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KR101422427B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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KR101422427B1
KR101422427B1 KR1020137010320A KR20137010320A KR101422427B1 KR 101422427 B1 KR101422427 B1 KR 101422427B1 KR 1020137010320 A KR1020137010320 A KR 1020137010320A KR 20137010320 A KR20137010320 A KR 20137010320A KR 101422427 B1 KR101422427 B1 KR 101422427B1
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히로시 히비노
나오토 고바야시
미치히로 나카가와
노부키 기타노
마사키 고우노
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다이킨 고교 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명은, 스위칭 회수를 저감할 수 있는 전력 변환 장치이다. 캐리어 생성부는, 전압 지령치(V**)가 캐리어의 최소치 이하의 값인 기간의 하나 뒤의 기간이며, 캐리어의 최소치보다 큰 제1 소정치를 채용하는 제1 기간(T10), 및 전압 지령치가 캐리어의 최대치 이상인 기간의 하나 앞의 기간이며, 전압 지령치가 최대치보다 작은 제2 소정치를 채용하는 제2 기간(T10) 중 적어도 어느 한쪽에서, 단조롭게 감소하는 캐리어(C1)를 스위칭 제어부에 부여하고, 전압 지령치가 상기 최대치 이상의 값인 기간의 하나 뒤의 기간이며, 최대치보다 작은 제3 소정치를 채용하는 제3 기간(T13), 및 전압 지령치가 최소치 이하인 기간의 하나 앞의 기간이며, 전압 지령치가 최소치보다 큰 제4 소정치를 채용하는 제4 기간(T13) 중 적어도 어느 한쪽에서, 단조롭게 증가하는 캐리어(C2)를 스위칭 제어부에 부여한다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION APPARATUS}
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로, 특히 전력 변환 장치가 가지는 스위칭 소자의 스위칭 회수를 저감하는 기술에 관한 것이다.
모터에 교류 전압을 부여하는 장치로서 인버터가 이용된다. 인버터는 입력된 직류 전압을 교류 전압으로 변환하고, 교류 전압을 모터에 출력한다. 이와 같은 인버터는 예를 들면 캐리어와 지령치의 비교에 기초하여 제어된다. 지령치는 인버터의 출력 전압에 대한 지령치이다. 모터의 회전 위치각이나 속도 지령 등에 기초하여, 우선 제1 지령치 V*가 생성된다. 그리고 캐리어와의 비교에는, 제1 지령치 V*에 기초하여 생성되는 제2 지령치 V**가 채용된다. 제2 지령치 V**는 소정 주기(예를 들면 캐리어의 주기)마다 일정치를 채용한다.
이와 같은 인버터에서 직사각형파의 상전압을 출력하는 경우, 지령치 V*는 직사각형파이며 상전압의 주기와 동일한 주기를 가진다. 한편, 이 지령치 V*는 소정 주기마다 일정치를 채용한다고는 할 수 없기 때문에, 이 지령치 V*를 소정 주기마다 갱신하여, 캐리어와 비교해야 할 지령치 V**를 생성한다. 예를 들면 도 14에서는 파선으로 캐리어의 주기를 나타내고 있으며, 여기에 예시하는 바와 같이, 캐리어의 주기마다의 지령치 V**에는, 상기 주기의 각각의 개시 시점에서의 지령치 V*의 값을 채용한다.
그리고 도 14에 예시하는 지령치 V**와 캐리어의 비교에 기초하여 인버터가 제어되고, 인버터는 상전압 V를 출력한다. 이와 같은 상전압 V에서, 상전압 V가 최대치를 채용하는 기간과 상전압이 최소치를 채용하는 기간은 상이하다. 바꾸어 말하면, 상전압 V에 언밸런스가 생긴다. 이와 같은 상이에 의해, 인버터가 출력하는 상전류에는 이른바 오프셋이 생긴다. 바꾸어 말하면, 상전류의 1주기의 평균치가 영이 되지 않는다.
이와 같은 문제를 해결하는 수단으로서, 예를 들면 특허 문헌 1에서의 기술을 채용할 수 있다. 특허 문헌 1에서는, 출력 전압의 밸런스가 무너질 때에, 캐리어의 주기를 지령치 V*와 동기시키고 있다.
또 본 발명에 관련된 기술로서, 특허 문헌 2가 개시되어 있다.
일본국 특허 제4205157호 공보 일본국 특허공개 평9-308256호 공보
그러나 특허 문헌 1에 기재된 기술에서는 캐리어의 주기를 출력 전압의 주기의 정수분의 1과 동등하게 하여 캐리어와 출력 전압을 동기시킬 필요가 있으므로, 캐리어의 주기를 변화시킬 필요가 있다. 따라서 제어를 복잡화시킨다.
그래서, 지령치 V*를 보정하여 도 2의 전압 지령치 V**를 생성하는 것을 생각할 수 있다. 도 2의 지령치 V**는 그 최대치 V1을 채용하는 기간과 그 최소치 V2를 채용하는 기간의 사이의 기간에서 소정치를 채용한다. 이것에 의해, 지령치 V**의 주기 T2에서의 평균치를 지령치 V*의 주기 T2에서의 평균치에 접근시킬 수 있으며, 나아가서는 출력 전압의 주기 T2에서의 평균치에 접근시킬 수 있다. 이것에 의해 출력 전압의 언밸런스를 저감할 수 있다.
한편, 이러한 지령치 V**와 예를 들면 2등변 삼각파의 캐리어 C를 비교하여 스위칭 소자를 제어하면, 도 15에 예시하는 바와 같이, 인버터가 출력하는 상전압 V는 주기 T2에서 3개의 펄스를 가진다. 하나의 펄스는 인버터의 스위칭 소자의 스위치 패턴이 2회 전환됨으로써 형성된다. 따라서 3개의 펄스는 스위칭 소자의 스위칭 회수가 6회인 것을 의미하고 있다. 이와 같은 스위칭 회수에 비례하여 스위칭 손실이 증대한다.
그래서, 본 발명은, 간단한 제어로 스위칭 회수를 억제할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제1 양태는, 제1 입력단(P1)과, 상기 제1 입력단의 전위보다 낮은 전위가 인가되는 제2 입력단(P2)과, 출력단(Pu, Pv, Pw)과, 상기 제1 입력단과 상기 출력단 사이에 접속되는 상측 스위칭 소자(S1~S3)와, 상기 제2 입력단과 상기 출력단 사이에 접속되는 하측 스위칭 소자(S4~S6)를 포함하는 전력 변환부(1)와, 상기 전력 변환부가 출력하는 출력 전압에 대한 전압 지령치와, 소정 주기를 가지는 캐리어의 비교에 기초하여, 상기 상측 스위칭 소자 및 상기 하측 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 제어부(33)와, 모두 상기 소정 주기를 가지며, 또한, 상기 전압 지령치가 상기 캐리어의 최소치 이하의 값인 기간의 하나 뒤의 기간이며, 상기 캐리어의 최소치보다 큰 제1 소정치를 채용하는 제1 기간(T11), 및 상기 전압 지령치가 상기 캐리어의 최대치 이상인 기간의 하나 앞의 기간이며, 상기 전압 지령치가 상기 최대치보다 작은 제2 소정치를 채용하는 제2 기간(T13) 중 적어도 어느 한쪽에서, 단조롭게 감소하는 상기 캐리어(C1)를 상기 스위칭 제어부에 부여하고, 모두 상기 소정 주기를 가지며, 또한, 상기 전압 지령치가 상기 최대치 이상의 값인 기간의 하나 뒤의 기간이며, 상기 최대치보다 작은 제3 소정치를 채용하는 제3 기간(T16), 및 상기 전압 지령치가 상기 최소치 이하인 기간의 하나 앞의 기간이며, 상기 전압 지령치가 상기 최소치보다 큰 제4 소정치를 채용하는 제4 기간(T18) 중 적어도 어느 한쪽에서, 단조롭게 증가하는 상기 캐리어(C2)를 상기 스위칭 제어부에 부여하는, 캐리어 생성부(32)를 구비한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제2 양태는, 제1 양태에 관련된 전력 변환 장치이며, 상기 전압 지령치는, 상기 제1 기간의 하나 뒤의 기간에서 상기 캐리어의 상기 최대치 이상의 값을 채용하고, 상기 제3 기간의 하나 뒤의 기간에서 상기 캐리어의 상기 최소치 이하의 값을 채용한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제3 양태는, 제1 또는 제2 양태에 관련된 전력 변환 장치이며, 직사각형파의 보정전 전압 지령치(V*)에 대해 보정을 행하여 상기 전압 지령치(V**)를 생성하는 전압 지령 생성부(31)를 더 구비하고, 상기 전압 지령 생성부는, 상기 소정 주기를 가지는 상기 기간에서의 상기 보정전 전압 지령치를, 상기 기간에서의 상기 보정전 전압 지령치의 최대치와 최소치 사이의 중간치로 보정하여, 상기 전압 지령치를 생성한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제4 양태는, 제3 양태에 관련된 전력 변환 장치이며, 상기 전압 지령 생성부(31)는, 상기 보정전 전압 지령치(V*)를 상기 소정 주기마다 그 평균치로 보정하여 상기 전압 지령치(V**)를 생성한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제1 및 제2 양태에 의하면, 전압 지령치가 최대치로부터 저하될 때의 2개의 기간의 경계의 전후에서 상측 스위칭 소자 및 하측 스위칭 소자의 스위칭 패턴은 변화하지 않는다. 또 전압 지령치가 최대치로 증대할 때의 2개의 기간의 경계의 전후에서 상기 스위칭 패턴은 변화하지 않는다. 따라서, 스위칭 회수를 저감할 수 있다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제3 양태에 의하면, 소정 주기마다 보정전 전압 지령치를 각 기간에서의 자신의 최대치 또는 최소치로 보정하여 전압 지령치를 생성하는 경우와 비교하여, 전압 지령치의 평균치를 보정전 전압 지령치의 평균치에 접근시킬 수 있다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제4 양태에 의하면, 이론적으로, 전압 지령치의 평균치를 보정전 전압 지령치의 평균치에 일치시킬 수 있다.
이 발명의 목적, 특징, 국면, 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해, 더욱 명백해진다.
도 1은 인버터의 개념적인 구성을 예시하는 도이다.
도 2는 전압 지령치의 일례를 나타내는 도이다.
도 3은 전압 지령치와 캐리어와 출력 전압의 일례를 나타내는 도이다.
도 4는 전압 지령치와 캐리어와 출력 전압의 일례를 나타내는 도이다.
도 5는 전압 지령치와 캐리어와 출력 전압의 일례를 나타내는 도이다.
도 6은 전압 지령치와 캐리어와 출력 전압의 일례를 나타내는 도이다.
도 7은 전압 지령치의 일례를 나타내는 도이다.
도 8은 전압 지령치의 일례를 나타내는 도이다.
도 9는 전압 지령치의 일례를 나타내는 도이다.
도 10은 전압 지령치의 일례를 나타내는 도이다.
도 11은 전압 지령치의 일례를 나타내는 도이다.
도 12는 전압 지령치와 캐리어와 출력 전압의 일례를 나타내는 도이다.
도 13은 전압 지령치와 캐리어와 출력 전압의 일례를 나타내는 도이다.
도 14는 종래의 전압 지령치의 일례를 나타내는 도이다.
도 15는 전압 지령치와 캐리어와 출력 전압의 일례를 나타내는 도이다.
제1 실시의 형태
도 1에 나타내는 바와 같이, 인버터(1)는 입력단 P1, P2 및 출력단 Pu, Pv, Pw와 접속된다. 입력단 P1, P2에는 직류 전압이 인가된다. 여기에서는 입력단 P2에 인가되는 전위는 입력단 P1에 인가되는 전위보다 낮다.
인버터(1)는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여, 이 교류 전압을 출력단 Pu, Pv, Pw로 출력한다. 더욱 상세한 구조의 일례로서, 인버터(1)는 스위칭 소자 S1~S6과 다이오드 D1~D6을 구비하고 있다. 스위칭 소자 S1~S6은 예를 들면 절연 게이트 바이폴러 트랜지스터 또는 전계 효과 트랜지스터 등이다. 각 스위칭 소자 S1~S3은 출력단 Pu, Pv, Pw의 각각과 입력단 P1의 사이에 설치되어 있다. 이하에서는, 각 스위칭 소자 S1~S3을 상측의 스위칭 소자라고도 부른다. 다이오드 D1~D3의 애노드는 각각 출력단 Pu, Pv, Pw에 접속되며, 다이오드 D1~D3은 각각 스위칭 소자 S1~S3과 병렬로 접속된다. 각 스위칭 소자 S4~S6은 출력단 Pu, Pv, Pw의 각각과 입력단 P2의 사이에 설치되어 있다. 이하에서는 각 스위칭 소자 S4~S6을 하측의 스위칭 소자라고도 부른다. 다이오드 D4~D6의 애노드는 입력단 P2에 접속되며, 다이오드 D4~D6은 각각 스위칭 소자 S4~S6과 병렬로 접속된다.
이와 같은 스위칭 소자 S1~S6에는 제어부(3)로부터 각각 스위치 신호가 부여된다. 이와 같은 스위치 신호에 의해 각 스위칭 소자 S1~S6이 도통한다. 제어부(3)가 적절한 타이밍에 스위칭 소자 S1~S6으로 각각 스위치 신호를 부여함으로써, 인버터(1)는 직류 전압을 교류 전압으로 변환한다. 또한, 제어부(3)의 제어에 의해, 스위칭 소자 S1, S4는 서로 배타적으로 도통하고, 스위칭 소자 S2, S5는 서로 배타적으로 도통하고, 스위칭 소자 S3, S6은 서로 배타적으로 도통한다. 이것은, 입력단 P1, P2가 단락되어 스위칭 소자에 대전류가 흐르는 것을 방지하기 위해서이다.
인버터(1)는 예를 들면 유도성 부하(2)를 구동할 수 있다. 유도성 부하(2)는 출력단 Pu, Pv, Pw에 접속된다. 유도성 부하(2)는 예를 들면 모터이며, 인버터(1)에 의해 인가되는 교류 전압에 따라 회전한다.
또한, 도 1의 예시에서는 인버터(1)는 3개의 출력단 Pu, Pv, Pw와 접속되어 있다. 즉 삼상 교류 전압을 출력하는 삼상 인버터(1)가 도 1에 나타나 있다. 그러나 인버터(1)는 삼상 인버터에 한정되지 않으며 단상 인버터여도 되고, 삼상 이상의 인버터여도 된다. 이하에서는 인버터(1)가 삼상 인버터인 경우를 예로 채용하여 설명한다.
제어부(3)는 전압 지령 생성부(31)와 캐리어 생성부(32)와 스위칭 제어부(33)를 구비하고 있다. 우선 이들 각 요소에 대해서 개략 설명한 다음 각 요소에 대해서 상세히 서술한다.
전압 지령 생성부(31)는, 인버터(1)가 출력하는 상전압(이하, 출력 전압이라고도 부른다)에 대한 전압 지령치 V**를 생성하고 이것을 스위칭 제어부(33)에 출력한다. 도 1의 예시에서는, 인버터(1)는 삼상 교류 전압을 출력하므로, 전압 지령치 V**는 3개의 상전압 지령치 Vu**, Vv**, Vw**를 포함하고 있다. 구체적인 전압 지령치 V**에 대해서는 후에 상세히 서술한다.
캐리어 생성부(32)는 소정 주기를 가지며 서로 다른 캐리어 C1, C2를 생성하고, 캐리어 C1, C2 중 어느 한쪽을 스위칭 제어부(33)에 부여한다.
스위칭 제어부(33)는, 전압 지령 생성부(31)로부터의 제2 전압 지령치 V**와, 캐리어 생성부(32)로부터의 캐리어의 비교에 기초하여, 스위칭 소자 S1~S6으로 스위치 신호를 출력한다.
또 여기에서는, 제어부(3)는 마이크로 컴퓨터와 기억 장치를 포함하여 구성된다. 마이크로 컴퓨터는, 프로그램에 기술된 각 처리 단계(바꾸어 말하면, 순서)를 실행한다. 상기 기억 장치는, 예를 들면 ROM(Read Only Memory), RAM(Random Access Memory), 개서 가능한 불휘발성 메모리(EPROM(Erasable Programmable ROM) 등), 하드 디스크 장치 등의 각종 기억 장치의 하나 또는 복수로 구성 가능하다. 상기 기억 장치는, 각종의 정보나 데이터 등을 기억하고, 또 마이크로 컴퓨터가 실행하는 프로그램을 기억하고, 또, 프로그램을 실행하기 위한 작업 영역을 제공한다. 또한, 마이크로 컴퓨터는, 프로그램에 기술된 각 처리 단계에 대응하는 각종 수단으로서 기능한다고도 파악할 수 있으며, 혹은, 각 처리 단계에 대응하는 각종 기능을 실현한다고도 파악할 수 있다. 또, 제어부(3)는 이것에 한정되지 않으며, 제어부(3)에 의해 실행되는 각종 순서, 혹은 실현되는 각종 수단 또는 각종 기능의 일부 또는 전부를 하드웨어로 실현해도 상관없다.
전압 지령 생성부(31)의 구체적인 동작의 일례에 대해서 도 2를 참조하여 설명한다. 전압 지령 생성부(31)는 전압 지령치 V**를 생성한다. 도 2의 예시에서 복수의 파선 중 인접하는 양자 사이에 끼워지는 기간은 모두 소정 주기 T1을 가진다. 전압 지령치 V**는 기간 T10의 시기(始期)에서 자신의 최소치 V2(예를 들면 0)로부터 상승하여 소정치를 채용하고, 기간 T10의 종기에서 상승하여 자신의 최대치 V1을 채용한다. 전압 지령치 V**는 기간 T10의 다음의 기간 T11로부터 기간 T12까지는 최대치 V1을 채용하고, 기간 T12의 다음의 기간 T13의 시기에서 하강하여 소정치를 채용하며, 기간 T13의 종기에서 하강하여 최소치 V2를 채용한다. 전압 지령치 V**는 기간 T13의 다음의 기간부터 기간 T14까지는 최소치 V2를 채용하고, 기간 T14의 다음의 기간 T15의 시기에서 다시 최소치 V2로부터 상승하여 소정치를 채용하고, 기간 T15의 종기에서 최대치 V1로 상승한다.
또한, 도 2의 예시에서는, 대표적으로 전압 지령치 V**의 형상이 나타나 있다. 실제로는 전압 지령치 V**는 상전압 지령치 Vu**, Vv**, Vw**를 포함하고 있으며, 이들 위상은 서로 120도씩 어긋난다.
또 도 2에 예시하는 전압 지령치 V**는 예를 들면 다음과 같이 생성된다. 즉 전압 지령 생성부(31)에는 보정전 전압 지령치 V*(이하, 간단히 전압 지령치 V*라고 부른다)가 입력되고, 전압 지령치 V*를 보정하여 전압 지령치 V**를 생성한다. 또한, 도 1의 예시에서는, 인버터(1)는 삼상 교류 전압을 출력하므로, 전압 지령치 V*는 3개의 상전압 지령치 Vu*, Vv*, Vw*를 포함하고 있다. 상전압 지령치 Vu*, Vv*, Vw*의 위상은 서로 120도씩 어긋난다.
전압 지령치 V*는 직사각형파이며, 최대치 V1과 최소치 V2를 교호로 채용한다. 여기에서는 전압 지령치 V*가 최대치 V1을 채용하는 기간은 전압 지령치 V*가 최소치 V2를 채용하는 기간과 동등하다. 도 2의 예시에서는, 전압 지령치 V*는 기간 T10 내에서 최소치 V2로부터 상승하여 최대치 V1을 채용하고, 기간 T13 내에서 최대치 V1로부터 하강하여 최소치 V2를 채용한다. 그리고 전압 지령치 V*는 다시 기간 T15 내에서 최소치 V2로부터 상승하여 최대치 V1을 채용한다.
전압 지령 생성부(31)는, 예를 들면 각 기간에서 전압 지령치 V*가 변화하지 않을 때에는, 전압 지령치 V*를 보정하지 않는다. 즉 전압 지령치 V*의 값을 그대로 채용하고 전압 지령치 V**를 생성한다. 예를 들면 도 2에 나타내는 바와 같이, 기간 T11, T12, T14에서 전압 지령치 V*가 일정치를 채용하고 있다. 따라서, 이들 기간에서는 전압 지령치 V**는 전압 지령치 V*와 일치한다. 또 예를 들면 각 기간에서 전압 지령치 V*가 변화할 때에는, 전압 지령 생성부(31)는 그 기간에서의 전압 지령치 V*를, 그 기간에서의 전압 지령치 V*의 최대치와 최소치 사이의 중간치로 보정하여, 전압 지령치 V**를 생성한다. 예를 들면 도 2에 나타내는 바와 같이, 기간 T10, T13, T15에서 전압 지령치 V*는 변화한다. 따라서, 이들 기간에서는 전압 지령치 V**로서 최대치 V1과 최소치 V2의 사이의 중간치가 채용된다. 이상의 동작에 의해 도 2에 예시하는 전압 지령치 V**가 생성된다.
이와 같은 동작에 의해, 소정 주기 T1마다 값을 인식하는 마이크로컴퓨터가 전압 지령치 V*를 전압 지령치 V**로서 인식할 수 있다. 또 전압 지령치 V*를 보정하여 전압 지령치 V**가 생성되는 경우에는, 전압 지령 생성부(31)는 전압 지령치 보정부로 파악할 수도 있다.
캐리어 생성부(32)는 소정 주기 T1을 가지는 캐리어 C1, C2를 생성한다. 더욱 상세하게는 캐리어 생성부(32)는 도 3에 예시하는 바와 같이, 각 기간에서 단조롭게 감소하는 단조 감소 캐리어 C1과, 기간의 각각에서 단조롭게 증가하는 단조 증가 캐리어 C2를 생성한다. 캐리어 C1, C2 중 어느 주기도 소정 주기 T1과 동등하다. 캐리어 C1은 예를 들면 경사 부분이 음의 직각 삼각파이며, 각 기간에서 최대치 V1로부터 최소치 V2로 시간의 경과와 함께 비례하여 감소한다. 캐리어 C2는 예를 들면 경사 부분이 양의 직각 삼각파이며, 각 기간에서 최소치 V2로부터 최대치 V1로 예를 들면 시간의 경과와 함께 비례하여 증대한다. 캐리어 C1, C2는 이른바 톱니파로 불린다. 또한, 캐리어 C1, C2는 시간의 경과와 함께 비례할 필요는 없으며, 도 4에 예시하는 바와 같이 만곡되어 있어도 된다. 이 점은 후술하는 다른 양태에 대해서도 동일하므로, 반복된 설명을 피한다.
캐리어 생성부(32)는 전압 지령 생성부(31)로부터의 정보(후술한다)에 기초하여 캐리어 C1, C2 중 어느 한쪽을 스위칭 제어부(33)에 출력한다.
전압 지령 생성부(31)는 전압 지령치 V**를, 이것이 출력되는 기간보다 앞의 기간에 생성한다. 예를 들면 기간 T11에서 출력하는 전압 지령치 V**는 기간 T10 이전에 생성된다. 따라서, 전압 지령 생성부(31)는 어느 기간에서 출력되는 전압 지령치 V**와 그 다음의 기간에서 출력되는 전압 지령치 V**의 값을 인식할 수 있다. 그리고 전압 지령 생성부(31)는, 다음의 기간이, 전압 지령치 V**가 자신의 최대치 V1로부터 하강하여 제1 소정치를 채용하는 기간(예를 들면 기간 T13)일 때에, 그 취지를 캐리어 생성부(32)에 통지한다.
캐리어 생성부(32)는 전압 지령 생성부(31)로부터의 통지가 없으면 캐리어 C1을 스위칭 제어부(33)에 출력한다. 한편, 전압 지령 생성부(31)로부터 통지되면, 캐리어 생성부(32)는 상기 다음의 기간에서 캐리어 C2를 스위칭 제어부(33)에 출력한다. 따라서, 도 3, 4의 예시에서는, 기간 T13에서 캐리어 C2가 채용되어 있다.
스위칭 제어부(33)는 전압 지령치 V**와 캐리어의 비교에 기초하여 스위칭 소자 S1~S6을 제어한다. 예를 들면 스위칭 제어부(33)는 전압 지령치 V**가 캐리어 이상일 때에 상측의 스위칭 소자를 도통시키고 하측의 스위칭 소자를 비도통으로 하고, 전압 지령치 V**가 캐리어 이하일 때에 상측의 스위칭 소자를 비도통으로 하고, 하측의 스위칭 소자를 도통시킨다.
그런데 상기 서술한 전압 지령 생성부(31) 및 캐리어 생성부(32)의 동작에 의해, 전압 지령치 V**가 최대치 V1로부터 소정치로 하강하는 기간(예를 들면 기간 T13)에서, 캐리어 C2가 채용된다. 또한, 캐리어 C2는 상기 기간에서 단조 증가하고 있으므로, 상기 기간의 전반 부분에서 전압 지령치 V**는 캐리어 C2 이상이 된다. 따라서, 상기 기간의 전반 부분에서 상측의 스위칭 소자가 도통하고, 하측의 스위칭 소자가 비도통한다. 한편, 상기 기간의 하나 앞의 기간(예를 들면 기간 T12)에서는 전압 지령치 V**가 최대치 V1을 채용하므로 캐리어 C1 이상이 된다. 따라서 이 기간에서는, 상측 스위칭 소자가 도통하고, 하측 스위칭 소자가 비도통한다. 즉, 이들 2개의 기간(예를 들면 기간 T12, T13)의 경계의 전후에서 상측 스위칭 소자와 하측 스위칭 소자의 스위치 패턴이 변화하지 않는다. 바꾸어 말하면, 이들 2개의 기간의 경계의 전후에서 출력 전압 V는 하강하지 않고 고전위를 계속 유지한다.
또 전압 지령치 V**가 최대치 V1로부터 소정치로 하강하는 기간 이외의 기간에서는 캐리어 C1이 채용된다. 따라서, 전압 지령치 V**가 최소치 V2로부터 소정치로 상승하는 기간(예를 들면 기간 T10, T15)에서도 캐리어 C1이 채용된다. 캐리어 C1은 상기 기간에서 단조 감소하므로, 상기 기간의 후반 부분에서 전압 지령치 V**는 캐리어 C1 이상이 된다. 따라서, 상기 기간의 후반 부분에서 상측의 스위칭 소자가 도통하고, 하측의 스위칭 소자가 비도통한다. 한편, 상기 기간의 다음의 기간(예를 들면 기간 T11, 기간 T15의 다음의 기간)에서는 전압 지령치 V**가 최대치 V1을 채용하므로, 상측 스위칭 소자가 도통하고, 하측 스위칭 소자가 비도통한다. 즉, 이들 2개의 기간(예를 들면 기간 T10, T11, 기간 T15와 그 다음의 기간)의 경계의 전후에서 상측 스위칭 소자와 하측 스위칭 소자의 스위치 패턴이 변화하지 않는다. 바꾸어 말하면, 이들 2개의 기간의 경계의 전후에서 출력 전압 V는 하강하지 않고 고전위를 계속 유지한다.
또 기간 T13의 다음의 기간에서는 전압 지령치 V**가 최소치 V2를 채용하므로, 상측 스위칭 소자가 비도통하고, 하측 스위칭 소자가 도통한다. 기간 T13에서는 상기 서술한 바와 같이 캐리어 C2가 채용되므로, 그 후반 부분에서는 상측 스위칭 소자가 비도통하고, 하측 스위칭 소자가 도통한다. 따라서, 기간 T13 및 그 다음의 기간의 경계의 전후에서 상측 스위칭 소자와 하측 스위칭 소자의 스위치 패턴이 변화하지 않는다. 바꾸어 말하면, 이들 2개의 기간의 경계의 전후에서 출력 전압 V는 저전위를 계속 유지한다.
또 기간 T14에서도 전압 지령치 V**가 최소치 V2를 채용하므로, 상측 스위칭 소자가 비도통하고, 하측 스위칭 소자가 도통한다. 기간 T14의 다음의 기간 T15에서는 상기 서술한 바와 같이 캐리어 C1이 채용되므로, 기간 T15의 전반 부분에서 상측 스위칭 소자가 비도통하고, 하측 스위칭 소자가 도통한다. 따라서, 기간 T14, T15의 경계의 전후에서 상측 스위칭 소자와 하측 스위칭 소자의 스위치 패턴이 변화하지 않는다. 바꾸어 말하면, 이들 2개의 기간의 경계의 전후에서 출력 전압 V는 저전위를 계속 유지한다.
따라서, 도 3, 4에 예시하는 바와 같이, 인버터(1)는 1주기(즉 주기 T2) 내에서 1펄스만을 가지는 출력 전압 V를 출력한다. 바꾸어 말하면, 가장 적은 스위치 회수로 교류 전압을 출력할 수 있다.
한편, 특허 문헌 1과 같이, 전압 지령치 V*가 하강하는 시점 및 상승하는 시점의 각각이 각 기간의 경계 중 어느 한쪽에 위치하고 있으면, 전압 지령치 V**는 전압 지령치 V*와 동일 형상을 가진다. 이때, 삼각파/직각 삼각파 중 어느 하나의 캐리어를 채용해도, 인버터(1)는 1주기 내에서 1펄스만을 가지는 출력 전압 V를 출력할 수 있다. 그러나 이것을 실현하기 위해, 소정 주기 T1을 전압 지령치 V*의 주기 T2의 정수분의 1과 동등하게 할 필요가 있다. 따라서 주기 T2가 변화할 때마다 소정 주기 T1을 변화시킬 필요가 있어, 제어가 곤란하다. 한편, 본 실시의 형태에서는 소정 주기 T1을 주기 T2의 정수분의 1과 동등하게 할 필요가 없어, 제어가 용이하다.
또한, 도 3, 4의 예시에서는, 전압 지령치 V**의 최대치 V1 및 최소치 V2는 각각 캐리어 C1, C2의 최대치 및 최소치와 일치하고 있지만, 이것에 한정되지 않는다. 단적으로 말하면, 도 3, 4의 전압 지령치 V**가 최대치 V1을 채용하는 기간에서 전압 지령치 V**가 캐리어의 최대치 이상이면 되고, 도 3, 4의 전압 지령치 V**가 최소치 V2를 채용하는 기간에서 전압 지령치 V**가 캐리어 C의 최소치 이하이면 된다.
이것을 다음과 같이도 표현할 수 있다. 전압 지령치 V**는 적어도 하나 이상의 기간(예를 들면 기간 T10보다 앞의 기간)에서 캐리어의 최소치 이하이며, 이에 이어지는 기간(예를 들면 기간 T10)의 시기에서 캐리어의 최소치 이하의 값으로부터 상승하여 소정치를 채용한다. 이와 같은 소정치는 캐리어의 최소치보다 크고 캐리어의 최대치보다 작은 값이다. 그리고 전압 지령치 V**는 이 기간의 종기에서 상승하여 캐리어의 최대치 이상의 값을 채용하고, 이에 이어지는 적어도 하나의 기간(예를 들면 기간 T11~T12)에서 캐리어의 최대치 이상을 유지한다. 또한, 이에 이어지는 기간(예를 들면 기간 T13)의 시기에서 전압 지령치 V**는 캐리어 C의 최대치 이상의 값으로부터 소정치로 하강한다. 이와 같은 소정치도 캐리어의 최소치보다 크고 캐리어의 최대치보다 작은 값이다. 그리고 전압 지령치 V**는 이 기간의 종기에서 하강하여 캐리어 C의 최소치 이하의 값을 채용하고, 다시 적어도 하나 이상의 기간에서 캐리어의 최소치 이하를 유지한다.
이것에 의해서도 도 3, 4와 마찬가지로, 인버터(1)는 1주기(즉, 주기 T2) 내에서 1펄스만을 가지는 출력 전압 V를 출력한다. 바꾸어 말하면, 가장 적은 스위치 회수로 교류 전압을 출력할 수 있다. 이 점은 후술하는 다른 양태이어도 동일하므로, 반복된 설명을 피한다.
또한, 캐리어 생성부(32)는 전압 지령 생성부(31)로부터 통지가 없으면 캐리어 C2를 스위칭 제어부(33)에 출력해도 된다. 이 경우, 전압 지령 생성부(31)는 다음과 같이 캐리어 생성부(32)에 통지한다. 즉, 다음의 기간이, 제2 전압 지령치 V**가 최소치 V2로부터 소정치로 상승하는 기간(예를 들면 기간 T10)일 때에, 전압 지령 생성부(31)는 캐리어 생성부(32)에 그 취지를 통지한다. 상기 통지를 받으면 캐리어 생성부(32)는 상기 다음의 기간에서 캐리어 C1을 스위칭 제어부(33)에 출력한다. 이것에 의해서도, 인버터(1)는 도 3, 4와 동일한 출력 전압 V를 출력할 수 있다.
또 전압 지령치 V**가 최대치 V1을 채용하는 동안(예를 들면 기간 T11~기간 T12)은 캐리어에 상관없이 출력 전압 V가 고전위를 유지하고, 전압 지령치 V**가 최소치 V2를 채용하는 기간은 캐리어에 상관 없이 출력 전압 V가 저전위를 유지한다. 따라서, 도 5에 예시하는 바와 같이, 전압 지령치 V**가 최대치 V1 또는 최소치 V2를 채용하는 기간에서는, 제어 주기 T1과 동일한 주기를 가지며 각 기간에서 증대되고 저감되는, 예를 들면 2등변 삼각파의 캐리어 C3을 채용해도 된다.
요컨대, 기간 T10, T15에서 단조롭게 감소하는 캐리어 C1을 채용하고, 기간 T13에서 단조롭게 증가하는 캐리어 C2를 채용하면 된다. 이것에 의해, 인버터(1)는 가장 적은 스위치 회수로 교류 전압을 출력할 수 있다.
또한, 스위칭 제어부(33)는, 전압 지령치 V**가 캐리어 이하일 때에 상측의 스위칭 소자를 도통시키고, 하측의 스위칭 소자를 비도통으로 해도 된다. 이 경우의 전압 지령치 V**와 캐리어와 출력 전압 V가 도 6에 예시되어 있다.
도 6의 전압 지령치 V**는, 예를 들면 도 2의 전압 지령치 V**를 상하로 대칭으로 변화시킨 것이다. 그리고 전압 지령치 V**가 최소치 V2로부터 소정치로 상승하는 기간(예를 들면 기간 T13)에서, 단조롭게 감소하는 캐리어 C1이 채용된다. 상기 기간에서는 캐리어 C1이 단조롭게 감소하므로, 그 전반의 기간에서 출력 전압 V는 고전위를 유지한다. 한편, 상기 기간의 하나 앞의 기간(예를 들면 기간 T12)에서는 전압 지령치 V**가 최소치 V2를 채용하므로 출력 전압 V는 고전위를 유지한다. 따라서, 이들 2개의 기간(예를 들면 T12, T13)의 경계의 전후에서 출력 전압 V는 하강하지 않고 고전위를 계속 유지한다.
또 전압 지령치 V**가 최대치 V1로부터 하강하는 기간(예를 들면 기간 T10)에서, 단조롭게 증가하는 캐리어 C2가 채용된다. 상기 기간에서는 캐리어 C2가 단조롭게 증가하므로, 그 후반의 기간에서 출력 전압 V가 상승한다. 한편, 상기 기간의 다음의 기간(예를 들면 기간 T11)에서는 전압 지령치 V**가 최소치 V2를 채용하므로, 출력 전압 V는 고전위를 유지한다. 따라서, 이들 2개의 기간(예를 들면 기간 T10, T11)의 경계의 전후에서 출력 전압 V는 하강하지 않고 고전위를 계속 유지한다.
따라서, 도 6에 예시하는 바와 같이, 인버터(1)는 1주기에서 1펄스만을 가지는 출력 전압 V를 출력한다. 바꾸어 말하면, 가장 적은 스위치 회수로 교류 전압을 출력할 수 있어, 도 3, 4를 참조하여 설명한 효과와 동일한 효과를 초래한다.
또한, 전압 지령 생성부(31)가 전압 지령치 V*로부터 전압 지령치 V**를 생성하면, 도 14의 전압 지령치 V**와 비교하여, 인버터(1)는 전압 지령치 V*에 가까운 전압을 출력할 수 있다. 바꾸어 말하면, 전압 지령치 V**의 주기 T2에서의 평균치를 전압 지령치 V*의 주기 T2에서의 평균치에 접근시킬 수 있다. 나아가서는 출력 전압의 언밸런스를 저감할 수 있다.
또 기간 T10, T13, T15에서, 전압 지령치 V**는 각각의 기간에서의 전압 지령치 V*의 평균치를 채용하고 있는 것이 바람직하다. 바꾸어 말하면 상기 중간치는 각 기간에서의 전압 지령치 V*의 평균치이다. 이러한 평균치는 다음과 같이 유도할 수 있다. 즉, 이들 각 기간 중 전압 지령치 V*가 최대치 V1을 채용하는 기간을 기간 Tv1로 하고, 이들 각 기간 중 전압 지령치 V*가 최소치 V2를 채용하는 기간을 기간 Tv2(=T1-Tv1)로 가정한다. 이때, 이들 각 기간에서의 전압 지령치 V**는 다음 식을 만족한다.
V**=(V1·Tv1+V2·Tv2)/T1···(1)
이러한 전압 지령치 V**를 채용하면, 이론적으로는 전압 지령치 V**의 주기 T2에서의 평균치를 전압 지령치 V*의 주기 T2에서의 평균치와 동등하게 할 수 있다.
또한, 전압 지령치 V**의 주기 T2에서의 평균치를 전압 지령치 V*의 주기 T2에서의 평균치에 접근시킬 수 있으므로, 출력 전압 V의 주기 T2에서의 평균치도 전압 지령치 V*의 평균치에 접근시킬 수 있다. 바꾸어 말하면, 출력 전압 V가 최대치를 채용하는 기간과 출력 전압 V가 최소치를 채용하는 기간의 차(언밸런스)를 저감할 수 있다. 도 2의 예시에서는, 이론적으로 전압 지령치 V**의 평균치가 전압 지령치 V*의 평균치와 동등하기 때문에, 출력 전압 V의 언밸런스를 이론적으로는 해소할 수 있다.
또한, 소정 주기 T1을 주기 T2의 정수분의 1로 설정하면, 전압 지령치 V*와 캐리어의 비교에 기초하는 제어에 의해서도 동일한 효과를 초래한다. 그러나 소정 주기 T1을 주기 T2에 기초하여 변화시킬 필요가 있어, 소정 주기 T1을 변경하기 위한 연산 또는 처리가 필요하다. 따라서, 제어가 복잡화된다. 한편, 본 실시의 형태에 의하면, 소정 주기 T1을 전압 지령치 V*의 주기 T2의 정수분의 1로 할 필요가 없다. 따라서 제어를 간단하게 할 수 있다.
또 소정 주기 T1을 단축하면, 전압 지령치 V*와 캐리어의 비교에 기초하는 제어에 의해서도, 언밸런스를 저감할 수 있다. 그러나 소정 주기 T1을 단축하는 것은 필요한 연산 처리 능력을 높이고, 나아가서는 제조 비용의 증대를 초래한다. 한편, 본 실시의 형태에 의하면, 소정 주기 T1을 단축할 필요가 없기 때문에 이러한 제조 비용의 증대를 억제할 수 있다.
<제2 전압 지령치 V**의 구체적인 생성 방법의 일례>
제1 전압 지령치 V*는 직사각형파이며, 전기각 30도에서 하강하고, 전기각 210도에서 상승하는 것으로 가정한다. 도 7은 전압 지령치 V*와 전압 지령치 V**의 일례를 확대하여 나타내고 있다. 도 7에는 전압 지령치 V*가 하강하는 부분의 근방이 나타나 있다. 전압 지령치 V*는 전기각 30도에서 최대치 V1로부터 최소치 V2로 하강하고 있다.
전압 지령 생성부(31)는, 제어 주기 T1마다, 전압 지령치 V*를 보정하여 전압 지령치 V**를 생성한다. 예를 들면 각 기간에서의 중앙의 시점에서, 각 기간의 다음의 기간에서의 전압 지령치 V**를 생성한다.
여기서 각 기간의 중앙의 시점에서의 전압 지령치 V*의 전기각을 δ[N](n은 정수)로 하면, 기하학적으로 다음 식을 만족한다.
δ[n+1]-δ[n]：30°-δ[n]=T1：Tv1-T1/2···(2)
식 (2)을 변형하면 기간 Tv1이 유도되며, 또한 Tv2=T1-Tv1도 고려하면 기간 Tv2가 유도된다.
Tv1=T1·(1/2+(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n]))···(3)
Tv2=T1·(1/2-(30°-δ[n])/(δ[n+1]-δ[n]))···(4)
여기에서는 제어 주기 T1은 일정하며, 또 전압 지령치 V*의 주기 T2가 일정하다고 가정하면, δ[n+1]-δ[n]=δ[n]-δ[n-1]=k(일정)(n은 정수)가 성립한다. 이러한 가정은 예를 들면 유도성 부하(2)의 일례인 모터가 일정한 회전 속도로 구동되고 있는 것을 의미한다. δ[n+1]-δ[n]=δ[n]-δ[n-1]=k를 고려하여 식 (3) 및 식 (4)을 변형하면, 다음 식이 유도된다.
Tv1=T1·(1/2+(30°-δ[n-1]-k)/k)···(5)
Tv2=T1·(1/2-(30°-δ[n-1]-k)/k)···(6)
이 기간 Tv1, Tv2를 식 (1)에 대입함으로써, 전압 지령 생성부(31)는 기간 T11에서의 전압 지령치 V**를 구할 수 있다. 또한, 기간 T11에서의 전압 지령치 V**를 산출하는 시점에서, δ[n]와 δ[n+1]을 이미 알고 있는 경우는 식 (3), (4)를 이용하여 전압 지령치 V**를 산출해도 된다.
도 8은 전압 지령치 V*와 전압 지령치 V**의 다른 일례를 확대하여 나타내고 있다. 도 8에는 전압 지령치 V*가 하강하는 부분의 근방이 나타나 있다. 전압 지령치 V*는 예를 들면 전기각 30도에서 최대치 V1로부터 최소치 V2로 하강하고 있다. 도 7의 예시와 비교하여, 전기각 δ[n]가 전압 지령치 V*가 하강할 때의 전기각(예를 들면 30도)보다 크다. 이때 예를 들면 기하학적으로 다음식을 만족한다.
δ[n]-δ[n-1]：δ[n]-30°=T1：T1/2-Tv1···(7)
식 (7)은 전기각 δ[n], δ[n-1]을 이용하여 표시된다. 즉, 전압 지령치 V*가 상승하는 시점에 가까운 전기각 δ[n], δ[n-1]이 채용된다. 이러한 식 (7)을 변형하면 기간 Tv1이 유도되고, 또한 Tv2=T1-Tv1도 고려하면 기간 Tv2가 유도된다.
Tv1=T1·(1/2+(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1]))···(8)
Tv2=T1·(1/2-(30°-δ[n])/(δ[n]-δ[n-1]))···(9)
여기서, 전기 각속도가 급준하게 변화하지 않는 것으로 하면, δ[n+1]-δ[n]=δ[n]-δ[n-1]=k가 성립된다. 이것을 이용하여 식 (8) 및 식 (9)을 변형하면, 식 (5) 및 식 (6)이 유도된다.
이 기간 Tv1, Tv2를 식 (1)에 대입함으로써, 전압 지령 생성부(31)는 기간 T11에서의 전압 지령치 V**를 구할 수 있다. 또한, 기간 T11에서의 전압 지령치 V**를 산출하는 시점에서, δ[n-1]과 δ[n]를 이미 알고 있는 경우는 식 (8), (9)를 이용하여 전압 지령치 V**를 산출해도 된다.
또한, 전압 지령치 V*는 전기각 30도에서 하강하는 것으로 가정했지만, 임의의 전기각에서 하강해도 된다. 식 (2)~식 (9)에서 「30°」을 상기 임의의 전기각으로 치환하면 된다.
또 상기 서술한 예에서는, 시점 δ에서의 전압 지령치 V*를 이용하고 있지만, 전압 지령치 V*가 제어 주기 T1마다 하나의 값을 채용하는 경우이면 그 값을 이용하면 된다. 예를 들면 제어부(3)의 마이크로 컴퓨터가 실행하는 프로그램에서 전압 지령치 V*를 생성하는 경우에는, 예를 들면 제어 주기 T1마다 하나의 전압 지령치 V*가 생성된다.
또 반드시 상기 서술한 식을 채용할 필요는 없으며, 예를 들면 현재의 제어 주기 T1의 전압 지령치 V*와, 그 전후의 제어 주기에서의 전압 지령치 V* 중 어느 둘 또는 모두에 기초하여, 전압 지령치 V**를 생성해도 된다.
제2 실시의 형태
제2 실시의 형태에 관련된 인버터의 구성은 도 1의 구성과 동일하다.
단 제2 실시의 형태에서는, 도 9 혹은 도 10에 예시하는 바와 같이 전압 지령치 V**가 생성된다. 전압 지령치 V**는 일정치를 채용하는 한 쌍의 평탄 구간과, 계단 형상을 채용하여 상기 한 쌍의 평탄 구간을 연결하는 계단 형상 구간(기간 T11~T13, 기간 T16~18)을 구비하고 있다. 도 9의 예시에서는, 전압 지령치 V**의 최대치 V1 및 최소치 V2는 캐리어의 최대치 Vc1 및 최소치 Vc2와 각각 일치하고 있다. 한편, 도 10의 예시에서는, 최대치 V1은 최대치 Vc1보다 크고, 최소치 V2는 최소치 Vc2보다 작다. 요컨대, 최대치 V1은 최대치 Vc1 이상이며, 최소치 V2는 최소치 Vc2 이하이면 된다.
이들 전압 지령치 V**는 예를 들면 사다리꼴파의 전압 지령치 V*를 보정함으로써 생성할 수 있다. 일례로서 이하에 상세하게 설명한다. 전압 지령 생성부(31)는, 제1 실시의 형태와 마찬가지로, 제어 주기 T1을 가지는 각 기간에서 전압 지령치 V*가 일정하면, 전압 지령치 V*의 값을 그대로 채용하여 전압 지령치 V**를 생성한다. 따라서, 이들 기간에서는 전압 지령치 V**는 전압 지령치 V*와 일치한다.
또 예를 들면 각 기간에서 전압 지령치 V*가 캐리어 C의 최대치 Vc1 이상 또는 최소치 Vc2 이하이면, 전압 지령치 V*의 값을 그대로 채용하여 전압 지령치 V**를 생성해도 된다. 혹은 다음과 같이 해도 된다. 도 9의 예시에서, 예를 들면 기간 T14에서 전압 지령치 V*가 캐리어의 최대치 Vc1 이상이다. 따라서 기간 T14에서의 전압 지령치 V**는 최대치 Vc1 이상의 임의의 값이면 된다. 마찬가지로, 전압 지령치 V*가 캐리어의 최소치 Vc2 이하인 기간에서 전압 지령치 V**는 최소치 Vc2 이하의 임의의 값이면 된다. 또 기간의 도중에 전압 지령치 V*가 최대치 Vc1에 걸친 경우, 또는 전압 지령치 V*가 최소치 Vc2에 걸친 경우에는, 그 기간(예를 들면 기간 T13, T16)에서의 전압 지령치 V**는 그 기간에서의 전압 지령치 V*의 최소치보다 크고 최대치 미만의 값이 채용되어도 된다. 또 그 기간에서의 전압 지령치 V*의 평균치가 최대치 Vc1을 넘고 있으면, 그 기간에서의 전압 지령치 V**는 최대치 Vc1 이상의 임의의 값이어도 된다. 또 그 기간에서의 전압 지령치 V*의 평균치가 최소치 Vc2를 밑돌고 있으면, 그 기간에서의 전압 지령치 V**는 최소치 Vc2 이하의 임의의 값이어도 된다.
또 각 기간에서 전압 지령치 V*가 최소치 Vc2 이상 또는 최대치 Vc1 이하의 사이에서 변화하고 있으면, 전압 지령 생성부(31)는 그 기간에서의 전압 지령치 V*를, 그 기간에서의 전압 지령치 V*의 최대치와 최소치 사이의 중간치로 보정하여, 전압 지령치 V**를 생성한다. 예를 들면 도 9에서는 기간 T12에서의 전압 지령치 V**는, 기간 T12에서의 전압 지령치 V*의 최대치 V11과 최소치 V12 사이의 중간치이다.
이러한 전압 지령치 V**에 의해서도, 제1 실시의 형태에서 설명한 바와 같이, 전압 지령치 V**의 주기 T2에서의 평균치를, 전압 지령치 V*의 주기 T2에서의 평균치에 접근시킬 수 있어, 제1 실시의 형태와 동일한 효과를 초래한다.
또한, 도 11에 예시하는 바와 같이 정현파의 전압 지령치 V*를 보정하여 전압 지령치 V**를 생성해도 된다. 또한, 도 11의 예시에서는, 정현파의 주기에 대해 각 기간을 과장해 나타내고 있다. 도 11에 예시하는 바와 같이, 전압 지령치 V*가 캐리어의 최대치 Vc1 이상이 되는 기간은 적어도 하나 존재하며, 전압 지령치 V*가 캐리어의 최소치 Vc2 이하가 되는 기간이 적어도 하나 존재한다. 이러한 정현파의 전압 지령치 V*에 대해 상기 서술한 보정을 행함으로써, 예를 들면 도 11에 예시하는 전압 지령치 V**를 생성할 수 있다.
도 12는 전압 지령치와 캐리어와 출력 전압의 일례를 나타내고 있다. 또한, 이하에서는, 도 9의 전압 지령 V**를 채용하는 경우에 대해서 설명하지만, 도 10, 11에 예시하는 전압 지령치 V**를 채용한 경우여도 이하의 내용이 적용된다. 그런데 도 12에 예시하는 바와 같이, 표준적으로는 캐리어 생성부(32)는 캐리어 C1을 스위칭 제어부(33)에 출력한다.
전압 지령 생성부(31)는, 소정 기간(예를 들면 기간 T15)에서 전압 지령치 V**가 최대치 Vc1 이상의 값을 채용하고, 다음의 기간(예를 들면 기간 T16)에서 전압 지령치 V**가 최대치 Vc1보다 작고 최소치 Vc2보다 큰 값을 채용할 때에는, 그 취지를 캐리어 생성부(32)에 통지한다. 바꾸어 말하면, 전압 지령 생성부(31)는, 전압 지령치 V**가 최대치 Vc1 이상의 값으로부터 상기 값으로 하강하고 상기 값을 채용하는 기간에서, 그 취지를 캐리어 생성부(32)에 통지한다. 혹은 전압 지령 생성부(31)는, 소정 기간(예를 들면 기간 T19)에서 전압 지령치 V**가 최소치 Vc2 이하의 값을 채용하고, 그 하나 앞의 기간(예를 들면 기간 T18)에서 전압 지령치 V**가 최대치 Vc1보다 작고 최소치 Vc2보다 큰 값을 채용할 때에는, 그 취지를 캐리어 생성부(32)에 통지한다.
그 취지가 통지된 캐리어 생성부(32)는 상기 다음의 기간(예를 들면 기간 T16) 혹은 상기 하나 앞의 기간(기간 T18)에서 캐리어 C2를 스위칭 제어부(33)에 출력한다.
도 12의 예시에서, 기간 T16에서 캐리어 C2가 채용되면, 기간 T15, T16의 경계의 전후에서 상전압 V는 고전위를 유지한다. 따라서 이 경계의 전후에서는 스위칭 패턴이 변하지 않는다. 따라서 스위칭 회수를 저감할 수 있다. 또한, 도 12의 예시에서는, 전압 지령치 V**가 감소 경향이 있으며 중간치를 채용하는 기간(예를 들면 기간 T17, T18)에서도, 캐리어 생성부(32)는 캐리어 C2를 스위칭 제어부(33)에 출력하고 있다. 단, 예를 들면 기간 T16에서 캐리어 C2가 채용되고 있으면, 기간 T17, T18의 캐리어는 임의의 삼각파이면 된다. 또, 기간 T18에서 캐리어 C2가 채용되면, 기간 T18, T19의 경계의 전후에서 상전압 V는 저전위를 유지한다. 따라서 이 경계의 전후에서는 스위칭 패턴이 변하지 않는다. 따라서 스위칭 회수를 저감할 수 있다. 또한, 기간 T18에서 캐리어 C2가 채용되면, 기간 T16, T17에서 채용되는 캐리어는 임의의 삼각파이면 된다.
이러한 제어에 의해, 전압 지령치 V**가 최대치 Vc1 이상의 값을 채용하는 기간의 가장 넓은 펄스의 전후에서 각각 펄스의 개수를 하나 저감할 수 있다. 그 이유는, 도 3의 설명으로부터 이해할 수 있으므로 상세한 설명은 생략한다. 따라서, 스위칭 회수를 저감할 수 있다.
또 제1 실시의 형태와 마찬가지로, 캐리어 생성부(32)는 표준적으로 캐리어 C2를 스위칭 제어부(33)에 출력하고, 전압 지령치 V**가 최대치 Vc1 이상의 값을 채용하는 기간(예를 들면 기간 T14)의 하나 앞의 기간이며, 전압 지령치 V**가 최대치 Vc1보다 작고 최소치 Vc2보다 큰 값을 채용하는 기간(예를 들면 기간 T13), 혹은 전압 지령치 V**가 최소치 Vc2 이하의 값으로부터 최대치 Vc1보다 작고 최소치 Vc2보다 큰 값으로 상승하여 상기 값을 채용하는 기간(예를 들면 기간 T11)에서, 캐리어 C1을 스위칭 제어부(33)에 출력해도 된다.
도 12의 예시에서, 기간 T13에서 캐리어 C1이 채용되면, 기간 T13, T14의 경계의 전후에서 상전압 V는 고전위를 유지한다. 따라서 이 경계의 전후에서는 스위칭 패턴이 변하지 않는다. 따라서 스위칭 회수를 저감할 수 있다. 또한, 도 12의 예시에서는, 전압 지령치 V**가 증대 경향이 있으며 중간치를 채용하는 기간(예를 들면 기간 T11, T12)에서도, 캐리어 생성부(32)는 캐리어 C1을 스위칭 제어부(33)에 출력하고 있다. 단, 기간 T13에서 캐리어 C1이 채용되고 있으면, 기간 T11, T12의 캐리어는 임의의 삼각파이면 된다. 또, 기간 T11에서 캐리어 C1이 채용되면, 기간 T10, T11의 경계의 전후에서 상전압 V는 저전위를 유지한다. 따라서 이 경계의 전후에서는 스위칭 패턴이 변하지 않는다. 따라서 스위칭 회수를 저감할 수 있다. 또 기간 T11에서 캐리어 C1이 채용되면, 기간 T12, T13에서 채용되는 캐리어는 임의의 삼각파이면 된다.
또 제1 실시의 형태와 마찬가지로, 전압 지령치 V**가 최대치 Vc1 이상의 값을 채용하는 기간에서는 캐리어의 형상에 상관 없이 상전압 V가 고전위를 유지하고, 전압 지령치 V**가 최소치 Vc2 이하의 값을 채용하는 기간에서는 캐리어의 형상에 상관 없이 상전압 V는 저전위를 계속 유지한다. 따라서, 도 13에 예시하는 바와 같이, 이들 기간에서는 각 기간에 증대되고 저감되는 예를 들면 2등변 삼각파의 캐리어 C3을 채용해도 된다.
또 캐리어 C가 전압 지령치 V** 이상일 때에 상측의 스위칭 소자를 도통시켜도 된다. 이 경우여도, 상기 서술한 조건으로 캐리어 C1, C2를 채용하면, 스위칭 회수를 저감할 수 있다.
이 발명은 상세하게 설명되었지만, 상기한 설명은, 모든 국면에서, 예시이며, 이 발명이 그에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 이 발명의 범위로부터 벗어나는 일 없이 상정될 수 있는 것으로 해석된다.
1: 인버터 C, C1, C2: 캐리어
P1, P2: 입력단 Pu, Pv, Pw: 출력단
S1~S6: 스위칭 소자

Claims (4)

  1. 제1 입력단(P1)과,
    상기 제1 입력단의 전위보다 낮은 전위가 인가되는 제2 입력단(P2)과,
    출력단(Pu, Pv, Pw)과,
    상기 제1 입력단과 상기 출력단 사이에 접속되는 상측 스위칭 소자(S1~S3)와, 상기 제2 입력단과 상기 출력단 사이에 접속되는 하측 스위칭 소자(S4~S6)를 포함하는 전력 변환부(1)와,
    상기 전력 변환부가 출력하는 출력　전압에 대한 전압 지령치와, 소정 주기를 가지는 캐리어의 비교에 기초하여, 상기 상측 스위칭 소자 및 상기 하측 스위칭 소자를 제어하는 스위칭 제어부(33)와,
    모두 상기 소정 주기를 가지며, 또한, 상기 전압 지령치가 상기 캐리어의 최소치 이하의 값인 기간의 하나 뒤의 기간이며, 상기 캐리어의 최소치보다 큰 제1 소정치를 채용하는 제1 기간, 및 상기 전압 지령치가 상기 캐리어의 최대치 이상인 기간의 하나 앞의 기간이며, 상기 전압 지령치가 상기 최대치보다 작은 제2 소정치를 채용하는 제2 기간 중 적어도 어느 한쪽에서, 단조롭게 감소하는 상기 캐리어(C1)를 상기 스위칭 제어부에 부여하고, 모두 상기 소정 주기를 가지며, 또한, 상기 전압 지령치가 상기 최대치 이상의 값인 기간의 하나 뒤의 기간이며, 상기 최대치보다 작은 제3 소정치를 채용하는 제3 기간, 및 상기 전압 지령치가 상기 최소치 이하인 기간의 하나 앞의 기간이며, 상기 전압 지령치가 상기 최소치보다 큰 제4 소정치를 채용하는 제4 기간 중 적어도 어느 한쪽에서, 단조롭게 증가하는 상기 캐리어(C2)를 상기 스위칭 제어부에 부여하는, 캐리어 생성부(32)를 구비하는, 전력 변환 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 전압 지령치는, 상기 제1 기간의 하나 뒤의 기간에서 상기 캐리어의 상기 최대치 이상의 값을 채용하고, 상기 제3 기간의 하나 뒤의 기간에서 상기 캐리어의 상기 최소치 이하의 값을 채용하는, 전력 변환 장치.
  3. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    보정전 전압 지령치(V*)에 대해 보정을 행하여 상기 전압 지령치(V**)를 생성하는 전압 지령 생성부(31)를 더 구비하고,
    상기 전압 지령 생성부는, 상기 소정 주기를 가지는 상기 기간에서의 상기 보정전 전압 지령치를, 상기 기간에서의 상기 캐리어의 상기 최대치와 상기 최소치 사이의 중간치로 보정하여, 상기 전압 지령치를 생성하는, 전력 변환 장치.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 전압 지령 생성부(31)는, 상기 보정전 전압 지령치(V*)를 상기 소정 주기마다 그 평균치로 보정하여 상기 전압 지령치(V**)를 생성하는, 전력 변환 장치.
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5737445B2 (ja) * 2013-03-05 2015-06-17 ダイキン工業株式会社 電力変換器制御装置
JP6264913B2 (ja) * 2014-02-05 2018-01-24 ダイキン工業株式会社 電力変換装置の制御装置および電力変換システム
MX365478B (es) 2015-09-30 2019-06-05 Nissan Motor Método de control de energía eléctrica y dispositivo de control de energía eléctrica.
JP6674804B2 (ja) * 2016-03-15 2020-04-01 株式会社日立産機システム モータの制御装置および駆動システム
JP7003691B2 (ja) * 2018-01-30 2022-01-20 株式会社デンソー 電動機制御装置
JP2022177815A (ja) * 2021-05-18 2022-12-01 ダイキン工業株式会社 電流検出方法、および電力変換装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0622556A (ja) * 1992-06-30 1994-01-28 Meidensha Corp Ｐｗｍパターン発生回路
KR20080109826A (ko) * 2006-04-06 2008-12-17 가부시키가이샤 야스카와덴키 Ｐｗｍ 인버터 장치
KR20100037171A (ko) * 2007-10-24 2010-04-08 다이킨 고교 가부시키가이샤 전력 변환 장치

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0667200B2 (ja) * 1987-03-31 1994-08-24 株式会社東芝 電流形ｐｗｍ変換器の制御方法
JPH09308256A (ja) 1996-05-14 1997-11-28 Hitachi Ltd Ｐｗｍインバータ装置
JP3379578B2 (ja) * 1999-05-25 2003-02-24 サンケン電気株式会社 電力変換装置
CN100511955C (zh) * 2003-09-30 2009-07-08 三菱电机株式会社 变换器装置
US7049771B2 (en) * 2004-01-27 2006-05-23 Nippon Yusoki Co., Ltd. Multi-phase carrier signal generator and multi-phase carrier signal generation method
US7286375B1 (en) * 2007-01-23 2007-10-23 Gm Global Technology Operations, Inc. Dead-time compensation method for electric drives
US8077491B2 (en) * 2007-04-20 2011-12-13 Mitsubishi Electric Corporation Inverter controller
WO2009040884A1 (ja) 2007-09-25 2009-04-02 Mitsubishi Electric Corporation 電動機の制御装置
JP4471027B2 (ja) * 2008-08-21 2010-06-02 ダイキン工業株式会社 直接形変換装置及びその制御方法並びに制御信号生成装置
JP5446539B2 (ja) * 2008-08-27 2014-03-19 サンケン電気株式会社 共振型インバータ装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0622556A (ja) * 1992-06-30 1994-01-28 Meidensha Corp Ｐｗｍパターン発生回路
KR20080109826A (ko) * 2006-04-06 2008-12-17 가부시키가이샤 야스카와덴키 Ｐｗｍ 인버터 장치
KR20100037171A (ko) * 2007-10-24 2010-04-08 다이킨 고교 가부시키가이샤 전력 변환 장치

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