU의 제어하에서 동작하는 펄스폭 변조기(PWM)로 공지된 주변 회로를 포함함으로써 제어 동작을 수행한다. PWM은 전력 인버터를 구동하는 신호의 펄스폭을 변조함으로써 모터의 속도 및 동작을 제어할 수 있다.
그런 시스템의 예가 도 1에 도시되어 있는데, 도 1은 교류 전류(AC) 3상 모터 시스템을 부분 블록도 및 부분 개략적 형태로 도시한다. 시스템(20)은 주로, MCU(21), 절연 회로(22), 전력 모듈(23) 및, 3상 AC 유도성 모터(24)를 포함한다. MCU(21)는 PWM(26)을 포함하며, 편의상 도 1에서 생략된 중앙 처리 장치(CPU), 프로그램 메모리, 기타 주변 회로를 구비하는 종래 MCU의 기타 요소를 또한 포함한다. 모터(24)는 3상이므로, PMW(26)는 3상 각각에 대한 풀업 및 풀다운 트랜지스터를 제어하는 신호를 제공한다. 또한, 접지 신호를 출력해야 하므로, PMW(26)는 7개의 출력을 제공한다. 절연 블록(22)은 이들 7개의 출력을 수신하여 전력 모듈(23)의 대응하는 트랜지스터에 6개의 구동 신호를 제공한다. 절연 블록(22)은 광결합기, 광트랜지스터, 변압기 등의 소자로 구현될 수 있으며, PWM(26)의 출력 라인에 고전압이 걸리는 것을 방지하여 MCU(21)의 회로 손상을 방지한다.
전력 모듈(23)은 종래의 230 볼트 또는 460 볼트의 3상 AC 라인 전압과 같은 3상 AC 입력을 허용하는 회로이다. 전력 모듈(23)은 모터(24)가 변속 모터가 될 수 있도록 상기 신호의 변경을 허용한다. 따라서, 시스템(20)은 변속 모터가 필요한 시스템에 특히 유용하다. 예컨대, 모터(24)의 주파수는 대기 기간중에 감소될 수 있다.
전력 모듈(23)은 주로 입력 섹션(30), 캐패시터(40), 저항(41) 및, 출력 섹션(50)을 포함한다. 입력 섹션(30)은 다이오드(32-37)를 포함한다. 다이오드(32-34) 각각은 P1으로 표시된 단자에 접속된 부극성 단자와, R, S, T 로 표시된 3개의 3상 입력 단자 각각에 접속된 정극성 단자를 갖는다. 다이오드(35-37) 각각은 다이오드(32-34)의 정극성 단자에 각각 접속된 부극성 단자와, 함께 접속되어 N1으로 표시된 노드에 접속된 정극성 단자를 갖는다. 캐패시터(40)는 P1 단자에 접속된 제 1 단자 및 N1 단자에 접속된 제 2 단자를 갖는다. 따라서, 입력 섹션(30)은 캐패시터(40)와 함께, 3상 AC 입력을 단자(P1)과 단자(N1) 사이의 하나의 일정 전압으로 변환하는 변환기를 형성한다. 그러나, 변환기(30) 대신, 다양한 특성의 트랜지스터 또는 다이오드를 사용하는 변환기와 같은 다른 변환기가 사용될 수도 있다.
도 1에 도시된 것처럼, 전력 모듈(23)은, 모토로라 인코포레이티드의 고전력 제품부(High Power Products Division)에 의해 제조된 고전력 모듈과 같은 상업적으로 입수가능한 하이브리드 집적 회로에 대응한다. 따라서, 도 1에서, 전력 모듈(23)은 시스템에서 단자(P1 및 N1)에 각각 접속되지만 모든 응용에서 함께 접속되지는 않는 단자(P2 및 N2)를 포함한다. 저항(41)은 단자(N2)에 접속된 제 1 단자 및, 인버터부(50)에 접속된 제 2 단자를 갖는다. 저항(41)은 직류(DC) 버스를 검출하는데 유용하며, 직류 버스는 과전류 검출, 특성의 측정 등에 유용하다.
인버터부(50)는 각각의 위상에 대응하는 3개의 반브리지(half-bridge) 섹션을 포함한다. 인버터부(50)는 절연된 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)(51-56) 및, 정류기(61-66)를 포함한다. 트랜지스터(51)는 단자(P2)에 접속된 콜렉터, G1으로 표시된 신호를 수신하는 게이트, 저항(41)의 제 2 단자에 접속된 에미터를 갖는다. 트랜지스터(53)는 단자(P2)에 접속된 콜렉터, G3으로 표시된 신호를 수신하는 게이트, K3으로 표시된 신호를 수신하는 에미터를 갖는다. 트랜지스터(54)는 트랜지스터(53)의 에미터에 접속된 콜렉터, G4로 표시된 신호를 수신하는 게이트, 저항(41)의 제 2 단자에 접속된 에미터를 갖는다. 트랜지스터(55)는 단자(P2)에 접속된 콜렉터, G5로 표시된 신호를 수신하는 게이트, K5로 표시된 신호를 수신하는 에미터를 갖는다. 트랜지스터(56)는 트랜지스터(55)의 에미터에 접속된 콜렉터, G6으로 표시된 게이트, 저항(41)의 제 2 단자에 접속된 에미터를 갖는다. 트랜지스터(51, 53, 55)의 에미터는 또한, 모터(24)의 입력의 각 위상을 형성하는, U, V, W로 표시된 전력 모듈(23)의 출력 단자에도 접속된다. 신호(K1-K3)는, PWM(26)의 출력으로부터의 절연 신호 및 공통 접지 신호를 형성할 때 절연 블록(22)에 의해 제공된 공통(접지) 전압이다.
트랜지스터(51-56) 뿐만 아니라, 인버터부(50)는 인버터가 부동시간 간격으로 공지된 높지도 낮지도 않게 구동되고 있는 기간중에 발생된 손상을 방지하는 정류기(61-66)를 포함한다. 정류기(61-66) 각각은, 트랜지스터(51-56) 각각의 콜렉터에 접속된 부극성 단자 및, 트랜지스터(51-56) 각각의 에미터에 접속된 정극성 단자를 갖는다. 정류기(61-66)는, 모터(24)가 부동시간 간격중에 신호(U, V, W)에 대한 전압을 제공할 때, 적절한 전류 경로를 제공하므로 정류 다이오드로 언급된다.
동작시, PWM(26)은 MCU(21)의 제어하에서 특정 시간의 듀티 사이클이 모터(24)에 인가된 전압의 크기에 비례하는 출력 신호를 제공한다. 풀업 트랜지스터와 풀다운 트랜지스터 사이에서 도통 상태가 바뀔 때, 어떠한 트랜지스터도 도통되지 않는 짧은 기간이 존재한다. 부동시간 간격으로 공지된 이 기간은, 풀업 및 풀다운 트랜지스터가 둘다 도통되어 바람직하지 않은 슛트루(shoot-through) 전류를 초래하는 것을 방지하기 위해 필요하다. 일반적으로, 부동시간 간격중에, 모터(24)는 U, V, 또는 W 신호 라인을 구동하고 정류기(61-66)는 전류 전도 경로를 제공한다.
부동시간 간격은 전류의 크기가 사이클을 통해 절대량이 감소되도록 하여 상당한 파형 왜곡을 초래한다. 이 크기상의 에러를 보정하는 한가지 공지된 기술은 출력 전류의 극성에 따라 PWM 출력 신호의 오프셋을 사용하여 부동시간 간격에 기인한 진폭 손실을 보상하는 것이다. 정극성 전류의 기간중에, 풀업 트랜지스터의 온 시간은 증가되고, 풀다운 트랜지스터의 온 시간은 감소된다. 이 PWM 오프셋 기술은 파형의 대부분에 기간동안 효과적이다. 그러나, 출력 전류가 거의 0일 때 부동시간 왜곡을 보상하는 데에는 부적절하다.
특정 위상에 대한 전류가 거의 0인 부동시간 간격 동안, U, V, W 단자의 전압은 전류의 극성이 아니라, 모터(24)의 인덕턴스의 상대적 크기 및 시스템의 다른 기생 성분에 의해 결정된다. 거의 0인 부동시간 간격동안의 이 불확정 전압 특성은 전류 극성만을 사용하여 모터 신호의 왜곡을 적절히 방지하는 것을 불가능하게 한다. 이 현상은 이하 제로 근사(near-zero) 왜곡으로 언급될 것이다. 그런 제로 근사 왜곡은 토오크, 바람직하지 않은 전기 신호 과도현상, 잡음 동작의 비선형 기간을 초래한다.
그런 왜곡의 예가 도 2에 도시되며, 도 2는 단일 위상에 대해 모터(24)로 흐르는 전류를 나타내는 파형의 타이밍도를 도시한다. 도 2에서, 가로축은 시간을 나타내고, 세로축은 전류를 나타낸다. 원점은 t0으로 표시되며, 관심있는 다른 시간은 t1-t7로 표시된다. 시간(t1)에서, 모터(24)의 모니터된 위상을 통해 흐르는 전류는 최대값이다. 사실상, 그 파형은 완벽한 사인곡선이다. 그러나 시간(t2)과 시간(t3) 사이에서, 출력 전류가 거의 0일 때, 모터 전류 신호의 왜곡 또는 평면화가 발생된다. 시간(t4)의 파형의 최소점 다음, 시간(t7)의 파형의 최대값 이전에, 시간(t5)과 시간(t6) 사이에 유사한 왜곡이 발생된다.
모터 전류의 그런 제로 근사 왜곡를 보정하는 한가지 공지된 기술은 전류 감지 기술을 통해 제공될 수 있다. 그런 기술은, 1994년 2월 13-14일, 9차 Annual Applied Electronics Conference and Exposition의 Conference Proceedings에서, Choi 등에 의한 논문 Inverter Output Voltage Synthesis Using Novel Deadtime Compensation에서 개시되었다. 그러나, Choi 등에 의해 사용된 접근법에는 중대한 약점이 존재한다. 즉, Choi 등에 의해 제공된 보상은 폐루프 시스템의 사용에 의해 행해진다. 그런 시스템은 상당한 비용을 추가시키며 많은 응용에서 비실용적이다.
다른 공지된 기술은 모터(24)로 흐르는 전류를 직접 감지하고 아날로그 기술을 사용하여 신호 왜곡을 보상한다. 그러나, 이 해결책도 전류 감지기의 사용으로 인해 비싸지며, 이 기술은 많은 저가의 모터 응용에 있어서 부적절하다. 따라서,제로 근사 왜곡을 보상하고 저가로 개루프 시스템에서 구현될 수 있는 회로가 필요하다. 그런 회로 및 그 회로용 마이크로 제어기가 본 발명에 의해 제공되며, 본 발명의 특징 및 장점은 다음의 상세한 설명을 첨부된 도면과 함께 참조하면 보다 명백해질 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 모터 시스템을 부분 블록도와 부분 개략적 형태로 도시하는 도면.
도 2는 도 1의 모터 시스템에 관련된 신호를 타이밍도 형태로 도시하는 도면.
도 3은 본 발명에 따른 모터 시스템의 일부를 부분 블록도, 부분 논리도, 부분 개략적 형태로 도시하는 도면.
도 4는 도 3의 동작을 이해하는데 유용한 신호의 타이밍도.
도 5는 도 3의 동작을 이해하는데 유용한 다른 세트의 전압 파형을 타이밍도 형태로 도시하는 도면.
도 6은 도 2에 대응하는 모터 파형으로서, 도 3의 모터 시스템의 한 위상의 출력을 나타내는 도면.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
20 : 3상 모터 시스템 23 : 전력 모듈
24 : 3상 AC 유도성 모터 30 : 입력 섹션
50 : 출력 섹션 100 : 펄스폭 변조기 시스템
도 3은 본 발명에 따른 펄스폭 변조기(PWM) 시스템(100)을 부분 블록도, 부분 논리도, 부분 개략적 형태로 도시한다. PWM 시스템(100)은 모터 그 자체와 같은 모터의 요소를 모두 포함하고 있지 않으며, 이들 요소들은 본 발명의 이해를 돕기 위해 생략되었다. PWM 시스템(100)은 주로 MCU(120) 및 전압 감지기(140)를 포함한다. 또한, 도 3에는 도 1의 대응 요소와 동일한 도면 부호를 갖는 트랜지스터(51 및 52)와 다이오드(61 및 62)가 도시되어 있다. 도 1에서 그 접속 및 동작이 상세히 설명된 것처럼, 트랜지스터(51 및 52)와 다이오드(61 및 62)는 모터의 위상 U에 접속되며 더 이상의 설명은 생략한다. 설명을 위해, 도 3에서 I+로 표시된 전류는 모터 위상 U 단자로의 정전류가 정의 값으로 표현되는 관습을 나타낸다. 또한, 단자 U 상의 전압은 LOAD VOLTAGE U로 표시되어 있다. 또한, 도면과 표시는 PWM 시스템이 단일 위상을 발생시키는 것으로 되어 있지만, 본 발명은 도 1의 3상 시스템과 같은 다중 위상을 발생시키는 시스템에 응용될 수 있으며, 당업자라면 이것을 이해할 수 있을 것이다.
MCU(120)는 주로 CPU(121), 판독 전용 메모리(ROM)(122), 어드레스 버스(123), 데이터 버스(124), PWM(125) 및, 저전류 컨디션 회로(130)를 포함한다. CPU(121)는 어드레스 버스(123)에 접속된 출력 및, 데이터 버스(124)에 대한 양방향 접속을 갖는다. CPU(121)는 복소 명령 세트 컴퓨터(CISC), 축소 명령 세트 컴퓨터(RISC), 디지털 신호 처리기(DSP) 등과 같은 임의의 공지된 마이크로 처리기 구조를 사용하여 구현될 수 있다. 그러나, 저전류 컨디션 회로(130)는 CPU(121)가 마이크로 제어기 코어와 디지털 신호 처리기 중 하나일 때 가장 양호하게 구현된다. 마이크로 제어기 코어는 보다 저가의 응용에서 더 유용하며, 디지털 신호 처리기는 보다 높은 성능의 응용에서 선호될 것이다.
POM(122)은 어드레스 버스(123)에 접속된 입력 및, 데이터 버스(124)에 접속된 출력을 갖는다. ROM(122)은 프로그램 저장, 계수 저장 등의 기능을 위해 사용될 수 있다. 예컨대, ROM(122)은 CPU(121)가 PWM(125)을 동작시킬 때 유용하게 될 사인파를 규정하는 계수를 저장할 수 있다.
PWM(125)은 어드레스 버스(123)에 접속된 입력 단자, 데이터 버스(124)에 대한 양방향 접속, 신호(G1)를 제공하는 제 1 출력 단자 및, 신호(G2)를 제공하는 제 2 출력 단자를 포함한다. PWM(125)은 이하에 기술되는 것을 제외하면 종래의 PWM과 유사하게 동작한다. 저전류 컨디션 회로(130)는 제 1 클록 제어된 D 형 플립플롭(131), 제 2 클록 제어된 D 형 플립플롭(132) 및, 레지스터(133)를 포함한다. 플립플롭(131)은 D 입력, 신호(G1)를 수신하는 클록 입력 및, DT1으로 표시된 신호를 제공하는 Q출력 단자를 갖는다. 플립플롭(132)은 D 입력 단자, 신호(G2)를 수신하는 클록 입력 단자 및, 레지스터(133)에 신호(DT2)를 제공하는 Q 출력 단자를 갖는다. 신호(G1 및 G2)는 또한 트랜지스터(51 및 52)의 게이트에 각각 제공된다. 전압 감지기(140)는 LOAD VOLTAGE U를 수신하는 입력 단자 및, 플립플롭(131 및 132)의 D 입력 단자에 접속된 출력 단자를 갖는다.
PWM 시스템(100)은 모터 위상 U에 의해 유도된 전류가 사인파에 더 가까워지도록 하는 전압을 모터 위상 U에 제공한다. 전압 감지기(140)는 LOAD VOLTAGE U를 수신하고, LOAD VOLTAGE U가 부동시간 간격에 관련된 소정 시간내에서 소정의 임계에 도달할 때 디지털 출력을 제공한다. 신호(G1 및 G2)는 서로 중첩되지 않으며, 신호(G1 및 G2)가 중첩되지 않는 양은 부동시간 간격을 규정한다. 따라서, 플립플롭(131 및 132)은 PWM(125)의 기본 주기에 의해 규정된 오버롤 레이트(overall rate)에서 계속 연속적으로 클록 제어된다.
레지스터(133)는 신호(DT1 및 DT2)를 수신하는 입력 단자, 어드레스 버스(123)에 접속된 입력 단자 및 데이터 버스(124)에 접속된 출력 단자를 갖는 메모리 매핑된 레지스터이다. PWM(125)를 제어하는 CPU(121)상에서 실행되는 소프트웨어는 레지스터(133)의 내용을 검사하고 이하에 설명되는 것처럼 적절한 보정 동작을 취할 수 있다.
부동시간 간격은 트랜지스터(51 및 52)의 슛트루 전류를 방지하는데 필요하며 이 분야 기술에서 공지되어 있다. 그러나, 신호(G1 및 G2)의 비중첩 특성에 의해 발생된 부동시간 간격은 모터 위상 U로 흐르는 전류 신호에 왜곡을 발생시킨다. 이런 왜곡은 두가지 방식으로 나타난다. 첫째, 전류 신호의 크기가 감소된다. 둘째, 전류 신호가 0레벨 또는 0 교차점에 가까워질 때, 제로 근사 왜곡으로 공지된 것처럼, 사인파 곡선이 사실상 평면화된다.
첫 번째 유형의 왜곡은 MCU(120)내에서 공지된 기술을 사용하여 쉽게 보정될 수 있다. 이것은 전류 신호가 크고 정극성일 때, 왜곡이 부극성 레벨에서 일정하기 때문이다. 따라서, MCU(120)는 전류 크기가 정극성인 기간 동안 PWM(125)에 의해 듀티 사이클 출력을 적절히 변경함으로써 이 왜곡을 보상할 수 있다. 마찬가지로, 전류가 크고 부극성인 기간 동안, 왜곡은 부극성 전류의 절대값 감소를 초래한다. MCU(120)는 PWM(125)에 의해 제공된 신호를 적절히 변경하여 이 부극성 전압을 증가시킴으로써 이 왜곡을 보상할 수 있다.
0 교차점에서 유발된 왜곡은 보정하기가 더 어렵다. 본 발명에 따라, 전류 파령이 0레벨에 접근하는 점은 검출이 가능하므로, 정극성에서 부극성으로, 또는 부극성에서 정극성 보정 계수로 즉시 스위칭함으로써 사인파가 평면화되기 전에 보정될 수 있다. 도 3에 도시된 것처럼, 이것은 위상 U의 전류가 0 교차점에 접근할 때를 감지하고, 그 시점에서 0 교차 후의 왜곡을 보상하는데 필요한 보정 오프셋에 의해 신호(G1 및 G2)의 튜티 사이클을 변화시킴으로써 표현된다. 제로 근사 왜곡 보정은 두 개의 D형 플립플롭, MCU(120)의 내부 버스에 접속되는 하나의 레지스터 및, 저가의 전압 감지기를 추가함으로써 달성될 수 있다. 따라서, 그런 왜곡 보상 회로는 이제 다수의 저가의 모터 응용에 사용가능하다.
예컨대, MCU(120)는 텍사스 오스틴 소재의 모토로라 인코포레이티드로부터 현재 입수가능한 MC68 HC08MP16의 변형으로서 양호하게 구현된다. 그러나, 본 발명에 따른 회로는, CPU(121)가 디지털 신호 처리기(DSP)이며 고성능 모터에 주로 사용되는 MCU에서도 매우 유용하다.
전압 감지기(140)는 다양한 전압 감지 회로로 구현될 수 있다. 예컨대, 전압 감지기(140)는 아나로그-디지털 변환기(ADC)로 구현될 수 있으며, 이 경우, LOAD VOLTAGE U의 정확한 윤곽이 구성될 수 있다. 전압 감지기(140)에 사용될 수 있는 제 2 회로는 종래의 슈미트 트리거와 같은 히스테리시스 소자 또는 히스테리시스를 갖는 비교기이다. 전압 감지기(140)를 구현하는 세 번째 유형의 소자는 그 임계 전압이 2 레벨 사이에서 스위칭될 수 있는 비교기이다. 2개의 분리된 임계 전압의 이점은 이하의 도 5 및 도 6의 설명을 참조하면 보다 쉽게 이해될 것이다. 전압 감지기(140)는 또한 종래의 비교기의 입력에 저항/캐패시터(RC) 네트워크를 사용하여 구현될 수 있다. 그런 지연 요소는 히스테리시스의 상당량(equivalent) 또는 임계 변화를 제공한다. 전압 감지기(140)로서 사용될 수 있는 또다른 유형의 회로는 다수의 메모리 집적 회로에 공통적인 어드레스 천이 검출(ATD) 회로에 사용되는 것과 같은 천이 검출기이다. 또한, 다른 회로들이 전압 감지기(140)에 사용될 수 있다. 전압 감지기(140)의 주요 특성은 전압이 임계를 초과할 때를 감지하고 대응하여 디지털 출력 신호를 제공하는 것이다.
플립플롭(131 및 132)은, 플립플롭(131 및 132)의 출력(신호 DT1 및 DT2)이 다양한 모터 전류 상태를 나타낼 수 있도록 신호(G1 및 G2)를 클록 제어 신호로 사용한다. 예컨대, 모터 위상 U로 흐르는 전류가 큰 정극성 전류일 때(I+로 표시됨), 전압 감지기(140)는 부동 시간 간격 동안 논리 로우 레벨에서 출력에 전압을 제공한다. 모터 위상 U로 흐르는 전류가 낮은 진폭을 갖는 기간을 제외하면, 플립플롭(131 및 132)의 출력은 동일할 것이다. ROM(122)에 저장될 수 있는 소프트웨어의 제어하에서 CPU(121)는 이 정보를 유용하게 사용하여 신호(G1 및 G2)에 적절한 보상을 제공할 수 있다. 마찬가지로, 모터 위상 U로 흐르는 전류가 부극성 값의 비교적 높은 진폭을 가질 때, 전압 감지기(140)는 논리 하이 레벨을 출력한다. 플립플롭(131 및 132)의 출력은 11과 같다. 그러나, 천이 기간동안, 전압 감지기(140)에 의해 감지된 연속값들이 변경될 것이고, 따라서, DT1 및 DT2는 1이 될 것이다. 따라서, 01 상태는 모터 위상 U에 대한 전류의 미결정(pending) 극성 천이를 나타낸다.
이런 값들에 직면할 때, CPU(121)상에서 작동하는 소프트웨어는 전류의 0 교차를 예측하고 신호(G1 및 G2) 중 적절한 하나(또는 둘다)의 듀티 사이클의 보정 오프셋을 변경시킬 수 있다. 따라서, 전류 곡선의 평면화 대신, 0 교차점에서 무시할 수 있는 왜곡을 초래하는 수직 방향의 천이가 이루어진다. 신호(DT1 및 DT2)가 취하는 값은 아래의 표 1에 제시된다.
DT1 DT2 상 태
0 0 정극성 고전류
1 1 부극성 고전류
0 1 저전류
1 0 무효 조합
도 4는 신호 G1, G2 및, LOAD VOLTAGE U를 포함하는, 본 발명의 동작 이해와 관련된 다양한 전압의 타이밍도이다. LOAD VOLTAGE U는 4개의 다른 상태 즉, 정극성 고전류, 부극성 고전류, 정극성 저전류, 부극성 저전류에 대해 도시되어 있다. 도 4에서 가로축은 시간을 나타내고, 세로축은 전압을 나타낸다. 또한 도 4에서, 다양한 관련 시간은 반드시 규격대로 그려진 것은 아니며, 따라서, 부동 시간 간격은 대표 실시예에서보다 더 길게 나타날 수도 있다. 도 4에서, 관심있는 다양한 시간점은 시간 t0 내지 t9로 도시되어 있다. t0는 원점을 나타내고, 다른 시간은 각각 G1과 G2가 모두 비활성 상태가 되는 부동시간 간격을 나타낸다. 따라서, 도 4에 도시된 것처럼, 제 1 부동시간 간격은 시간(t1 및 t2) 사이에서 발생하고, 제 2 부동시간 간격은 시간(t3 및 t4) 사이에서 발생하고, 제 3 부동시간 간격은 시간(t5 및 t6) 사이에서 발생하며, 제 4 부동시간 간격은 시간(t7 및 t8) 사이에서 발생한다. t9는 관심있는 시간의 종료에서 다른 부동시간 간격의 식작을 나타낸다.
정극성 고부하 전류에 대해, 모터(24)의 인덕턴스는 부동시간 간격동안 LOAD VOLTAGE U을 신속히 저전압으로 떨어뜨린다. 마찬가지로, 부극성 고부하 전류에 대해, 모터(24)의 인덕턴스는 부동시간 간격동안 LOAD VOLTAGE U를 신속히 고전압으로 상승시킨다. 그러나, 간격(t3-t4) 및 간격(t7-t8) 동안의 정극성 저부하 전류에 대해, 모터(24)의 인덕턴스는 시스템의 기생 인덕턴스 및 용량과의 반응으로 인해 LOAD VOLTAGE U의 전압을 감소시키기 어렵다. 따라서, LOAD VOLTAGE U에 대한 고전압은 부동시간 간격동안 서서히 감소된다. 마찬가지로, 간격(t1-t2) 및 간격(t5-t6) 동안의 부극성 저부하 전류에 대해, 모터(24)의 인덕턴스는 시스템 기생성분과의 반응으로 인해 LOAD VOLTAGE U의 전압을 증가시키기 어렵다. 따라서, 저전류 상태동안의 느린 쇠퇴는 도 2에 도시된 전류 곡선의 평면화를 초래하는 전압 왜곡을 나타낸다.
도 5는 본 발명의 이해에 유용한 다양한 전압의 타이밍도이다. 도 5에서, 가로축은 시간을, 세로축은 LOAD VOLTAGE U를 나타낸다. 관심있는 두 개의 시간점은 시간점 t1과 t2이며, 이전 도면에서처럼, 시간 t0는 시간축의 원점을 나타낸다. 세로축을 따라, V1으로 표시된 제 1 전압과 VTH로 표시된 제 2 전압으로 구성되는, 관심있는 두 개의 전압이 도시되어 있다.
감지 전압의 이상적 특성은 파형 VA로 도시되어 있다. 시간 t1에서, VA는 정상 상태의 저레벨에서 정상 상태의 고레벨로 완전히 스위칭하고, 따라서, 전압은 시간(t1 및 t2) 사이의 부동시간 간격동안 완전히 스위칭한다. VA는 이상적 특성을 나타내므로, 실제 회로에서는 달성될 수 없다. 그러나, VB로 표시된 파형은 가능한 파형을 나타낸다. 인덕턴스는 전류의 순간 변화를 방해하고 모터는 전기적으로 큰 인덕턴스로 모델링될 수 있으므로, VB 파형과 같은 파형은 고전류 상태에서 최량의 달성가능한 스위칭 특성을 나타낼 수 있다. 파형(C, D, E)은 전류 진폭 상태가 변할 때 직면하기 쉬운 다른 파형들을 나타낸다.
본 발명에 따라, 전압 감지기(140)는 LOAD VOLTAGE U가 소정 레벨을 교차할 때를 검출한다. 도 4에 도시된 것처럼, 전압(V1)은 스위칭 범위의 약 1/2 크기이다. 양호하게는, 저전류 상태를 결정하는 임계 전압은 도 5의 V1보다 높은 어떤 레벨 즉, VTH로 설정된다. 따라서, 도 5에서, 파형(VA, VB 및 VC)에 직면할 때, 보정 계수는 변하지 않으며, 파형(VD 및 VE)에 직면할 때 새로운 보정값이 사용된다. MCU(120)는 신호(G1 및 G2)의 펄스폭을 즉시 변경시켜 이러한 보정을 수행한다. 예컨대, 도 5에서, 전압 파형이 감소되는 것으로 검출되면, MCU(120)가 즉시 펄스폭을 증가시킴으로써 트랜지스터(51)는 LOAD VOLTAGE U를 보다 높은 전압으로 증가시킨다.
대표 실시예에서, LOAD VOLTAGE U는 그 대부분의 사이클동안 VA와 유사하다. 그러나, 전류가 0에 근접함에 따라, 시스템의 기생성분이 좌우하기 시작한다. 따라서, LOAD VOLTAGE U는 파형 VA에서 VB, VC, 마침내는 VD로 진행하고, 이때 MCU(120)는 레지스터(133)에서 1 상태를 검출하고 적용된 보정값 및 펄스폭 튜티 사이클을 변경시킨다. 이 이산 스위칭은 부하 전류가 명면화되지 않고 수직으로 급격히 천이되도록 한다. 이 이산 스위칭은 부동시간 간격에 의해 발생된 사실상 모든 왜곡을 제거한다.
이러한 개선은 도 6을 참조로 계속 설명될 것이다. 도 6은 시간점(t0-t9)이 도 2의 동일하게 표시된 시간점에 대응하는 최종 전류 파형도를 도시한다. 도 2에 도시된 보정되지 않은 전류 파형에 대해, 파형의 사인파 특성은 시간(t2)과 시간(t3) 사이, 시간(t5)과 시간(t6) 사이에서 왜곡된다. 이러한 왜곡이 결합되어 모터의 샤프트(shaft)에서 감지될 수 있는 식별가능한 원치않은 토오크를 초래한다. 그러나, 본 발명에 따라, 파형은 보다 사인파에 가까워지고, 이전에 평면화되었던 파형 부분은 이제 약간의 수직 불연속을 나타낸다. 이 불연속은 수용가능하며 모터 샤프트에서 감지될 수 없다.
따라서, 본 발명은 도 2의 모터 전류 신호의 왜곡을 보상하는 시스템을 제공한다. 이 시스템은 저가이며, 단지 두 개의 D 형 플립플롭, 하나의 레지스터 및, 회부 전압 센서를 사용하여 현존하는 마이크로 제어기에 변형을 가함으로써 실현될 수 있다. 선택적으로, 전압 감지기(140)로의 입력은 저항성 분할기를 사용하여 스케일링될 수 있다. 저항성 분할기가 사용되더라도, 시스템 가격은 전류 감지기만큼 추가되지 않는다.
도시된 실시예에서 레지스터(133)에 의해 제공된 출력은 MCU(120)에서 실시되는 소프트웨어에 의해 검사되어, OUTPUT VOLTAGE U가 시간점(t2)에서 VTH를 교차하는지가 판단된다. 통상, ROM(122)은 사인파를 나타내는 계수표를 포함한다. 보상을 행하기 위해, 소프트웨어 프로그램은 레지스터(133)의 내용을 판독해야 한다. 그 내용이 01 이면, 소프트웨어는 사인파 데이터에 부가된 값(표에서 인출됨)을 변화시키고, 새로운 오프셋이 추가된 사인파 데이터에 대응하는 듀티 사이클을 갖는 신호(G1 및 G2)를 출력하도록 PMW(125)의 적절한 제어 레지스터를 변경한다. 이 보정 동작은 펄스폭 변조기 출력의 듀티 사이클에 불연속 도약을 초래할 것이다. 그러나, 순수한 모터 전압 파형은, 이 불연속이 부동시간 간격동안 발생하는 전압 파형의 변화와 상쇄되므로 보다 평탄하다.
이런 기능은 위상당 하나의 소자만이 추가된 마이크로 제어기에 의해 수행될 수 있다. 양호하게는, MCU(120)는 적어도 6개의 PWM을 포함하고, 따라서, MCU(120)는 3상 모터와 같은 3상 유도성 부하를 구동할 수 있다. 따라서, 이 기술은 단지 3개의 추가 핀을 추가함으로써 달성될 수 있다.
또한, 도시된 실시예에서, 전압 감지기(140)는 MCU(120)의 회부에 존재한다. 그러나, 다른 실시예에서, 전압 감지기(140)가 어떻게 구현되는지에 따라 전압 감지기(140)의 일부 또는 전부가 칩상에 포함될 수 있다. 그러나, MCU(120)는 종래의 저전력 상보 금속 산화물 반도체(CMOS) MCU를 사용하여 구현될 수 있으므로, 비교기와 같은 감지기를 포함함으로써 더 많은 기능이 칩상에서 구현될 수 있다. 그러나 이 경우, 양호하게는, LOAD VOLTAGE U의 최대 크기를 감소시키는 외부 분할기 네트워크가 사용된다. 또한, MCU(120)의 현존하는 A-D 변환기 채널이 사용되어 파형의 일부를 직접 복원할 수도 있다. 또한, 바이폴라-CMOS(BICMOS)와 같은 미래의 처리기술이 사용될 수 있을 때, IGBT(51 및 52) 및 다이오드(61 및 62)를 포함하는 인버터가 MCU(120)의 다른 요소와 함께 칩상에서 구현될 수 있게 될 것이다.
본 발명은 양호한 실시예를 기준으로 설명되었지만, 본 발명은 다양한 방식으로 수정될 수 있으며 특별히 제시되고 전술되지 않은 다수의 실시예를 취할 수 있음이 당업자에게는 명백할 것이다. 예컨대, 본 발명은 모든 하드웨어 요소를 사용하여 도는 하드웨어와 소프트웨어의 특정 결합에 의해 구현될 수 있다. 그런 시스템은 단일 위상 및 다중 위상 AC 모터를 포함하는, 모든 유형의 인버터 구동 유도성 부하에 유용하다. 또한 상기 시스템은 저가의 마이크로 제어기 또는 고성능 DSP에 적합하지만, 다른 유형의 CPU와 함께 사용될 수도 있다. 또한 트랜지스터 기술의 유형은 IGBT, 전력 MOS 전계 효과 트랜지스터(MOSFET), 접합 FET(JFET), 갈륨비소, 또는 다른 적합한 트랜지스터 유형이 될 수 있다. 따라서, 첨부된 청구범위에 의해 본 발명의 진정한 범위에 속하는 본 발명의 모든 변형을 포함시키고자 한다.

Claims (5)

  1. 제 1 펄스폭 변조(PWM) 신호(G1) 및 제 2 PWM 신호(G2)에 의해 제어된 한쌍의 트랜지스터(51,52)에 의해 급전된 유도성 부하를 구동하는 시스템(100)으로서, 상기 제 1 PWM 신호와 상기 제 2 PWM 신호 사이에 어떠한 PWM 신호도 표명되지 않는 부동시간이 발생되는 시스템에 있어서,
    상기 유도성 부하에 접속되고, 유도성 부하의 부하 전압을 감지하여 상기 부하 전압이 제 1 소정값과 소정 관계일 때 제 1 값의 출력 신호를 생성하는 전압 감지기(140) 및,
    상기 전압 감지기로부터의 상기 출력 신호, 제 1 PWM 신호 및, 제 2 PWM 신호를 검출하여, 부동시간 중의 제 1 시간에 상기 출력 신호의 값을 나타내는 제 1 신호를 발생시기고, 상기 부동시간 중의 제 2 시간에 상기 출력 신호의 값을 나타내는 제 2 신호를 발생시키는 마이크로 제어기(120)를 포함하고,
    상기 제 1 신호와 상기 제 2 신호는 다른 값을 나타내고, 상기 유도성 부하의 출력 전류는 0의 소정 크기내에 있는 유도성 부하 구동 시스템.
  2. 제 1 변조 신호 및 제 2 변조 신호에 의해 제어된 한쌍의 트랜지스터(51,52)에 의해 급전된 유도성 부하의 왜곡 보상용 제로 근사 전류 검출 회로로서, 상기 제 1 변조 신호와 상기 제 2 변조 신호 사이에 어떠한 변조 신호도 표명되지 않는 부동시간이 발생되는 회로에 있어서,
    상기 유도성 부하에 접속되고, 유도성 부하의 부하 전압을 감지하여 상기 부하 전압이 제 1 소정값과 소정 관계일 때 제 1 값의 출력 신호를 생성하는 전압 감지기(140)와,
    상기 전압 감지기로부터의 상기 출력 신호를 자신의 입력에서 수신하고 상기 제 1 변조 신호에 의해 제어되는 제 1 래치(131) 및,
    상기 전압 감지기로부터의 상기 출력 신호를 자신의 입력에서 수신하고 상기 제 2 변조 신호에 의해 제어되는 제 2 래치(132)를 포함하고,
    상기 제 1 래치의 래치된 출력 신호와 상기 제 2 래치의 래치된 출력 신호에 대한 다른 값은 상기 유도성 부하의 출력 전류가 0의 소정 크기내에 있는 것을 나타내는 제로 근사 전류 검출 회로.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 래치에 의해 래치된 출력 신호 및 상기 제 2 래치에 의해 래치된 출력 신호를 수신하여 상기 제 1 변조 신호 및 상기 제 2 변조 신호를 발생시키고, 상기 제 1 및 제 2 변조 신호중 한 신호의 듀티 사이클을 변형시킴으로써, 그리고, 상기 제 2 래치로부터 출력되는 것과 다른 값이 상기 제 1 래치로부터 출력될 때, 상기 제 1 및 제 2 변조 신호중 다른 한 신호의 듀티 사이클을 변형시킴으로써 부동 시간 동안 출력 전류의 정류에 의해 유발된 인덕터의 출력 전류에서의 왜곡을 보정하는 펄스폭 변조기를 더 포함하며, 상기 제 1 및 제 2 변조 신호 중 상기 다른 한 신호는 상기 출력 전류가 0이 되기 전에 변형되어 제로 근사를 보정하는 제로 근사 전류 검출 회로.
  4. 제 1 펄스폭 변조(PWM) 신호 및 제 2 PWM 신호에 의해 제어된 한쌍의 트랜지스터(51,52)에 의해 급전된 유도성 부하를 구동하는 데이터 처리 시스템(100)에 있어서,
    상기 유도성 부하에 접속되고, 유도성 부하의 부하 전압을 감지하여 상기 부하 전압이 소정값에 관하여 제 1 상태일 때 제 1 값의 출력 신호를 생성하는 전압 감지기(140)와,
    상기 전압 감지기로부터의 상기 출력 신호를 자신의 입력에서 수신하고, 상기 출력 신호가 상기 제 1 PWM 신호의 에지에 의해 래치되어 제 1 래치된 출력 신호로서 출력되도록 상기 제 1 PWM 신호에 의해 제어되는 제 1 래치(131)와,
    상기 전압 감지기로부터의 상기 출력 신호를 자신의 입력에서 수신하고, 상기 출력 신호가 상기 제 2 PWM 신호의 에지에 의해 래치되어 제 2 래치된 출력 신호로서 출력되도록 상기 제 2 PWM 신호에 의해 제어되는 제 2 래치(132) 및,
    상기 제 1 래치된 출력 신호와 상기 제 2 래치된 출력 신호를 수신하여 상기 제 1 PWM 신호 및 상기 제 2 PWM 신호를 발생시키는 프로세서(121)를 포함하고,
    상기 제 1 PWM 신호와 상기 제 2 PWM 신호 사이에 어떠한 PWM 신호도 표명되지 않는 부동 시간이 존재하고, 상기 프로세서는, 상기 제 1 및 제 2 PWM 신호중 한 신호의 듀티 사이클을 변형시키고, 상기 제 2 래치된 출력 신호와 다른 상기 제 1 래치된 신호의 발생시에, 상기 제 1 및 제 2 PWM 신호중 다른 한 신호의 듀티 사이클을 변형시킴으로써, 부동 시간 동안 출력 전류의 정류에 의해 유발된 인덕터의 출력 전류에서의 왜곡을 보정하고, 상기 제 1 및 제 2 PWM 신호 중 상기 다른 한 신호는 상기 출력 전류가 0이 되기 전에 변형되어 상기 출력 전류의 제로 근사를 보정하는 데이터 처리 시스템.
  5. 제 1 펄스폭 변조(PWM) 신호와 제 2 PWM 신호 사이에 어떠한 PWM 신호도 표명되지 않는 부동시간이 발생되는 상기 제 1 PWM 신호 및 상기 제 2 PWM 신호에 의해 제어된 한쌍의 트랜지스터에 의해 급전된 유도성 부하의 왜곡 보상을 위한 제로 근사 전류 검출 방법으로서,
    제 1 부동 시간 간격 동안 상기 유도성 부하의 제 1 부하 전압을 감지하는 단계와,
    제 2 부동 시간 간격 동안 상기 유도성 부하의 제 2 부하 전압을 감지하는 단계 및,
    선택된 레벨을 나타내는 제 1 값 및 제 2 값에 응답하여 제로 근사 전류 왜곡을 보정하는 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 제로 근사 전류 검출 방법.
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