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KR101495473B1 - 비인과적 직교 주파수 분할 다중 테이퍼진 피크 억제 - Google Patents

비인과적 직교 주파수 분할 다중 테이퍼진 피크 억제 Download PDF

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KR101495473B1
KR101495473B1 KR20140000100A KR20140000100A KR101495473B1 KR 101495473 B1 KR101495473 B1 KR 101495473B1 KR 20140000100 A KR20140000100 A KR 20140000100A KR 20140000100 A KR20140000100 A KR 20140000100A KR 101495473 B1 KR101495473 B1 KR 101495473B1
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KR
South Korea
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signal
ofdm
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magnitude
threshold
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KR20140000100A
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데이비드 비. 체스터
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해리스 코포레이션
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    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
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    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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    • H04L27/2614—Peak power aspects

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Abstract

본 발명은 OFDM(204)의 PAPR을 감소시키기 위한 시스템(200) 및 방법(800)에 관한 것이다. 그 방법은 제 1 및 제 2 신호 처리 경로(FSPP 및 SSPP)로 OFDM 신호를 라우팅하는 단계; FSPP(206)를 따라 트래블링하는 OFDM 신호를 시간 지연시키는 단계; 및 SSPP(208)를 따라 트래블링하는 OFDM 신호의 순시 신호 크기값이 전력 증폭기(250)를 비선형 작동 영역으로 강제할 수 있는 임계값보다 더 큰지 여부를 결정하는 단계를 포함한다. 순시 신호 크기값이 임계값보다 더 크다고 결정된다면, 전력 증폭기가 비선형 작동 영역에 진입하는 것을 방지하는 레벨로 시간 지연된 OFDM 신호의 적어도 하나의 복소 심볼 샘플의 크기가 스케일링된다. 순시 신호 크기값이 임계값보다 더 크지 않다고 결정되면, 그때 복소 심볼 샘플은 크기에 대한 수정 없이 출력된다.

Description

비인과적 직교 주파수 분할 다중 테이퍼진 피크 억제{NON-CAUSAL ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING TAPERED PEAK SUPPRESSION}
본 발명의 배열은 직교 주파수 분할 다중("OFDM")을 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다. 더 구체적으로, 본 발명의 배치는 비인과적 OFDM 테이퍼진 피크 억제를 위한 시스템 및 방법을 다룬다.
다양한 유형의 통신 시스템이 해당 기술분야에 알려져 있다. 종래의 통신 시스템 중 일례는 OFDM 통신 시스템이다. OFDM 통신 시스템은 일반적으로 다중 직교 반송파 상의 디지털 데이터를 부호화하도록 구성된다. 이러한 점에서, 2진 숫자의 직렬 스트림은 2진 숫자의 "N" 병렬 스트림으로 역다중화되고, 여기서 "N"은 정수 값이다. 그런 후에 2진 숫자의 각각의 스트림은 변조 스킴을 사용하여 심볼 스트림으로 매핑된다. 변조 스킴은 위상 시프트 키잉("PSK") 스킴 또는 직교 진폭 변조("QAM") 스킴을 포함할 수 있지만, 그것으로 한정되지 않는다. 특히, 동일한 또는 다른 변조 스킴이 2진 숫자의 "N" 병렬 스트림을 변조하도록 사용될 수 있다. 뒤이어, 역고속 푸리에 변환("IFFT")이 각각의 심볼 세트 상에 계산되고, 그로써 복소 시간-도메인 샘플의 세트를 형성한다. 그런 후에 각각의 복소 시간 도메인 샘플의 세트가 아날로그 신호를 형성하도록 아날로그 도메인으로 변환된다. 그 후에, 아날로그 신호가 직교 반송파를 위상 변조하도록 사용된다. 위상 변조된 직교 반송파는 OFDM 파형을 발생시키도록 함께 더해진다. OFDM 파형은 헤르츠 당 비트로서 정의된 정보 밀도라는 점에서 매우 효율적이다.
그러한 OFDM 통신 시스템이 지닌 공지된 문제는 높은 피크 전력 대 평균 전력비("PAPR")이다. 여기에 사용된 바와 같이, 용어 "PAPR"은 제곱된 실효값("RMS")에 의해 나누어진 제곱된 피크 진폭을 말한다. 높은 PAPR은 랜덤 데이터 스트림에 의해 위상 변조된 다중 직교 반송파의 선형 조합인 OFDM 파형의 직접적인 결과이다. 랜덤 입사와 함께, 출력 전력이 다양한 변조 파라미터는 물론 직교 반송파의 수의 함수인 최대 가능한 피크와 함께 피크를 이룰 수 있도록, 직교 반송파의 위상은 다양한 정도의 구조적 간섭을 야기하도록 조절할 수 있다.
OFDM은 위상 변조 기반이기 때문에, OFDM 파형 발생 회로에 뒤이은 임의의 전력 증폭기("PA")가 선형 영역에서 작동하도록 요구된다. 일부 시나리오에서, PA의 "선형 영역 작동"은 최대 가능한 출력 레벨 아래의 PA의 출력 전력을 "감소시키는 것"에 의해 달성된다. 그러한 파워 감소의 결과로서, OFDM 파형이 극한의 피크에 도달할 때조차 PA는 선형 영역에서 작동한다. 그러한 해법은 PA의 매우 비효율적인 사용, 및 PA가 과대해지는 요구사항을 제공한다. 과대해진 PA의 사용은 OFDM 송신기에 과도한 비용을 부가한다.
다른 시나리오에서, PA의 "선형 영역 작동"은 클리핑될 수 있는 출력 레벨을 결정하도록 주어진 OFDM 파형의 피킹의 통계적 분포를 사용하는 것에 의해 얻어진다. 피크를 클리핑하는 것은 수신기에서 결정 에러를 초래하는 신호 왜곡을 야기한다. 에러의 수 및 특징은 결정 에러를 정정하도록 OFDM 기반 시스템에 의해 사용된 순방향 에러 정정("FEC") 코드를 허용한다. 이러한 기술이 지닌 문제는 피크가 클리핑될 때마다, 출력의 전압정재파비("VSWR")가 급격하게 변화해서, 결국 대량의 전력이 PA의 출력 포트로 다시 반사되도록 한다는 것이다. 반사된 전력은 PA의 작동 수명이 급격하게 감소되도록 한다. 라디오 주파수("RF") 서큘레이터가 반사된 전력을 흡수하도록 사용될 수 있는 반면에, 그것은 송신기에 상당량의 크기와 비용을 추가한다.
결과적으로, 많은 비-클리핑 해법이 높은 PAPR 문제를 다루기 위해 고안되었다. 그러한 종래의 비-클리핑 해법은 기저대역 해법의 클래스를 포함한다. 기저대역 해법은 종래에 규정된 방식으로 수신기에서 반전될 수 있는 반송파의 상대 위상을 무작위화하는 것을 일반적으로 포함한다. 위상 무작위화는 다음의 세 가지 방식으로 OFDM 기반 시스템에 복잡성을 부가한다: (1) 송신기에서 반송파의 무작위화; (2) 수신기에서 무작위화 해제(de-randomization) 공정; 및 (3) 무작위화 및 무작위화 해제 공정을 동기화하는 것에 대한 요구사항.
본 발명의 목적은 OFDM 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명은 OFDM 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 시스템 및 방법을 구현하는 것에 관한 것이다. 일부 시나리오에서, OFDM은 기저대역 OFDM 신호이다. 그 방법은: OFDM 신호를 제 1 및 제 2 신호 처리 경로로 라우팅하는 단계; 제 1 신호 처리 경로를 따라 트래블링하는 OFDM 신호를 시간 지연시키는 단계; 및 제 2 신호 처리 경로를 따라 트래블링하는 OFDM 신호의 순시 신호 크기가 전력 증폭기를 작동의 비선형 영역으로 강제할 수 있는 임계값보다 더 큰지 여부를 결정하는 단계를 포함한다. 순시 신호 크기값이 임계값보다 크지 않다고 결정되면, 그때 시간 지연된 OFDM 신호의 제 1 복소 심볼 샘플이 크기에 대한 수정없이 출력된다. 순시 신호 크기값이 임계값보다 더 큰 것으로 결정된다면, 그때 제 1 복소 심볼 샘플의 크기는 전력 증폭기가 작동의 비선형 영역에 진입하는 것을 방지하는 레벨로 스케일링된다. 스케일링은 기저대역에서 또는 중간 주파수에서 수행될 수 있다.
일부 시나리오에서, 순시 신호 크기값이 임계값보다 더 큰 것으로 판단된다면 추가적인 스케일링 작동이 수행된다. 추가적인 스케일링 작동은 제 1 복소 심볼 샘플을 곧바로 앞서거나 또는 뒤따르는 OFDM 신호의 복수의 제 2 복소 심볼 샘플의 크기를 스케일링하는 것을 일반적으로 포함한다. 제 1 및 제 2 복소 심볼 샘플의 크기는 OFDM 신호의 큰 순시 진폭 변화를 방지하도록 다른 양에 의해 스케일링된다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중("OFDM")을 위한 시스템 및 방법을 제공한다. 더 구체적으로, 본 발명은 비인과적 OFDM 테이퍼진 피크 억제를 위한 시스템 및 방법을 제공한다.
실시예는 다음의 도면에 대해 참조하여 설명될 것이고, 동일한 번호는 도면에 걸쳐 동일한 아이템을 나타내며, 그리고 여기서:
도 1은 본 발명의 기본 개념을 나타내는 기능 블록도이다.
도 2는 예시적인 OFDM 송신기의 블록도이다.
도 3은 또 다른 예시적인 OFDM 송신기의 블록도이다.
도 4는 컴퓨터 시뮬레이트된 OFDM 송신기이다.
도 5는 도 4의 컴퓨터 시뮬레이트된 OFDM 송신기에 의해 수행된 작동의 기능블록도이다.
도 6-7 각각은 또 다른 예시적인 OFDM 송신기에 의해 수행된 작동의 기능 블록도를 제공한다.
도 8은 OFDM 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 예시적인 방법의 흐름도이다.
도 9-10 각각은 임계값을 결정하기 위한 예시적인 방법의 흐름도를 제공한다.
일반적으로 여기에 설명되고 그리고 첨부된 도면에 도시된 바와 같은 실시예의 구성요소가 매우 다양한 다른 구성으로 배열되고 설계될 수 있다는 것이 용이하게 이해될 것이다. 따라서, 도면에 도시된 바와 같은, 다양한 실시예에 대한 다음의 더 구체적인 설명은 본 개시의 범위를 한정하도록 의도되지 않고, 단지 다양한 실시예를 나타낼 뿐이다. 실시예의 다양한 측면이 도면에 제시되는 반면에, 도면은 구체적으로 지시되지 않는다면 반드시 축적에 따라 그려지지 않았다.
본 발명은 사상 또는 핵심적인 특성으로부터 벗어나지 않고 다른 특정 형태로 구현될 수 있다. 설명된 실시예는 제한하는 것이 아닌 설명적인 것으로서만 모든 측면에서 간주되어야만 한다. 그러므로 본 발명의 범위는 이러한 구체적인 설명에 의해서라기 보다는 첨부된 청구항에 의해 적시된다. 균등 청구항의 의미 및 영역 내에 이루어진 모든 변경이 그 범위 내에 포함되어야만 한다.
특징, 이점, 또는 유사한 표현에 대한 본 명세서에 걸친 참조는 본 발명으로 구현될 수 있는 모든 특징 및 이점이 본 발명의 임의의 단일 실시예에 있어야 하거나 또는 그 안에 있다는 것을 의미하지 않는다. 그보다는, 특징 및 이점에 대해 언급하는 표현은 실시예와 관련해서 설명된 특정 특징, 이점, 또는 특성이 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함되는 것을 의미하도록 이해된다. 따라서, 명세서에 결쳐, 특징 및 이점에 관한 논의, 및 유사한 표현은 반드시 그렇지는 않지만, 동일한 실시예를 말한다.
또한, 본 발명의 설명된 특징, 이점 및 특성은 하나 이상의 실시예에서 임의의 적합한 방식으로 결합될 수 있다. 해당 기술분야의 당업자는 여기 설명의 관점에서, 본 발명이 특정 실시예의 하나 이상의 특정 특징 또는 이점 없이 실시될 수 있다는 것을 인지할 것이다. 다른 예에서, 추가적인 특징 및 이점이 본 발명의 모든 실시예에 제시되지 않을 수 있는 특정 실시예에서 인지될 수 있다.
본 명세서에 걸쳐 "하나의 실시예", "일 실시예", 또는 유사한 표현에 대한 참조는 지시된 실시예와 관련해서 설명된 특정 특징, 구조, 또는 특성이 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함된다는 것을 의미한다. 따라서, 본 명세서에 걸쳐 어구 "하나의 실시예에서", "실시예에서", 및 유사한 표현은 반드시 그렇지는 않지만, 모두 동일한 실시예를 말한다.
본 문서에서 사용된 바와 같이, 단수 형태 "어(a)", "언(an)", 및 "그(the)"는 문맥이 명백히 달리 지시하지 않는다면 복수 참조를 포함한다. 달리 정의되지 않는다면, 여기에 사용된 모든 기술적 그리고 과학적 용어는 해당 기술분야의 당업에 의해 일반적으로 이해되는 바와 동일한 의미를 가진다. 본 문서에서 사용된 바와 같은, 용어 "포함하는(comprising)"은 "포함하지만, 한정되지 않는" 것을 의미한다.
실시예가 이제 도 1-5에 대해 설명될 것이다. 실시예는 일반적으로, 각각의 반송파에 대한 임의의 위상 왜곡 및 드문, 저빈도의 진폭 왜곡없이 OFDM 파형의 PAPR을 감소시키기 위한 시스템 및 방법을 구형하는 것에 관련된다. 진폭 왜곡의 발생 및 레벨의 통계적 빈도는 공정이 사용되는 PAPR 임계값을 조절하는 것에 의해 PA "백 오프"로 상쇄될 수 있다. PAPR에서의 급격한 감소에도 불구하고, 원시(어떠한 FEC도 적용되지 않음) 데이터 에러율은 단지 약간 증가할 뿐이다. 본 기술은 표준 OFDM 수신기에 대한 어떠한 수정도 요구하지 않는다.
본 발명은 OFDM 파형의 크기의 스케일링이 어떠한 매 반송파(per-carrier) 위상 왜곡을 야기하지 않고 그리고 매 반송파 진폭 왜곡의 양이 구성 반송파의 수에 비례한다는 발견을 토대로 한다. 따라서, QAM 변조된 반송파에 있어서, 피크가 미리 정의된 임계값을 초과하는 심볼 기간 동안, 송신된 심볼의 각각의 위상은 영향받지 않는 한편, 각각의 송신된 심볼의 크기는 단지 작은 양에 의해 변경된다. 위상이 영향받지 않기 때문에, 채널 효과에 의해 야기된 진폭 왜곡 및 수신기 체인에서의 왜곡은 성좌 결정 임계값에 대한 진폭 감소된 거리로 인한 에러율만을 증가시킬 것이다.
본 발명의 기본적인 개념은 도 1에 제공된 기능 블록도(100)에 의해 개략적으로 도시된다. 도 1에 도시된 바와 같이, 기저대역 OFDM 샘플 스트림(102)은 두 개의 신호 처리 경로(104, 106)로 라우팅된다. 제 1 신호 처리 경로(104) 내에서, 기저대역 OFDM 샘플 스트림(102)은 기능 블록(108)에 의해 도시된 바와 같이 시간 지연된다. 기저대역 OFDM 샘플 스트림(102)은 송신기로부터의 송신에 앞서 그것에 대한 수정을 허용하도록 시간 지연된다. 신호(102)의 시간 지연된 버전은 "지연된 기저대역 OFDM 샘플 스트림(102)"으로 여기에 언급된다. PA가 그것의 선형 영역에서 작동할 것이라는 것을 보장하도록 기저대역 OFDM 샘플 스트림(102)이 수정을 요구하는 결정에 따라서 수정이 이루어진다.
제 2 처리 경로(106) 내에서, 기저대역 OFDM 샘플 스트림(102)의 순시 신호 크기값이 PA를 작동의 비선형 영역에 강제할 수 있는 임계값보다 더 큰지에 대한 결정이 기능 블록(110)에서 이루어진다. 임계값을 계산하는 다양한 방법이 아래에 구체적으로 설명될 것이다.
조건이 검출되면, 그때 환산 계수가 기능 블록(112)에서 발생된다. 그 후에, 기능 블록(114)에 의해 도시되는 바와 같이, 지연된 기저대역 OFDM 샘플 스트림(102')의 적어도 하나의 복소 심볼 샘플의 크기는 PA가 그것의 비선형 작동 영역에 진입하는 것을 방지하는 레벨로 스케일링된다. 그러한 레벨은 임계값에 의해 나타나는 것 미만의 임의의 레벨을 포함할 수 있지만, 그것으로 한정되지 않는다.
조건이 충족되지 않는다면, 그때 기능 블록(116)에 의해 도시되는 바와 같이 지연된 기저대역 OFDM 샘플 스트림(102')은 1(unity) 값과 결합된다. 그러한 결합 작동은 지연된 기저대역 OFDM 샘플 스트림(102')의 복소 심볼 샘플의 크기에 어떠한 수정도 초래하지 않는다. 그런 후에 기능 블록(114, 116)에서 수행된 작동의 결과가 송신 회로로 출력된다. 송신 회로는 PA를 포함할 수 있지만, 그것으로 한정되지 않는다.
본 발명의 기본 개념은 기능 블록도(100)의 기본 개념으로 한정되지 않는다. 예를 들어, 기능 블록도(100)는 기능 블록(116)의 결합 작동과 반대로, 선택 작동 또는 우회 작동을 포함하도록 수정될 수 있다. 선택 시나리오에서, 기능 블록(108) 또는 기능 블록(114)의 출력은 기능 블록(110)에서 이루어진 결정의 결과를 토대로 선택될 수 있다. 우회 시나리오에서, 기능 블록(112, 114)의 스케일링 작동은 순시 신호 크기가 임계값보다 더 크지 않다면 우회될 수 있고, 그래서 지연된 기저대역 OFDM 샘플 스트림(102')이 그것의 크기에 대한 임의의 수정없이 송신 회로로 출력된다.
소프트웨어 및/또는 하드웨어에서 본 발명의 위에 설명된 개념을 구현하는 많은 방식이 있다. 소프트웨어 및/또는 하드웨어에서 이러한 개념을 구현하는 방법에 관한 대표적인 실시예가 도 2 - 도 7과 관련해서 이하에서 설명된다. 스케일링 기법의 핵심적으로 요구되는 특징은 그것이 파형에서 순시 변경으로부터 초래하는 원치않는 양의 스펙트럼 재성장을 야기하지 않는 것이다. 대개의 경우에, 스케일링이 심볼기간당 적은 수의 샘플을 갖는 기저대역에서 이루어질 때, 신호 처리 체인에서 이어지는 필터링이 저빈도의 그리고 짧은 지속의 수정과 결합해서, 송신된 신호가 여전히 요구되는 스펙트럼 마스크를 충족시킬 만큼 OFDM 파형을 "평활하게 할" 것임이 일반적으로 확언될 수 있다. 그 구현이 샘플율이 더 높고 그리고 더 적게 이어지는 필터링이 있는 중간 주파수("IF")에서 수정을 수행한다면, 스케일링은 대응하는 주파수 도메인 왜곡을 갖는 직사각형 윈도우를 적용하는 것에 상응한다. 이러한 경우에, 크기 정정에 의해 스케일링된 선험 결정된 테이퍼진 윈도우가 허용가능한 형태로 주파수 도메인 왜곡을 한정하도록 심볼 지속의 공격 및 쇠퇴에 적용된다.
이제 도 2에 대해 언급하면서, 본 발명을 이해하기에 유용한 예시적인 OFDM 송신기(200)의 개략적인 도시가 제공된다. OFDM 송신기(200)는 도 2에 도시된 것보다 더 많거나 더 적은 구성요소를 포함할 수 있다. 예를 들어, OFDM 송신기(200)는 다른 송신 회로는 물론, 전력 증폭기 이전의 복소 직교 IF RF 변환기(미도시)를 포함할 수 있다. 그러한 구성요소는 설명의 명료함, 단순함 및 용이함의 목적을 위해 도시되지 않는다.
OFDM 송신기(200)는 본 발명을 실행하도록 구성된 전자 회로를 포함한다. 이러한 점에서, 샘플 발생기(202)가 OFDM 송신기(200)에 제공된다. 샘플 발생기(202)는 2진 숫자(201)를 사용하여 기저대역 복소 직교("BCQ") OFDM 파형 샘플(204)을 발생시키도록 일반적으로 구성된다. 그러한 BCQ OFDM 파형 샘플을 발생시키기 위한 기술이 해당 기술분야에 공지되어 있고, 그러므로 여기에 설명되지 않을 것이며; 임의의 공지된 또는 공지될 기술이 제한없이 여기에 사용될 수 있다. 일부 시나리오에서, BCQ OFDM 파형 샘플(204)은: 2진 숫자의 직렬 스트림을 복수의 2진 숫자의 병렬 스트림으로 역다중화하고; 2진 숫자의 각각의 스트림을 변조 스킴(예, PSK 스킴 또는 QAM 스킴)을 사용하여 심볼 스트림으로 매핑하며; 그리고 BCQ OFDM 파형 샘플(204)의 세트를 형성하도록 심볼의 각각의 세트 상에 IFFT를 계산하는 것;에 의해 발생된다.
BCQ OFDM 파형 샘플(204)은 두 개의 신호 처리 경로("SPP")(206, 208)로 라우팅된다. 제 1 SPP(206)는 지연 버퍼(210) 및 복소 기저대역 중간 주파수("CB IF") 변환기(212)를 포함한다. 제 2 SPP(208)는 어느 샘플이 PA(250)를 그것의 선형 작동 영역에 유지하기 위해 스케일링을 요구하는지를 결정할 만큼 충분히 오래 BCQ OFDM 파형 샘플(204)을 지연시킨다. 제 1 SPP(206)에서의 지연 때문에, 제 2 SPP(208)에서의 검출은 비인과적 또는 인과적이지 않게 하는 검출 현상이 일어나기 전에 발생한다. 해당 기술분야에 공지된 바와 같이, 인과적 시스템은 현재 및 이전의 입력값에만 의존하는 출력 및 내부 상태를 갖는 시스템이다. 가능한 과거 또는 현재 입력값에 더해서, 미래로부터의 입력값에 일부 의존하는 시스템은 비인과적 시스템으로 명명된다. 미래 입력값에만 단독으로 의존하는 시스템은 반-인과적 시스템이다. 예를 들어, 비인과적 필터는 필터가 메모리 버퍼 또는 파일로부터 미래값을 추출할 수 있기 때문에, 후처리 필터로서만 존재할 수 있다.
CB IF 변환기(212)는 BCQ OFDM 파형 샘플(204)을 IF 반송파와 일치하는 샘플율로 보간하고, 반송파를 IF로 직교 상향-변환하도록 구성된다. CB IF 변환기(212)의 출력은 복소 IF 출력신호(214)로서 여기에 언급된다. 보간 때문에, 심볼 시간 당 샘플의 수가 크게 증가된다. 그런 후에 복소 IF 출력신호(214)가 실제 승산기(246, 248)로 통과된다. 실제 승산기(246, 248)는 매 샘플을 토대로 동일한 양에 의해 복소 IF 출력신호(214)의 실제 구성요소와 가상 구성요소를 승산한다.
제 2 SPP(208)는 크기 계산기(216)를 포함한다. 크기 계산기(216)는 각각의 BCQ OFDM 파형 샘플(204)의 크기 또는 제곱된 크기를 계산하도록 구성된다. 인지될 수 있는 바와 같이, 크기 제곱된 계산은 제곱근 연산을 요구하지 않기 때문에 크기 계산보다 덜 복잡하다. 제 2 SPP(208)에서의 이어지는 연산은 크기 또는 제곱된 크가가 계산되었는지 여부에 일치하도록 수정된다. 그런 후에 크기 계산기(216)로부터 출력된 크기 값(218)이 두 개의 경로(220, 222)를 지난다.
경로(222)에서, 크기 값(218)은 최대 허용가능한 출력의 절대 임계값 thr과 비교된다. 크기 값(218)이 절대 임계값 thr보다 더 크다면, 그때 다음의 동작이 수행된다:
(1) 현재 심볼 기간의 지속동안 홀드값 신호(226)를 설정;
(2) 현재 심볼 기간의 지속동안 비교기(224)의 비교 동작을 불능화;
(3) 심볼 지속에서 절대 임계값 thr 위의 최대 크기값(234)의 위치를 선택적으로 결정하거나, 또는 발견적으로 수정 검출된 제 1 크기값에 기반해서 언급된 위치를 예측;
(4) 레지스터(228)에서 최대 크기값(234)을 등록;
(5) 미리 결정된 윈도우의 어플리케이션을 개시하도록 적합한 시간 지연(τ1)을 갖는, 윈도우 어드레서(240)로 비교기(224)로부터 인에이블 신호(230)를 제공; 및
(6) 실제 승산기(246, 248)에 윈도우된 스케일링의 어플리케이션을 개시하도록 적합한 시간 지연(τ2)을 갖는, 비교기(224)로부터 다중화기(264)로, 인에이블 신호(232)를 제공.
위에 열거된 동작(1-6)의 일부 또는 전부를 완료할 시에, 등록된 최대 크기 값(234)은 환산 계수(244)를 계산하도록 환산 계수 계산기(236)에 의해 사용된다. 환산 계수(244)는 최대 허용가능한 크기값 이하의 크기를 갖는, 심볼 샘플이 실제 승산기(246, 248)에 의해 PA(250)로 공급되지 않을 것이라는 것을 보장하기 위한 값을 가진다. 그런 후에 환산 계수(244)는 실제 승산기(238)로 통과된다.
실제 승산기(238)에서, 환산 계수(244)는 윈도우 샘플값(260)에 의해 승산된다. 이러한 승산 동작의 결과는 스케일링된 윈도우 샘플값(262)으로 여기에 언급된다. 윈도우 샘플값(260)은 심볼의 지속기간 동안 윈도우 템플릿 유니트(242)에 의해 발생된다. 스케일된 윈도우 샘플값(262)은 스펙트럼 왜곡을 야기하는 큰 순시 진폭 단계를 방지하는 것에 의해 PA(250)가 그것의 비선형 영역에 진입하지 않을 것이라는 것을 보장한다.
윈도우 어드레서(240)는 카운터로서 작동하도록 구성된다. 윈도우 어드레서(240)는 심볼 시간의 시작과 동시에 시작된다. 윈도우 어드레서(240)는 심볼 각각의 출력 샘플의 크기가 적합한 윈도우 값에 의해 스케일링된다는 것을 확실시하는 윈도우를 통해 시퀀스한다. 윈도우 어드레서(240) 및 윈도우 템플릿 유니트(242)는 IF 샘플율에 일치하여 클럭된다.
그런 후에 스케일링된 윈도우 샘플값(262)이 실제 승산기(238)로부터 다중화기(264)로 전달된다. 절대 임계값 thr이 크기값(218)에 의해 초과되지 않는다면 다중화기(264)는 실제 승산기(246, 248)로 스케일링된 윈도우 샘플값(262)을 라우팅한다. 실제 승산기(246, 248)에서, 복소 IF 출력신호(214) 각각의 샘플은 그것의 크기가 변경되도록 스케일링된 윈도우 샘플값(262)에 의해 승산된다. 절대 임계값 thr이 크기값(218)에 의해 초과되지 않는다면, 그때 복소 IF 출력신호(214)의 각각의 샘플은 그것의 크기값이 변경되지 않는 채 남도록 1에 의해 승산된다.
이제 도 3에 대해 언급하면서, 본 발명을 이해하기에 유용한 또 다른 예시적인 OFDM 송신기(300)가 제공된다. OFDM 송신기(300)는 CB IF 변환기(302)가 실제 IF 출력신호(304)를 가진다는 사실을 제외하고, 도 2에 관련해서 위에 설명된 OFDM 송신기(200)와 유사하다. 결과적으로, 실제 IF 출력신호(304)의 샘플율은 동일한 반송파 주파수에서 복소 IF 신호의 것에 적어도 두배이다. 단일 실제 승산기(306)만이 실제 IF 출력신호(304)의 샘플을 스케일링하도록 요구되는 반면에, 실제 승산기(306)는 도 2의 두 개의 실제 승산기(246, 248)의 두 배의 속도에서 작동해야만 한다. 윈도우 템플릿 유니트(342) 및 윈도우 어드레서(340)의 비율은 실제 승산기(306)에 비례하도록 요구된다. 또한, IF 샘플율에서 심볼시간 당 적어도 두 배만큼 많은 실제 샘플이 있기 때문에, 윈도우 템플릿 유니트(342)는 도 2의 윈도우 템플릿 유니트(242)와 같은 심볼에 대해 두배의 샘플수를 발생시킨다. 실제 승산기(338)은 도 2의 실제 승산기(238)의 두배의 속도에서 작동한다.
이제 도 4에 대해 언급하면서, 본 발명을 이해하기에 유용한 컴퓨터 시뮬레이트된 OFDM 송신기(400)가 제공된다. OFDM 송신기(400)에 의해 수행된 동작의 더 높은 수준의 기능 블록도(500)가 도 5에 제공된다. 따라서, OFDM 송신기(400)는 도 4 및 도 5에 관련해서 설명될 것이다. OFDM 송신기(400)가 소프트웨어에서 구현된 컴퓨터 시뮬레이트된 송신기임에도, 본 발명은 이 점에서 한정되지 않는다. OFDM 송신기(400)의 동작은 소프트웨어, 전자회로를 통한 하드웨어, 또는 그 둘의 조합에서 구현될 수 있다.
언버퍼 블록(406, 450) 및 버퍼 블록(452, 454)은 검증을 빠르게 하도록 컴퓨터 시뮬레이트된 OFDM 송신기(400)를 생성하도록 사용된, 소프트웨어 프로그램(예, SIMULINK™)의 함수이다. 그러한 바와 같이, 이들 블록(406, 450, 452, 454)은 도 5에 카운터파트를 갖지 않는다. 소프트웨어 프로그램의 이 레벨에서, 모든 동작은 동기화되고 지연은 자동적으로 더 낮은 레벨에 대해서 계산되고 보상된다. 따라서, 도 5의 지연 버퍼(516, 524)는 도 4에 어떠한 카운터파트도 갖지 않는다.
도 5의 기능 블록(502)은 도 4의 구성요소(412-416)에 대응한다. 기능 블록(502)에서, 최대 피크 전력 대 평균 전력비 PAPRMAX가 규정된다. 최대 피크값이 정의된 두 개의 이전에 설명된 OFDM 송신기(200, 300)와는 달리, 허용가능한 피크 전력 대 평균 전력비 A-PAPR은 OFDM 송신기(400)에서의 입력 파라미터이다. 그러므로, 허용가능한 피크 전력 대 평균 전력비 A-PAPR가 표준 데시벨("dB") 전력 포맷으로 공급된다면, 그때 그것은 도 4의 구성요소(414, 416) 및 도 5의 기능 블록(504)에 의해 도시된 바와 같이, 최대 피크 전력 대 평균 전력비 PAPRMAX로 변환된다. 최대 피크 전력 대 평균 전력비 PAPRMAX가 도 4의 구성요소(414, 416)에 의해 구현된, 다음의 수학식(1)에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112014000096992-pat00001
도 4 - 도 5에 도시된 바와 같이, 복소 직교 기저대역 OFDM 신호(402, 501)는 각각의 심볼 샘플에 대해 순시 신호 크기값 |u|과 순시 신호 위상값
Figure 112014000096992-pat00002
을 계산하도록 사용된다. 이들 계산은 도 4의 크기/위상 계산 유니트(404)에 의해 그리고 도 5의 기능 블록(506, 526)에서 수행된다. 그런 후에 크기값 |u|은 전력값 P를 계산하도록 사용된다. 전력 계산은 도 4의 구성요소(408) 및 도 5의 기능 블록(508)에 의해 구현된, 다음의 수학식(2)에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112014000096992-pat00003
그 후에, 전력값 P가 평균 신호 전력값 Pavg를 계산하도록 사용된다. 이 계산은 도 4의 이산 필터(410)에 의해 그리고 도 5의 기능 블록(510)에서 수행된다. 평균 신호 전력값 Pavg를 계산하는 많은 공지된 방식이 있다. 예를 들어, 평균 신호 전력 Pavg는 호겐나우어(Hogenauer) 필터 구조를 사용하여 이동 평균을 일체화하거나; 가중 평균을 계산하거나; 또는 유한 페이딩 메모리 평균을 계산하는 것에 의해 계산될 수 있다. 도 4 - 도 5에서, 평균 신호 전력값 Pavg는 리키 디지털 적분기를 사용하여 계산된다. 리키 디지털 적분기는 해당 기술분야에 공지되어 있고, 그러므로 여기에 설명되지 않을 것이다. 여전히, 리키 디지털 적분기가 알파 α의 입력 이득 및 1 마이너스 알파 1-α의 피드백 이득을 가진다는 것이 이해되어야 한다. 실시예는 이 점에서 한정되지 않는다. 평균 신호 전력값 Pavg를 계산하기 위한 임의의 공지된 또는 공지될 방법이 한정없이 여기에 사용될 수 있다.
그런 후에 평균 신호 전력 값 Pavg가 도 5의 기능 블록(512)에 의해 도시되는 바와 같이, 허용된 피크 전력 PPallowed를 계산하도록 사용된다. 허용된 피크 전력 PPallowed를 계산하기 위한 동작은 도 4의 승산기(418)에 의해 실행된, 다음의 수학식(3)에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112014000096992-pat00004
그런 후에 허용된 피크 전력 PPallowed의 제곱근이 도 4의 수학 함수 유니트(420) 및 도 5의 기능 블록(514)에 의해 도시된 바와 같이, 최대 허용가능한 신호 크기 |u|max - allowed를 산출하도록 계산된다.
최대 허용가능한 신호 크기 |u|max - allowed를 계산하는 것에 이어서, 도 5의 기능 블록(518)에 의해 도시되는 바와 같이 비교 동작이 수행될 수 있다. 비교 동작은 언제 지연된 크기값 |u|delayed이 최대 허용가능한 신호 크기 |u|max - allowed보다 더 큰지를 검출하도록 수행된다. 특히, 비교 동작은 리키 디지털 적분기가 허용된 값 위의 피크의 의사(false) 알람 검출을 방지하도록 거동의 안정된 상태에 진입할 때까지 불능화된다. 달리 말해서, 비교 동작은 디지털 필터 또는 리키 디지털 적분기가 안정된 상태 거동을 가질 때 배타적으로 수행된다. 디지털 필터의 안정된 상태 거동은 해당 기술분야에 공지되어 있고, 그러므로 여기에 설명되지 않을 것이다. 비교 동작은 도 4의 관계 연산자(422)에 의해 실행된다. 불능화 동작은 도 4의 구성요소(426, 430-440)에 의해 실행된다.
도 5의 기능 블록(520)에 의해 도시되는 바와 같이, 지연된 크기값 |u|delayed가 최대 허용가능한 신호 크기 |u|max - allowed보다 더 크다면, 그때 최대 허용가능한 신호 크기 |u|max - allowed가 또 다른 처리를 위해 선택된다. 도 5의 기능 블록(520)에도 도시되는 바와 같이, 지연된 크기값 |u|delayed이 최대 허용가능한 신호 크기 |u|max-allowed 이하이면, 그때 지연된 크기값 |u|delayed이 또 다른 처리를 위해 선택된다. 선택 동작은 도 4의 다중화기(424)에 의해 수행된다.
도 5의 기능 블록(520)의 선택 동작을 완료한 후에, 도 5의 기능 블록(522)에 의해 도시되는 바와 같이, 동작이: (a) 위상 샘플을 대응하는 처리된 크기 샘플과 정렬하고; 그리고 (b) 지연된 위상 값
Figure 112014000096992-pat00005
및 선택된 크기 값 |u|delayed 또는 |u|max-allowed를 출력 복소 직교 샘플(590)로 변환하도록 수행된다. 동작(a, b)은 도 4의 동작 유니트(456)에 의해 수행된다.
도 2 - 도 3에 관련해서 위에 설명된 IF 구현과는 달리, 도 4 - 도 5의 기저대역 구현은 낮은 심볼 당 샘플 카운트 상에서만 작동한다. 신호처리 체인에서 이어지는 필터링은 명시적 시간 도메인 윈도우잉이 필요없도록 크기 조절에 의해 야기된 스펙트럼 스프레딩을 일반적으로 감소시킨다. 이것이 그 경우가 아닐 때, 기저대역 윈도우잉은 위에 설명된 IF 윈도우잉에 더 낮은 샘플율 아날로그로서 적용될 수 있다.
또한, 기저대역 신호 상에 작동할 때, 일단 지연된 크기 |u|delayed 가 최대 허용가능한 신호크기 |u|max - allowed에 도달하면 기저대역 신호(402, 501)가 심볼시간 동안 가라앉는 것은 일반적이지 않다. 또한, 기저대역 신호(402, 501)가 심볼시간 동안 가라앉더라도, 이어지는 필터링은 심볼시간 동안 크기 |u|에서의 임의의 급속한 변동을 평활하게 할 것이다. 어떠한 적용되는 명시적 윈도우잉도 없을 때, 심볼 지속동안 임계값 교차신호를 등록할 필요가 없는 듯이 보인다. 그러나, 어떠한 명시적 윈도우도 적용되지 않을 때 일단 그것이 심볼시간의 지속동안 설정되면 임계값 교차 신호를 유지해야할 요구사항이 존재하는 일부 경우가 있을 수 있다. 명시적 윈도우가 기저대역에서 실행되면, 홀드 회로가 기저대역 사례화(instantiations)에서 실행될 수 있다. 홀드 회로는 도 2 - 도 3에 관련해서 위에 설명된 것과 동일하거나 유사할 수 있다. 예를 들어, 홀드 회로는 도 2 - 도 3의 구성요소(224-228)와 유사하거나 동일한 구성요소를 포함할 수 있지만, 그것에 한정되지 않는다.
도 6에 대해 이제 언급하면서, 또 다른 예시적인 OFDM 송신기에 의해 수행된 동작의 기능 블록도(600)가 제공된다. 기능 블록도(600)의 함수는 소프트웨어, 하드웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어 둘의 조합에서 실행될 수 있다. 기능 블록도(600)는 위에 설명된 기능 블록도(500)와 유사하다. 그러나, 기저대역 출력을 스케일링하도록 기능 블록도(600)에 사용된 기술은 기능 블록도(500)에 사용된 것과 다르다. 도 5에 관련해서 위에 설명된 바와 같이, 출력 복소 직교 샘플(590)은 OFDM 샘플의 위상값
Figure 112014000096992-pat00006
을 계산하고; 위상값
Figure 112014000096992-pat00007
을 지연시키고; 그리고 선택된 크기값 |u|delayed 또는 |u|max - allowed와 지연된 위상값
Figure 112014000096992-pat00008
을 결합시키는 것에 의해 발생된다. 반대로, 출력 복소 직교 샘플(690)은 IF 사례화와 유사하게, 그것을 크기 수정 결과와 정렬하도록 복소 직교 기저대역 OFDM 신호를 지연시키는 것에 의해 기능 블록도(600)에서 발생된다.
기능 블록(622)에 의해 도시된 바와 같이, 지연된 크기값 |u|delayed이 최대 허용가능한 신호크기 |u|max - allowed보다 더 크면, 그때 기능 블록(620)에서 발생된 환산계수 sf가 선택된다. 환산계수 sf는 다음의 수학식(4)에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112014000096992-pat00009
그런 후에 기능 블록(624)에 의해 도시된 바와 같이, 환산계수 sf가 지연된 복소 직교 기저대역 OFDM 신호(650)와 결합된다. 이 결합은 두개의 실제 승산기를 사용하여 얻어질 수 있다. 결합의 결과로서, 지연된 복소 직교 기저대역 OFDM 신호(650)의 크기가 최대 허용가능한 신호크기 |u|max - allowed 값으로 변경된다.
기능 블록(622)에 의해 도시되는 바와 같이, 지연된 크기값 |u|delayed이 최대 허용가능한 신호크기 |u|max - allowed 이하이면, 그때 1 값이 선택된다. 그런 후에, 기능 블록(624)에 의해 도시되는 바와 같이, 1 값이 지연된 복소 직교 기저대역 OFDM 신호(650)와 결합된다. 이 결합은 두개의 실제 승산기를 사용하여 얻어질 수 있다. 결합의 결과로서, 지연된 복소 직교 기저대역 OFDM 신호(650)의 크기는 변경되지 않는다.
이제 도 7에 대해 언급하면서, 또 다른 예시적인 OFDM 송신기에 의해 수행된 동작의 기능 블록도(700)가 제공된다. 기능 블록도(700)의 함수는 소프트웨어, 하드웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어 둘의 조합으로 실행될 수 있다. 기능 블록도(700)는 위에 설명된 기능 블록도(600)와 유사하다. 그러나 기능 블록도(700)에서, 기능 블록(710)에 의해 도시된 바와 같이, 크기 |u|는 평균전력 Pavg 대신에 동일한 특성(예, 임펄스 지속, 등)을 갖는 평균크기 Mavg로 수정된다. 그러므로, 크기로부터의 전력 및 전력으로부터의 크기를 계산하는 구성요소가 제거된다.
이제 도 8에 대해 언급하면서, OFDM 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 예시적인 방법(800)의 흐름도가 제공된다. 도 8에 도시된 바와 같이, 방법(800)은 단계(802)로 시작하고 단계(804)로 이어진다. 단계(804)에서, OFDM이 수신된다. 그런 후에 단계(808)에 의해 도시된 바와 같이, OFDM 신호가 제 1 및 제 2 신호처리 경로로 라우팅된다. 다음 단계(810)에서, 제 1 신호 처리 경로를 따라 트래블링하는 OFDM 신호가 시간 지연된다.
제 2 신호 처리 경로에서 비교동작이 임계값을 사용하여 수행된다. 임계값은 단계(812)에서 결정된다. 임계값을 결정하기 위한 예시적인 방법(900, 1000)이 도 9 - 도 10에 개략적으로 도시된다. 도 9에 도시된 바와 같이, 임계값은: OFDM 신호의 순시 신호 크기값을 사용하여 전력값을 계산하는 단계(단계(904)); 미리 계산된 전력값을 사용하여 평균신호 전력값을 계산하는 단계(단계(906)); 허용가능한 피크 전력을 산출하도록 평균신호 전력값에 의해 최대 PAPR을 승산하는 단계(단계(908)); 및 최대 허용가능한 신호 크기를 얻도록 허용된 피크 전력의 제곱근을 계산하는 단계(단계(910))에 의해 결정될 수 있다. 이 시나리오에서, 최대 허용가능한 신호 크기는 임계값을 포함한다. 도 10에 도시된 바와 같이, 임계값은: OFDM 신호에 대한 순시 신호 크기값을 사용하여 평균 신호 크기를 계산하는 단계(단계(1004)); 및 허용가능한 피크 크기를 산출하도록 최대 크기 비율에 의해 평균 신호 크기를 승산하는 단계(단계(1006))에 의해 결정될 수 있다. 이 시나리오에서, 허용가능한 피크 크기는 임계값으로서 사용된다.
다시 도 8에 대해 언급하면서, 그 방법(800)은 결정단계(814)로 이어진다. 단계(814)에서, 제 2 신호 처리 경로를 따라 트래블링하는 OFDM 신호의 순시 신호 크기값이 임계값보다 더 큰지 여부가 결정된다. 제 2 신호 처리 경로를 따라 트래블링하는 OFDM 신호의 순시 신호 크기값이 임계값보다 더 크지 않다면[814:NO], 그때 단계(816)가 수행되고 여기서 크기의 수정없이 시간 지연된 OFDM 신호의 적어도 하나의 복소 심볼 샘플이 출력된다. 이어서, 단계(824)에 의해 도시된 바와 같이, 방법(800)이 종료하거나 또는 다른 처리가 수행된다. 다른 처리는 OFDM 신호를 송신하기 위한 처리를 포함할 수 있지만, 그것으로 한정되지 않는다. 예를 들어, 출력 복소 심볼 샘플이 IF RF 변환 체인 및/또는 전력 증폭기에 의해 이어서 처리될 수 있다.
제 2 신호 처리 경로를 따라 트래블링하는 OFDM 신호의 순시 신호 크기값이 임계값보다 더 크다면[814:YES], 그때 단계(818-822)가 수행된다. 단계(818)는 전력 증폭기가 작동의 비선형 영역에 진입하는 것을 방지하는 레벨로 시간 지연된 OFDM 신호의 적어도 제 1 복소 심볼 샘플의 크기를 스케일링하는 것을 포함한다. 선택 단계(820)는 OFDM 신호의 큰 순시 진폭 변경을 방지하도록 제 1 복소 심볼 샘플을 곧바로 앞서고 및/또는 뒤따르는 OFDM 신호의 복수의 제 2 복소 심볼 샘플의 크기를 스케일링하는 것을 포함한다. 그 후에, 스케일링된 크기를 갖는 제 1 및 제 2 복소 심볼 샘플이 출력된다. 이어서, 단계(824)에 의해 도시되는 바와 같이, 방법(800)이 종료하거나 또는 다른 처리가 수행된다. 다른 처리는 OFDM 신호를 송신하기 위한 처리를 포함할 수 있지만, 그것으로 한정되지 않는다. 예를 들어, 제 1 및 제 2 출력 복소 심볼 샘플이 IF RF 변환 체인 및/또는 전력 증폭기에 의해 이어서 처리될 수 있다.
여기에 개시되고 청구된 모든 장치, 방법 및 알고리즘은 본 개시의 관점에서 과도한 실험 없이 구성되고 실행될 수 있다. 본 발명이 바람직한 실시예의 측면에서 설명되었지만, 변형이 본 발명의 개념, 사상 및 범위에서 벗어나지 않고 장치, 방법 및 방법의 단계의 순서에 적용될 수 있다는 것이 해당 기술분야의 당업자에게 명백할 것이다. 더 구체적으로, 특정 구성요소가 여기에 설명된 구성요소에 더해지거나, 그것과 결합되거나, 또는 그것을 대체할 수 있는 한편 동일하거나 유사한 결과가 얻어질 수 있다는 것이 명백할 것이다. 해당 기술분야의 당업자에게 명백한 모든 그러한 유사한 대체물 및 수정이 정의된 바와 같이 본 발명의 사상, 범위 및 개념 내에 있도록 의도된다.

Claims (12)

  1. 직교 주파수 분할 다중화("OFDM") 신호의 피크 전력 대 평균 전력비("PAPR")를 감소시키기 위한 방법으로서,
    제 1 신호처리 경로 및 제 2 신호처리 경로로 상기 OFDM 신호를 라우팅하는 단계;
    상기 제 1 신호처리 경로를 따라 트래블링하는 상기 OFDM 신호를 시간 지연시키는 단계;
    임계값을 결정하도록 리키 디지털 적분기 및 상기 제 2 신호처리 경로를 따라 트래블링하는 OFDM 신호를 사용하는 단계;
    배타적으로 상기 리키 디지털 적분기가 안정된 상태 거동을 가질 때, 상기 제 2 신호처리 경로를 따라 트래블링하는 상기 OFDM 신호의 순시 신호 크기값이 상기 임계값보다 더 큰지 여부를 결정하는 단계;
    상기 순시 신호 크기값이 상기 임계값보다 더 크다고 결정되면, 전력 증폭기가 동작의 비선형 영역에 진입하는 것을 방지하는 레벨로 시간 지연된 상기 OFDM 신호의 적어도 제 1 복소 심볼 샘플의 크기를 스케일링하는 단계; 및
    상기 순시 신호 크기값이 상기 임계값보다 더 크지 않다고 결정되면, 크기에 대한 수정없이 시간 지연된 상기 OFDM 신호의 상기 복소 심볼 샘플을 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 OFDM 신호는 기저대역 OFDM 신호이고 그리고 상기 스케일링은 기저대역에서 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 OFDM 신호는 기저대역 OFDM 신호이고 그리고 상기 스케일링은 중간 주파수에서 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 복소 심볼 샘플을 곧바로 앞서거나 또는 뒤따르는 상기 OFDM 신호의 복수의 제 2 복소 심볼 샘플의 크기를 스케일링하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 제 1 복소 심볼 샘플 및 상기 제 2 복소 심볼 샘플의 크기는 다른 양에 의해 스케일링되는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 직교 주파수 분할 다중화("OFDM") 신호의 피크 전력 대 평균 전력비("PAPR")를 감소시키기 위한 방법으로서,
    상기 OFDM 신호를 제 1 신호 처리 경로 및 제 2 신호 처리 경로로 라우팅하는 단계;
    상기 제 1 신호 처리 경로를 따라 트래블링하는 상기 OFDM 신호를 시간 지연시키는 단계;
    상기 제 2 신호 처리 경로를 따라 트래블링하는 상기 OFDM 신호의 순시 신호 크기값이 임계값보다 더 큰지 여부를 결정하는 단계;
    상기 순시 신호 크기값이 상기 임계값보다 더 크다고 결정되면, 전력 증폭기가 동작의 비선형 영역에 진입하는 것을 방지하는 레벨로 시간 지연된 상기 OFDM 신호의 적어도 제 1 복소 심볼 샘플의 크기를 스케일링하는 단계;
    상기 순시 신호 크기값이 상기 임계값보다 더 크지 않다고 결정되면, 크기에 대한 수정없이 시간 지연된 상기 OFDM 신호의 상기 복소 심볼 샘플을 출력하는 단계; 및
    상기 순시 신호 크기값을 사용하여 전력값을 계산하고;
    상기 전력값을 사용하여 평균 신호 전력값을 계산하며;
    허용된 피크 전력을 산출하도록 상기 평균 신호 전력값에 의해 최대 PAPR을 승산하고; 그리고
    최대 허용가능한 신호 크기를 얻도록 상기 허용된 피크 전력의 제곱근을 계산하는 것에 의해 상기 임계값을 결정하는 단계를 포함하고, 상기 최대 허용가능한 신호 크기는 상기 임계값을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 평균신호 전력값은 디지털 필터를 사용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 결정 단계는 상기 디지털 필터가 안정된 상태 거동을 가질 때 배타적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 직교 주파수 분할 다중화("OFDM") 신호의 피크 전력 대 평균 전력비("PAPR")를 감소시키기 위한 방법으로서,
    상기 OFDM 신호를 제 1 신호 처리 경로 및 제 2 신호 처리 경로로 라우팅하는 단계;
    상기 제 1 신호 처리 경로를 따라 트래블링하는 상기 OFDM 신호를 시간 지연시키는 단계;
    상기 제 2 신호 처리 경로를 따라 트래블링하는 상기 OFDM 신호의 순시 신호 크기값이 임계값보다 더 큰지 여부를 결정하는 단계;
    상기 순시 신호 크기값이 상기 임계값보다 더 크다고 결정되면, 전력 증폭기가 동작의 비선형 영역에 진입하는 것을 방지하는 레벨로 시간 지연된 상기 OFDM 신호의 적어도 제 1 복소 심볼 샘플의 크기를 스케일링하는 단계;
    상기 순시 신호 크기값이 상기 임계값보다 더 크지 않다고 결정되면, 크기에 대한 수정없이 시간 지연된 상기 OFDM 신호의 상기 복소 심볼 샘플을 출력하는 단계; 및
    상기 순시 신호 크기값을 사용하여 평균 신호 크기를 계산하고;
    허용가능한 피크 크기를 산출하도록 최대 크기 비율에 의해 상기 평균신호 크기를 승산하는 것에 의해 상기 임계값을 결정하는 단계를 포함하고, 상기 허용가능한 피크 크기는 상기 임계값을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 평균신호 크기는 디지털 필터를 사용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 삭제
  12. 삭제
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