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KR102257171B1 - 배터리 충전 시스템 - Google Patents

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KR102257171B1
KR102257171B1 KR1020197015505A KR20197015505A KR102257171B1 KR 102257171 B1 KR102257171 B1 KR 102257171B1 KR 1020197015505 A KR1020197015505 A KR 1020197015505A KR 20197015505 A KR20197015505 A KR 20197015505A KR 102257171 B1 KR102257171 B1 KR 102257171B1
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구스타보 제임스 메하스
리제 자오
태광 박
지통 궈
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르네사스 일렉트로닉스 아메리카 인코퍼레이티드
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Abstract

4 개의 직렬 연결된 MOSFET 트랜지스터들에 연결된 스위칭 제어 회로; 4 개의 직렬 연결된 MOSFET 트랜지스터들 중 2 개의 트랜지스터들에 걸쳐 연결된 플라잉 커패시터; 및 벅 레귤레이터를 형성하기 위해 출력 인덕터에 연결되는 4 개의 직렬 연결된 트랜지스터들 중 2 개의 트랜지스터들 사이의 노드를 포함하는 충전 시스템이 제시된다. 충전 시스템의 실시형태들은 효율을 증가시킬 수 있고, 출력 인덕터의 사이즈 및 인덕턴스를 감소시킬 수 있으며, 저전압 프로세스로 생성될 수 있다.

Description

배터리 충전 시스템
관련 출원들
본 출원은 2017 년 11 월 30 일 출원된 미국 실용 특허 출원 제 15/828,158 호 및 2016 년 12 월 1 일 출원된 미국 가출원 제 62/428,737 호; 제 62/429,056 호; 및 제 62/429,058 호에 대한 우선권을 주장하며, 그 내용들은 모든 목적들을 위해 그 전부가 참조로서 본 명세서에 포함된다.
기술 분야
본 발명의 실시형태들은 충전 시스템들에 관한 것으로, 특히 배터리 충전 시스템들에 관한 것이다.
배터리 충전을 포함하는 모바일 디바이스의 사용에 대한 요구가 증가하고 있다. 디바이스, 특히 모바일 디바이스에 대한 배터리 충전은 빠르고 효율적인 것이 바람직하다. 대부분의 배터리 충전은 스위칭 충전기로서 기능하도록 제어 회로에 의해 구동되는 벅 레귤레이터 (Buck regulator) 를 형성하도록 구성된 2 개의 직렬 연결된 트랜지스터들을 포함한다. 그러나, 벅 레귤레이터에서 인덕터의 사이즈를 작게 그리고 인덕터의 DC 저항 (DCR) 을 낮게 유지하기 위해, 직렬 연결된 트랜지스터들이 종종 고주파수 (2 내지 4 MHz) 에서 스위칭된다.
빠른 충전 요건들 (예를 들어, 3A 배터리 충전 전류 이상) 을 충족시키기 위해, 버스 전압은 범용 직렬 버스 (USB) 마이크로 커넥터들의 VBUS 핀 전류 요건들을 충족시키도록 종종 9V, 12V 또는 그 이상으로 증가된다. 그러나, 더 높은 VBUS 전압은 높은 스위칭 주파수에서 훨씬 더 많은 스위칭 손실을 생성하고, 이 스위칭 손실은 2 개의 직렬 연결된 트랜지스터들에 걸친 전압에 비례한다. 더 높은 VBUS 전압을 사용하면 출력 인덕터의 리플 전류를 또한 증가시킬 수 있고 더 높은 전압 프로세싱은 더 큰 컴포넌트들을 필요로 하여, 다이 사이즈를 증가시키고 더 높은 비용을 초래한다. 또한, 증가된 트랜지스터 사이즈는 전도 손실을 감소시킬 수 있지만, 스위칭 손실을 증가시킨다.
따라서, 우수한, 고 효율의 배터리 충전 시스템을 개발할 필요가 있다.
본 발명의 양태들에 따르면 충전 시스템은 버스 전압을 수신하도록 연결된 제 1 트랜지스터; 제 1 트랜지스터와 직렬로 연결된 제 2 트랜지스터; 제 1 트랜지스터 및 제 2 트랜지스터와 직렬로 연결된 제 3 트랜지스터; 접지와 제 3 트랜지스터 사이에 연결된 제 4 트랜지스터; 제 1 트랜지스터, 제 2 트랜지스터, 제 3 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터의 게이트들을 제어하도록 연결된 스위칭 제어 회로; 및 제 2 트랜지스터 및 제 3 트랜지스터에 걸쳐 연결된 플라잉 커패시터를 포함하고, 제 2 트랜지스터와 제 3 트랜지스터 사이의 노드는 스위칭 제어 회로가 제 1 트랜지스터, 제 2 트랜지스터, 제 3 트랜지스터 및 제 4 트랜지스터를 스위칭할 때 시스템 전압을 제공하도록 출력 인덕터에 연결되도록 구성된다.
일부 실시형태들에 따른 충전 방법은 4 개의 직렬 연결된 트랜지스터들에 걸쳐 버스 전압을 수신하는 단계; 4 개의 직렬 연결된 트랜지스터들 중 2 개의 트랜지스터들에 걸쳐 연결된 플라잉 커패시터를 충전하도록 4 개의 직렬 연결된 트랜지스터들 중 2 개의 트랜지스터들의 게이트들을 구동하는 단계; 및 시스템 전압을 공급하기 위해 출력 인덕터에 연결될 수 있는 노드를 갖는 4 개의 직렬 연결된 트랜지스터들 중 2 개의 트랜지스터들의 게이트들을 구동하는 단계를 포함한다.
이들 및 다른 실시형태들은 다음의 도면들에 대하여 이하에 추가로 논의된다.
도 1 은 종래의 배터리 충전 시스템을 도시한다.
도 2 는 본 발명의 일부 실시형태들에 따른 배터리 충전 시스템을 도시한다.
다음의 설명에서, 본 발명의 일부 실시형태들을 설명하는 특정 상세들이 기술된다. 그러나, 일부 실시형태들은 이들 특정 상세들의 일부 또는 전부 없이도 실시될 수도 있음이 당업자에게 명백할 것이다. 본 명세서에 개시된 특정 실시형태들은 제한하는 것이 아니라 예시적인 것으로 의미된다. 당업자는 여기에 구체적으로 설명되지는 않았지만, 본 개시의 범위 및 사상 내에 있는 다른 엘리먼트들을 실현할 수도 있다.
발명의 양태들 및 실시형태들을 예시하는 이 설명 및 첨부 도면들은 제한하는 것으로 취해지지 않아야 하며--청구항들은 보호된 발명을 정의한다. 이러한 설명 및 청구항들의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않으면서 다양한 변경들이 이루어질 수도 있다. 일부 경우들에서, 잘 알려진 구조들 및 기법들은 발명을 모호하게 하지 않기 위해 상세히 나타내거나 설명되지 않았다.
하나의 실시형태를 참조하여 상세히 설명되는 엘리먼트들 및 그들의 연관된 양태들은, 실용적일 때마다, 그들이 구체적으로 도시 또는 설명되지 않은 다른 실시형태들에 포함될 수도 있다. 예를 들어, 엘리먼트가 하나의 실시형태를 참조하여 상세히 설명되고 제 2 실시형태를 참조하여 설명되지 않으면, 그 엘리먼트는 그럼에도 불구하고 제 2 실시형태에 포함되는 것으로서 청구될 수도 있다.
도 1 은 종래의 충전 시스템 (100) 을 도시한다. 충전 시스템 (100) 은 트랜지스터들 (130 (Q1), 132 (Q2) 및 134 (Q3)) 의 게이트들을 구동하도록 연결된 스위칭 충전 제어 회로 (110) 를 포함한다. 트랜지스터 (130)(Q1) 는 배터리 역방향 차단 (blocking) 트랜지스터이고, 외부 전압 (VBus) 이 존재할 때 제어기 (110) 에 의해 폐쇄되고 VBus 가 존재하지 않을 때 개방된다.
트랜지스터들 (132 (Q2) 및 134 (Q3)) 은 차단 트랜지스터 (130) 와 접지 사이에 직렬로 연결된다. 트랜지스터 (132 및 134) 사이의 노드는 출력 커패시터 (136) 와 직렬인 인덕터 (120) 에 연결된다. 트랜지스터들 (132, 134) 및 인덕터 (120) 는 스위칭 충전기로서 기능하는 벅 레귤레이터를 형성한다. 시스템 전압은 인덕터 (120) 에 의해 제공되고 외부 시스템에 전력을 공급하는데 사용될 수 있다. 또한, 시스템 전압은 배터리 팩 (150) 으로부터 전력을 제공하거나 수신하기 위해 스위치 트랜지스터 (122) 에 연결된다. 전력 경로 제어 회로 (140) 에 연결된 게이트를 갖는 트랜지스터 (122)(Q4) 는 배터리 팩 (150) 으로의 전력 경로를 제어하는 배터리 스위치이다. 트랜지스터들 (130, 132, 134 및 122) 의 각각은 MOSFET 트랜지스터들일 수 있다.
제어 회로부 (110) 는 입력들 (VBUS, IBatt, VBatt, 및 Tbatt) 을 수신한다. 전압 (VBus) 은 외부 전원으로부터의 입력 DC 전압이다. 전압 (VBus) 은 차단 트랜지스터 (131) 를 통해 직렬 연결된 트랜지스터들 (132 및 134) 의 고 전압 측에 접속된다. 입력 (IBatt) 은 배터리 팩 (150) 의 내부 또는 외부로의 전류를 표시하고 배터리 팩 (150) 의 배터리 (152) 로부터 트랜지스터 (122) 를 통해 전류를 측정하도록 연결된 전류 센서 (126) 로 측정된다. 전압 (VBatt) 은 배터리 전압을 표시하기 위해 배터리 팩 (150) 에 걸쳐 연결되는 전압 센서 (128) 에 의해 결정된다. 온도 신호 (TBatt) 는 배터리 팩 (150) 에서의 온도 모니터 (154) 로부터 수신된다.
제어 회로 (110) 는 스위칭 트랜지스터들 (132 및 134) 의 게이트들을 구동하여 따라서 벅 레귤레이터로서 인덕터 (120) 및 커패시터 (136) 로 기능하도록 전력을 제공한다. 그 후, 인덕터 (120) 로부터의 전압은 배터리 팩 (150) 의 배터리 (152) 를 충전하기 위해 트랜지스터 (122) 를 통해 배터리 팩 (150) 에 연결될 수 있다. 트랜지스터 (122) 의 게이트는 필요할 때 배터리 팩 (150) 을 충전 또는 방전하기 위해 배터리 온도 (TBatt), 전류 (IBatt) 및 배터리 전압 (VBatt) 에 따라 전력 경로를 제어하는 전력 경로 제어 회로 (124) 에 연결된다.
시스템 (100) 은 동작에 대해 여러 과제들을 제시한다. 일부 실시형태들에서, 트랜지스터들 (132 (Q2) 및 133 (Q3)) 은 고 주파수 (2 내지 4 Mhz) 에서 스위칭할 필요가 있다. 고 주파수 스위칭은 인덕터 (120) 의 인턱턴스를 낮게 (예를 들어, 일부 애플리케이션에서 0.47 μH) 유지하여, 인턱터 (120) 의 직류 저항 (DCR) 값을 감소시키고, 인덕터 (120) 를 물리적으로 작게 유지하며, 그리고 인덕터 (120) 및 커패시터 (136) 의 동작에 대해 양호한 효율을 유지한다. 그러나, 높은 스위칭 주파수는 스위칭 손실을 증가시켜, 인덕터 (120) 의 낮은 DCR 로부터의 효율 이득의 적어도 일부를 오프셋한다.
또한, 현재 고속 충전 요건들을 충족시키기 위해서는, 버스 전압 (VBUS) 이 증가될 필요가 있다. 이러한 증가된 버스 전압은 또한 USB 마이크로 커넥터의 VBUS 핀 전류 요건들을 충족시킨다. 예를 들어, 3A 이상의 배터리 충전 전류는 이러한 요건들을 충족시키기 위해 9V 내지 12V 의 VBUS 전압을 필요로 할 수도 있다. 그러나, 더 높은 VBUS 전압은 높은 스위칭 주파수에서 더 많은 스위칭 손실을 생성하는데, 이는 스위칭 손실이 VBUS 전압인 트랜지스터들 (132 (Q2) 및 134 (Q3)) 에 걸친 전압에 비례하기 때문이다. 높은 VBUS 전압은 또한 인덕터 (120) 의 리플 전류를 증가시킬 수 있고, 따라서 시스템 전압 VSYS 에서 더 많은 리플 전압을 제공할 수 있다. VSYS 의 리플 전압을 감소시키기 위해, 스위칭 주파수는 인덕터 (120) 의 인덕턴스가 동일하게 유지되는 동안 증가되어야 하므로, 추가로 스위칭 손실을 증가시키고 시스템 (100) 의 효율을 감소시킨다.
또한, 더 높은 VBUS 전압 요건들은 회로부의 엘리먼트들이 더 큰 것을 요구하는 고 전압 프로세스들을 필요로 한다. 이는 효율 요건들을 충족시키기 위해 더 큰 다이 사이즈들을 초래하고 더 높은 제조 비용을 야기한다. 증가된 MOSFET 사이즈들 (저항 Rdson 값들을 감소) 은 전도 손실을 감소시킬 수 있지만, 더 큰 사이즈는 스위칭 손실을 더욱 증가시킨다. 따라서, 시스템 (100) 에서 더 높은 효율을 달성하기 위해 MOSFET 전도 손실을 감소시키는데에는 제한이 있다.
본 발명의 실시형태들은 도 1 에 도시된 바와 같이 스위칭 충전 시스템 (100) 을 개선하는 방식들을 제공한다. 특히, 더 낮은 주파수에서 스위칭을 제공하면서 인덕턴스 및 물리적 사이즈 양자 모두에서 더 작은 출력 인덕터들을 제공할 필요가 있다. 이것은 시스템 효율을 증가시키기 위해 DCR 을 더욱 감소시키고 시스템 전압 VSYS 에 대한 리플 전압 요건들을 충족시키기 위해 리플 전류를 감소시킬 것이다.
본 발명에 따른 실시형태들은 큰 사이즈의 인덕터의 페널티를 초래하지 않으면서 더 낮은 스위칭 주파수를 가능하게 하는 새로운 스위칭 충전 토폴로지를 제공한다. 또한, 이 스위칭 토폴로지는 스위칭 손실을 감소시킴으로써, 시스템 효율을 증가시킨다. 또한, 새로운 스위칭 토폴로지는 더 낮은 전압 프로세스의 사용을 가능하게 하여 높은 입력 전압을 핸들링할 수 있고 충전기를 제조하는 다이 사이즈 및 다이 비용을 더욱 감소시킨다. 부가적으로, 새로운 토폴로지는 VBUS 전류를 마이크로 USB (1.8A) 또는 유형 C 커넥터 (2.5A) 의 전류 제한 아래로 유지하면서 더 빠른 충전 전류 (예를 들어, 3A 이상) 를 가능하게 할 수 있다. 또한, (작은 Rdson 값들을 야기하는) 트랜지스터 사이즈를 증가시켜, 스위칭 손실을 증가시키는 페널티 없이 트랜지스터 전도 손실을 더욱 감소시킬 수 있다.
도 2 는 본 발명의 일부 실시형태들에 따른 스위칭 충전 시스템 (200) 을 도시한다. 도 2 에 나타낸 바와 같이, 스위칭 충전기 제어 회로부 (210) 는 직렬 연결된 트랜지스터들 (230 (Q2), 232 (Q3), 234 (Q4) 및 236 (Q5)) 의 게이트들에 연결된다. 또한, 커패시터 (240)(CFLY) 는 직렬 연결된 쌍의 트랜지스터들 (232 (Q3) 및 234 (Q4)) 에 걸쳐 제공된다. 트랜지스터들 (232 및 234) 사이의 노드에 연결되는 출력 인덕터 (220) 는 이제 도 1 에 도시된 출력 인덕터 (120) 보다 (물리적 사이즈 및 인덕턴스 모두) 작을 수 있다. 직렬 연결된 트랜지스터들 (230, 232, 234 및 236) 은 시스템 (200) 이 임의의 듀티 사이클 (예를 들어, 1 % 에서 99 % 로 변화) 에서 원활하게 동작하도록 개별적으로 구동될 수 있다.
정상 동작 동안 직렬 연결된 트랜지스터들 (232 (Q3), 234 (Q4)) 에 걸친 전압은 이들에 걸쳐 배치된 커패시터 (240)(CFLY) 의 도입으로 인해 VBUS 상의 입력 전압의 절반일 수 있다. 결과적으로, 트랜지스터들 (230, 232, 234 및 236) 의 각각의 스위칭 손실은 동일한 스위칭 주파수에서 도 1에 도시된 시스템 (100) 의 스위칭 손실의 단지 1/4 이다. 직렬의 트랜지스터들 (230, 232, 234 및 236) 에서 이제 4 개의 MOSFET들이 존재하더라도, 총 스위칭 손실이 동일한 주파수에서 스위칭할 때 시스템 (100) 의 스위칭 손실의 절반이다. 시스템 (200) 은 또한 트랜지스터들 (232 및 234) 이 버스 전압의 절반 이상으로 스위칭되기 때문에 높은 VBUS 전압 (VBUS/2) 으로 사용하기 위한 저전압 프로세스를 가능하게 한다.
또한, 정상 동작 동안 인덕터 (220) 에 걸친 전압은 도 1 에서의 인덕터 (120) 의 절반보다 작다. 따라서, 인덕터 (220) 에 대한 인덕터 값은 동일한 스위칭 주파수 및 동일한 VBUS 전압에서 도 1 의 인덕터 (120) 의 인덕터 값의 절반보다 작을 수 있다. 도 2 에 도시된 바와 같이, 더 작은 인덕턴스 및 작은 DCR 로 인덕터 (220) 를 더 작게하는 것은 시스템 (100) 보다 시스템 (200) 의 효율을 더욱 개선한다. VBUS 전압을 VSYS 의 2 배와 동일하게 유지하기 위해 VSYS 값에 기초하여 VBUS 전압이 조정 (예를 들어, USB PD 를 사용) 될 수 있는 경우, 인덕터 (220) 의 인덕턴스가 더욱 감소될 수 있다. 또한, 인덕터 (220) 의 인덕턴스는 인덕터 (120) 의 인덕턴스와 동일할 수 있고, 스위칭 주파수는 감소될 수 있다. 이는 또한 시스템 효율을 증가시킨다.
결과적으로, 본 발명의 일부 실시형태들은 트랜지스터 (232)(Q3) 와 트랜지스터 (234)(Q4) 사이에 연결된 플라잉 커패시터 (240C)(CFLY) 와 직렬 연결된 스위칭 트랜지스터들 (230 (Q2), 232 (Q3), 234 (Q4) 및 236 (Q5)) 을 포함한다. VBUS 전압이 출력 인턱터 (220) 의 사이즈 및 인턱턴스를 감소시키는 VSYS 의 2 배와 동일하거나 이에 가깝게 VBUS 를 유지하기 위해 VSYS 에 따라 조정되도록 스위칭되고 인덕턴스를 갖는 출력 인덕터 (220) 와 결합된 이러한 배열은, 스위칭 주파수를 감소시켜 시스템 효율을 증가시키고 더 낮은 전압 프로세스들의 사용을 가능하게 하여 더 높은 VBUS 전압을 충족시킨다. 또한, 전압이 더 낮기 때문에, 다이 사이즈 및 비용이 감소된다.
도 2 에 도시된 바와 같이, 트랜지스터 (230) 및 트랜지스터 (236) 는 플라잉 커패시터 (240) 를 충전하도록 동작되는 한편, 트랜지스터 (232 및 234) 는 스위칭 커패시터들로서 동작되어 인덕터 (220) 로 형성된 벅 레귤레이터를 구동한다. 일부 실시형태들에서, 4 개의 트랜지스터들 (230, 232, 234 및 236)(Q2 내지 Q5) 에 대한 효율적인 구동 스킴은 각각의 MOSFET 을 개별 구동하는데 채용되어 시스템 (200) 이 1 % 에서 99 % 까지 변화하는 듀티 사이클 동안 원활하게 동작하도록 한다. 또한, 시스템 (200) 은 최소 외부 부트스트랩 커패시터들 (2 개, 도 2 에 도시된 예시의 시스템 (200) 에만 나타낸 버스 전압 커패시터 (CIN) 및 바이패스 회로 상의 CBYP) 을 포함한다. 또한, 시스템 (200) 은 VBUS 전압을 VSYS 전압의 두 배로 제어하여 최상의 효율을 달성할 수 있다. 또한 플라잉 커패시터에 걸친 전압은 최상의 라인 및 부하 과도 요건들을 충족시키도록 변경될 수 있다.
상기 상세한 설명은 본 발명의 특정 실시형태들을 예시하기 위해 제공되고 제한하는 것으로 의도되지 않는다. 본 발명의 범위 내의 다수의 변화들 및 수정들이 가능하다. 본 발명은 다음의 청구항들에 제시된다.

Claims (14)

  1. 충전 시스템으로서,
    버스 전압을 수신하도록 연결된 제 1 트랜지스터;
    상기 제 1 트랜지스터와 직렬로 연결된 제 2 트랜지스터;
    상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 2 트랜지스터와 직렬로 연결된 제 3 트랜지스터;
    접지와 상기 제 3 트랜지스터 사이에 연결된 제 4 트랜지스터;
    상기 제 1 트랜지스터, 상기 제 2 트랜지스터, 상기 제 3 트랜지스터 및 상기 제 4 트랜지스터의 게이트들을 제어하도록 연결된 스위칭 제어 회로; 및
    상기 제 2 트랜지스터와 상기 제 3 트랜지스터에 걸쳐 연결된 플라잉 (flying) 커패시터를 포함하고,
    상기 제 2 트랜지스터와 상기 제 3 트랜지스터 사이의 노드는 상기 스위칭 제어 회로가 상기 제 1 트랜지스터, 상기 제 2 트랜지스터, 상기 제 3 트랜지스터 및 상기 제 4 트랜지스터를 스위칭할 때 시스템 전압을 제공하도록 출력 인덕터에 연결되도록 구성되고,
    상기 제 1 및 제 4 트랜지스터들은 상기 플라잉 커패시터를 충전하도록 동작되고, 상기 제 2 트랜지스터 및 상기 제 3 트랜지스터는 상기 제 1 및 제 4 트랜지스터들과 별도로 스위칭 트랜지스터들로서 동작되어 상기 출력 인덕터를 구동하는, 충전 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 트랜지스터와 상기 버스 전압 사이에 버스 스위칭 트랜지스터가 연결되는, 충전 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 시스템 전압은 전력 경로 스위칭 트랜지스터를 통해 배터리 팩에 연결되는, 충전 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    전력 경로 스위칭 트랜지스터가 전력 경로 제어기에 연결되는, 충전 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 출력 인덕터는 상기 버스 전압이 상기 시스템 전압의 2 배가 되도록 배열되는, 충전 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 4 트랜지스터는 상기 플라잉 커패시터에 걸친 전압이 상기 시스템 전압에 연결된 라인 및 부하 과도 (transient) 들에 따라 변화되도록 상기 제어 회로에 의해 동작되는, 충전 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 트랜지스터 및 상기 제 3 트랜지스터는 1 % 와 99 % 사이의 듀티 사이클로 동작되는, 충전 시스템.
  8. 충전 방법으로서,
    4 개의 직렬 연결된 트랜지스터들에 걸쳐 버스 전압을 수신하는 단계로서, 상기 직렬 연결된 트랜지스터들은 상기 버스 전압과 연결된 제 1 트랜지스터, 상기 제 1 트랜지스터와 연결된 제 2 트랜지스터, 상기 제 2 트랜지스터와 연결된 제 3 트랜지스터 및 접지와 상기 제 3 트랜지스터 사이에 연결된 제 4 트랜지스터를 포함하는, 상기 수신하는 단계;
    상기 4 개의 직렬 연결된 트랜지스터들 중 상기 제 2 트랜지스터 및 상기 제 3 트랜지스터에 걸쳐 연결된 플라잉 커패시터를 충전하도록 상기 직렬 연결된 트랜지스터들 중 상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 4 트랜지스터의 게이트들을 구동하는 단계; 및
    시스템 전압을 공급하기 위해 출력 인덕터에 연결될 수 있는 상기 제 2 트랜지스터 및 상기 제 3 트랜지스터 사이의 노드를 갖는 상기 직렬 연결된 트랜지스터들 중 상기 제 2 트랜지스터 및 상기 제 3 트랜지스터의 게이트들을 상기 제 1 트랜지스터 및 상기 제 4 트랜지스터의 게이트들과 별도로 구동하는 단계를 포함하는, 충전 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 버스 전압과 상기 4 개의 직렬 연결된 트랜지스터들 사이에 연결된 별도의 트랜지스터를 활성화시키는 단계를 더 포함하는, 충전 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 시스템 전압은 배터리 팩을 충전하도록 연결되는, 충전 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 시스템 전압과 상기 배터리 팩 사이에 연결된 스위칭 트랜지스터를 활성화시키는 단계를 더 포함하는, 충전 방법.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 버스 전압은 상기 시스템 전압의 2 배인, 충전 방법.
  13. 제 8 항에 있어서,
    상기 플라잉 커패시터는 상기 시스템 전압에 연결된 라인 및 부하 과도들에 따라 충전되는, 충전 방법.
  14. 제 8 항에 있어서,
    상기 출력 인덕터에 연결된 노드를 갖는 상기 직렬 연결된 트랜지스터들 중 상기 제 2 트랜지스터 및 상기 제 3 트랜지스터의 게이트들을 구동하는 것은, 1 % 와 99 % 사이의 범위에 걸친 듀티 사이클에서 상기 게이트들을 구동하는 것을 포함하는, 충전 방법.
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