KR101386975B1

KR101386975B1 - 램프 안정기 회로 및 그 구동 방법

Info

Publication number: KR101386975B1
Application number: KR1020070066499A
Authority: KR
Inventors: 조계현; 이영식
Original assignee: 페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority date: 2007-07-03
Filing date: 2007-07-03
Publication date: 2014-04-21
Anticipated expiration: 2027-07-03
Also published as: US20090009099A1; KR20090003657A; US8415891B2

Abstract

본 발명은 램프 안정기 회로 및 그 구동 방법에 관한 것이다.

본 발명은 입력 전압에 대응되는 제1 전압의 레벨을 검출하는 전압 검출부, 제1 전압의 레벨에 따라 발진 주파수를 변경하는 발진 회로를 포함하는 제어부 및 발진 주파수에 대응하여 출력 전압의 주파수를 변경시키는 출력부를 포함하는 램프 안정기 회로를 제공한다.

본 발명에 의하면, 전력 소모가 작고 낮은 입력 전류 THD로 구동되는 램프 안정기 회로 및 그 구동 방법을 구현할 수 있다.

램프 안정기 회로, 역률, 전력 소모, THD

Description

램프 안정기 회로 및 그 구동 방법{LAMP BALLAST CIRCUIT AND DRIVING METHOD THEREOF}

램프 안정기 회로는 형광 램프(Fluorescent Lamp)의 구동을 제어하는 회로이다.

일반적으로 형광 램프는 소비 전력이 작다. 또한, 일반적으로 램프 안정기 회로가 내장되는 공간은 협소하며, 이로 인해 램프 안정기 회로는 작은 크기로 제작된다. 이러한 크기의 제약으로 인하여, 램프 안정기 회로는 역률 보상 회로(Power Factor Correction Circuit)를 포함하지 않는 것이 일반적이다. 이로 인해, 일반적인 램프 안정기 회로는 역률이 매우 낮아 입력되는 전류의 전체 하모닉 왜곡(Total Harmonic Distortion, 이하 'THD'라 칭함)이 매우 높다는 특징이 있다. 이러한 특징으로 인해, 일반적인 램프 안정기 회로는 전자파에 관한 국제 기준인 전자기 적합성(EMC) 제3부 제2절에 개재된 조명 기기에 관한 전류의 THD 한계값에 관한 규정 IEC61000-3-2을 만족시키기 어렵다. 또한 입력 전류의 THD가 높은 경우, 전송 선로에 존재하는 중성선(Neutral line)에 전류가 흐르게 되어, 추가적인 전력 손실이나 화재가 발생할 가능성이 높게 되어 이에 대한 추가 대책이 필요하게 된다.

또한, 일반적인 램프 안정기 회로는 입력 전압이 불안정한 경우, 안정적으로 구동되지 못하는 단점이 있다. 특히 입력 전압이 정격 전압보다 낮은 경우 램프 안정기 회로에 포함되는 스위칭 소자의 전력 소모가 커짐은 물론 이로 인한 램프 안정기 회로 자체의 파손의 위험이 있어 이에 대한 해결책이 시급한 실정이다.

이와 같은 문제점을 해결하기 위해, 본 발명은 전력 소모가 작고 높은 역률로 구동되는 램프 안정기 회로 및 그 구동 방법을 제공한다.

본 발명의 특징에 따른 램프 안정기 회로는, 입력 전압에 대응되는 제1 전압을 이용하여 램프를 구동시키는 램프 안정기 회로로서, 상기 제1 전압의 레벨을 검출하는 전압 검출부, 상기 제1 전압의 레벨에 따라 발진 주파수를 변경하는 발진 회로를 포함하는 제어부 및 상기 발진 주파수에 대응하여 출력 전압의 주파수를 변경시키는 출력부를 포함한다.

또한, 본 발명의 특징에 따른 램프 안정기 회로의 구동 방법은, 직렬로 연결되어 있는 제1 및 제2 스위치를 포함하는 램프 안정기 회로의 구동 방법으로서, 외부 입력 전압을 변환하여 제1 전압을 생성하는 단계, 상기 제1 전압이 상기 제2 전압보다 낮으면, 상기 스위칭 주파수를 변경시키는 단계, 상기 스위칭 주파수에 따 라 상기 제1 및 제2 스위치를 교번하여 온/오프 하는 단계 및 상기 제1 및 제2 스위치의 접점으로 출력되는 신호를 이용하여 상기 램프를 구동하는 단계를 포함한다.

본 발명에 의하면, 역률 보상 회로를 포함하지 않고도 입력 전압에 따라 동작 주파수를 가변함으로써, 입력 전류가 가지는 높은 THD를 크게 감쇄시키는 램프 안정기 회로 및 그 구동 방법을 구현할 수 있다.

또한, 입력 전압이 정격 전압보다 낮은 경우에도 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching; ZVS) 동작을 안정적으로 수행함으로써 스위칭 소자에서 발생하는 불필요한 전력 소모를 줄이고 안정적으로 동작하는 램프 안정기 회로 및 그 구동 방법을 구현할 수 있다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 " 전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

이하, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있는 실시 예를 첨부된 도면을 참조로 하여 상세히 설명한다.

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 램프 안정기 회로를 설명한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 램프 안정기 회로(Lamp Ballast Circuit)를 도시한 도면이다.

도 1에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 램프 안정기 회로는 입력 전압 변환부(100), 전원 공급부(200), 제어부(300), 출력부(400) 및 램프 구동부(500)를 포함한다.

입력 전압 변환부(100)는 정류 회로(120) 및 커패시터(C1)를 포함한다.

정류 회로(120)는 다이오드(D1, D2, D3, D4)를 포함하고, 다이오드(D1, D2, D3, D4)를 통해 램프 안정기 회로로 입력되는 교류 전압을 정류하여 직류 전압을 생성한다. 커패시터(C1)는 정류 회로(120)에서 출력되는 직류 전압을 이용하여 전압(Vrec)을 생성한다.

전원 공급부(200)는 다이오드(D6, D8) 및 커패시터(C6)를 포함한다.

커패시터(C6)의 일단은 출력부(400)의 출력단에 연결된다. 다이오드(D8)의 애노드는 접지단에 연결되고 캐소드는 커패시터(C6)의 타단과 다이오드(D6)의 애노 드에 연결된다. 다이오드(D6)의 캐소드는 제어 IC(320)의 1번 핀에 연결된다.

다이오드(D6, D8) 및 커패시터(C6)는 차지 펌프 회로(Charge Pump Circuit)를 형성하고, 출력부(400)로부터 램프 구동부(500)로 출력되는 전압(Vs)을 이용하여 전원 전압(VDD)을 생성하여, 이를 제어 IC(320)로 공급한다.

제어부(300)는 제어 IC(Integrated Circuit)(320), 전압 검출부(340) 및 커패시터(C4)를 포함한다.

제어 IC(320)는 도 1에 나타낸 바와 같이, 1부터 8까지의 8 개의 핀을 포함한다. 여기에서, 제어 IC(320)는 한 가지 종류로 국한되지 않으며, 제어 IC(320)의 핀의 개수는 제어 IC(320)의 종류에 따라 증감될 수 있다. 또한, 제어 IC(320)는 제어 IC와 동일한 역할을 수행하는 등가 회로로 대체될 수 있음은 물론이다.

제어 IC(320)의 1번 핀은 다이오드(D6)의 캐소드와 연결되어 전원 공급부(200)로부터 공급되는 전원 전압(VDD)을 입력받는다. 여기에서, 전원 전압(VDD)은 제어 IC(320)의 구동을 위한 전원 전압이다.

제어 IC(320)의 2번 핀은 전압 검출부(340)와 연결된다.

전압 검출부(340)는 전압(Vrec)의 레벨을 검출하여 전압(Vrec)의 레벨에 따라 제어 IC(320) 내부의 발진 회로(Oscillator, 미도시 함)의 동작 주파수를 변경시키기 위한 것으로, 저항(R1, R2, R4) 및 다이오드(D5)를 포함한다.

저항(R1)의 일단은 커패시터(C1)의 일단에 연결되고, 저항(R2)는 일단이 저항(R1)의 타단과 접지단 사이에 연결된다. 다이오드(D5)의 캐소드는 저항(R1)과 저항(R2)의 접점에 연결되고 애노드는 제어 IC(320)의 2번 핀과 연결된다. 그리 고, 저항(R4)는 다이오드(D5)의 애노드와 접지단 사이에 연결된다.

전압 검출부(340)는 다음과 같이 동작한다.

제어 IC(320) 내부의 발진 회로는 2번 핀을 통해 일정 전류를 출력시켜 2 번 핀에 인가되는 전압에 따라 발진 주파수(Oscillation Frequency)를 결정한다. 전압 검출부(340)는 전압(Vrec)의 레벨 변화에 따라 2번 핀에 인가되는 전압을 변경시킴으로써 발진 회로에서 생성하는 발진 주파수를 변경시킨다.

전압(Vrec)이 높아 저항(R1)과 저항(R2)의 접점에 걸리는 전압(이하, V1이라 칭함)이 제어 IC(320)의 2번 핀과 접지단 사이에 형성된 저항(R4)에 인가되는 전압(이하, V2라 칭함)에서 다이오드(D5)의 문턱 전압을 뺀 전압보다 높은 경우, 다이오드(D5)는 차단된다. 이때에는, 제어 IC(320)의 2번 핀을 통해 출력되는 전류는 저항(R4)을 통해 접지단으로 형성되는 전류 경로로 흐른다.

반면, 전압(Vrec)이 하강하여 전압(V1)이 전압(V2)에서 다이오드(D5)의 문턱 전압을 뺀 전압보다 낮아지면, 다이오드(D5)는 도통된다. 다이오드(D5)가 도통됨에 따라 제어 IC(320)의 2번 핀을 통해 출력되는 전류는 동시에 두 개의 전류 경로를 통해 접지단으로 흐르게 된다. 즉, 제어 IC(320)의 2번 핀을 통해 출력되는 전류는 제어 IC(320)의 2번 핀으로부터 저항(R4)을 통해 접지단으로 형성되는 전류 경로 및 제어 IC(320)의 2번 핀으로부터 다이오드(D5)를 거쳐 저항(R2)을 통해 접지단으로 형성되는 전류 경로로 흐르게 된다. 이로 인해, 제어 IC(320)의 2번 핀에 인가되는 전압이 낮아지게 된다.

제어 IC(320) 내부의 발진 회로가 생성하는 발진 주파수는 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수를 결정한다. 전압 검출부(340)에 의해 발진 주파수가 전압(Vrec)의 레벨에 따라 변함에 따라 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수가 변하고 이에 따라 램프 안정기 회로의 역률이 향상되는데, 이에 대한 내용은 후술한다.

한편, 도 1에서 저항(R3) 및 커패시터(C2, C3)는 램프 안정기 회로의 초기 구동(Start-up) 시 제어 IC(320)를 구동시키기 위한 전압을 제어 IC(320)의 1번 핀으로 공급하기 위한 것이다. 저항(R3) 및 커패시터(C2, C3)는 다음과 같이 연결된다. 저항(R3)의 일단은 저항(R1)의 일단에 연결되고 타단은 제어 IC(320)의 1번 핀과 연결된다. 커패시터(C3)는 일단이 저항(R3)의 타단에 연결되고 타단은 접지단에 연결된다. 또한, 커패시터(C2)는 커패시터(C3)의 일단과 접지단 사이에 연결된다.

또한, 다이오드(D7) 및 커패시터(C5)는 출력부(400)의 스위치(M1)를 구동시키기 위한 전압(VB)를 생성하기 위한 것이다. 다이오드(D7) 및 커패시터(C5)는 다음과 같이 연결된다. 다이오드(D7)의 애노드는 제어 IC(320)의 1번 핀과 다이오드(D6)의 캐소드의 접점에 연결되고 캐소드는 제어 IC(320)의 8번 핀과 연결된다. 커패시터(C5)의 일단은 다이오드(D7)의 캐소드와 제어 IC(320)의 8번 핀과의 접점에 연결되고 타단은 출력부(400)의 출력단에 연결된다. 여기에서, 커패시터(C5)는 전원 전압(VDD)을 이용하여 전압(VS)보다 소정 레벨 더 높은 전압(VB)을 생성하여 제어 IC(320)의 8번 핀으로 전달한다.

일반적으로, 램프를 효율적으로 구동시키기 위하여 램프 안정기 회로의 초기 구동(Start-up) 시 스위치(M1, M2)를 높은 스위칭 주파수로 구동시키고, 소정 시간 이 지나면 스위칭 주파수를 낮춘다. 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로도 이와 같은 방식으로 스위치(M1, M2)를 구동 시킬 수 있다. 제어 IC(320)의 3번 핀은 커패시터(C4)를 통해 접지단과 연결된다. 제어 IC(320)는 커패시터(C4)에 충전되는 전압의 레벨에 따라 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수를 변화시킨다. 즉, 커패시터(C4)로 일정 전류를 흐르게 하여 소정 전압에 도달할 때까지 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수를 높게 유지하고, 커패시터(C4)에 소정 전압이 충전되면 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수를 낮춘다. 다시 말하면, 커패시터(C4)를 일종의 타이머로 이용하여 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수를 조절한다. 참고로, 커패시터(C4)의 커패시턴스가 크면, 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수가 높게 유지되는 시간이 증가하는 것은 물론이다.

제어 IC(320)의 4번 핀은 접지단과 연결되고, 제어 IC(320)의 5번 핀 및 7번 핀은 출력부(400)에 연결된다. 그리고, 제어 IC(320)의 8번 핀은 다이오드(D7)와 커패시터(C5)의 접점에 연결되고, 커패시터(C5)의 일단의 전압(VB)이 입력된다.

여기에서, 제어 IC(320)는 7번 핀을 통해 스위치(M1)를 제어하기 위한 신호(HO)를 출력하고, 5번 핀을 통해 스위치(M2)를 제어하기 위한 신호(LO)를 출력한다. 신호(HO)는 전압(VB)과 전압(VS) 사이의 레벨에서 스윙하고, 신호(LO)는 전원 전압(VDD)과 접지 전압 사이의 레벨에서 스윙한다. 신호(HO) 및 신호(LO)의 레벨에 따라 스위치(M1) 및 스위치(M2) 각각의 스위칭 동작이 제어된다. 즉, 신호(HO)가 하이 레벨이 되면, 스위치(M1)가 턴 온 되고, 신호(LO)가 로우 레벨이 되면, 스위치(M2)가 턴 온 된다.

출력부(400)는 저항(R5, R6, R7, R8) 및 스위치(M1, M2)를 포함한다.

스위치(M1)는 드레인이 저항(R3)의 일단에 연결되고 소스가 제어 IC(320)의 6번 핀과 스위치(M2)의 드레인의 접점에 연결된다. 스위치(M2)는 드레인이 제어 IC(320)의 6번 핀과 스위치(M1)의 소스의 접점에 연결되고 소스가 접지단에 연결된다. 저항(R5)은 일단이 제어 IC(320)의 7번 핀에 연결되고 타단이 스위치(M1)의 제어 전극에 연결된다. 저항(R6)은 일단이 저항(R5)의 타단에 연결되고 타단이 제어 IC(320)의 6번 핀과 스위치(M1) 및 스위치(M2)의 접점에 연결된다. 저항(R7)은 일단이 제어 IC(320)의 5번 핀에 연결되고 타단이 스위치(M2)의 제어 전극에 연결된다. 저항(R8)은 일단이 저항(R7)의 타단에 연결되고 타단이 접지단에 연결된다. 여기에서, 스위치(M1)와 스위치(M2)의 접점이 출력부(400)의 출력단이다.

참고로, 도 1에서는 스위치(M1, M2)를 N 타입 MOSFET으로 나타내었으나, P 타입 MOSFET은 물론 이와 유사한 구조를 가지고, 동일한 동작을 수행할 수 있는 다른 스위치로 대체될 수 있음은 물론이다.

램프 구동부(500)는 인덕터(L1) 및 커패시터(C7, C8)를 포함한다.

인덕터(L1)의 일단은 출력부(400)의 출력단과 연결되어 출력부(400)의 출력 전압(Vs)이 인가된다. 커패시터(C7)는 일단이 인덕터(L1)의 타단에 연결되고 타단이 램프(600)의 제1 단자(610)의 필라멘트(630)의 일단에 연결된다. 커패시터(C8)는 일단이 필라멘트(630)의 타단에 연결되고 타단이 램프(600)의 제 2 단자(620)의 필라멘트(640)의 일단에 연결된다.

램프(600)는 제1 및 제2 단자(610, 620)를 포함한다. 각 단자(610, 620)는 두 개의 포트를 포함하고, 각각 두 개의 포트를 연결하는 필라멘트(630, 640)를 포함한다.

여기에서, 인덕터(L1), 커패시터(C7, C8) 및 램프(600)는 공진 탱크를 형성한다. 이 공진 탱크는 스위치(M1, M2)의 스위칭 동작에 따라 구동되는 데, 이에 관한 내용은 후술한다.

이하, 전압(Vrec)의 레벨에 대응하는 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수 변화를 도 2를 참조하여 설명한다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로의 전압(Vrec) 변화와 이에 대응하는 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수 변화를 도시한 파형도이다. 참고로, 도 2에서 전압(Vth)는 다이오드(D5)가 차단되어 있을 때, 전압(V2)에서 다이오드(D5)의 문턱 전압을 뺀 전압과 전압(V1)이 같아지는 때의 전압(Vrec)의 레벨을 나타낸 것이다. 또한, 전압(Vth)은 램프 안정기 회로의 입력 전압이 정격 전압일 때에 이에 대응하는 전압(Vrec)의 레벨을 나타낸다.

도 2에 도시한 바와 같이, 전압(Vrec)은 램프 안정기 회로로 입력되는 교류 전압에 대응하여 전압(Vmin)에서 전압(Vmax) 사이에서 스윙한다.

T1 시점에, 전압(Vrec)이 전압(Vth)보다 낮아짐에 따라 다이오드(D5)가 도통된다. 이로 인해, 전압(V2)은 T1 시점부터 전압(Vrec)이 전압(Vmin)에 도달하는 T2 시점까지 점진적으로 하강한다. 이에 따라, 발진 주파수가 점진적으로 변경되어 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수는 주파수(freq1)로부터 주파수(freq2)까지 점진적으로 상승한다.

T2 시점에, 전압(Vmin)까지 하강한 전압(Vrec)이 상승하기 시작함에 따라 전압(V2)은 상승하기 시작한다. 이로 인해, 발진 주파수가 점진적으로 변경되고, 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수는 주파수(freq2)로부터 주파수(freq1)까지 점진적으로 하강한다.

T3 시점에, 전압(Vrec)이 전압(Vth)보다 높아짐에 따라 다이오드(D5)가 차단된다. 이로 전압(V2)과 발진 주파수 및 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수는 T1 시점 이전의 레벨을 회복한다.

T4 시점 이후는 앞서 설명한 T1 시점부터 T3 시점까지와 동일하므로 부연 설명은 생략한다. 즉, 전압(Vrec)은 지속적으로 전압(Vmin)에서 전압(Vmax) 사이에서 스윙하므로, 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수 는 지속적으로 변한다.

한편, 도 2에 나타낸 바와 같이, 전원 전압(Vrec) 변화에 따라 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수를 지속적으로 변화하도록 함에 따라 램프 안정기 회로의 역률이 높아지는 이유를 도 3을 참조하여 설명한다.

참고로, 도 3a및 3b에서, 전압(Vrec)은 실선으로 나타내고, 입력 전류는 점선으로 나타내었다. 한편, 도 3a 및 3b는 실제 전압(Vrec)과 입력 전류를 도시한 것이 아니라, 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수에 대응되는 전압(Vrec)과 입력 전류를 도시한 것이다. 즉, 도 3a및 3b는 도 1에 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로에서 램프 구동부(500)를 제외한 부분을 하나의 저항으로 간주하고, 도 2에 나타낸 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수 변화에 대응하는 전압(Vrec)과 입력 전류를 나타낸 것이다.

도 3a는 도 2의 주파수(freq1)에 대응되는 전압(Vrec)과 입력 전류를 나타낸 것이고, 도 3b는 도 2의 주파수(freq2)에 대응되는 전압(Vrec)과 입력 전류를 나타낸 것이다. 즉, 도 3a는 전압(Vrec)이 높아 다이오드(D5)가 차단되는 경우이고, 도 3b는 전압(Vrec)이 낮아 다이오드(D5)가 도통되는 경우이다.

도 3a의 입력 전류의 피크치(I1)에 비해 도 3b의 입력 전류의 피크치(I2)가 작게 나타난다. 또한, 도 3a에서는 입력 전류의 증가 곡선이 전압(Vrec)의 증가 곡선과 매우 다른 양상으로 나타나나 도 3b에서는 입력 전류의 증가 곡선이 전압(Vrec)의 증가 곡선과 비슷하게 나타난다. 구체적으로, 도 3a에 나타낸 입력 전류는 도 3b에 나타낸 입력 전류에 비해 그 증가 기울기가 크다. 이로 인해, 도 3a에 나타낸 입력 전류 곡선의 폭(W1)은 도 3b에 나타낸 입력 전류 곡선의 폭(W2)에 비해 작고, 도 3a에 나타낸 입력 전류 곡선의 최대값(I1)은 도 3b에 나타낸 입력 전류 곡선의 최대값(I2)에 비해 크다.

도 3a는 전압(Vrec)이 높아 다이오드(D5)가 차단되는 경우를 나타낸 것으로, 이 경우 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수 주파수(freq1)에 대응되는 전압(Vrec)과 입력 전류의 위상차 및 입력 전류의 THD가 크게 나타난다. 반면, 도 3b는 전압(Vrec)이 낮아 다이오드(D5)가 도통되는 경우를 나타낸 것으로, 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수 주파수(freq2)에 대응되는 전압(Vrec)과 입력 전류의 위상차 및 입력 전류의 THD가 작게 나타난다.

본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로는 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수를 지속적으로 변경시키고, 이에 따라 출력부(400) 출력 전압(Vs)의 주파수는 주 파수(freq1)부터 주파수(freq2)까지의 범위에서 지속적으로 변화(Frequency Modulation)한다. 이는 곧 입력 전류의 THD및 전압(Vrec)과 입력 전류의 위상차를 지속적으로 변화시켜 램프 안정기 회로로 입력시킨 것과 동일한 효과를 낸다. 즉, 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로는 역률 보상 회로를 포함하지 않고도 입력되는 전류의 높은 THD 및 전압(Vrec)과 입력 전류의 위상차를 상쇄시키는 역할을 한다.

한편, 일반적인 램프 안정기 회로는 입력 전압이 불안정하게 공급되는 경우에 안정적으로 구동되지 못하는 단점이 있다. 이에 반해, 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로는 비록 입력 전압이 램프 안정기 회로의 구동 정격 전압보다 낮아지더라도 안정적으로 동작한다. 이는 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로가 전압 검출부(340)를 이용하여 입력 전압에 대응되는 전압(Vrec)의 고저에 따라 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수를 변화시키기 때문이다.

이하, 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로와는 달리 제어 IC(320) 내부 발진 회로의 발진 주파수가 전압(Vrec)과 무관하게 일정하게 유지되는 일반적인 램프 안정기 회로에 정격 전압보다 낮은 전압이 입력되는 경우에 발생하는 불안정한 구동 양상을 도 4및 도 5를 참조하여 설명한다.

참고로, 이하에서는, 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로와는 달리, 제어 IC(320)의 2 번 핀과 접지단 사이에 저항(R4)만이 연결되고, 다른 부분은 도 1에 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로와 동일하게 형성되는 램프 안정기 회로를 일반적인 램프 안정기 회로라고 가정한다. 이러한 구조로 형성되는 일반적인 램프 안정기 회로는 제어 IC(320) 내부 발진 회로의 발진 주파수가 전압(Vrec)와 무관하게 일정하게 유지된다. 또한, 출력부(400)의 출력 신호(Vs)가 인덕터(L1), 커패시터(C7, C8) 및 램프(600)로 형성되는 공진 탱크의 공진에 의해 공진 파형으로 변형되어 나타나는 신호를 출력 전압(Vo)라고 칭한다.

도 4는 정격 전압보다 낮은 전압이 입력되는 경우, 일반적인 램프 안정기 회로의 신호(HO), 신호(LO), 출력부(400)의 출력 신호(Vs) 및 이에 대응하여 공진 탱크의 인덕터(L1)에 흐르는 전류(IL)의 파형을 도시한 파형도이다. 그리고, 도 5a 내지 도 5d는 도 4에 나타낸 신호(HO, LO)에 대응하여 출력부(400) 및 램프 구동부(500)에 흐르는 전류 경로를 도시한 도면이다. 참고로, 도 5a 내지 도 5d는 스위치(M1, M2)의 구동에 대응되어 출력부(400)에 흐르는 전류 경로를 나타내기 위하여 램프 안정기 회로의 출력부(400), 램프 구동부(500) 및 램프(600)를 간략화하여 나타낸 것으로, 저항(Rlamp)는 램프(600)를 등가 저항으로 나타낸 것이다.

먼저, T11 시점 이전, 즉 신호(LO) 및 신호(HO)가 각각 하이 레벨 및 로우 레벨을 유지하는 동안에 스위치(M2)는 턴 온 상태를 유지한다. 이로 인해, 도 5a에 나타낸 것과 같이, 커패시터(C8) 및 저항(Rlamp)으로부터 커패시터(C7), 인덕터(L1) 및 스위치(M2)를 경유하여 접지단으로 형성되는 제1 전류 경로(①)를 통해 전류가 흐른다. 이때, 전압(Vs)은 접지 전압(도 4에서는 0V로 나타냄)을 유지하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 감소한다.

T11 시점에, 신호(LO)가 로우 레벨로 변경되어 스위치(M2)는 턴 오프 된다. 그러나, 스위치(M2)가 턴 오프 되더라도 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향은 순간 적으로 변경되지 않으며, 이로 인해 전류는 스위치(M1)의 바디 다이오드를 통해 전압(Vrec)를 공급하는 전원(Vrec)으로 회귀(Freewheeling)하게 된다. 즉, 도 5b에 나타낸 것과 같이, 커패시터(C8) 및 저항(Rlamp)으로부터 커패시터(C7), 인덕터(L1) 및 스위치(M1)의 바디 다이오드를 경유하여 전원(Vrec)으로 형성되는 제2 전류 경로(②)를 통해 전류가 흐른다. 이때, 전압(Vs)은 전압(Vrec)까지 상승하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 감소한다.

한편, 제2 전류 경로(②)를 통해 전류가 흐름에 따라 인덕터(L1)에 흐르는 전류랑은 점차 감소하게 되어 결국 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향이 바뀌게 된다. 도 4에서, T12 시점이 바로 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향이 바뀌는 시점이다.

T12 시점에, 도 5c에 나타낸 것과 같이, 전류는 인덕터(L1)의 일단으로부터 커패시터(C7), 커패시터(C8) 및 스위치(M2)의 바디 다이오드를 경유하여 인덕터(L1)의 타단으로 형성되는 제3 전류 경로(③) 및 인덕터(L1)의 일단으로부터 저항(Rlamp) 및 스위치(M2)의 바디 다이오드를 경유하여 인덕터(L1)의 타단으로 형성되는 제4 전류 경로(④)를 통해 동시에 흐른다. 전류가 제3 및 제4 전류 경로(③, ④)를 통해 흐름에 따라 전압(Vs)은 전압(Vrec)으로부터 점진적으로 하강하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 더욱 감소한다.

T13 시점에, 신호(HO)가 하이 레벨로 변경됨에 따라 스위치(M1)가 턴 온 된다. 스위치(M1)가 턴 온 됨에 따라, 도 5d에 나타낸 것과 같이, 전원(Vrec)로부터 스위치(M1), 인덕터(L1) 및 커패시터(C7)를 경유하여 커패시터(C8) 및 저항(Rlamp) 으로 형성되는 제5 전류 경로(⑤)를 통해 전류가 흐른다. 이때, 전압(Vs)이 전압(Vref)까지 급격하게 상승하는 하드 스위칭(Hard Switching)이 발생하며, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 증가하게 된다.

T13 시점부터 T14 시점까지의 기간 동안, 스위치(M1)는 턴 온 상태를 유지하고, 이로 인해 커패시터(C7)에 전압이 충전된다. 한편, 커패시터(C7)에 전압이 충전되어 전압(Vrec)과 커패시터(C7) 간의 전압차가 감소함에 따라 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 감소하게 된다.

T14 시점에, 신호(HO)가 로우 레벨로 변경됨에 따라 스위치(M1)가 턴 오프 된다. 스위치(M1)가 턴 오프 되어라도 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향은 변경되지 않으므로, 도 5c로 나타낸 제3 및 제4 전류 경로(③, ④)를 통해 전류가 흐른다. 이로 인해, 전압(Vs)은 전압(Vrec)으로부터 점진적으로 하강하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량도 감소한다.

인덕터(L1)에 흐르는 전류량이 지속적으로 감소함에 따라 결국 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향이 바뀌게 된다. 도 4에서, T15 시점이 바로 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향이 바뀌는 시점이다.

T15 시점에, 도 5b에 나타낸 것과 같이, 전류는 스위치(M1)의 바디 다이오드를 통해 전압(Vrec)를 공급하는 전원(Vrec)으로 회귀(Freewheeling)한다. 즉, 도 5b에 나타낸 제2 전류 경로(②)를 통해 전류가 흐른다. 이때, 전압(Vs)은 전압(Vrec)까지 상승하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 감소한다.

T16 시점에, 신호(LO)가 하이 레벨로 변경됨에 따라 스위치(M2)가 턴 온 된 다. 스위치(M2)가 턴 온 됨에 따라, 도 5a에 나타낸 제1 전류 경로(①)를 통해 전류가 흐르게 된다. 이로 인해 전압(Vs)은 접지 전압으로 급격히 하강하는 하드 스위칭(Hard Switching)이 발생하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 커패시터(C7)에 충전된 전압과 접지 전압의 차로 인해 증가한다.

한편, T17 시점 이후는 상술한 T11 시점부터 T16 시점까지의 동작을 반복하므로 부연하여 설명하지 않는다.

상술한 일반적인 램프 안정기 회로는 입력 전압이 정격 전압보다 낮은 경우, 전압(Vs)이 접지 전압에서 전압(Vrec)까지 상승하였다가 접지 전압으로 하강으로 한 주기 내에 두 번의 하드 스위칭이 발생한다. 즉, T11 시점부터 T16 시점까지의 기간 동안 T13 시점 및 T16 시점에 하드 스위칭이 발생하는데, 이러한 스위치(M1, M2)의 하드 스위칭은 스위치(M1, M2)의 구동으로 인한 전력 손실을 크게 증가시킨다. 이러한 스위치(M1, M2)에 인가되는 과부하는 스위치(M1, M2) 구동 시 발생하는 열 방출의 증가로 나타나고, 이로 인해 스위치(M1, M2)의 파손 또는 스위치(M1, M2) 주변 소자의 파손의 위험성을 크게 증가시켜 램프 안정기 회로의 안정성을 크게 저해하는 요인이 된다.

한편, 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로에 포함되는 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수는, 일반적인 램프 안정기와는 달리, 전압(Vrec)이 낮아지면 높아진다. 이로 인해, 도 6에 나타낸 신호(HO, LO)는 도 4에 나타낸 일반적인 램프 안정기 회로의 신호(HO, LO)에 비해 주기가 짧게 나타난다. 즉, 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로의 신호(HO, LO)의 주기는 전압(Vrec)이 전압(Vth)보 다 높을 때에는 도 4에 나타낸 일반적인 램프 안정기 회로의 신호(HO, LO)와 동일한 주기를 가지고, 전압(Vrec)이 전압(Vth)보다 낮아지면 짧은 주기를 갖는다. 이러한 신호(HO, LO)의 주기 변동은 입력 전압이 낮을 때에 일반적인 램프 안정기의 스위치(M1, M2)에서 발생하는 하드 스위칭을 방지하는데, 이를 도 6을 참조하여 설명한다.

도 6은 정격 전압보다 낮은 전압이 입력되는 경우, 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로의 신호(HO), 신호(LO), 출력부(400)의 출력 신호(Vs) 및 이에 대응하여 공진 탱크의 인덕터(L1)에 흐르는 전류(IL)의 파형을 도시한 파형도이다.

먼저, T31 시점 이전, 즉 신호(LO) 및 신호(HO)가 각각 하이 레벨 및 로우 레벨을 유지하는 동안에 스위치(M2)는 턴 온 상태를 유지한다. 이로 인해, 도 5a에 나타낸 제1 전류 경로(①)를 통해 전류가 흐른다. 이때, 전압(Vs)은 접지 전압(도 5에서는 0V로 나타냄)을 유지하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 감소한다.

T31 시점에, 신호(LO)가 로우 레벨로 변경되어 스위치(M2)는 턴 오프 된다. 그러나, 스위치(M2)가 턴 오프 되더라도 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향은 순간적으로 변경되지 않으며, 이로 인해 전류는 스위치(M1)의 바디 다이오드를 통해 전압(Vrec)를 공급하는 전원(Vrec)으로 회귀(Freewheeling)하게 된다. 즉, 도 5b에 나타낸 제2 전류 경로(②)를 통해 전류가 흐른다. 이때, 전압(Vs)은 전압(Vrec)까지 상승하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 감소한다.

여기에서, 제2 전류 경로(②)를 통해 전류가 흐름에 따라 인덕터(L1)에 흐르는 전류랑은 점차 감소한다. 그러나, T31 시점으로부터 T32 시점까지의 기간은 도 4의 T11 시점으로부터 T13 시점까지의 기간보다 짧고, 이로 인해 T32 시점 이전에는 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향이 바뀔 만큼 인덕터(L1)에 흐르는 전류량의 감소는 발생하지 않는다. 또한, 전압(Vs)은 전압(Vrec)을 유지한다.

T32 시점에, 신호(HO)가 하이 레벨로 변경됨에 따라 스위치(M1)가 턴 온 된다. 스위치(M1)가 턴 온 되더라도 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향은 순간적으로 변경되지 않는다. 이로 인해 도 5c에 나타낸 제3 및 제4 전류 경로(③, ④)를 통해 전류가 흐른다. 이때, 스위치(M1)가 턴 온 상태이므로, 전압(Vs)는 전압(Vrec)을 유지한다.

T32 시점 이후, 제3 및 제4 전류 경로(③, ④)를 통해 흐르던 전류가 감소하여 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향이 변경되면, 도 5d에 나타낸 제5 전류 경로(⑤)를 통해 전류가 흐른다. 이때, 전압(Vs)은 전압(Vrec)을 유지하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 증가한다. 한편, 제5 전류 경로(⑤)를 통해 전류가 흐름에 따라 커패시터(C7)에 전압이 충전되고, 이로 인해 전압(Vrec)과 커패시터(C7) 간의 전압차가 감소하게 되어 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 감소하게 된다.

T33 시점에, 신호(HO)가 로우 레벨로 변경됨에 따라 스위치(M1)가 턴 오프 된다. 스위치(M1)가 턴 오프 되더라도 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향은 변경되지 않으며, 이로 인해 5c에 나타낸 제3 및 제4 전류 경로(③, ④)를 통해 전류가 흐른다. 이때, 전압(Vs)은 전압(Vrec)으로부터 점진적으로 하강하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량도 감소한다.

T34 시점에, 신호(LO)가 하이 레벨로 변경됨에 따라 스위치(M2)가 턴 온 된 다. 스위치(M2)가 턴 온 되더라도, 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향은 순간적으로 변경되지 않고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량이 감소하여 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향이 바뀔 때까지 제3 및 제4 전류 경로(③, ④)를 통해 전류가 흐른다. 이후, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량이 감소하여 인덕터(L1)에 흐르는 전류의 방향이 변경되면, 도 5a에 나타낸 제1 전류 경로(①)를 통해 전류가 흐른다. 이때, 전압(Vs)은 접지 전압까지 하강하고, 인덕터(L1)에 흐르는 전류량은 다시 증가하기 시작한다.

한편, T35 시점 이후는 상술한 T31 시점부터 T34 시점까지의 동작을 반복하므로 부연하여 설명하지 않는다.

상술한 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로는 입력 전압의 레벨에 따라 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수를 변경시킨다. 이로 인해, 입력 전압이 정격 전압보다 낮은 경우에도 순간적으로 전압을 상승 또는 하강시키는 하드 스위칭을 하지 않음으로써 전력소모를 줄일 수 있는 영전압 스위칭 동작을 구현한다.

상술한 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로는 스위치(M1, M2)의 스위칭 주파수를 지속적으로 변경시킴으로써 역률 보상 회로를 포함하지 않고도 입력되는 전류의 높은 THD 및 전압(Vrec)과 입력 전류의 위상차를 상쇄시키는 역할을 한다. 또한, 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로는 입력 전압이 정격 전압보다 낮은 경우에도 영전압 스위칭 동작을 구현함으로써 전력 소모를 줄이고 안정적으로 동작한다.

상기 도면과 발명의 상세한 설명은 단지 본 발명의 예시적인 것으로서, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 램프 안정기 회로의 전압(Vrec) 변화와 이에 대응하는 출력부(400)의 출력 신호(Vs)의 주파수 변화를 도시한 파형도이다.

도 3a는 도 2의 주파수(freq1)에 대응되는 전압(Vrec)과 입력 전류를 나타낸 것이다.

도 3b는 도 2의 주파수(freq2)에 대응되는 전압(Vrec)과 입력 전류를 나타낸 것이다.

도 4는 정격 전압보다 낮은 전압이 입력되는 경우, 일반적인 램프 안정기 회로의 신호(HO), 신호(LO), 출력부(400)의 출력 신호(Vs) 및 이에 대응하여 공진 탱크의 인덕터(L1)에 흐르는 전류(IL)의 파형을 도시한 파형도이다.

도 5a 내지 도 5d는 도 4에 나타낸 신호(HO, LO)에 대응하여 출력부(400) 및 램프 구동부(500)에 흐르는 전류 경로를 도시한 도면이다.

Claims

입력 전압에 대응되는 제1 전압을 이용하여 램프를 구동시키는 램프 안정기 회로에 있어서,

상기 제1 전압의 레벨을 검출하는 전압 검출부;

상기 제1 전압이 소정 전압보다 작을 때, 상기 제1 전압의 레벨에 따라 발진 주파수를 변경하는 발진 회로를 포함하는 제어부; 및

상기 발진 주파수에 대응하여 출력 전압의 주파수를 변경시키는 출력부;

를 포함하는 램프 안정기 회로.
제1항에 있어서,

상기 출력부는,

상기 출력 전압의 주파수를 상기 제1 전압의 레벨에 반비례하도록 변경시키는 램프 안정기 회로.
제1항에 있어서,

상기 입력 전압을 정류하여 상기 제1 전압을 생성하는 정류부를 더 포함하고,

상기 전압 검출부는,

상기 정류부의 출력단과 제2 전압을 공급하는 전원 사이에 직렬로 연결되는 제1 및 제2 저항;

캐소드가 상기 제1 및 제2 저항의 접점에 연결되고 애노드가 상기 발진 회로에 연결되는 다이오드; 및

상기 제1 전원과 상기 다이오드의 애노드 사이에 연결되는 제3 저항;

을 포함하는 램프 안정기 회로.
제3항에 있어서,

상기 정류부는 상기 입력 전압을 반파 정류하고,

상기 제1 전압은 상기 제2 전압에서 상기 제2 전압보다 높은 제3 전압 사이를 스윙하는 전압인 램프 안정기 회로.
제4항에 있어서,

상기 다이오드는 상기 제1 전압이 상기 제2 전압보다는 높고 상기 제3 전압보다는 낮은 제4 전압보다 낮은 경우에 도통되는 램프 안정기 회로.
제5항에 있어서,

상기 발진 회로는,

상기 다이오드가 도통되지 않으면 상기 발진 주파수를 기준 주파수로 고정시키고, 상기 다이오드가 도통되면 상기 발진 주파수를 상기 제1 전압의 레벨에 대응하여 변경시키는 램프 안정기 회로.
제6항에 있어서,

상기 발진 회로는,

상기 발진 주파수를 상기 제1 전압의 레벨에 반비례하도록 변경시키는 램프 안정기 회로.
제6항에 있어서,

상기 출력부는,

상기 정류부의 출력단과 상기 전원 사이에 직렬로 연결되는 제1 및 제2 스위치를 포함하고,

상기 제어부는,

상기 제1 및 제2 스위치를 교번하여 온/오프 구동시키되,

상기 제1 및 제2 스위치의 스위칭 주파수를 상기 발진 주파수에 대응하여 변경시키는 램프 안정기 회로.
제8항에 있어서,

상기 제어부는,

상기 제1 및 제2 스위치의 스위칭 주파수를 상기 발진 주파수에 비례하여 변경시키는 램프 안정기 회로.
직렬로 연결되어 있는 제1 및 제2 스위치를 포함하는 램프 안정기 회로의 구동 방법에 있어서,

외부 입력 전압을 변환하여 제1 전압을 생성하는 단계;

상기 제1 전압이 소정의 제2 전압보다 낮으면, 상기 제1 전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 주파수를 변경시키는 단계;

상기 스위칭 주파수에 따라 상기 제1 및 제2 스위치를 교번하여 온/오프 하는 단계; 및

상기 제1 및 제2 스위치의 접점으로 출력되는 신호를 이용하여 상기 램프를 구동하는 단계;

를 포함하는 램프 안정기 회로의 구동 방법.
제10항에 있어서,

상기 생성하는 단계는,

상기 외부 입력 전압을 반파 정류하여 상기 제1 전압을 생성하는 단계를 포함하며,

상기 제1 전압은 상기 제2 전압보다 낮은 제3 전압과 상기 제2 전압보다 높은 제4 전압 사이를 스윙하는 램프 안정기 회로의 구동 방법.
제11항에 있어서,

상기 온/오프하는 단계는,

상기 제1 스위치가 턴 온 되는 경우에 상기 제1 전압에 대응하는 전압을 상기 접점으로 출력하는 단계; 및

상기 제2 스위치가 턴 온 되는 경우에 상기 제3 전압에 대응하는 전압을 상기 접점으로 출력하는 단계;

를 포함하는 램프 안정기 회로의 구동 방법.
제11항에 있어서,

상기 제1 전압이 상기 제2 전압보다 높으면, 상기 제1 및 제2 스위치의 스위칭 주파수를 제1 주파수로 유지시키는 단계를 더 포함하는 램프 안정기 회로의 구동 방법.
제13항에 있어서,

상기 변경시키는 단계는,

상기 제1 및 제2 스위치의 스위칭 주파수를 상기 제1 주파수보다 높은 제2 주파수로 변경시키는 단계를 포함하는 램프 안정기 회로의 구동 방법.
제14항에 있어서,

상기 제2 주파수는,

상기 제1 주파수에 비해 상기 제1 전압과 상기 제2 전압의 차인 제5 전압에 대응하는 만큼 높은 램프 안정기 회로의 구동 방법.