KR101492642B1 - Ｆｆｔ를 이용한 채널 추정 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 채널 추정 방법을 제공한다. 상기 채널 추정 방법은 수신된 신호에서 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을 최소제곱(LS : Least Square)방식으로 추정하는 단계와; 상기 추정한 채널 값을 상기 파일럿 부반송파 위치에 놓고, 상기 신호의 나머지 부반송파 위치에 제로(0)를 삽입하여, 역 고속 푸리에 변환을 수행하는 단계와; 상기 역 고속 푸리에 변환된 시간 영역의 신호 중 전단부의 지연 확산(delay spread)에 해당하는 부반송파와, 상기 신호 중 후단부의 지역 확산(delay spread)에 해당하는 부반송파의 절반을 선택하고, 상기 신호 중 나머지 부반송파 위치에 제로(0)을 삽입하여, 고속 푸리에 변환하는 단계와; 상기 고속 푸리에 변한된 주파수 영역의 신호 중 가상 부반송파와 DC 부반송파이외에 위치에서 값을 선택하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

ＦＦＴ를 이용한 채널 추정 방법{CHANNEL ESTIMATION METHOD USING Fast Fourier Transform}

본 발명은 채널 추정에 관한 것으로, 보다 구체적으로, OFDMA 기반 시스템에서 비주기적으로 위치한 파일럿 부반송파를 채널 추정하는 것에 관한 것이다.

OFDM 전송 방식은 여러 개의 반송파를 사용하는 다수 반송파 전송방식의 일종으로 입력 데이터를 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파에 실어 병렬로 전송하는 방식이다.

이러한 OFDM 전송 방식은 반송파의 수만큼 각 채널에서 전송 주기가 증가하게 되는데, 이 경우 고속 데이터의 전송시 광대역을 사용함으로써 나타나게 되는 주파수 선택적 채널 특성이 협대역화 된 채널에 의해 주파수 비선택적 채널로 근사화된다. 따라서 단일 반송파 시스템보다 간단한 단일 샘플의 등화기만으로도 채널에 의한 왜곡 보상이 가능하게 되어 멀티미디어 데이터 전송 등 여러 분야의 고속 데이터 전송 시스템에 널리 이용되고 있다.

일반적으로 OFDM 전송 방식에서 코히런트 하지 않게(non-coherent) 신호를 복조할 경우, 채널 정보와 채널 추정이 필요치 않기 때문에 수신기 구조가 간단해 질 수 있으며, 또한 채널 추정을 위한 훈련심벌(training symbol) 이나 파일럿 톤(pilot tone)을 사용하지 않으므로 전송 효율이 코히런트 방식에 비해 우수하다는 이점이 있다.

그러나 이러한 전송 방식은 잡음의 영향으로 인해 코히런트 방식에 비해 3∼4[dB] 정도 검출 성능이 저하된다는 문제가 제기된다. 따라서 OFDM 시스템의 성능을 높이기 위해서 코히런트 방식을 이용한 신호 검출 기법이 사용될 수밖에 없으며, 이를 위해서는 정확한 채널 추정과 등화가 필수적으로 요구된다.

OFDM를 위한 채널 추정 방식은 채널 추정기를 유도하는 과정에서 어떤 기준을 사용했느냐에 따라 선형 최소평균제곱오차(LMMSE : Linear Minimum Mean Square Error) 기준의 채널 추정 방식과 최소제곱(LS : Least Square) 기준의 채널 추정 방식으로 구분할 수 있다.

이 중에서 LS 기준의 채널 추정 방식은 계산이 매우 간단하지만 잡음의 영향을 크게 받는 단점이 있다. MMSE 기준의 채널 추정 방식은 잡음의 영향을 고려하여 채널을 추정하므로 LS 기준의 방식에 비해 우수한 추정 성능을 나타낸다.

도 1는 일반적인 OFDMA 방식에서 FFT 기반 채널 추정기의 구성을 나타낸 블록도이고, 도 2은 일반적인 OFDMA 방식에서 파일롯의 위치를 나타낸 예시도이다.

먼저, 도 2를 참조하면, N 은 전체 부반송파 개수를 나타내고, 파일럿 부반송파는 M 부반송파 주기로 있다고 가정한다.

다음으로, 도 1을 참조하면, FFT 기반 채널 추정기는 LS 채널 추정기(11)와, N-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform: 역 고속 푸리에 변환)(12)와, MMSE 가증기(13)와, N-point FFT(14)를 포함한다.

도 1을 참조하여 동작을 설명하면, 먼저 LS 채널 추정기(11)는 크기 N의 FFT에 의해 복조된 OFDM 심볼{Y _m } 의 각 파일럿 톤으로부터 부채널 응답{H _m ^f } 을 구한다. 이는 각 파일럿 톤 위치에서 복조된 수신 데이터 심볼{Y _m } 로부터 파일럿 톤에 할당된 데이터 심볼을 제거해줌으로써, 이루어진다. 상기 LS 채널 추정기(11)는 상기 파일럿 부채널을 추정을 한 후, 나머지 데이터 부반송파 위치에 0을 삽입하여 출력한단.

그러면, 상기 N-point IFFT(12)는 상기 출력된 결과를 시간 영역으로 변환한다. 이 과정에서 얻게 되는 신호는, 파일럿 톤의 간격 이 샘플링 이론을 만족시켰다면, 다중경로 채널의 순시 임펄스 응답(CIR; Channel Impulse Response)이 된다. 이 임펄스 응답은 M번 반복되는 구조를 가지며, 반복 구간은 N/M이 된다.

상기 MMSE 가중기(13)는 첫 번째 N/M구간의 신호에 적절한 계수를 곱하여, 원래 채널 임펄스 응답과 유사한 값을 갖도록 조정한다.

마지막으로, 상기 N-point FFT(14)는 상기 임펄스 응답을 주파수 영역으로 변환시켜, 채널의 주파수 영역 응답을 출력한다.

그런데, 주파수 영역에서는 상기 파일럿 톤뿐만 아니라 상기 파일럿 톤 사이의 부반송파 위치에서도 채널 주파수 응답을 구해야 한다. 즉, 주파수 영역에서의 보간(interpolation) 과정이 필요하다. 이를 위해서, 상기 획득한 N/M 샘플을 갖는 임펄스 응답의 뒷 부분에 N-N/M개의 0을 삽입한 후(zero padding), 그 결과에 크기 N의 DFT 또는 FFT를 수행한다.

이상과 같이, 파일럿 부반송파를 이용하면서 MMSE 기준을 적용한 채널 추정 방식은 우수한 추정 성능으로 채널의 변화를 추적(tracking)할 수 있는 장점이 있으나, 계산량이 많아 부반송파의 수가 많은 경우에는 구현이 어려운 문제점이 있다.

그러나, 이러한 문제는 채널 추정 과정을 주파수 영역과 시간 영역을 모두 처리 하는 DFT (Discrete-Time Fourier Transform) 기반의 채널 추정 방식을 사용하여 해결할 수 있다.

그러나, 또 하나의 문제점은 기존의 DFT기반 채널 추정 방식을 적용하기 위해서는 파일롯 톤이 등간격으로 존재하여야 한다는 것이다.

그러나, 도 3을 참조하여 알 수 있는 바와 같이, IEEE 802.16e Wireless OFDMA 시스템의 PUSC(Partial Usage SubChannel) 구조에서는 파일롯 부반송파가 등간격으로 존재하지 않아, 적용이 불가한 문제점이 있다.

따라서, 본 발명은 전술한 문제점을 해결하는 것을 목적으로 한다.

구체적으로, 본 발명은 파일롯 부반송파가 등간격으로 존재하지 않는 경우에도, 채널 추정을 용이하게 하는 것을 목적으로 한다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 수신된 신호에서 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을 최소제곱(LS : Least Square)방식으로 추정하는 단계와; 상기 추정한 채널 값을 상기 파일럿 부반송파 위치에 놓고, 상기 신호의 나머지 부반송파 위치에 제로(0)를 삽입하여, 역 고속 푸리에 변환을 수행하는 단계와; 상기 역 고속 푸리에 변환된 시간 영역의 신호 중 전단부의 지연 확산(delay spread)에 해당하는 부반송파와, 상기 신호 중 후단부의 지역 확산(delay spread)에 해당하는 부반송파의 절반을 선택하고, 상기 신호 중 나머지 부반송파 위치에 제로(0)을 삽입하여, 고속 푸리에 변환하는 단계와; 상기 고속 푸리에 변한된 주파수 영역의 신호 중 가상 부반송파와 DC 부반송파이외에 위치에서 값을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법을 제공한다.

한편, 상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 수신된 신호에서 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을 최소제곱(LS : Least Square)방식으로 추정하는 채널 추정기와; 상기 추정한 채널 값을 상기 파일럿 부반송파 위치에 놓고, 상기 신호의 나머지 부반송파 위치에 제로(0)를 삽입하여, 역 고속 푸리에 변환을 수행 하는 IFFT 수행부와; 상기 역 고속 푸리에 변환된 시간 영역의 신호 중 전단부의 지연 확산(delay spread)에 해당하는 부반송파와, 상기 신호 중 후단부의 지역 확산(delay spread)에 해당하는 부반송파의 절반을 선택하고, 상기 신호 중 나머지 부반송파 위치에 제로(0)을 삽입하여, 고속 푸리에 변환하는 FFT 수행부와; 상기 고속 푸리에 변한된 주파수 영역의 신호 중 가상 부반송파와 DC 부반송파이외에 위치에서 값을 선택하여, 상기 신호에서 데이터 부반송파를 보상하는 채널 보상기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기를 또한 제공한다.

본 발명은, 파일럿 부반송파가 등간격의 주기를 갖지 않고 위치해 있더라도, FFT 기반의 채널 추정 기법을 적용하여 잡음의 영향을 줄일 수 있다.

본 명세서에서 사용되는 기술적 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아님을 유의해야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 기술적 용어는 본 명세서에서 특별히 다른 의미로 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 의미로 해석되어야 하며, 과도하게 포괄적인 의미로 해석되거나, 과도하게 축소된 의미로 해석되지 않아야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 기술적인 용어가 본 발명의 사상을 정확하게 표현하지 못하는 잘못된 기술적 용어일 때에는, 당업자가 올바르게 이해할 수 있는 기술적 용어로 대체되어 이해되어야 할 것이다. 또한, 본 발명에서 사용되는 일반적인 용어는 사전에 정의되어 있는 바에 따 라, 또는 전후 문맥상에 따라 해석되어야 하며, 과도하게 축소된 의미로 해석되지 않아야 한다.

또한, 본 명세서에서 사용되는 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "구성된다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 여러 구성 요소들, 또는 여러 단계들을 반드시 모두 포함하는 것으로 해석되지 않아야 하며, 그 중 일부 구성 요소들 또는 일부 단계들은 포함되지 않을 수도 있고, 또는 추가적인 구성 요소 또는 단계들을 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다.

또한, 본 명세서에서 사용되는 제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성 요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성 요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성 요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성 요소도 제1 구성 요소로 명명될 수 있다.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하되, 도면 부호에 관계없이 동일하거나 유사한 구성 요소는 동일한 참조 번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다. 또한, 첨부된 도면은 본 발명의 사상을 쉽게 이해할 수 있도록 하기 위한 것일뿐, 첨부된 도면에 의해 본 발명의 사상이 제한되는 것으로 해석되어서는 아니됨을 유의해야 한다. 본 발명의 사상은 첨부된 도면외에 모든 변경, 균등물 내지 대체물에 까지도 확장되는 것으로 해석되어야 한다.

본 발명을 설명하기 앞서, IEEE 802.16e Wireless MAN-OFDMA시스템에서 DownLink PUSC 기본 단위는 클러스터이다. SISO 환경에서 각 클러스터는 도 3과 같이 주파수 축으로 14개의 부반송파와 시간 축으로 2개의 심볼로 구성되어 있다. 이 중, 파일럿 부반송파는 4개이고, 데이터 부반송파는 24개이다. Dedicated pilot을 사용할 경우 OFDMA 심볼내에 파일럿 부반송파는 그림과 같이 비주기적으로 위치하게 된다.

도 4는 본 발명에 따른 채널 추정기의 구조를 예시적으로 나타낸 예시도이고, 도 5는 본 발명에 따른 채널 추정기의 동작에 따른 일 과정을 나타낸 예시도이다.

도 4를 참조하여 알 수 있는 바와 같이, 본 발명에 따른 채널 추정기는 제1 N-point FFT(Fast Fourier Transform: 고속 푸리에 변환)(110)와, Pilot/Data 부반송파 구분기(120)와, LS 채널 추정기(130)와, N-point IFFT(Inverse Fast Fourier Transform: 역 고속 푸리에 변환)(140)와, 제2 N-point FFT(150)와, 채널 보상기(160)와, 결정부(170)를 포함한다.

도 4를 참조하여, 동작을 설명하면 다음과 같다.

상기 제1 N-pint FFT(110)는 안테나를 통해 수신된 RF 신호를 FFT를 수행하여, 주파수 영역으로 변환한다. 상기 Pilot/Data 부반송파 구분기(120)는 상기 주파수 영역으로 변환된 신호에서 파일롯 부반송파와, 데이터 부반송파를 구분하고, 상기 pilot 부반송파는 상기 LS 채널 추정기(130)로 출력하고, 상기 데이터 부반송파는 상기 채널 보상기(160)로 출력한다.

상기 LS 채널 추정기(130)는 2n+1번째 심볼에 있는 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을, 2n번째 심볼의 동일한 위치의 데이터 부반송파가 겪었다고 가정하고, LS 방식으로 해당 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을 추정한다. 즉 2n번째와 2n+1번째 심볼은 같은 채널을 겪었다는 가정하에 채널 추정 알고리즘을 적용한다. 이때, OFDMA 방식에서 주파수 축은 delay profile에 영향을 받고, 시간 축은 도플러 주파수에 영향을 받는다. 또한, Mobile WiMAX 시스템에서 coherence time은 길기 때문에, 클러스터 내에서 동일한 부반송파 위치에서 첫번째 심볼이 다른 심볼에 존재하는 파일럿 부반송파의 채널을 겪었다고 가정할 수 있다.

이어서, 상기 파일럿 부반송파 위치에 추정한 채널 값을 놓고, 나머지 부반송파 위치에 0을 삽입하여 출력한다.

상기 N-point IFFT(140)는 IFFT를 수행하여, 상기 출력된 결과를 시간 영역으로 변환한다. 이때, 도 5와 같이 delay spread에 해당하는 구간에 해당하는 앞부분의 부반송파와, delay spread의 절반 만큼에 해당하는 마지막의 부반송파를 선택하고, 나머지 부반송파 위치에 0을 삽입하여 출력한다.

상기 N-point FFT(150)는 상기 출력된 결과를 FFT를 수행하여, 주파수 영역으로 변환하고, 채널 추정값(

)을 상기 채널 보상기(160)로 출력한다.

상기 채널 보상기(160)는 상기 N-point FFT(150)의 출력 값 중, 가상 부반송파와 DC 부반송파를 제외하고, Used 부반송파의 위치에 있는 값을 선택하여, 데이터 부반송파를 보상한다.

이해를 도모하고자, 위의 각 동작을 다시 한번 설명하면 다음과 같다.

먼저, 2n+1번째 심볼에 있는 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을 2n번째 심볼의 동일한 위치의 데이터 부반송파가 겪었다고 가정한다.

이어서, LS 방식으로 해당 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을 추정한다.

이어서, 파일럿 부반송파 위치에 추정한 채널 값을 놓고, 나머지 부반송파 위치에 0을 삽입한 다음 N point IFFT를 수행한다.

상기 IFFT의 수행 결과에 의해 출력된 시간 영역의 신호의 앞 부분중 delay spread에 해당하는 부반송파와, 뒷 부분 중 delay spread의 절반 만큼에 해당하는 부반송파를 선택하고, 나머지 부반송파 위치에 0을 삽입한 다음, N point FFT를 한다.

상기 N point FFT 결과로 나온 값 중, 가상 부반송파와 DC 부반송파를 제외한 Used 부반송파의 위치에 있는 값을 선택한다.

도 6은 채널 추정 값의 비교를 나타낸 예시도이고, 도 7은 채널 추정 값의 비교를 나타낸 다른 예시도이다.

도 6은 Eb/No가 5dB일 경우를 나타내고 있고 있고, 도 7은 Eb/No가 30dB일 경우를 나타내고 있다. 이때, 굵은 실선은 실제 채널 값을 나타내며, 붉은 실선은 FFT 추정에 의한 값을 나타내고, 얇은 실선은 선형 보간에 의한 추정 값을 나타낸다.

도 6 및 도 7을 참고하여 알 수 있는 바와 같이 본 발명에 의하면, 실제 채널값에 가깝게 채널을 추정할 수 있다.

이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시적으로 설명하였으나, 본 발명의 범위는 이와 같은 특정 실시예에만 한정되는 것은 아니므로, 본 발명은 본 발명의 사상 및 특허청구범위에 기재된 범주 내에서 다양한 형태로 수정, 변경, 또는 개선될 수 있다.

도 1는 일반적인 OFDMA 방식에서 FFT 기반 채널 추정기의 구성을 나타낸 블록도이다.

도 2는 일반적인 OFDMA 방식에서 파일롯의 위치를 나타낸 예시도이다.

도 3은 종래 PUSC(Partial Usage SubChannel) 채널의 구조를 예시적으로 나타낸 예시도이다.

도 4는 본 발명에 따른 채널 추정기의 구조를 예시적으로 나타낸 예시도이다.

도 5는 본 발명에 따른 채널 추정기의 동작에 따른 일 과정을 나타낸 예시도이다.

도 6은 채널 추정 값의 비교를 나타낸 예시도이다.

도 7은 채널 추정 값의 비교를 나타낸 다른 예시도이다.

Claims (7)

1. 시간 축으로 2n번째 심볼 및 2n+1번째 심볼로 구성되고, 각 심볼은 주파수 축으로 파일롯 부반송파와 데이터 부반송파로 구별되는 14개의 부반송파를 포함하되, 상기 파일롯 부반송파가 심볼 내에서 비주기적으로 위치하는 클러스터 구조의 기본 신호 단위를 가지는 PUSC(Partial Usage SubChannel) 방식 OFDMA 시스템의 채널 추정 방법에 있어서,

   수신된 클러스터 구조의 신호에서 파일롯 부반송파와 데이터 부반송파를 분리하는 단계;

   2n+1번째 심볼에 있는 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을, 2n번째 심볼의 동일한 위치의 데이터 부반송파가 겪었다고 가정하고, 최소제곱(LS: Least Square)방식으로 해당 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을 추정하는 단계;

   추정한 상기 채널 값을 상기 해당 파일롯 부반송파 위치에 놓고, 상기 신호의 나머지 부반송파 위치에 제로(0)를 삽입하여, 역 고속 푸리에 변환을 수행하는 단계;

   지연 확산(delay spread)을 고려하여 상기 역 고속 푸리에 변환된 시간 영역의 신호 중에서 일부 부반송파를 선택하며, 상기 신호 중 선택되지 않은 나머지 부반송파 위치에 제로(0)를 삽입하여 고속 푸리에 변환하는 단계; 및

   상기 고속 푸리에 변한된 주파수 영역의 신호 중 가상 부반송파와 DC 부반송파 이외의 위치에서 값을 선택하는 단계를 포함하되,

   상기 일부 부반송파는,

   상기 신호 중에서 전단부의 제1 구간에 해당하는 부반송파 및 상기 신호 중에서 후단부의 제2 구간에 해당하는 부반송파이고,

   상기 제1 구간은,

   상기 제2 구간의 두 배인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
2. 삭제
3. 삭제
4. 제1항에 있어서,

   상기 선택된 값을 기초로, 상기 신호에서 데이터 부반송파를 보상하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
5. 시간 축으로 2n번째 심볼 및 2n+1번째 심볼로 구성되고, 각 심볼은 주파수 축으로 파일롯 부반송파와 데이터 부반송파로 구별되는 14개의 부반송파를 포함하되, 상기 파일롯 부반송파가 심볼 내에서 비주기적으로 위치하는 클러스터 구조의 기본 신호 단위를 가지는 PUSC(Partial Usage SubChannel) 방식 OFDMA 시스템의 수신기에 있어서,

   수신된 클러스터 구조의 신호에서 파일롯 부반송파와 데이터 부반송파를 분리하여 출력하는 분리기;

   2n+1번째 심볼에 있는 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을, 2n번째 심볼의 동일한 위치의 데이터 부반송파가 겪었다고 가정하고, 최소제곱(LS: Least Square)방식으로 해당 파일롯 부반송파가 가지는 채널 값을 추정하는 채널 추정기;

   추정한 상기 채널 값을 상기 해당 파일롯 부반송파 위치에 놓고, 상기 신호의 나머지 부반송파 위치에 제로(0)를 삽입하여, 역 고속 푸리에 변환을 수행하는 IFFT수행부;

   지연 확산(delay spread)을 고려하여 상기 역 고속 푸리에 변환된 시간 영역의 신호 중에서 일부 부반송파를 선택하며, 상기 신호 중 선택되지 않은 나머지 부반송파 위치에 제로(0)를 삽입하여 고속 푸리에 변환하는 FFT 수행부; 및

   상기 고속 푸리에 변한된 주파수 영역의 신호 중 가상 부반송파와 DC 부반송파 이외의 위치에서 값을 선택하여, 상기 신호에서 데이터 부반송파를 보상하는 채널 보상기를 포함하되,

   상기 일부 부반송파는,

   상기 신호 중에서 전단부의 제1 구간에 해당하는 부반송파 및 상기 신호 중에서 후단부의 제2 구간에 해당하는 부반송파이고,

   상기 제1 구간은,

   상기 제2 구간의 두 배인 것을 특징으로 하는 수신기.
6. 삭제
7. 삭제

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