KR102579943B1

KR102579943B1 - A Sub-THz Wireless Power Transfer for Non-Contact Wafer-Level Testing

Info

Publication number: KR102579943B1
Application number: KR1020210083092A
Authority: KR
Inventors: 변경수
Original assignee: 주식회사 뉴로엑스
Priority date: 2021-06-25
Filing date: 2021-06-25
Publication date: 2023-09-19
Anticipated expiration: 2041-06-25
Also published as: KR20230000678A

Abstract

서브 테라헤르츠기반 비접촉 웨이퍼 테스트를 위한 무선 전력 송신 방법 및 장치가 제시된다. 일 측면에 있어서, 본 발명에서 제안하는 서브 테라헤르츠기반 비접촉 웨이퍼 테스트를 위한 무선 전력 송신 장치는 서브 THz 반송파를 생성하는 전압 제어 오실레이터 및 상기 전압 제어 오실레이터의 출력 신호를 증폭하고, 제1 코일(L₁)를 통해 변화된 자기장을 생성하는 파워앰프를 포함하는 서브 THz 송신기 및 상기 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)를 통해 생성된 변화된 자기장을 수신하여 AC 전류 신호를 생성하는 제2 코일(L₂) 및 상기 제2 코일로부터의 AC 전류 신호를 DC 전압 신호로 변환하는 서브 THz 정류기를 포함하는 서브 THz 수신기를 포함하고, 무선 전력 송신의 최대 전력 전달 효율을 위한 상기 제1 코일(L₁) 및 상기 제2 코일(L₂) 사이의 결합 계수는 상기 파워앰프의 최대 출력 전력을 위한 상기 제1 코일(L₁)의 기생 저항 값 및 상기 서브 THz 정류기의 부하 및 상태 저항에 따른 상기 제2 코일(L₂)의 기생 저항 값에 의해 결정된다.A wireless power transmission method and device for sub-terahertz-based non-contact wafer testing are presented. In one aspect, the wireless power transmission device for sub-terahertz-based non-contact wafer testing proposed in the present invention includes a voltage-controlled oscillator that generates a sub-THz carrier wave, amplifies the output signal of the voltage-controlled oscillator, and includes a first coil (L A sub-THz transmitter including a power amplifier that generates a changed magnetic field through ₁ ) and a second coil (L) that receives the changed magnetic field generated through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter and generates an AC current signal ₂ ) and a sub-THz receiver including a sub-THz rectifier that converts the AC current signal from the second coil into a DC voltage signal, and the first coil (L ₁ ) for maximum power transfer efficiency of wireless power transmission And the coupling coefficient between the second coil (L ₂ ) is the parasitic resistance value of the first coil (L ₁ ) for the maximum output power of the power amplifier and the second coil according to the load and state resistance of the sub-THZ rectifier. It is determined by the parasitic resistance value of the coil (L ₂ ).

Description

A wireless power transmission system for sub-terahertz-based non-contact wafer testing {A Sub-THz Wireless Power Transfer for Non-Contact Wafer-Level Testing}

본 발명은 서브 테라헤르츠기반 비접촉 웨이퍼 테스트를 위한 무선 전력 송신 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 비접촉 웨이퍼 레벨 테스트용 서브 THz 무선 전력 송신 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a wireless power transmission system for sub-terahertz-based non-contact wafer testing, and more specifically, to a sub-THz wireless power transmission method and device for non-contact wafer level testing.

도 1은 종래기술에 따른 웨이퍼 레벨 테스트 인터페이스를 나타내는 도면이다. 1 is a diagram showing a wafer level test interface according to the prior art.

웨이퍼 레벨 테스트는 반도체 소자 제작에 필수적인 프로세스이다. 기존의 웨이퍼 테스트 기법은 도 1(a)와 같이 테스트 대상 장치(Device Under Test; DUT)[1]의 패드 또는 범프에 직접 연결되는 프로브 카드를 사용한다. 프로브 카드와 DUT 사이의 정렬이 잘못되면 테스트 결과를 신뢰할 수 없게 될 수 있으므로, 프로브 카드를 DUT 위에 정확하게 배치해야 한다. 정렬 불량 위험을 극복하기 위해서는 복잡한 프로브 카드가 필요하며 테스트 비용이 증가할 수 있다[2]. 또한 직접 접촉 시 프로브 카드와 DUT에 심각한 손상을 입힌다. 종래기술[2]에 설명된 바와 같이 동시 웨이퍼 테스트 기술에서는 주어진 웨이퍼의 모든 DUT를 최대 테스트 속도로 동시에 테스트한다. DUT의 각 패드는 일반적으로 웨이퍼 테스트 동안 약 3그램의 압력을 받는다[2]. 웨이퍼에 2000 DUT를 제작하고 각 DUT에 60개의 패드가 있는 경우 패드의 총 압력은 350kg이므로 최신 반도체 기술에 사용된 웨이퍼가 파손될 수 있다[2]. 따라서 기존의 웨이퍼 테스트 기술은 고비용 테스트, 저신뢰성 및 제한된 테스트 속도 문제를 겪는다.Wafer level testing is an essential process in manufacturing semiconductor devices. Existing wafer test techniques use a probe card that is directly connected to the pad or bump of the device under test (DUT) [1], as shown in Figure 1(a). The probe card must be positioned accurately on the DUT, as misalignment between the probe card and the DUT can render test results unreliable. Overcoming the risk of misalignment requires complex probe cards and can increase test costs [2]. Additionally, direct contact will cause serious damage to the probe card and DUT. As described in the prior art [2], in simultaneous wafer test technology, all DUTs on a given wafer are tested simultaneously at maximum test speed. Each pad on the DUT is typically subjected to approximately 3 grams of pressure during wafer testing [2]. If 2000 DUTs are fabricated on a wafer and each DUT has 60 pads, the total pressure on the pads is 350 kg, which can cause the wafers used in the latest semiconductor technology to break [2]. Therefore, existing wafer test technologies suffer from high test costs, low reliability, and limited test speed.

접촉 테스트 기술의 어려움은 유선 링크가 유도 결합 링크로 대체된 비접촉 테스트(Non-Contact Testing; NCT) 인터페이스의 기술[3-8]로 이어진다. 유선 테스트 인터페이스의 복잡한 프로브 카드와 비교하여 NCT 프로브 카드는 구조가 더 단순하므로 테스트 비용을 크게 줄일 수 있다[3-5]. NCT 인터페이스는 유도 커플링 링크의 성능이 정렬 오류 위험이 발생할 때 직접 접촉 링크의 성능보다 더 안정적이기 때문에 더욱 신뢰할 수 있는 테스트 결과를 제공한다[6,7]. 또한 웨이퍼 압력이 제거되면 동시에 더 많은 DUT를 테스트할 수 있기 때문에 테스트 속도가 향상될 수 있다[3,6,8]. 하지만 웨이퍼 한 대에 DUT 수를 늘리면 NCT 칩 크기는 매우 작아질 필요가 있다. NCT 시스템은 대개 무선 데이터 전송(Wireless Power Transfer; WDT)과 무선 전력 전송 칩[9-12]을 모두 필요로 하는데, 이는 부피가 큰 유도 커플러로 인해 매우 큰 칩 크기를 차지한다. 따라서 고급 웨이퍼 레벨 테스트 기술의 NCT는 WDT 및 WPT 칩 크기를 줄이는 새로운 작업이 필요하다.The difficulties of contact testing technology lead to the technology of Non-Contact Testing (NCT) interfaces [3-8], where wired links are replaced by inductively coupled links. Compared to the complex probe card of the wired test interface, the NCT probe card has a simpler structure, which can greatly reduce test costs [3-5]. NCT interfaces provide more reliable test results because the performance of inductively coupled links is more stable than that of direct contact links when the risk of misalignment occurs [6,7]. Additionally, eliminating wafer pressure can improve test speed by allowing more DUTs to be tested simultaneously [3, 6, 8]. However, if the number of DUTs per wafer increases, the NCT chip size needs to be very small. NCT systems usually require both wireless data transfer (WDT) and wireless power transfer chips [9-12], which occupy very large chip sizes due to bulky inductive couplers. Therefore, NCT in advanced wafer-level test technology requires new work to reduce WDT and WPT chip sizes.

WPT[2,13-18]에 대한 최근 기술은 칩 크기를 줄이고 전력 전송 효율성(Power Transfer Efficiency; PTE)을 향상시킨다는 측면에서 보고되었다. 이는 기존 바이오의학 응용을 목표로 한다.Recent technologies for WPT [2,13-18] have been reported in terms of reducing chip size and improving power transfer efficiency (PTE). This is aimed at existing biomedical applications.

종래기술[13-17]의 WPT는 수신기(Receiver; RX) 칩 크기 최적화에만 초점을 맞춘다. 송신기(Transmitter; TX) 칩 크기는 전송 거리가 특정 값(즉, TX 영역: 900mm², 거리: 10mm[14])보다 커야 하기 때문에 RX에 충분한 전력을 공급하기에 매우 크다. 종래기술[2,18,19]의 기존 WPT는 훨씬 더 짧은 거리를 응용하기 위해 최적화된 TX 및 RX 칩 크기(즉, TX 면적: 0.49 mm², RX 면적: 0.49 mm², 거리: 0.02 mm [18])를 제공한다. TX 칩 크기와 전송 거리를 절충점으로 고려할 수 있을 때 기존 WPT의 RX 칩 크기는 최대한 작을 것으로 예상된다. 그러나 종래기술에서 RX 칩 크기를 줄이는 것은 저주파 작동(즉, 144 MHz [2])을 위해 설계된 부피가 큰 커플러에 의해 제한된다.WPT in the prior art [13-17] only focuses on optimizing the receiver (RX) chip size. The transmitter (TX) chip size is very large to supply sufficient power to the RX because the transmission distance must be greater than a certain value (i.e., TX area: 900 mm ² , distance: 10 mm [14]). The existing WPT in the prior art [2,18,19] has optimized TX and RX chip sizes for much shorter distance applications (i.e., TX area: 0.49 mm ² , RX area: 0.49 mm ² , distance: 0.02 mm [ 18]) is provided. When TX chip size and transmission distance can be considered as a compromise, the RX chip size of existing WPT is expected to be as small as possible. However, reducing RX chip size in the prior art is limited by bulky couplers designed for low frequency operation (i.e., 144 MHz [2]).

따라서 유도 결합 링크에 대한 서브 THz 대역을 활용하는 극히 작은 폼 팩터 WPT를 필요로 한다. 도 1(b)는 서브 THz 대역이 많은 스케일링 유도 코일(즉, 300MHz는 0.7x0.7mm[18], 200GHz는 0.06x0.06mm)을 제공하기 때문에 여러 서브 THz 커플러가 단일 WPT 링크에 쉽게 장착될 수 있는 WPT의 원리를 보여준다. 또한, 기존의 WPT에 대해 보고된 고급 설계 기술로부터, 원하는 서브 THz 주파수 동작에서 제안된 WPT 송신기와 수신기는 더 높은 PTE를 위해 업그레이드되었다. 이러한 기술은 다중 채널 WPT는 전력 커플링 확장성을 위한 좋은 솔루션이 될 수 있다.This requires extremely small form factor WPTs that utilize sub-THz bands for inductively coupled links. Figure 1(b) shows that because the sub-THz band provides many scaling induction coils (i.e., 0.7x0.7 mm for 300 MHz [18] and 0.06x0.06 mm for 200 GHz), multiple sub-THz couplers can be easily mounted on a single WPT link. It shows the principles of WPT that can be used. Additionally, from the advanced design techniques reported for conventional WPT, the proposed WPT transmitter and receiver were upgraded for higher PTE at the desired sub-THz frequency operation. This technology can be a good solution for multi-channel WPT power coupling scalability.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 유도 결합 링크에 대한 서브 THz 대역을 활용하여 극히 작은 폼 팩터 WPT를 제공하는 서브 테라헤르츠기반 비접촉 웨이퍼 테스트를 위한 무선 전력 송신 방법 및 장치를 제안한다. 서브 THz 대역이 많은 스케일링 유도 코일을 제공하여 여러 서브 THz 커플러가 단일 WPT 링크에 쉽게 장착될 수 있는 WPT의 원리를 이용한다. 또한, 기존의 WPT에 대해 원하는 서브 THz 주파수 동작에서 제안된 WPT 송신기와 수신기는 더 높은 PTE를 위해 업그레이드된 기법을 제공한다. The technical problem to be achieved by the present invention is to propose a wireless power transmission method and device for sub-terahertz-based non-contact wafer testing that provides an extremely small form factor WPT by utilizing the sub-THz band for an inductive coupling link. It utilizes the principle of WPT by providing a scaling induction coil with many sub-THz bands, so that multiple sub-THz couplers can be easily mounted on a single WPT link. Additionally, at the desired sub-THz frequency operation for conventional WPT, the proposed WPT transmitter and receiver provide upgraded techniques for higher PTE.

일 측면에 있어서, 본 발명에서 제안하는 서브 테라헤르츠기반 비접촉 웨이퍼 테스트를 위한 무선 전력 송신 장치는 서브 THz 반송파를 생성하는 전압 제어 오실레이터 및 상기 전압 제어 오실레이터의 출력 신호를 증폭하고, 제1 코일(L₁)를 통해 변화된 자기장을 생성하는 파워앰프를 포함하는 서브 THz 송신기 및 상기 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)를 통해 생성된 변화된 자기장을 수신하여 AC 전류 신호를 생성하는 제2 코일(L₂) 및 상기 제2 코일로부터의 AC 전류 신호를 DC 전압 신호로 변환하는 서브 THz 정류기를 포함하는 서브 THz 수신기를 포함하고, 무선 전력 송신의 최대 전력 전달 효율을 위한 상기 제1 코일(L₁) 및 상기 제2 코일(L₂) 사이의 결합 계수는 상기 파워앰프의 최대 출력 전력을 위한 상기 제1 코일(L₁)의 기생 저항 값 및 상기 서브 THz 정류기의 부하 및 상태 저항에 따른 상기 제2 코일(L₂)의 기생 저항 값에 의해 결정된다. In one aspect, the wireless power transmission device for sub-terahertz-based non-contact wafer testing proposed in the present invention includes a voltage-controlled oscillator that generates a sub-THz carrier wave, amplifies the output signal of the voltage-controlled oscillator, and includes a first coil (L A sub-THz transmitter including a power amplifier that generates a changed magnetic field through ₁ ) and a second coil (L) that receives the changed magnetic field generated through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter and generates an AC current signal ₂ ) and a sub-THz receiver including a sub-THz rectifier that converts the AC current signal from the second coil into a DC voltage signal, and the first coil (L ₁ ) for maximum power transfer efficiency of wireless power transmission And the coupling coefficient between the second coil (L ₂ ) is the parasitic resistance value of the first coil (L ₁ ) for the maximum output power of the power amplifier and the second coil according to the load and state resistance of the sub-THZ rectifier. It is determined by the parasitic resistance value of the coil (L ₂ ).

상기 서브 THz 송신기의 전압 제어 오실레이터는 두 개의 트랜지스터(M₁ 및 M₂) 및 LC 탱크를 포함하고, 교차 결합된 액티브 트랜지스터(M₁ 및 M₂)는 음의 저항을 제공하고 LC 탱크의 기생 저항으로 인한 손실을 보상하기 위해 사용되며, 상기 서브 THz 송신기의 파워앰프는 두 개의 트랜지스터(M₃ 및 M₄) 및 제1 코일(L₁)을 포함하고, 상기 파워앰프의 네트워크 임피던스는 최대 전력 전송을 위해 무선 전력 송신 장치의 부하 임피던스와 일치한다. The voltage-controlled oscillator of the sub-THz transmitter includes two transistors (M ₁ and M ₂ ) and an LC tank, and the cross-coupled active transistors (M ₁ and M ₂ ) provide negative resistance and the parasitic resistance of the LC tank. It is used to compensate for losses due to, and the power amplifier of the sub-THz transmitter includes two transistors (M ₃ and M ₄ ) and a first coil (L ₁ ), and the network impedance of the power amplifier is such that the maximum power transmission To match the load impedance of the wireless power transmission device.

상기 서브 THz 송신기의 파워앰프는 서브 THz 주파수 동작에서 전력 이득을 증가시키기 위해 두 개의 대칭 클래스 증폭기로 설계되고, 미리 설정된 주파수에서 가장 높은 이득을 획득하도록 상기 두 개의 트랜지스터(M₃ 및 M₄)의 채널 폭을 설정한다. The power amplifier of the sub-THz transmitter is designed as two symmetric class amplifiers to increase power gain at sub-THz frequency operation, and the two transistors (M ₃ and M ₄ ) are used to obtain the highest gain at a preset frequency. Set the channel width.

상기 서브 THz 수신기의 THz 정류기는 임계 전압(V_TH)에 대한 셀프-제거(self-cancellation)를 달성하기 위해 상기 THz 정류기의 NMOS 쌍(M₅, M₆)과 PMOS 쌍(M₇, M₈) 모두에 대한 교차 연결을 활용한다. The THz rectifier of the sub-THz receiver uses an NMOS pair (M ₅ , M ₆ ) and a PMOS pair (M ₇ , M ₈ ) of the THz rectifier to achieve self-cancellation for the threshold voltage (V _TH ). ) utilize cross-connections for both.

상기 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)의 기생 저항은 서브 THz 송신기의 파워앰프의 최대 출력 전력을 허용하도록 미리 정해진 옴만큼 작고, 서브 THz 수신기의 제2 코일(L₂)의 기생 저항은 상기 THz 정류기의 부하 및 상태 저항보다 작다. The parasitic resistance of the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter is as small as a predetermined ohm to allow the maximum output power of the power amplifier of the sub-THz transmitter, and the parasitic resistance of the second coil (L ₂ ) of the sub-THz receiver is It is smaller than the load and state resistance of the THz rectifier.

또 다른 일 측면에 있어서, 본 발명에서 제안하는 전압 제어 오실레이터와 파워앰프를 포함하는 서브 THz 송신기 및 제2 코일(L₂)과 서브 THz 정류기를 포함하는 서브 THz 수신기를 포함하는 서브 THz 무선 전력 전송 장치의 동작 방법은 상기 서브 THz 송신기의 전압 제어 오실레이터를 통해 서브 THz 반송파를 생성하는 단계, 상기 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)를 통해 상기 전압 제어 오실레이터의 출력 신호를 증폭하고, 변화된 자기장을 생성하는 단계, 상기 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)를 통해 생성된 변화된 자기장을 상기 서브 THz 수신기의 제2 코일(L₂)을 통해 수신하여 AC 전류 신호를 생성하는 단계 및 상기 서브 THz 수신기의 서브 THz 정류기를 통해 상기 제2 코일로부터의 AC 전류 신호를 DC 전압 신호로 변환하는 단계를 포함하고, 무선 전력 전송의 최대 전력 전달 효율을 위한 상기 제1 코일(L₁) 및 상기 제2 코일(L₂) 사이의 결합 계수는 상기 파워앰프의 최대 출력 전력을 위한 상기 제1 코일(L₁)의 기생 저항 값 및 상기 서브 THz 정류기의 부하 및 상태 저항에 따른 상기 제2 코일(L₂)의 기생 저항 값에 의해 결정된다.In another aspect, sub-THz wireless power transmission including a sub-THz transmitter including a voltage control oscillator and a power amplifier proposed in the present invention, and a sub-THz receiver including a second coil (L ₂ ) and a sub-THz rectifier. The operating method of the device includes generating a sub-THz carrier wave through a voltage-controlled oscillator of the sub-THz transmitter, amplifying the output signal of the voltage-controlled oscillator through a first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter, and generating a changed magnetic field. generating, receiving the changed magnetic field generated through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter through the second coil (L ₂ ) of the sub-THz receiver to generate an AC current signal, and the sub Converting the AC current signal from the second coil to a DC voltage signal through a sub-THz rectifier of the THz receiver, the first coil (L ₁ ) and the first coil for maximum power transfer efficiency of wireless power transmission The coupling coefficient between the two coils (L ₂ ) is the parasitic resistance value of the first coil (L ₁ ) for the maximum output power of the power amplifier and the second coil (L) according to the load and state resistance of the sub-THz rectifier. ₂ ) is determined by the parasitic resistance value.

본 발명의 실시예들에 따르면 유도 결합 링크에 대한 서브 THz 대역을 활용하여 극히 작은 폼 팩터 WPT를 제안하고, 서브 THz 대역이 많은 스케일링 유도 코일을 제공하여 여러 서브 THz 커플러가 단일 WPT 링크에 쉽게 장착될 수 있다. 또한, 기존의 WPT에 대해 원하는 서브 THz 주파수 동작에서 제안된 WPT 송신기와 수신기는 더 높은 PTE를 위해 업그레이드되었다. 제안된 다중 채널 WPT는 전력 커플링 확장성을 위한 좋은 솔루션이 될 수 있다. 다시 말해, WPT를 위한 THz 코일이 더 추가되면 더 많은 전송 전력을 달성할 수 있다.According to embodiments of the present invention, an extremely small form factor WPT is proposed utilizing the sub-THz band for an inductively coupled link, and a scaling induction coil with a large sub-THz band is provided so that multiple sub-THz couplers can be easily mounted on a single WPT link. It can be. Additionally, the proposed WPT transmitter and receiver were upgraded for higher PTE at the desired sub-THz frequency operation for conventional WPT. The proposed multi-channel WPT can be a good solution for power coupling scalability. In other words, more transmission power can be achieved by adding more THz coils for WPT.

도 1은 종래기술에 따른 웨이퍼 레벨 테스트 인터페이스를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 테라헤르츠기반 비접촉 웨이퍼 테스트를 위한 무선 전력 송신 장치 및 서브 THz WPT TX의 구조를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 M₃와 M₄의 채널 폭(WPA)에 따른 PA의 성능을 나타내는 그래프이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 M₁과 M₂의 채널 폭에 따른 VCO의 전력 소비 및 출력 전압 스윙을 나타내는 그래프이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz WPT RX의 구조를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 정류기를 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 테라헤르츠기반 비접촉 웨이퍼 테스트를 위한 무선 전력 송신 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 커플링 인덕터를 종래기술과 바교하여 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 커플링 인덕터의 퀄리티 팩터를 종래기술과 비교하는 그래프이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 커플러링 인덕터 사이의 거리에 따른 커플링 팩터의 변화를 나타내는 그래프이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 고성능 8채널 커플러를 사용하는 서브 THz 다채널 WPT 시스템을 나타내는 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 단일 채널 WPT 송신기와 수신기의 레이아웃을 나타내는 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 단일 채널 서브 THZ WPT의 시뮬레이션된 신호 흐름을 나타내는 도면이다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 부하 저항의 변화에 따른 출력 전압의 변화를 나타내는 도면이다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 8채널 서브 THz WPT의 구조를 나타내는 도면이다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 단일 채널 및 다중 채널 WPT의 전력 전송에 대한 몬테카를로 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.1 is a diagram showing a wafer level test interface according to the prior art.
Figure 2 is a diagram showing the structure of a wireless power transmission device and a sub-THz WPT TX for sub-terahertz-based non-contact wafer testing according to an embodiment of the present invention.
Figure 3 is a graph showing PA performance according to the channel width (WPA) of M ₃ and M ₄ according to an embodiment of the present invention.
Figure 4 is a graph showing the power consumption and output voltage swing of the VCO according to the channel width of M ₁ and M ₂ according to an embodiment of the present invention.
Figure 5 is a diagram showing the structure of sub-THz WPT RX according to an embodiment of the present invention.
Figure 6 is a diagram for explaining a sub-THz rectifier according to an embodiment of the present invention.
Figure 7 is a flowchart illustrating a wireless power transmission method for sub-terahertz-based non-contact wafer testing according to an embodiment of the present invention.
Figure 8 is a diagram for explaining the sub-THz coupling inductor according to an embodiment of the present invention in comparison with the prior art.
Figure 9 is a graph comparing the quality factor of the sub-THz coupling inductor according to an embodiment of the present invention with the prior art.
Figure 10 is a graph showing the change in coupling factor according to the distance between sub-THz coupling inductors according to an embodiment of the present invention.
Figure 11 is a diagram showing a sub-THz multi-channel WPT system using a high-performance 8-channel coupler according to an embodiment of the present invention.
Figure 12 is a diagram showing the layout of a single-channel WPT transmitter and receiver according to an embodiment of the present invention.
Figure 13 is a diagram showing simulated signal flow of a single channel sub-THZ WPT according to an embodiment of the present invention.
Figure 14 is a diagram showing a change in output voltage according to a change in load resistance according to an embodiment of the present invention.
Figure 15 is a diagram showing the structure of an 8-channel sub-THz WPT according to an embodiment of the present invention.
Figure 16 is a diagram showing Monte Carlo simulation results for power transmission of single-channel and multi-channel WPT according to an embodiment of the present invention.

본 발명에서는 비접촉 웨이퍼 레벨 테스트를 위한 서브 TH_Z 무선 전력 전송(Wireless Power Transfer; WPT) 인터페이스를 제안한다. 3-D EM 시뮬레이션으로 설계 및 분석된 온칩 서브 THz 커플러는 WPT에 통합되어 에어 미디어(air media)를 통해 전력을 전송할 수 있다. 서브 THz 코일을 사용하는 WPT는 매우 작은 칩 크기를 차지하며, 이는 향후 웨이퍼 테스트 용도에 적합하다. WPT의 최상의 전력 전송 효율(Power Transfer Efficiency; PTE) 조건에서는 최대 전력 공급량이 채널당 2.5mW로 제한된다. 그러나 다채널 서브 TH_Z WPT는 높은 PTE를 유지하면서 테스트 목적으로 충분한 전력을 제공하는 좋은 솔루션이 될 수 있다. 표준 28nm CMOS 기술로 시뮬레이션된, 제안하는 8채널 WPT는 16%의 PTE로 20mW의 전력을 제공할 수 있다. 8채널 WPT 송신기와 수신기의 레이아웃은 각각 0.12mm², 0.098mm²에 불과하다. 이하, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. The present invention proposes a sub-TH _Z wireless power transfer (WPT) interface for non-contact wafer level testing. The on-chip sub-THz coupler, designed and analyzed by 3-D EM simulation, can be integrated into the WPT to transmit power through air media. WPT using sub-THz coils occupies a very small chip size, making it suitable for future wafer test applications. Under WPT's best Power Transfer Efficiency (PTE) conditions, the maximum power supply is limited to 2.5 mW per channel. However, a multi-channel sub-TH _Z WPT can be a good solution to provide sufficient power for testing purposes while maintaining a high PTE. Simulated with standard 28nm CMOS technology, the proposed 8-channel WPT can provide 20mW of power with a PTE of 16%. The layout of the 8-channel WPT transmitter and receiver is only 0.12mm ² and 0.098mm ² , respectively. Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the attached drawings.

본 발명에서는 유도 결합 링크에 대한 서브 THz 대역을 활용하여 극히 작은 폼 팩터 WPT를 제안한다. 서브 THz 대역이 많은 스케일링 유도 코일을 제공하여 여러 서브 THz 커플러가 단일 WPT 링크에 쉽게 장착될 수 있는 WPT의 원리를 이용한다. 또한, 기존의 WPT에 대해 원하는 서브 THz 주파수 동작에서 제안된 WPT 송신기와 수신기는 더 높은 PTE를 위해 업그레이드되었다. 제안된 다중 채널 WPT는 전력 커플링 확장성을 위한 좋은 솔루션이 될 수 있다. 다시 말해, WPT를 위한 THz 코일이 더 추가되면 더 많은 전송 전력을 달성할 수 있다.The present invention proposes an extremely small form factor WPT utilizing the sub-THz band for inductively coupled links. It utilizes the principle of WPT by providing a scaling induction coil with many sub-THz bands, so that multiple sub-THz couplers can be easily mounted on a single WPT link. Additionally, the proposed WPT transmitter and receiver were upgraded for higher PTE at the desired sub-THz frequency operation for conventional WPT. The proposed multi-channel WPT can be a good solution for power coupling scalability. In other words, more transmission power can be achieved by adding more THz coils for WPT.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 테라헤르츠기반 비접촉 웨이퍼 테스트를 위한 무선 전력 송신 장치 및 서브 THz WPT TX의 구조를 나타내는 도면이다. Figure 2 is a diagram showing the structure of a wireless power transmission device and a sub-THz WPT TX for sub-terahertz-based non-contact wafer testing according to an embodiment of the present invention.

제안하는 서브 테라헤르츠기반 비접촉 웨이퍼 테스트를 위한 무선 전력 송신 장치는 서브 THz 송신기(210) 및 서브 THz 수신기(220)를 포함한다. The proposed wireless power transmission device for sub-terahertz-based non-contact wafer testing includes a sub-THz transmitter 210 and a sub-THz receiver 220.

본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 송신기(210)는 서브 THz 반송파를 생성하는 전압 제어 오실레이터(VCO) 및 상기 전압 제어 오실레이터의 출력 신호를 증폭하고, 제1 코일(L₁)를 통해 변화된 자기장을 생성하는 파워앰프(PA)를 포함한다. The sub-THz transmitter 210 according to an embodiment of the present invention amplifies a voltage-controlled oscillator (VCO) that generates a sub-THz carrier wave and the output signal of the voltage-controlled oscillator, and generates a magnetic field changed through the first coil (L ₁ ). It includes a power amplifier (PA) that generates.

본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 수신기(220)는 서브 THz 송신기(210)의 제1 코일(L₁)를 통해 생성된 변화된 자기장을 수신하여 AC 전류 신호를 생성하는 제2 코일(L₂) 및 상기 제2 코일로부터의 AC 전류 신호를 DC 전압 신호로 변환하는 서브 THz 정류기(Rectifier)를 포함한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 수신기(220)의 구체적인 구성에 대한 설명은 도 5를 참조한다. The sub-THz receiver 220 according to an embodiment of the present invention includes a second coil (L ₂ ) that receives the changed magnetic field generated through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter 210 and generates an AC current signal. ) and a sub-THz rectifier that converts the AC current signal from the second coil into a DC voltage signal. For a description of the specific configuration of the sub-THz receiver 220 according to an embodiment of the present invention, refer to FIG. 5.

본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 송신의 최대 전력 전달 효율을 위한 상기 제1 코일(L₁) 및 상기 제2 코일(L₂) 사이의 결합 계수는 상기 파워앰프의 최대 출력 전력을 위한 상기 제1 코일(L₁)의 기생 저항 값 및 상기 서브 THz 정류기의 부하 및 상태 저항에 따른 상기 제2 코일(L₂)의 기생 저항 값에 의해 결정될 수 있다. The coupling coefficient between the first coil (L ₁ ) and the second coil (L ₂ ) for maximum power transfer efficiency of wireless power transmission according to an embodiment of the present invention is the above for maximum output power of the power amplifier. It may be determined by the parasitic resistance value of the first coil (L ₁ ) and the parasitic resistance value of the second coil (L ₂ ) according to the load and state resistance of the sub-THZ rectifier.

본 발명의 일 실시예에 따른 상기 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)의 기생 저항은 서브 THz 송신기의 파워앰프의 최대 출력 전력을 허용하도록 미리 정해진 옴만큼 작고, 서브 THz 수신기의 제2 코일(L₂)의 기생 저항은 상기 THz 정류기의 부하 및 상태 저항보다 작게 설계할 수 있다. The parasitic resistance of the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter according to an embodiment of the present invention is as small as a predetermined ohm to allow the maximum output power of the power amplifier of the sub-THz transmitter, and the second coil of the sub-THz receiver The parasitic resistance of (L ₂ ) can be designed to be smaller than the load and state resistance of the THz rectifier.

도 2를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 송신기(210)의 구체적인 구성을 도시하였다. Referring to FIG. 2, the specific configuration of the sub-THz transmitter 210 according to an embodiment of the present invention is shown.

본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 송신기(THz WPT TX)(210)의 전압 제어 오실레이터(VCO)는 두 개의 트랜지스터(M₁ 및 M₂) 및 LC 탱크를 포함하고, 교차 결합된 액티브 트랜지스터(M₁ 및 M₂)는 음의 저항을 제공하고 LC 탱크(C 및 L)의 기생 저항으로 인한 손실을 보상하기 위해 사용되며, 상기 서브 THz 송신기(210)의 파워앰프(PA)는 두 개의 트랜지스터(M₃ 및 M₄) 및 제1 코일(L₁)을 포함하고, 상기 파워앰프(PA)의 네트워크 임피던스는 최대 전력 전송을 위해 무선 전력 송신 장치의 부하 임피던스와 일치하도록 설계될 수 있다. The voltage controlled oscillator (VCO) of the sub-THz transmitter (THz WPT TX) 210 according to an embodiment of the present invention includes two transistors (M ₁ and M ₂ ) and an LC tank, and a cross-coupled active transistor ( M ₁ and M ₂ ) are used to provide negative resistance and compensate for losses due to parasitic resistance of the LC tank (C and L), and the power amplifier (PA) of the sub-THz transmitter 210 uses two transistors. (M ₃ and M ₄ ) and a first coil (L ₁ ), and the network impedance of the power amplifier (PA) may be designed to match the load impedance of the wireless power transmission device for maximum power transmission.

본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 송신기(210)의 파워앰프(PA)는 서브 THz 주파수 동작에서 전력 이득을 증가시키기 위해 두 개의 대칭 클래스 증폭기로 설계될 수 있고, 미리 설정된 주파수에서 가장 높은 이득을 획득하도록 상기 두 개의 트랜지스터(M₃ 및 M₄)의 채널 폭을 설정한다. The power amplifier (PA) of the sub-THz transmitter 210 according to an embodiment of the present invention may be designed as two symmetric class amplifiers to increase power gain at sub-THz frequency operation, with the highest gain at a preset frequency. Set the channel width of the two transistors (M ₃ and M ₄ ) to obtain .

더욱 상세하게는, 제안하는 서브 THz 송신기에서 LC-탱크 전압 제어 오실레이터(VCO)가 서브 THz 반송파를 생성한다. 더 높은 전력 전송을 제공하기 위해 서브 THz VCO의 출력 신호는 파워앰프(PA)로 전송되어 M₃ 및 M₄의 게이트 전압을 구동하고 제1 코일(L₁)의 전류 흐름을 변경한다. 높은 전류 변동은 제1 코일(L₁)에 더 강한 자기장을 유발하여 WPT(Wireless Power Transfer)의 정확도를 높인다. 또한 PA의 네트워크 임피던스는 최대 전력 전송을 위해 WPT 부하 임피던스와 일치한다. LC-탱크 VCO는 액티브 트랜지스터(M₁및 M₂)와 LC 탱크로 구성된다. 교차 결합 NMOS 트랜지스터는 음의 저항을 제공하고 LC-탱크의 기생 저항으로 인한 손실을 극복하기 위해 사용된다. 인덕터(L) 및 캐패시터(C)와 같은 패시브 회로 요소는 인덕터의 부피가 큰 경우 일반적으로 온칩 CMOS 구현에서 상당한 부피를 차지한다. WPT의 경우 서브 THz 인덕터는 더 작은 폼 팩터 VCO 및 PA를 구현하는 데 사용된다. 또한, 서브 THz 주파수 동작에서 높은 전력 이득(gain)을 달성하기 위해 PA는 두 개의 대칭 클래스 E 증폭기로 설계된다. 이러한 앰프는 두 개의 NMOS 트랜지스터(M₃및 M₄)와 제1 코일(L₁)로 구성되어 있다. PA의 출력 임피던스는 제1 코일(L₁)의 인덕턴스, NMOS 트랜지스터와 인덕터의 기생 캐패시턴스(C_p) 및 저항(R_p)의 조합이다. PA의 전송함수 A(s)는 다음과 같이 나타낼 수 있다: More specifically, in the proposed sub-THz transmitter, an LC-tank voltage-controlled oscillator (VCO) generates a sub-THz carrier. To provide higher power transmission, the output signal of the sub-THZ VCO is transmitted to a power amplifier (PA) to drive the gate voltage of M ₃ and M ₄ and change the current flow in the first coil (L ₁ ). High current fluctuations cause a stronger magnetic field in the first coil (L ₁ ), increasing the accuracy of Wireless Power Transfer (WPT). Additionally, the PA's network impedance matches the WPT load impedance for maximum power transfer. The LC-tank VCO consists of active transistors (M ₁ and M ₂ ) and an LC tank. Cross-coupled NMOS transistors are used to provide negative resistance and overcome losses due to parasitic resistance of the LC-tank. Passive circuit elements such as inductors (L) and capacitors (C) typically occupy significant volume in on-chip CMOS implementations given the large volume of the inductors. For WPT, sub-THz inductors are used to implement smaller form factor VCOs and PAs. Additionally, to achieve high power gain at sub-THz frequency operation, the PA is designed with two symmetric class E amplifiers. This amplifier consists of two NMOS transistors (M ₃ and M ₄ ) and a first coil (L ₁ ). The output impedance of the PA is a combination of the inductance of the first coil (L ₁ ), the parasitic capacitance (C _p ) and resistance (R _p ) of the NMOS transistor and the inductor. The transfer function A(s) of PA can be expressed as follows:

(1) (One)

또는, (2)or, (2)

여기서 g_m은 M₃와 M₄의 트랜스 컨덕턴스이고, A₀ = L₁g_m은 PA의 중간대역 이득이다. 식(1) 및 식(2)에 나타낸 것과 같이, A(s)는 다음을 만족시키는 두 개의 극 주파수, 과 를 갖는 대역-통과 필터 전송 함수의 한 형태이다: Here g _m is the transconductance of M ₃ and M ₄ and A ₀ = L ₁ g _m is the midband gain of the PA. As shown in equations (1) and (2), A(s) is the two pole frequencies satisfying: class It is a form of a band-pass filter transfer function with:

(3) (3)

(4) (4)

M₃와 M₄의 채널 폭을 늘리면 g_m과 C_p가 모두 증가한다. g_m이 증가하면 중간 대역 이득 A₀이 증가한다. 그러나 식(1)과 식(2)는 C_p가 증가하면 A(s)의 극 주파수가 감소하고 고주파수 동작 시 이득이 감소한다는 것을 보여준다. 따라서 PA의 NMOS 트랜지스터의 크기는 원하는 주파수에서 가장 높은 이득을 얻기 위해 신중하게 최적화되어야 한다. Increasing the channel width of M ₃ and M ₄ increases both g _m and C _p . As g _m increases, the mid-band gain A ₀ increases. However, equations (1) and (2) show that as C _p increases, the pole frequency of A(s) decreases and the gain decreases during high frequency operation. Therefore, the size of the PA's NMOS transistor must be carefully optimized to achieve the highest gain at the desired frequency.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 M₃와 M₄의 채널 폭에 따른 PA의 성능을 나타내는 그래프이다. Figure 3 is a graph showing PA performance according to channel widths of M ₃ and M ₄ according to an embodiment of the present invention.

도 3은 M3와 M4의 채널 폭(W_PA)에 따른 PA의 성능을 보여준다. W_PA = 6μm일 때 PA는 9.6mW의 전력을 소비하며 약 14dB의 이득을 얻는다. WPA가 증가하면 200 GHz 주파수 동작 시 이득이 감소하며 PA의 전력 소비량이 크게 증가한다. Figure 3 shows PA performance according to the channel width (W _PA ) of M3 and M4. When W _PA = 6μm, the PA consumes 9.6mW of power and achieves a gain of approximately 14dB. As the WPA increases, the gain decreases when operating at a frequency of 200 GHz, and the power consumption of the PA significantly increases.

WPT의 공급 전력(delivered power; P_L)을 증가시키려면 PA의 출력 전압 스윙을 증가시켜야 한다. 원하는 주파수 작동에서 PA가 최적화되면 VCO에 더 많은 전력을 공급하여 PA 출력 전압 스윙을 증가시킬 수 있다. VCO의 높은 전력 소비는 M₃와 M₄에서 더 높은 게이트 전압 드라이버를 제공한다. To increase the delivered power (P _L ) of the WPT, the output voltage swing of the PA must be increased. Once the PA is optimized for the desired frequency of operation, more power can be supplied to the VCO to increase the PA output voltage swing. The high power consumption of the VCO provides higher gate voltage drivers in M ₃ and M ₄ .

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 M₁과 M₂의 채널 폭에 따른 VCO의 전력 소비 및 출력 전압 스윙을 나타내는 그래프이다. Figure 4 is a graph showing the power consumption and output voltage swing of the VCO according to the channel width of M ₁ and M ₂ according to an embodiment of the present invention.

도 4(a)는 M₁과 M₂의 채널 폭에 따라 VCO의 전력 소비 및 출력 전압 스윙을 보여준다. 그러나 본 발명의 일 실시예에 따른 PA는 제한된 범위의 VCO 출력 전압 스윙으로 최고의 효율성을 발휘한다. 제한 전압 범위에 도달했을 때 M₁과 M₂의 채널 폭을 늘리면 전력 소비량만 증가할 뿐 P_L은 향상되지 않는다. 제안하는 WPT의 최대 PTE는 도 4(b)와 같이 M₁, M₂의 채널 폭이 15μm일 때 달성된다. Figure 4(a) shows the power consumption and output voltage swing of the VCO depending on the channel width of M ₁ and M ₂ . However, the PA according to one embodiment of the present invention achieves the highest efficiency with a limited range of VCO output voltage swing. When the limiting voltage range is reached, increasing the channel width of M ₁ and M ₂ only increases power consumption and does not improve P _L . The maximum PTE of the proposed WPT is achieved when the channel widths of M ₁ and M ₂ are 15 μm, as shown in Figure 4(b).

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz WPT RX의 구조를 나타내는 도면이다. Figure 5 is a diagram showing the structure of sub-THz WPT RX according to an embodiment of the present invention.

본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 수신기(THz WPT RX)(510)는 제2 코일(L₂)(511) 및 서브 THz 정류기(Rectifier)(512)를 포함한다. The sub-THz receiver (THz WPT RX) 510 according to an embodiment of the present invention includes a second coil (L ₂ ) 511 and a sub-THz rectifier (Rectifier) 512.

본 발명의 일 실시예에 따른 제2 코일(L₂)(511)은 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)를 통해 생성된 변화된 자기장을 수신하여 AC 전류 신호를 생성한다. The second coil (L ₂ ) 511 according to an embodiment of the present invention receives the changed magnetic field generated through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter and generates an AC current signal.

본 발명의 일 실시예에 따른 THz 정류기(512)는 제2 코일(L₂)(511)로부터의 AC 전류 신호를 DC 전압 신호로 변환한다. The THz rectifier 512 according to an embodiment of the present invention converts the AC current signal from the second coil (L ₂ ) 511 into a DC voltage signal.

본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 수신기(510)의 THz 정류기(512)는 임계 전압(V_TH)에 대한 셀프-제거(self-cancellation)를 달성하기 위해 상기 THz 정류기(512)의 NMOS 쌍(M₅, M₆)과 PMOS 쌍(M₇, M₈) 모두에 대한 교차 연결을 활용한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 정류기(512)의 구체적인 구성에 대한 설명은 도 6을 참조한다. The THz rectifier 512 of the sub-THz receiver 510 according to an embodiment of the present invention uses an NMOS pair of the THz rectifier 512 to achieve self-cancellation for the threshold voltage (V _TH ). It utilizes cross connections for both (M ₅ , M ₆ ) and PMOS pairs (M ₇ , M ₈ ). For a description of the specific configuration of the sub-THz rectifier 512 according to an embodiment of the present invention, refer to FIG. 6.

더욱 상세하게는, 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 수신기(510)는 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)에서 생성되는 변화된 자기장은 서브 THz 수신기의 제2 코일(L₂)(511)에 전류 흐름을 생성한다. 서브 THz 정류기(512)는 AC 전류 신호를 DC 전압 신호(V_OUT)로 변환한다. 서브 THz 수신기를 설계하는 핵심 작업은 높은 전력 변환 효율성(Power Conversion Efficiency; PCE)을 가진 서브 THz 정류기를 설계하는 것이다. More specifically, the sub-THz receiver 510 according to an embodiment of the present invention changes the magnetic field generated in the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter to the second coil (L ₂ ) of the sub-THz receiver (511 ) creates a current flow. The sub-THz rectifier 512 converts the AC current signal into a DC voltage signal (V _OUT ). A key task in designing a sub-THz receiver is designing a sub-THz rectifier with high power conversion efficiency (PCE).

PCE는 DC 출력 전력으로 변환할 수 있는 AC 전력의 백분율로 계산된다. 가장 기본적인 정류기는 직렬 쌍으로 배열된 4개의 쇼키(Schottky) 다이오드를 사용하는 풀 브리지 정류기이다[20]. 각 쌍은 AC 신호를 DC 신호로 변환하기 위해 공급의 각 반 사이클에서 활성화된다. 그러나 각 쇼키 다이오드의 전방향 전압 강하(forward voltage drop)로 인해 이 구조는 특히 AC 입력 스윙이 낮을 때 매우 낮은 PCE를 달성한다. PCE의 한계를 극복하기 위한 기법이 있다[6,21,22]. 종래기술[21]은 임계 전압(V_TH) 강하 제거를 위한 NMOS 교차 연결 게이트 정류기를 제시하여 NMOS 트랜지스터의 전압 강하를 제거하였다. 종래기술[6]에서는 두 개의 보조 PMOS를 사용하여 N-well을 V_OUT 또는 V_IN에 연결하는 SiPPMOS 브리지 정류기가 제안되었다. 따라서 기판 누출 및 래치업 위험을 제거하여 트랜지스터 바디(body)를 제어할 수 있다. 종래기술[22]는 두 개의 통합 대조군과 교차 연결된 PMOS 쌍이 있는 활성 NMOS 정류기를 사용했다. 교차 연결이 PMOS 쌍에 대한 임계 전압(V_TH) 강하를 제거하면 비교기는 NMOS에 대한 넓은 바이어스 전압 스윙을 제공하여 AC 입력 신호 스윙이 작을 때 더욱 개선된 PCE를 제공할 수 있다. 그러나 서브 THz 주파수 작동에서 정류기의 부피가 큰 NMOS 및 PMOS 트랜지스터의 기생 캐패시턴스가 증가하기 때문에 이전 기술의 PCE가 크게 저하된다. PCE is calculated as the percentage of AC power that can be converted to DC output power. The most basic rectifier is a full-bridge rectifier that uses four Schottky diodes arranged in series pairs [20]. Each pair is activated in each half cycle of the supply to convert the AC signal to DC signal. However, due to the forward voltage drop of each Schottky diode, this structure achieves very low PCE, especially at low AC input swings. There are techniques to overcome the limitations of PCE [6,21,22]. Prior art [21] proposed an NMOS cross-coupled gate rectifier to eliminate the threshold voltage (V _TH ) drop, thereby eliminating the voltage drop of the NMOS transistor. In prior art [6], a SiPPMOS bridge rectifier was proposed that connects N-well to V _OUT or V _IN using two auxiliary PMOS. Therefore, the transistor body can be controlled by eliminating the risk of substrate leakage and latch-up. The prior art [22] used an active NMOS rectifier with two integrated controls and a cross-coupled PMOS pair. If the cross-connect eliminates the threshold voltage (V _TH ) drop for the PMOS pair, the comparator can provide a wide bias voltage swing for the NMOS, providing further improved PCE when the AC input signal swing is small. However, at sub-THz frequency operation, the PCE of previous technologies deteriorates significantly due to the increased parasitic capacitance of the bulky NMOS and PMOS transistors of the rectifier.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 정류기를 설명하기 위한 도면이다. Figure 6 is a diagram for explaining a sub-THz rectifier according to an embodiment of the present invention.

도 6(a)에 도시된 바와 같이, 제안된 서브 THz 정류기는 V_TH 셀프-제거(self-cancellation)를 달성하기 위해 NMOS 쌍(M₅, M₆) 과 PMOS 쌍(M₇, M₈) 모두에 대한 교차 연결을 활용하여 서브 THz 주파수 범위에서 서브 THz 정류기의 PCE를 개선한다. 또한 바디 동적 제어(body dynamic control) 토폴로지 또한 PMOS 쌍에 사용될 수 있다. 각 트랜지스터의 기생 캐패시턴스와 트랜스 컨덕턴스 사이의 불가피한 절충은 정류기의 주파수 제한과 전력 변환 효율 사이의 트레이드 오프(trade-of)를 초래한다. 서브 THz 정류기에 있는 모든 트랜지스터의 채널 너비는 10μm 미만이어야 기생 캐패시턴스를 줄일 수 있으므로 L₂의 서브 THz 전류 신호가 크게 감소한다. 최상의 PCE 성과를 위해 NMOS 쌍의 채널 폭은 PMOS 쌍의 채널 폭보다 6-10배 작아야 한다. 도 6(b)는 제안된 정류기와 최첨단 정류기의 성능 비교를 보여준다. 종래기술[22]의 PCE(즉, 84%)가 다른 PCE보다 높지만 종래기술[21,23]의 PCE는 더 높은 주파수에서 저하되기 시작하고 13MHz와 330MHz에서 각각 82와 67.5%를 달성한다. 그러나 제안하는 서브 THz 정류기는 저주파에서 더 높은 서브 THz 주파수까지 PCE를 최대 78% 유지한다. As shown in Figure 6(a), the proposed sub-THz rectifier uses an NMOS pair (M ₅ , M ₆ ) and a PMOS pair (M ₇ , M ₈ ) to achieve V _TH self-cancellation. Improve the PCE of the sub-THz rectifier in the sub-THz frequency range by utilizing cross-connection for both. Additionally, body dynamic control topology can also be used for PMOS pairs. The inevitable trade-off between the parasitic capacitance and transconductance of each transistor results in a trade-off between the frequency limitations of the rectifier and power conversion efficiency. The channel width of all transistors in the sub-THz rectifier should be less than 10μm to reduce parasitic capacitance, which significantly reduces the sub-THz current signal of L ₂ . For best PCE performance, the channel width of an NMOS pair should be 6-10 times smaller than the channel width of a PMOS pair. Figure 6(b) shows the performance comparison between the proposed rectifier and the state-of-the-art rectifier. Although the PCE (i.e., 84%) of the prior art [22] is higher than other PCEs, the PCE of the prior art [21, 23] starts to degrade at higher frequencies and achieves 82 and 67.5% at 13 MHz and 330 MHz, respectively. However, the proposed sub-THz rectifier maintains PCE up to 78% from low to higher sub-THz frequencies.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 테라헤르츠기반 비접촉 웨이퍼 테스트를 위한 무선 전력 송신 방법을 설명하기 위한 흐름도이다. Figure 7 is a flowchart illustrating a wireless power transmission method for sub-terahertz-based non-contact wafer testing according to an embodiment of the present invention.

제안하는 전압 제어 오실레이터와 파워앰프를 포함하는 서브 THz 송신기 및 제2 코일(L₂)과 서브 THz 정류기를 포함하는 서브 THz 수신기를 포함하는 서브 THz 무선 전력 전송 장치의 동작 방법은 상기 서브 THz 송신기의 전압 제어 오실레이터를 통해 서브 THz 반송파를 생성하는 단계(710), 상기 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)를 통해 상기 전압 제어 오실레이터의 출력 신호를 증폭하고, 변화된 자기장을 생성하는 단계(720), 상기 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)를 통해 생성된 변화된 자기장을 상기 서브 THz 수신기의 제2 코일(L₂)을 통해 수신하여 AC 전류 신호를 생성하는 단계(730) 및 상기 서브 THz 수신기의 서브 THz 정류기를 통해 상기 제2 코일로부터의 AC 전류 신호를 DC 전압 신호로 변환하는 단계(740)를 포함한다. The operating method of the proposed sub-THz wireless power transmission device including a sub-THz transmitter including a voltage control oscillator and a power amplifier, and a sub-THz receiver including a second coil (L ₂ ) and a sub-THz rectifier is the method of operating the sub-THz transmitter. Generating a sub-THz carrier wave through a voltage-controlled oscillator (710), amplifying the output signal of the voltage-controlled oscillator through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter, and generating a changed magnetic field (720) , generating an AC current signal by receiving the changed magnetic field generated through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter through the second coil (L ₂ ) of the sub-THz receiver (730), and the sub-THz and converting the AC current signal from the second coil into a DC voltage signal through a sub-THz rectifier of the receiver (740).

단계(710)에서, 서브 THz 송신기의 전압 제어 오실레이터를 통해 서브 THz 반송파를 생성한다. In step 710, a sub-THz carrier wave is generated through a voltage-controlled oscillator of the sub-THz transmitter.

본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 송신기(THz WPT TX)의 전압 제어 오실레이터(VCO)는 두 개의 트랜지스터(M₁ 및 M₂) 및 LC 탱크를 포함하고, 교차 결합된 액티브 트랜지스터(M₁ 및 M₂)는 음의 저항을 제공하고 LC 탱크(C 및 L)의 기생 저항으로 인한 손실을 보상하기 위해 사용된다. The voltage controlled oscillator (VCO) of the sub-THz transmitter (THz WPT TX) according to an embodiment of the present invention includes two transistors (M ₁ and M ₂ ) and an LC tank, and a cross-coupled active transistor (M ₁ and M ₂ ) provides negative resistance and is used to compensate for losses due to parasitic resistance of the LC tanks (C and L).

단계(720)에서, 상기 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)를 통해 상기 전압 제어 오실레이터의 출력 신호를 증폭하고, 변화된 자기장을 생성한다. In step 720, the output signal of the voltage-controlled oscillator is amplified through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter and a changed magnetic field is generated.

상기 서브 THz 송신기의 파워앰프(PA)는 두 개의 트랜지스터(M₃ 및 M₄) 및 제1 코일(L₁)을 포함하고, 상기 파워앰프(PA)의 네트워크 임피던스는 최대 전력 전송을 위해 무선 전력 송신 장치의 부하 임피던스와 일치하도록 설계될 수 있다. The power amplifier (PA) of the sub-THz transmitter includes two transistors (M ₃ and M ₄ ) and a first coil (L ₁ ), and the network impedance of the power amplifier (PA) is wireless power for maximum power transmission. It can be designed to match the load impedance of the transmitting device.

본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 송신기의 파워앰프(PA)는 서브 THz 주파수 동작에서 전력 이득을 증가시키기 위해 두 개의 대칭 클래스 증폭기로 설계될 수 있고, 미리 설정된 주파수에서 가장 높은 이득을 획득하도록 상기 두 개의 트랜지스터(M₃ 및 M₄)의 채널 폭을 설정한다. The power amplifier (PA) of the sub-THz transmitter according to an embodiment of the present invention can be designed as two symmetric class amplifiers to increase power gain at sub-THz frequency operation, and to obtain the highest gain at a preset frequency. Set the channel width of the two transistors (M ₃ and M ₄ ).

단계(730)에서, 상기 서브 THz 송신기의 제1 코일(L₁)를 통해 생성된 변화된 자기장을 상기 서브 THz 수신기의 제2 코일(L₂)을 통해 수신하여 AC 전류 신호를 생성한다. In step 730, the changed magnetic field generated through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter is received through the second coil (L ₂ ) of the sub-THz receiver to generate an AC current signal.

단계(740)에서, 상기 서브 THz 수신기의 서브 THz 정류기를 통해 상기 제2 코일로부터의 AC 전류 신호를 DC 전압 신호로 변환한다. In step 740, the AC current signal from the second coil is converted into a DC voltage signal through a sub-THz rectifier of the sub-THz receiver.

본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 수신기의 THz 정류기는 임계 전압(V_TH)에 대한 셀프-제거(self-cancellation)를 달성하기 위해 상기 THz 정류기의 NMOS 쌍(M₅, M₆)과 PMOS 쌍(M₇, M₈) 모두에 대한 교차 연결을 활용한다. The THz rectifier of the sub-THz receiver according to an embodiment of the present invention includes a pair of NMOS (M ₅ , M ₆ ) and a PMOS of the THz rectifier to achieve self-cancellation for the threshold voltage (V _TH ). Utilize cross-connection for both pairs (M ₇ , M ₈ ).

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 커플링 인덕터를 종래기술과 바교하여 설명하기 위한 도면이다. Figure 8 is a diagram for explaining the sub-THz coupling inductor according to an embodiment of the present invention in comparison with the prior art.

본 발명의 실시예에 따른 온칩 서브 THz 커플링 인덕터, 다시 말해 제1 코일(L₁)과 제2 코일(L₂)은 제안된 서브 THz WPT의 성능에 영향을 미치는 가장 중요한 구성요소이다. 제1 코일(L₁)과 제2 코일(L₂)사이의 결합 계수는 WPT의 전력 전달 효율(PTE)을 결정하는 가장 중요한 요인이다[24-26]. 온칩 인덕터의 품질 계수는 상당한 기생 저항과 캐패시턴스에 의해 제한된다. PA의 최대 출력 전력을 허용하려면 서브 THz 송신기 칩의 제1 코일(L₁)의 기생 저항은 서브 THz 송신기의 파워앰프의 최대 출력 전력을 허용하도록 미리 정해진 옴만큼 작아야 한다. 서브 THz 수신기 칩의 제2 코일(L₂)의 기생 저항은 서브 THz 정류기의 부하 및 상태 저항과 비교하여 상대적으로 작아야 한다[27].The on-chip sub-THz coupling inductor according to an embodiment of the present invention, that is, the first coil (L ₁ ) and the second coil (L ₂ ), is the most important component affecting the performance of the proposed sub-THz WPT. The coupling coefficient between the first coil (L ₁ ) and the second coil (L ₂ ) is the most important factor determining the power transfer efficiency (PTE) of WPT [24-26]. The quality factor of on-chip inductors is limited by significant parasitic resistance and capacitance. To allow the maximum output power of the PA, the parasitic resistance of the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter chip must be as small as a predetermined number of ohms to allow the maximum output power of the power amplifier of the sub-THz transmitter. The parasitic resistance of the second coil (L ₂ ) of the sub-THz receiver chip must be relatively small compared to the load and state resistance of the sub-THz rectifier [27].

일반적인 인덕터 설계 프로세스에는 일반적으로 HFSS와 같은 3-D 전자기(Electromagnetic; EM) 필드 시뮬레이터가 필요하다. 이 섹션에서는 HFSS EM 시뮬레이터를 사용하여 서브 TH_Z WPT PTE에 대한 가장 정확한 3DEM 모델 추출에 의해 커플러가 설계 및 검증되었다. 도 8(a)는 300MHz에서 작동하는 종래기술의 WPT[18] 용 온칩 커플러를 보여준다. 저주파 인덕터는 0.49~mm²의 풋프린트를 차지하며, 이는 면적이 넓어 심층 서브마이크론 기술에서는 웨이퍼 레벨 테스트에 적합하지 않다. 도 8(b)는 두 개의 실리콘 다이에 구현된 제안된 칩의 서브 THz 커플링 인덕터를 보여준다. 200 GHz 주파수 동작을 위해 설계하기 위해 제안된 커플러는 0.0036 mm²만 차지하며, 이는 종래기술의 NDT[13]보다 136배 작다. 따라서 제안하는 WPT는 비접촉 웨이퍼 레벨 프로브의 전체 크기를 크게 줄일 수 있다. A typical inductor design process typically requires a 3-D electromagnetic (EM) field simulator such as HFSS. In this section, the coupler was designed and verified by extraction of the most accurate 3DEM model for the subTH _Z WPT PTE using the HFSS EM simulator. Figure 8(a) shows an on-chip coupler for a prior art WPT [18] operating at 300 MHz. Low-frequency inductors have a footprint of 0.49 to mm ² , which is large and unsuitable for wafer-level testing in deep submicron technologies. Figure 8(b) shows the sub-THz coupling inductor of the proposed chip implemented on two silicon dies. To design for 200 GHz frequency operation, the proposed coupler occupies only 0.0036 mm ² , which is 136 times smaller than the prior art NDT [13]. Therefore, the proposed WPT can significantly reduce the overall size of the non-contact wafer level probe.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 커플링 인덕터의 퀄리티 팩터를 종래기술과 비교하는 그래프이다. Figure 9 is a graph comparing the quality factor of the sub-THz coupling inductor according to an embodiment of the present invention with the prior art.

도 9(a)는 200 GHz 주파수에서 각각 16.7과 15.2인 커플러 Q₁과 Q₂의 시뮬레이션 퀄리티 팩터을 보여준다. 도 9(b)는 0.02-mm 공극 거리를 갖는 WPT 커플러의 결합 계수(k)를 나타낸다. 커플러가 더 높은 주파수로 작동하면 k가 더 높다. 원하는 주파수 작동(200GHz)에서 커플링 계수 k=0.6이다.Figure 9(a) shows the simulated quality factors of coupler Q ₁ and Q ₂ which are 16.7 and 15.2, respectively, at a frequency of 200 GHz. Figure 9(b) shows the coupling coefficient (k) of a WPT coupler with a 0.02-mm air gap distance. If the coupler operates at a higher frequency, k is higher. At the desired frequency of operation (200GHz), the coupling coefficient k=0.6.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 서브 THz 커플러링 인덕터 사이의 거리에 따른 커플링 팩터의 변화를 나타내는 그래프이다. Figure 10 is a graph showing the change in coupling factor according to the distance between sub-THz coupling inductors according to an embodiment of the present invention.

비접촉 웨이퍼 레벨 테스트에서는 테스트 프로브를 DUT와 정확히 일치시키는 것이 항상 사용 가능한 것이 아니다. 따라서 서브 THz 커플러의 인덕터 사이에는 항상 오프셋 거리(Δ)와 거리(d)가 있다. 이러한 오프셋은 커플링 요인에 큰 영향을 준다. 커플링 요인에 대한 임계 영향을 정확하게 평가하기 위해 주요 사례 연구를 도 10과 같이 실행한다. k는 d가 20에서 50μm로 증가하면 0.6에서 0.36으로 감소하고 D가 0에서 20μm로 증가하면 0.6에서 0.25로 감소한다. 따라서 제안된 비접촉 웨이퍼 레벨 테스트 시스템에서 서브 THz NCT 프로브와 DUT 사이의 정렬이 잘못되면 k가 감소하여 PTE가 감소한다.In non-contact wafer-level test, it is not always possible to precisely align test probes with the DUT. Therefore, there is always an offset distance (Δ) and distance (d) between the inductors of the sub-THz coupler. This offset has a significant impact on the coupling factor. To accurately evaluate the critical impact on the coupling factors, a key case study is implemented as shown in Figure 10. k decreases from 0.6 to 0.36 when d increases from 20 to 50 μm and from 0.6 to 0.25 when d increases from 0 to 20 μm. Therefore, in the proposed non-contact wafer-level test system, if the alignment between the sub-THz NCT probe and the DUT is incorrect, k decreases, resulting in a decrease in PTE.

WPT의 중요한 사양은 부하에 제공할 수 있는 최대 전력이다[28-30]. 제안하는 서브 TH_Z WPT에서, 최대 전력 전송은 서브 TH_Z PA와 서브 TH_Z 정류기(즉, 최대 2.5mW로 200GHz)의 사양에 의해 제한된다. 그러나 여러 병렬 채널이 단일 WPT에 통합된 경우 총 풋프린트가 기존 WPT보다 훨씬 작도록 유지하며(즉, 20mW, 0.04mm²) 바람직한 전송 전력이 달성될 수 있다. 더 높은 PTE가 필요할 때, WPT 채널의 수는 단순히 서브 THz 커플러의 수와 함께 증가할 수 있다. An important specification of WPT is the maximum power it can provide to the load [28-30]. In the proposed sub-TH _Z WPT, the maximum power transfer is limited by the specifications of the sub-TH _Z PA and sub-TH _Z rectifier (i.e., 200 GHz with a maximum of 2.5 mW). However, when multiple parallel channels are integrated into a single WPT, desirable transmit power can be achieved while keeping the total footprint much smaller than a conventional WPT (i.e., 20 mW, 0.04 mm ² ). When higher PTE is required, the number of WPT channels can simply increase with the number of sub-THz couplers.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 고성능 8채널 커플러를 사용하는 서브 THz 다채널 WPT 시스템을 나타내는 도면이다. Figure 11 is a diagram showing a sub-THz multi-channel WPT system using a high-performance 8-channel coupler according to an embodiment of the present invention.

도 11은 고성능 8채널 커플러를 사용하는 서브 THz 다채널 WPT 시스템을 보여준다. 각 칩 다이(die)에는 8개의 서브 THz 인덕터가 2 × 4 직사각형으로 배열되어 있다. 8채널 커플러의 총 면적은 0.04mm²에 불과하다. Figure 11 shows a sub-THz multi-channel WPT system using a high-performance 8-channel coupler. Each chip die has eight sub-THz inductors arranged in a 2 × 4 rectangle. The total area of the 8-channel coupler is only 0.04mm ² .

도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 단일 채널 WPT 송신기와 수신기의 레이아웃을 나타내는 도면이다. Figure 12 is a diagram showing the layout of a single-channel WPT transmitter and receiver according to an embodiment of the present invention.

제안하는 서브 TH_Z WPT는 28-nm CMOS 기술에서 구현되었다. 도 12(a) 및 도 12(b)는 각각 단일 채널 WPT 송신기와 수신기의 레이아웃을 보여준다. 단일 채널 WPT에서 커플링 코일은 0.0036mm² 영역을 차지하며, 총 칩 면적은 TX의 경우 0.0072mm², RX의 경우 0.0048mm²이다. 도 12(c), 도 12(d)는 8채널 WPT의 레이아웃을 나타내며, 여기서 커플러의 총 면적은 TX와 RX 모두 0.04mm²이다. 8채널 WPT에서 TX와 RX의 크기는 각각 0.12mm²와 0.098mm²에 불과하다. The proposed sub-TH _Z WPT was implemented in 28-nm CMOS technology. Figures 12(a) and 12(b) show the layout of a single-channel WPT transmitter and receiver, respectively. In a single-channel WPT, the coupling coil occupies an area of 0.0036 mm ² , and the total chip area is 0.0072 mm ² for TX and 0.0048 mm ² for RX. Figures 12(c) and 12(d) show the layout of an 8-channel WPT, where the total area of the coupler is 0.04mm ² for both TX and RX. In 8-channel WPT, the sizes of TX and RX are only 0.12mm ² and 0.098mm ² , respectively.

도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 단일 채널 서브 THZ WPT의 시뮬레이션된 신호 흐름을 나타내는 도면이다. Figure 13 is a diagram showing simulated signal flow of a single channel sub-THZ WPT according to an embodiment of the present invention.

단일 채널 WPT TX 및 RX에 대한 레이아웃 추출 후 시뮬레이션이 제안하는 WPT의 성능을 평가하기 위해 수행되었다. 와이어 본드와 기생 캐패시턴스를 포함한 정확한 WPT 커플러 모델링을 위해 3-D EM 솔버 툴(HFSS)을 사용하여 s-파라미터를 생성한다. 200 GHz 주파수 동작 시 제안된 단일 채널 서브 THZ WPT의 워스트 케이스의 시뮬레이션 신호 흐름(SS/0.9/100)은 도 13에 도시되었다. VCO는 도 13(a)와 같이 6mW의 전력을 소비하여 0.8V 전압 출력 스윙으로 200GHz 신호를 생성한다. PA는 도 13(b)와 같이 신호 진폭을 3.9V로 확대하기 위해 적용된다. PA의 전력 소비량은 9.6mW이다. 단일 채널 WPT TX의 총 전력 소비량(P_TX)은 15.6mW이다. 도 13(c)는 1.5V AC 출력 스윙을 가진 정류기의 입력 전압 신호를 보여준다. WPT RX에 대해 400Ω 부하 저항이 적용되면 도 13(d)와 같이 부하의 DC 전압 출력은 1V이다. 따라서 부하에 전달되는 동력은 PL = V² _OUT/RL = 2.5 mW로 계산할 수 있다. 제안된 단일 채널 WPT의 PTE는 200 GHz 주파수 동작 시 P_L/P_TX = 16%이다.After layout extraction for single-channel WPT TX and RX, simulations were performed to evaluate the performance of the proposed WPT. For accurate WPT coupler modeling, including wire bonds and parasitic capacitances, s-parameters are generated using a 3-D EM solver tool (HFSS). The simulated signal flow (SS/0.9/100) of the worst case of the proposed single-channel sub-THZ WPT when operating at a frequency of 200 GHz is shown in Figure 13. The VCO consumes 6 mW of power and generates a 200 GHz signal with a 0.8 V voltage output swing, as shown in Figure 13(a). PA is applied to expand the signal amplitude to 3.9V, as shown in Figure 13(b). The power consumption of the PA is 9.6mW. The total power consumption (P _TX ) of a single channel WPT TX is 15.6 mW. Figure 13(c) shows the input voltage signal of the rectifier with 1.5V AC output swing. When a 400Ω load resistance is applied to WPT RX, the DC voltage output of the load is 1V, as shown in Figure 13(d). Therefore, the power transmitted to the load can be calculated as PL = V ² _OUT /RL = 2.5 mW. The PTE of the proposed single-channel WPT is P _L /P _TX = 16% when operating at a frequency of 200 GHz.

도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 부하 저항의 변화에 따른 출력 전압의 변화를 나타내는 도면이다. Figure 14 is a diagram showing a change in output voltage according to a change in load resistance according to an embodiment of the present invention.

도 14(a)는 부하 저항 값(R_L)이 200에서 500Ω로 증가할 때의 출력 전압(V_OUT)을 나타낸다. V_OUT은 계속 증가하지만, 최대 수신 전력은 도 14(b)와 같이 부하 저항 R_L = 400Ω일 때 2.5mW이다. 이는 제안된 정류기의 성능이 출력 부하 조건에 따라 달라지기 때문이다. 따라서 특정 전원 공급 요구 사항에 따라 서브 THz 정류기는 최상의 PTE 달성을 위해 신중하게 최적화되어야 한다.Figure 14(a) shows the output voltage (V _OUT ) when the load resistance value (R _L ) increases from 200 to 500 Ω. V _OUT continues to increase, but the maximum received power is 2.5 mW when the load resistance R _L = 400Ω, as shown in Figure 14(b). This is because the performance of the proposed rectifier varies depending on the output load conditions. Therefore, depending on the specific power supply requirements, the sub-THz rectifier must be carefully optimized to achieve the best PTE.

도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 8채널 서브 THz WPT의 구조를 나타내는 도면이다. Figure 15 is a diagram showing the structure of an 8-channel sub-THz WPT according to an embodiment of the present invention.

최대 PTE를 가진 단일 채널 WPT 설계를 기반으로 본 발명의 일 실시예에 따른 최적의 다중 채널 WPT가 도 15와 같이 설계되었다. 8채널 서브 THz 커플러는 HFSS 모델에서 생성된 s-파라미터와 함께 N-포트에 의해 모델링되어 여러 채널 간의 혼선을 고려한다. WPT 채널 수가 추가되면 서브 THZ WPT가 충분한 공간을 제공할 수 있기 때문에 전체 전력 전송 효율은 크게 향상될 수 있다. 프로세스, 전압 및 온도(PVT) 변동에 따라 제안된 WPT의 전력 오프셋을 정확하게 평가하기 위해 단일 채널 및 다중 채널 사례에 대해 몬테카를로 시뮬레이션이 수행되었다. Based on the single-channel WPT design with the maximum PTE, an optimal multi-channel WPT according to an embodiment of the present invention was designed as shown in FIG. 15. The 8-channel sub-THz coupler is modeled by N-ports with s-parameters generated from the HFSS model to take crosstalk between multiple channels into account. When the number of WPT channels is added, the overall power transmission efficiency can be greatly improved because the sub-THZ WPT can provide sufficient space. Monte Carlo simulations were performed for single-channel and multi-channel cases to accurately evaluate the power offset of the proposed WPT under process, voltage, and temperature (PVT) variations.

도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 단일 채널 및 다중 채널 WPT의 전력 전송에 대한 몬테카를로 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.Figure 16 is a diagram showing Monte Carlo simulation results for power transmission of single-channel and multi-channel WPT according to an embodiment of the present invention.

도 16은 단일 채널 및 다중 채널 WPT의 3-시그마에서 전력 전달 왜곡이 각각 0.77mW와 6.9mW임을 보여준다. 제안된 WPT에 대해 더 나은 전력 전송을 달성하기 위해서는 WPT 커플링 인덕터 간의 정확한 정렬이 필요하다. 워스트 케이스에서 다중 채널 WPT 사례의 경우 최대 전력 불일치는 6.9mW이다. 따라서, 제안된 WPT가 밴드갭, PLL/DLL, ADC, PA/LNA 블록과 같은 다양한 텍스트 속성(Intertextual Properties; IP)에 대해 최대 전력 전송을 제공할 때, WPT 채널의 최적 수를 고려해야 한다. Figure 16 shows that the power transfer distortion at 3-sigma for single-channel and multi-channel WPT is 0.77 mW and 6.9 mW, respectively. To achieve better power transfer for the proposed WPT, precise alignment between the WPT coupling inductors is required. In the worst case, the maximum power mismatch is 6.9 mW for the multi-channel WPT case. Therefore, when the proposed WPT provides maximum power transmission for various Intertextual Properties (IP) such as bandgap, PLL/DLL, ADC, and PA/LNA blocks, the optimal number of WPT channels should be considered.

이상에서 설명된 장치는 하드웨어 구성요소, 소프트웨어 구성요소, 및/또는 하드웨어 구성요소 및 소프트웨어 구성요소의 조합으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 실시예들에서 설명된 장치 및 구성요소는, 예를 들어, 프로세서, 콘트롤러, ALU(arithmetic logic unit), 디지털 신호 프로세서(digital signal processor), 마이크로컴퓨터, FPA(field programmable array), PLU(programmable logic unit), 마이크로프로세서, 또는 명령(instruction)을 실행하고 응답할 수 있는 다른 어떠한 장치와 같이, 하나 이상의 범용 컴퓨터 또는 특수 목적 컴퓨터를 이용하여 구현될 수 있다. 처리 장치는 운영 체제(OS) 및 상기 운영 체제 상에서 수행되는 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션을 수행할 수 있다.　 또한, 처리 장치는 소프트웨어의 실행에 응답하여, 데이터를 접근, 저장, 조작, 처리 및 생성할 수도 있다.　 이해의 편의를 위하여, 처리 장치는 하나가 사용되는 것으로 설명된 경우도 있지만, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는, 처리 장치가 복수 개의 처리 요소(processing element) 및/또는 복수 유형의 처리 요소를 포함할 수 있음을 알 수 있다.　 예를 들어, 처리 장치는 복수 개의 프로세서 또는 하나의 프로세서 및 하나의 콘트롤러를 포함할 수 있다.　 또한, 병렬 프로세서(parallel processor)와 같은, 다른 처리 구성(processing configuration)도 가능하다.The device described above may be implemented with hardware components, software components, and/or a combination of hardware components and software components. For example, devices and components described in embodiments may include, for example, a processor, a controller, an arithmetic logic unit (ALU), a digital signal processor, a microcomputer, a field programmable array (FPA), It may be implemented using one or more general-purpose or special-purpose computers, such as a programmable logic unit (PLU), microprocessor, or any other device capable of executing and responding to instructions. A processing device may execute an operating system (OS) and one or more software applications that run on the operating system. Additionally, a processing device may access, store, manipulate, process, and generate data in response to the execution of software. For ease of understanding, a single processing device may be described as being used; however, those skilled in the art will understand that a processing device includes multiple processing elements and/or multiple types of processing elements. It can be seen that it may include. For example, a processing device may include a plurality of processors or one processor and one controller. Additionally, other processing configurations, such as parallel processors, are possible.

소프트웨어는 컴퓨터 프로그램(computer program), 코드(code), 명령(instruction), 또는 이들 중 하나 이상의 조합을 포함할 수 있으며, 원하는 대로 동작하도록 처리 장치를 구성하거나 독립적으로 또는 결합적으로(collectively) 처리 장치를 명령할 수 있다.　 소프트웨어 및/또는 데이터는, 처리 장치에 의하여 해석되거나 처리 장치에 명령 또는 데이터를 제공하기 위하여, 어떤 유형의 기계, 구성요소(component), 물리적 장치, 가상 장치(virtual equipment), 컴퓨터 저장 매체 또는 장치에 구체화(embody)될 수 있다.　 소프트웨어는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템 상에 분산되어서, 분산된 방법으로 저장되거나 실행될 수도 있다. 소프트웨어 및 데이터는 하나 이상의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 저장될 수 있다.Software may include a computer program, code, instructions, or a combination of one or more of these, which may configure a processing unit to operate as desired, or may be processed independently or collectively. You can command the device. Software and/or data may be used on any type of machine, component, physical device, virtual equipment, computer storage medium or device to be interpreted by or to provide instructions or data to a processing device. It can be embodied in . Software may be distributed over networked computer systems and stored or executed in a distributed manner. Software and data may be stored on one or more computer-readable recording media.

실시예에 따른 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다.　 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다.　 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 실시예를 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.　 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다.　 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다.　 The method according to the embodiment may be implemented in the form of program instructions that can be executed through various computer means and recorded on a computer-readable medium. The computer-readable medium may include program instructions, data files, data structures, etc., singly or in combination. Program instructions recorded on the medium may be specially designed and configured for the embodiment or may be known and available to those skilled in the art of computer software. Examples of computer-readable recording media include magnetic media such as hard disks, floppy disks, and magnetic tapes, optical media such as CD-ROMs and DVDs, and magnetic media such as floptical disks. -Includes optical media (magneto-optical media) and hardware devices specifically configured to store and execute program instructions, such as ROM, RAM, flash memory, etc. Examples of program instructions include machine language code, such as that produced by a compiler, as well as high-level language code that can be executed by a computer using an interpreter, etc.

이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.　 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.As described above, although the embodiments have been described with limited examples and drawings, various modifications and variations can be made by those skilled in the art from the above description. For example, the described techniques are performed in a different order than the described method, and/or components of the described system, structure, device, circuit, etc. are combined or combined in a different form than the described method, or other components are used. Alternatively, appropriate results may be achieved even if substituted or substituted by an equivalent.

그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.Therefore, other implementations, other embodiments, and equivalents of the claims also fall within the scope of the claims described below.

<참조 문헌><References>

[1] Radecki, A.; Chung, H.; Yoshida, Y.; Miura, N.; Shidei, T.; Ishikuro, H.; Kuroda, T. 6W/25mm 2 inductive power transfer for non-contact wafer-level testing. In Proceedings of the 2011 IEEE International Solid-State Circuits Conference, San Francisco, CA, USA, 20-24 February 2011. [CrossRef][1] Radecki, A.; Chung, H.; Yoshida, Y.; Miura, N.; Shidei, T.; Ishikuro, H.; Kuroda, T. 6W/25mm 2 inductive power transfer for non-contact wafer-level testing. In Proceedings of the 2011 IEEE International Solid-State Circuits Conference, San Francisco, CA, USA, 20-24 February 2011. [CrossRef]

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[30] Halim, M.A.; Smith, S.E.; Samman, J.M.; Arnold, D.P. A High-Performance Electrodynamic Micro-Receiver for Low-Frequency Wireless Power Transfer. Available online: https://xueshu.baidu.com/usercenter/paper/show? paperid=126v0e20x37d0010rd2k0r10b7595652&site=xueshu_se&hitarticle=1 (accessed on 17 July 2020).[30] Halim, M.A.; Smith, S.E.; Samman, J.M.; Arnold, D.P. A High-Performance Electrodynamic Micro-Receiver for Low-Frequency Wireless Power Transfer. Available online: https://xueshu.baidu.com/usercenter/paper/show? paperid=126v0e20x37d0010rd2k0r10b7595652&site=xueshu_se&hitarticle=1 (accessed on 17 July 2020).

Claims

A sub-THz transmitter including a voltage-controlled oscillator that generates a sub-THz carrier wave and a power amplifier that amplifies the output signal of the voltage-controlled oscillator and generates a changed magnetic field through the first coil (L ₁ ); and
A second coil (L ₂ ) that receives the changed magnetic field generated through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter and generates an AC current signal, and converts the AC current signal from the second coil into a DC voltage signal. Sub-THz receiver including a sub-THz rectifier
Including,
The coupling coefficient between the first coil (L ₁ ) and the second coil (L ₂ ) for maximum power transfer efficiency of wireless power transmission is,
It is determined by the parasitic resistance value of the first coil (L ₁ ) for the maximum output power of the power amplifier and the parasitic resistance value of the second coil (L ₂ ) according to the load and state resistance of the sub-THz rectifier,
For non-contact wafer testing, a Non-Contact Testing (NCT) interface is applied in which wired links are replaced with inductively coupled links.
Provides a form factor wireless power transfer that utilizes sub-THz bands for an inductively coupled link, and provides a scaling induction coil with multiple sub-THz bands, whereby multiple sub-THz couplers are mounted on a single wireless power transfer link.
Wireless power transmission device.

According to paragraph 1,
The voltage-controlled oscillator of the sub-THz transmitter includes two transistors (M ₁ and M ₂ ) and an LC tank, and the cross-coupled active transistors (M ₁ and M ₂ ) provide negative resistance and the parasitic resistance of the LC tank. It is used to compensate for losses caused by
The power amplifier of the sub-THz transmitter includes two transistors (M ₃ and M ₄ ) and a first coil (L ₁ ), and the network impedance of the power amplifier is the load impedance of the wireless power transmission device for maximum power transmission. matching
Wireless power transmission device.

According to paragraph 2,
The power amplifier of the sub-THz transmitter is designed as a two-symmetric class amplifier to increase power gain at sub-THz frequency operation,
Setting the channel width of the two transistors (M ₃ and M ₄ ) to obtain the highest gain at a preset frequency
Wireless power transmission device.

According to paragraph 1,
The THz rectifier of the sub-THz receiver uses an NMOS pair (M ₅ , M ₆ ) and a PMOS pair (M ₇ , M ₈ ) of the THz rectifier to achieve self-cancellation for the threshold voltage (V _TH ). ) that utilizes cross-connections for both
Wireless power transmission device.

According to paragraph 1,
The parasitic resistance of the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter is as small as a predetermined ohm to allow maximum output power of the power amplifier of the sub-THz transmitter, and the parasitic resistance of the second coil (L ₂ ) of the sub-THz receiver is is smaller than the load and state resistance of the THz rectifier
Wireless power transmission device.

In the operating method of a sub-THz wireless power transmission device including a sub-THz transmitter including a voltage-controlled oscillator and a power amplifier, and a sub-THz receiver including a second coil (L ₂ ) and a sub-THz rectifier,
Generating a sub-THz carrier wave through a voltage-controlled oscillator of the sub-THz transmitter;
Amplifying the output signal of the voltage-controlled oscillator through the first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter and generating a changed magnetic field;
Generating an AC current signal by receiving a changed magnetic field generated through a first coil (L ₁ ) of the sub-THz transmitter through a second coil (L ₂ ) of the sub-THz receiver; and
Converting the AC current signal from the second coil to a DC voltage signal through a sub-THz rectifier of the sub-THz receiver.
Including,
The coupling coefficient between the first coil (L ₁ ) and the second coil (L ₂ ) for maximum power transfer efficiency of wireless power transmission is,
It is determined by the parasitic resistance value of the first coil (L ₁ ) for the maximum output power of the power amplifier and the parasitic resistance value of the second coil (L ₂ ) according to the load and state resistance of the sub-THz rectifier,
For non-contact wafer testing, a Non-Contact Testing (NCT) interface is applied in which wired links are replaced with inductively coupled links.
Provides a form factor wireless power transfer that utilizes sub-THz bands for an inductively coupled link, and provides a scaling induction coil with multiple sub-THz bands, whereby multiple sub-THz couplers are mounted on a single wireless power transfer link.
Sub-THz wireless power transmission method.