KR101370916B1 - 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의,데이터 송수신 방법 - Google Patents

Abstract

본 문서는 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의, 데이터 송수신 방법을 개시한다.

본 문서에서 개시되는 다중 안테나 시스템에서의, 데이터 송신 방법의 일례는, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)을 결정하는 단계, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 위상천이를 위한 제1 대각 행렬(Diagonal Matrix)을 결정하는 단계, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 단일 행렬(Unitary Matrix)을 결정하는 단계, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 자원 별 전송 심볼에 대해 프리코딩을 수행하는 단계 및 상기 프리코딩이 수행된 데이터를 송신하는 단계를 포함하되, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬은, 상기 프리코딩 행렬, 상기 단일 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬, 상기 제1 대각 행렬 및 상기 단일 행렬의 곱으로 결정되는 것을 특징으로 한다.

위상천이 기반 프리코딩 행렬, 프리코딩 행렬, 단일 행렬의 허미션 행렬

Description

다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의, 데이터 송수신 방법{A method of Data transmitting and receiving in a multi-carrier multi-antenna system}

본 발명은 다중 안테나 시스템에 관한 것으로 보다 구체적으로는, 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의, 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 이용하는 데이터 송수신 방법에 관한 것이다.

최근 정보통신 서비스의 보편화와 다양한 멀티미디어 서비스들의 등장, 그리고 고품질 서비스의 출현 등으로 인해 무선통신 서비스에 대한 요구가 급속히 증대되고 있다. 이에 능동적으로 대처하기 위해서는 무엇보다도 통신 시스템의 용량이 증대되어야 하는데, 무선통신 환경에서 통신 용량을 늘리기 위한 방안으로는 가용 주파수 대역을 새롭게 찾아내는 방법과, 한정된 자원에 대한 효율성을 높이는 방법을 생각해 볼 수 있다. 이 중 한정된 자원에 대한 효율성을 높이는 방법으로 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원 활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보함으로써 다이버시티 이득을 취하거나, 각각의 안테나를 통해 데이터를 병렬로 전송함으로써 전송 용량을 높이는 이른바 다중 안테나 송수신 기술이 최근 큰 주목 을 받으며 활발하게 개발되고 있다.

도 1은 다중 안테나 송수신 기술 중 특히 직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO; Multiple-Input Multiple-Output) 시스템의 일반적인 구조를 설명하기 위한 도면이다.

송신단에 있어서, 채널 인코더(101)는 전송 데이터 비트에 중복의 비트를 첨부하여 채널이나 잡음에 의한 영향을 줄이고, 맵퍼(103)는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환해주며, 직렬-병렬 변환기(105)는 데이터 심볼을 다수의 부 반송파에 싣기 위해 병렬화하고, 다중 안테나 인코더(107)는 병렬화된 데이터 심볼을 시공간 신호로 변환한다. 수신단에서의 다중 안테나 디코더(109), 병렬-직렬 변환기(111), 디 맵퍼(113) 및 채널 디코더(115)는 송신단에서의 다중 안테나 인코더(107), 직렬-병렬 변환기(105), 맵퍼(103) 및 채널 인코더(101)의 역기능을 각각 수행한다.

다중 안테나 OFDM 시스템에서는 데이터의 전송 신뢰도를 높이기 위한 다양한 기술이 요구되는데, 이 중 공간 다이버시티 이득을 높이는 기법(scheme)으로는 시공간 부호(Space-Time Code; STC), 순환지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity; CDD) 등이 있고, 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio; SNR)를 높이기 위한 기법으로는 빔 포밍(BeamForming; BF), 프리코딩(Precoding) 등이 있다. 여기서, 시공간 부호 및 순환지연 다이버시티는 주로 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 없는 개루프 시스템의 전송 신뢰도를 높이기 위해 사용되며, 빔 포밍 및 프리코 딩은 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 있는 폐루프 시스템에서 해당 피드백 정보를 통해 신호대잡음비(SNR)를 최대화하기 위해 사용된다.

상술한 기법들 중 공간 다이버시티 이득을 높이기 위한 시공간 부호 기법 및 순환지연 다이버시티 기법과 신호대잡음비(SNR)를 높이기 위한 기법으로 특히 프리코딩을 살펴보면 다음과 같다.

먼저 시공간 부호 기법은, 다중안테나 환경에서 같은 신호를 연속적으로 보내면서 반복 전송시에는 다른 안테나를 통해 전송함으로써 공간 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 방식이다.

표 1은 시공간 부호를 사용하여 다중 안테나 인코딩을 수행하는 경우, 다양한 시공간 부호의 예들을 나타낸다.

STC Scheme	# of Tx antenna	Rank R	dp , min
			QPSK
(1)	2	1	1
(2)	2	2	1
(3) ,	2	2	0.2
(4)	4	1	4
(5)	4	1	1
(6)	4	2	1

표 1의 각 행렬의 행은 안테나를 나타내며 열은 시간을 나타낸다.

도 2는 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 전송 방법의 일례를 설명하기 위한 도면이다.

순환지연 다이버시티 기법은, 여러 개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 OFDM 신호를 전송함에 있어서 모든 안테나가 각기 다른 지연 또는 다른 크기로 신호를 전송함으로써 수신단에서 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 방식이다.

OFDM 심볼은 직렬-병렬 변환기 및 다중 안테나 인코더를 통해 각 안테나별로 분리 전달된 후, 채널 간 간섭을 방지하기 위한 순환 전처리부(CP; Cyclic Prefix)가 첨부되어 수신단으로 전송된다. 이때, 첫 번째 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 그대로 수신단으로 전송되지만 그 다음 순번의 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 바로 전 순번의 안테나에 비해 일정 샘플만큼 순환지연되어 전송된다.

도 3은 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 전송 방법의 다른 예를 설명하기 위한 도면이다.

순환지연 다이버시티 기법을 주파수 영역에서 구현하면 상기의 순환지연은 위상 시퀀스의 곱으로 표현할 수 있다. 즉, 도 3에서 보듯 주파수 영역에서의 각 데이터 시퀀스에 안테나별로 서로 다르게 설정되는 소정의 위상 시퀀스(위상 시퀀스 1 ~ 위상 시퀀스 M)를 곱한 후 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 수신단으로 전송할 수 있는데, 이를 위상천이 다이버시티(phase shift diversity) 기법이라 칭할 수 있다.

도 4는 코드북 기반의 프리코딩을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성의 일례를 설명하기 위한 도면이다.

한편, 프리코딩 기법(Precoding scheme)에는, 폐루프 시스템에서 피드백 정보가 유한한 경우에 이용되는 코드북 기반의 프리코딩(codebook based precoding) 방식과, 채널 정보를 양자화(quantization)하여 피드백하는 방식이 있다. 이 중 코드북 기반의 프리코딩은 송수신단에서 이미 알고 있는 프리코딩 행렬의 인덱스를 송신단으로 피드백함으로써 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻는 방식이다.

여기서, 송신단 및 수신단은 각각 유한한 프리코딩 행렬(P1~ PL)을 가지고 있으며, 수신단에서는 채널정보를 이용하여 최적의 프리코딩 행렬 인덱스(l)를 송신단으로 피드백하고, 송신단에서는 피드백된 인덱스에 해당하는 프리코딩 행렬을 전송 데이터(χ₁ ~ χ_{Mt )}에 적용한다. 참고로, 다음의 표 1은 2개의 송신 안테나를 가지며 공간 다중화율 2를 지원하는 IEEE 802.16e 시스템에서 3비트의 피드백 정보를 사용할 때 적용할 수 있는 코드북(codebook)의 일례를 보여주고 있다.

Matrix Index ( binary )	Column 1	Column 2	Matrix Index ( binary )	Column 1	Column 2
000	1	0	100	0.7941	0.6038-j0.0689
	0	1		0.6038+j0.0689	-0.7941
001	0.7940	-0.5801-j0.1818	101	0.3289	0.6614-j0.6740
	-0.5801+j0.1818	-0.7940		0.6614+j0.6740	-0.3289
010	0.7940	0.0579-j0.6051	110	0.5112	0.4754+j0.7160
	0.0579+j0.6051	-0.7940		0.4754-j0.7160	-0.5112
011	0.7941	-0.2978+j0.5298	111	0.3289	-0.8779+j0.3481
	-0.2978-j0.5298	-0.7941		-0.8779-j0.3481	-0.3289

위에서 소개한 다중안테나 기법들은 한정된 주파수 대역에서 높은 전송속도와 신뢰성을 제공할 수 있는 향후 무선 이동통신 시스템을 위한 필수적인 기술들이다. 위에서 언급된 기술들은 단말기의 속도와 채널 상황에 따라, 다중 안테나의 개수에 따라서 각각 다른 성능을 보이므로, 상황에 따라서 다른 구조의 기법들을 적용해야 한다. 이는 시스템의 복잡도와 가격을 증가시키는 큰 문제가 된다.

그리고, 시공간 부호의 경우 표 1에서 나타낸 바와 같이 각각 안테나 구조에 따라서 다른 형태의 부호를 가지며, 공간 다이버시티 이득을 얻기 위하여 여러 타임 슬롯 동안 심벌을 반복 전송하므로 송수신단의 복잡도를 증가시키는 단점을 가지고 있다. 또한, 피드백정보를 이용하지 않고 신호를 전송하므로 폐루프 시스템의 경우 피드백 정보를 이용하는 다른 다중안테나 기법에 비해 낮은 성능을 가진다.

그리고, 순환 지연 다이버시티 기법의 경우 공간 다중화율이 1이므로 높은 데이터 전송률을 기대할 수 없고 자원 할당을 고정적으로 할 경우 상기 이득들을 얻기 힘들다는 문제가 있다.

또한, 코드북 기반의 프리코딩 기법은 단말기의 이동속도가 높아지면 피드백 하는 동안 단말기의 채널이 변하므로 피드백을 위해 안정된 채널이 확보되어야 하므로 채널 변화가 심한 이동 환경에는 적합하지 않고 특히 폐루프 시스템에서만 적용 가능하다는 문제가 있다.

또한, 기존의 코드북 기반의 프리코딩 기법을 사용하면, 위에 설명된 2가지 다중안테나 기법에 비해서 각 단말기가 코드북 인덱스를 피드백해야 하므로 상향링크에서 전송율의 손실이 있다. 또한 송수신단이 코드북을 모두 가지고 있어야 하고, 공간 다중화율과 송신안테나의 개수에 따라 다른 코드북을 사용해야 하므로 복잡도가 증가하며 메모리의 사용량이 높아지는 단점을 가지고 있다.

본 발명은 종래의 순환지연 다이버시티, 위상천이 다이버시티 및 프리코딩 기법의 단점을 보완하는 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 제공하고, 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 일반화하거나 확장하는 방식으로 위상천이 기반 프리코딩 기법을 다양하게 적용할 수 있도록 하는 데에 그 목적이 있다.

위와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시 양태는, 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의, 데이터 송신 방법에 있어서, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)을 결정하는 단계, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 위상천이를 위한 제1 대각 행렬(Diagonal Matrix)을 결정하는 단계, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 단일 행렬(Unitary Matrix)을 결정하는 단계, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 자원 별 전송 심볼에 대해 프리코딩을 수행하는 단계 및 상기 프리코딩이 수행된 데이터를 송신하는 단계를 포함하되, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬은, 상기 프리코딩 행렬, 상기 단일 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬, 상기 제1 대각 행렬 및 상기 단일 행렬의 곱으로 결정되는 것을 특징으로 한다.

그리고, 본 발명의 다른 실시 양태는, 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의, 데이터 수신 방법에 있어서, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 프리코딩 행렬을 결정하는 단계 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일 부로서, 위상천이를 위한 대각 행렬을 결정하는 단계 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 단일 행렬을 결정하는 단계 및 상기 프리코딩 행렬, 상기 단일 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬, 상기 단일 행렬 및 상기 대각 행렬의 곱으로 이루어지는 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 기초하여 해당 부 반송파의 심볼을 디코딩하는 단계를 포함한다.

상술한 실시 양태들에 있어서, 상기 데이터 송신 방법 및 상기 데이터 수신 방법은, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 위상천이를 위한 제2 대각 행렬을 결정하는 단계를 더 포함하며, 이 경우 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬은, 상기 제2 대각 행렬, 상기 프리코딩 행렬, 상기 단일 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬, 상기 제1 대각 행렬 및 상기 단일 행렬의 곱으로 결정될 수 있다.

또한, 상기 제1 대각 행렬 및 상기 제2 대각 행렬은, 위상천이를 위한 위상값을 각각 독립적으로 사용할 수 있다.

또한, 상기 위상천이를 위한 위상값을 사용하여 상기 제1 대각 행렬 및 상기 제2 대각 행렬 각각의 사용 여부를 제어할 수 있다.

또한, 상기 단일 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬, 상기 제1 대각 행렬 및 상기 단일 행렬의 곱은 공간 다중화율에 따라 결정되는 순환 행렬이 될 수 있다.

이때 상기 순환 행렬은, 자원 인덱스 k에 따라 변경될 수 있다.

또한, 상기 순환 행렬은, 자원 인덱스 k에 따라 변경되되, 소정 개수 l의 연속된 자원에 대해서는 동일한 순환 행렬이 사용될 수 있다.

또한, 상기 순환 행렬은, 스위칭 팩터를 포함하여 설정에 따라 사용 여부를 선택할 수 있다.

그리고, 본 발명의 또 다른 실시 양태는, 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의, 데이터 송신 방법에 있어서, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 프리코딩 행렬을 결정하는 단계, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 공간 다중화율에 따라 결정되는 순환 행렬을 결정하는 단계, 상기 프리코딩 행렬과 상기 순환 행렬의 곱으로 이루어지는 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 자원 별 전송 심볼에 대해 프리코딩을 수행하는 단계 및 상기 프리코딩이 수행된 데이터를 송신하는 단계를 포함한다.

그리고, 본 발명의 또 다른 실시 양태는, 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의, 데이터 수신 방법에 있어서, 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 프리코딩 행렬을 결정하는 단계, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 공간 다중화율에 따라 결정되는 순환 행렬을 결정하는 단계, 상기 프리코딩 행렬과 상기 순환 행렬의 곱으로 이루어지는 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 기초하여 해당 부 반송파의 심볼을 디코딩하는 단계를 포함한다.

상술한 실시 양태들에 있어서, 상기 순환 행렬은, 자원 인덱스 k에 따라 변경될 수 있다.

또한, 상기 순환 행렬은, 자원 인덱스 k에 따라 변경되되, 소정 개수 l의 연속된 자원에 대해서는 동일한 순환 행렬이 사용될 수 있다.

상기 순환 행렬은, 설정에 따라 사용 여부를 선택할 수 있는 스위칭 팩터를 포함할 수도 있다.

본 발명에 의하면 종래의 순환지연 다이버시티, 위상천이 다이버시티 및 프리코딩 기법의 단점을 보완하는 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 통해 효율적인 통신이 가능해지며, 특히 위상천이 기반의 프리코딩 기법을 일반화 또는 확장시켜 송수신기의 설계를 단순화하거나 통신 효율을 더욱 향상시킬 수 있다.

또한, 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 이용한 위상천이 다이버시티 기법을 통해 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고, 채널 부호를 통해 주파수 다이버시티 이득을 얻거나 주파수 선택적 스케줄링을 통해 다중 사용자 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

아울러, 위상천이 기반의 프리코딩 행렬에 단일 행렬의 허미션 행렬을 추가로 적용하거나 순환 행렬을 적용하여 수신단의 복잡도를 낮추고 디코딩 이득을 높일 수 있다.

이하, 본 발명의 명세서에 첨부된 도면을 참고하여 바람직한 실시예를 상세하게 설명하기로 한다.

<실시예 1>

위상천이 기반의 프리코딩 행렬( Phase Shift based Precoding Matrix)

도 5는 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 송수신기의 주요 구성 을 설명하기 위한 도면이다.

위상천이 기반의 프리코딩은 전송하려는 모든 스트림을 전체 안테나를 통해 전송하되 각기 다른 위상의 시퀀스를 곱하여 전송하는 것이다. 일반적으로, 작은 순환지연값으로 생성되는 위상 시퀀스를 사용하면, 수신기에서 볼 때 채널에 주파수 선택성이 생기면서 주파수 영역에 따라 채널의 크기가 커지거나 작아지게 된다. 즉, 송신기는 상대적으로 작은 순환지연값에 따라 요동(fluctuation)하는 주파수 대역 중에서 주파수가 커져 채널 상태가 양호해지는 부분에 사용자 단말을 할당하여 스케줄링 이득을 확보할 수 있다.

이때, 각 안테나에 대하여 일정하게 증가 또는 감소하는 순환지연값을 적용하기 위해 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 이용할 수 있다. 아래 수학식 1은 위상천이 기반의 프리코딩 행렬(P)의 일례를 나타낸다.

수학식 1에서, k는 자원 인덱스를 나타내고 예를 들어, 부 반송파의 인덱스 또는 특정 주파수 대역의 인덱스를 나타낼 수 있다. 그리고,

(i = 1,...,N_t, j = 1,...,R)는 k에 의해 결정되는 복소 가중치를 나타낸다. 또한, N_t는 송신 안테나의 개수를 나타내고, R은 공간 다중화율을 나타낸다. 여기서, 복소 가중치는 안테나에 곱해지는 OFDM 심볼 및 해당 부 반송파의 인덱스에 따라 상이한 값을 가질 수 있다. 상기 복소 가중치는 채널 상황 및 피드백 정보의 유무 중 적어도 하나에 따라 결정될 수 있다.

한편, 다중 안테나 개루프 시스템의 채널용량을 수학식으로 표현하면 다음 수학식 2와 같다.

수학식 2에서, H는 N_rxN_t 크기의 다중 안테나 채널 행렬이고, I_Nr은 N_rxN_r 크기의 단위 행렬(Identity Matrix)를 나타내며, N_r은 수신 안테나의 개수를 나타낸다. 수학식 2에 프리코딩 행렬(P)을 적용하면 다음 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 3에서 보듯, 아래의 수학식 4와 같이 PP ^H 가 단위 행렬(Identity Matrix)이 되는 경우 채널용량에 손실이 없도록 할 수 있다.

수학식 4와 같이 PP ^H 가 단위 행렬(Identity Matrix)이 되도록 즉, 수학식 1의 위상천이 기반의 프리코딩 행렬(P)이 단일 행렬(Unitary Matrix)의 구성 조건을 만족하도록 설계되면, 다중 안테나 시스템에서의 채널용량의 손실을 줄일 수 있다.

예를 들어, 위상천이 기반의 프리코딩 행렬(P)이 다음의 두 가지 조건 즉, 행렬을 이루는 각 열(column)의 크기가 1이 되도록 하는 전력 제약 조건과 행렬의 각 열(column) 사이에 직교 특성을 갖도록 하는 직교 제약 조건을 동시에 만족하는 경우, 단일 행렬 조건을 만족하는 것으로 볼 수 있다.

상술한 단일 행렬 조건을 만족하는 위상천이 기반의 프리코딩 행렬(P)은 여러가지 단일 행렬의 조합으로 쉽게 구현될 수 있다. 이하 다양한 위상천이 기반의 프리코딩 행렬(P)을 설명하도록 한다.

<실시예 2>

일반화된 위상천이 다이버시티 기법에 따른 위상천이 기반의 프리코딩 행렬

이상에서 설명한 위상천이 기반의 프리코딩 행렬은 안테나 수가 N_t(N_t는 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 R(R은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여 다음의 수학식 5와 같은 형태로 표현될 수 있다. 이는 종래의 위상 천이 다이버시티 기법을 일반화하여 표현한 것으로 볼 수 있으므로, 수학식 5에 의한 다중 안테나 기법은 일반화된 위상천이 다이버시티(Generalized Phase Shift Diversity; GPSD) 기법이라 칭할 수 있다.

수학식 5는, 위상천이 기반의 프리코딩 행렬이 자원 인덱스 k를 포함하는 위상천이를 위한 대각 행렬(phase shift diagonal matrix)과 단일 행렬(unitary matrix)의 곱 형태로 구현된 예를 나타낸다.

여기서,

는 N_t개의 송신 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 부 반송파에 대한 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 나타내며,

는 수학식 4의 조건을 만족하는 단일 행렬로서 각 안테나에 상응하는 부 반송파 심볼 간의 간섭을 최소화할 수 있다.

이 단일 행렬의 조건을 만족함으로써 위상천이를 위한 대각 행렬(D)의 단일 행렬 특성을 유지시킬 수 있다. 수학식 5에서 주파수 영역의 위상각 θ_i, i=1,...,N_t 는 시간 영역의 지연 시간 τ_i, i=1,...,N_t와 다음 수학식 6과 같은 관계를 가질 수 있다.

수학식 6에서, N_fft는 OFDM 신호의 부 반송파 개수를 나타낸다.

수학식 5의 변형례로 아래 수학식 7과 같이 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다.

수학식 7의 방식으로 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성하면 각 데이터 스트림(또는 OFDM 부 반송파)의 심볼들이 각각 동일한 위상만큼 천이되므로 행렬의 구성이 용이해지는 장점이 있다. 즉, 수학식 5의 위상천이 기반의 프리코딩 행렬이 동일한 위상의 행(row)을 가지는 데 비해, 수학식 7의 위상천이 기반의 프리코딩 행렬은 동일한 위상의 열(column)을 가지게 되므로 각 부 반송파 심볼들이 동일한 위상만큼 천이되는 것이다.

수학식 5, 수학식 7에서 단일 행렬의 일례로 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻기 위한 소정의 행렬이 이용될 수 있으며, 이러한 행렬로 왈쉬 하다마드 행렬(Walsh Hadarmard matrix) 또는 DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬이 사용될 수 있다. 그 중, 왈쉬 하다마드 행렬이 사용된 경우의 수학식 5에 의한 위상천이 기반의 프리코딩 행렬의 일례는 다음 수학식 8과 같다.

수학식 8은 4개의 송신 안테나와 공간 다중화율 4를 가지는 시스템에서 4 x 4 왈쉬 하다마드 행렬을 사용한 예를 나타낸다. 2 x 2, 4 x 4 왈쉬 하다마드 행렬을 단일 행렬로 사용한 경우의 위상천이 기반의 프리코딩 행렬의 일례를 정리하면 다음 표 3 및 표 4와 같이 나타낼 수 있다.

다만, 개루프 시스템에서는 고정 행렬(fixed matrix)로 설정되는 것이 바람직할 수 있다. 전 주파수 영역에 고정된 형태로 사용되는 R×R DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬의 단일 행렬의 예는 다음 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.

수학식 9에서, n (n=0,1,...,R-1)은 단일 행렬에서 행 인덱스를 나타내며, m (m=0,1,...,R-1)은 단일 행렬에서 열 인덱스를 나타낸다. 이는 경우에 따라서는 DFT 행렬을 주파수 팩터 k를 포함하도록 재구성하여 주파수 영역별로 다른 단일 행렬을 사용할 수도 있을 것이다.

한편, 수학식 5, 수학식 7에서 단일 행렬은 송신단 및 수신단에 코드북 형태로 구비될 수 있다. 이 경우, 송신단은 수신단으로부터 코드북의 인덱스 정보를 피드백 받고, 자신이 구비한 코드북으로부터 해당 인덱스의 단일 행렬을 선택한 후 수학식 5, 수학식 7 중 하나를 이용하여 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다. 그리고, 단일 행렬을 적절히 재구성함으로써 특정 송신 안테나를 선택하거나(antenna selection), 공간 다중화율을 조절(rate tunning)할 수도 있다.

<실시예 3>

위상천이 기반의 프리코딩 행렬의 확장-대각 행렬 추가

또한, 수학식 5 또는 수학식 7을 확장하여 다음 수학식 10과 같은 방식으로 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다.

수학식 10에 의하면 수학식 5의 경우와 비교하여 제1 대각 행렬(D1)과 제2 대각 행렬(D2)의 두 개의 대각 행렬이 포함되어 구성된다. 이 경우, 위상천이 기반 의 프리코딩 행렬의 행(row)과 열(column)이 각각 독립적인 위상을 가지므로 좀더 다양한 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

도 6은 지연 샘플의 크기에 따른 위상천이 기반 프리코딩의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 도면이다.

도 6에서 보듯, 큰 값의 지연 샘플(또는 순환지연)을 이용하는 경우 주파수 선택성 주기가 짧아지므로 주파수 선택성이 높아지고 결국 채널부호는 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 이는 주로 채널의 시간적 변화가 심하여 피드백 정보의 신뢰성이 떨어지는 개루프 시스템에서 이용되는 것이 바람직하다.

또한, 작은 값의 지연 샘플을 이용하는 경우에는 플랫 페이딩 채널에서 변화된 주파수 선택성 채널에 채널의 크기가 커진 부분과 작아진 부분이 존재한다. 따라서, OFDM 신호의 일정 부 반송파 영역은 채널 크기가 커지게 되고, 다른 부 반송파 영역은 채널 크기가 작아지게 된다.

이러한 경우, 여러 명의 사용자를 수용하는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템에서 각 사용자별로 채널 크기가 커진 일정 주파수 밴드를 통해 신호를 전송하면 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio; SNR)를 높일 수 있다. 또한, 각 사용자별로 채널 크기가 커진 주파수 대역이 다른 경우가 자주 발생하므로 시스템의 입장에서 다중 사용자 다이버시티 스케줄링 이득을 얻게 된다. 한편, 수신측에서는 피드백 정보로 단순히 각 자원 할당이 가능한 부 반송파 영역의 CQI(Channel Quality Indicator) 정보만을 전송하면 되므로 상대적으로 피드백 정보가 작아지는 장점도 가진다.

위상천이 기반의 프리코딩을 위한 지연 샘플(또는 순환지연)은 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있고, 수신기가 피드백을 통해 송신기에 전달한 값일 수도 있다. 또한, 공간 다중화율(R) 역시 송수신기에 미리 정해진 값일 수도 있으나, 수신기가 주기적으로 채널 상태를 파악하여 공간 다중화율을 산출하여 송신기로 피드백할 수도 있고 수신기가 피드백한 채널 정보를 이용하여 송신기가 공간 다중화율을 산출 및 변경할 수도 있다.

수학식 9에서 나타낸 두 개의 위상천이를 위한 대각 행렬을 이용하면, 위상천이 기반 프리코딩에 적용된 지연 샘플은 각 대각 행렬 내의 위상각으로 나타나며, 위상각의 크기에 따라 주파수 다이버시티 이득 또는 주파수 스케줄링 이득을 얻을 수 있다.

즉, 이 경우, 제1 대각 행렬(D1)과 제2 대각 행렬(D2)을 통해 하나의 시스템에서 위상각을 동시에 두 가지 종류로 천이시킬 수 있다. 일례로, 제1 대각 행렬(D1)을 통해 작은 값의 위상천이를 적용하고, 제2 대각 행렬(D2)을 통해 큰 값의 위상천이를 적용하는 경우, 전자에 의해 다중 사용자 다이버시티 스케줄링 이득을 얻을 수 있고 후자에 의해 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

이 경우 제1 대각 행렬(D1) 시스템의 성능향상을 위해 사용되며 제2 대각 행렬(D2)은 각 스트림간에 채널을 평균화하는 목적으로 사용 될 수 있다. 또한, 제1 대각 행렬(D1)을 통해 큰 값의 위상천이를 적용하여 주파수 다이버시티 이득을 증가시키고 제2 대각 행렬(D2)을 통해 큰 값의 위상천이를 적용하여 각 스트림간에 채널을 평균화하여 사용 할 수 있다.

수학식 10의 제1 대각 행렬의 위상각 θ_i와 제2 대각 행렬의 위상각 θ_j은 다음의 표 5와 같이 네 가지 형태로 적응적으로 사용하거나 기지국 또는 단말에 따라 각각의 형태를 사용할 수 있다.

지연 샘플 옵션	제1 대각 행렬의 위상각 θi	제2 대각 행렬의 위상각 θj
1	θi=0	θj=０
2	θi=ψi	θj=0
3	θi=0	θj=ψj
4	θi=ψ1 i	θj=ψ2 j

표 5에서 ψ는 특정 지연 샘플에 의해 결정되는 위상각 크기를 나타내며 두 개의 위상천이 행렬에 각각 다르게 사용될 수 있다. 또한 위상각 크기가 '0'인 경우는 대각 행렬이 사용되지 않음을 의미한다. 즉, 지연 샘플 값 즉, 위상각 크기를 조절하여 각 대각 행렬의 사용 여부를 제어할 수 있을 것이다.

<실시예 4>

위상천이 기반의 프리코딩 행렬의 확장- 프리코딩 행렬 추가

실시예 2에서 대각 행렬(D)과 단일 행렬(U)로 구성된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬에 별도의 프리코딩 행렬을 추가하여 확장된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다. 이를 수학식으로 표현하면 다음 수학식 11과 같다.

수학식 11의 확장된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬은 수학식 5와 비교하여 N_t x R 크기의 프리코딩 행렬(W)이 대각 행렬(D) 앞에 추가되며, 그에 따라서 대각 행렬(D)과 단일 행렬(U)의 크기는 R x R로 변경된다는 데에 특징이 있다.

추가되는 프리코딩 행렬(W)과 단일 행렬(U)은 특정 주파수 대역 또는 특정 부 반송파 심볼에 대하여 상이하게 설정될 수 있으며, 이와 같은 프리코딩 행렬(W)의 추가로 보다 최적화된 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻을 수 있다.

송신단 및 수신단은 다수의 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북(codebook)이 구비하여 그 코드북에서 위 추가되는 프리코딩 행렬(W)을 선택하여 이용할 수 있을 것이다.

또한, 수학식 10의 두 개의 위상천이를 위한 대각행렬을 이용하는 실시예도, 본 실시예에 따라 확장될 수 있다. 확장된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬의 다른 일례가 이하 수학식 12에 나타난다.

수학식 12에서, 확장된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬은 수학식 5에 비해 N_t×N_t 크기의 제1 대각 행렬(D1)과 N_t×R 크기의 프리코딩 행렬(W)이 제2 대각 행렬(D2) 앞에 추가되며, 따라서 제2 대각 행렬(D2)의 크기는 R×R로 변경된다는 데에 특징이 있다.

이 경우에도 상술한 바와 같이 프리코딩 행렬(W)과 단일 행렬(U)은 특정 주파수 대역 또는 특정 부 반송파 심볼에 대하여 상이하게 설정될 수 있으며, 개루프 시스템에서는 고정 행렬(fixed matrix)로 설정되는 것이 바람직하다. 예를 들어, 수학식 9에서 나타낸 DFT 행렬을 사용할 수 있을 것이다.

<실시예 5>

위상천이 기반의 프리코딩 행렬의 확장-단위 행렬의 허미션 행렬 추가

실시예 5의 프리코딩 행렬(W), 대각 행렬(D) 및 단일 행렬(U)로 구성된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬에 단위 행렬의 허미션 행렬을 추가하여 확장된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다. 이를 수학식으로 표현하면 다음 수학식 13과 같다.

수학식 13에서

는 단일 행렬(U)의 허미션(Hermitian) 행렬을 나타낸다. 그리고, 프리코딩 행렬(W)과 단일 행렬(U)은 각각 부반송파 k에 따라 적절한 행렬을 사용하거나 전 주파수 영역에 고정된 형태로 사용할 수 있다. 위의 단일 행렬(U)은 부반송파 k에 독립적인 형태로 사용되는 경우 수학식 9에서 설명한 DFT 행렬을 하나의 예로 사용할 수 있다.

수학식 13에서와 같이 단일 행렬의 허미션 행렬을 추가(U^H)로 적용하고, 대각 행렬(D)에 특정 위상각을 사용하는 경우, 프리코딩 행렬(W)을 제외한 단일 행렬의 허미션 행렬(U^H), 대각 행렬(D) 및 단일 행렬(U)의 곱의 결과는 매우 간단한 형태가 된다. 따라서, 허미션 행렬을 추가를 통해 수신단에서는 프리코딩 행렬(W)의 변형없이 디코딩할 수 있어 수신단의 복잡도를 감소시키고 이로써 디코딩 이득을 얻을 수 있는 이점이 있다.

수학식 10의 두 개의 위상천이를 위한 대각행렬을 이용하는 실시예도, 본 실시예에 따라 확장될 수 있다. 확장된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬의 다른 일례가 이하 수학식 14에 나타난다.

수학식 14에서도,

가 단일 행렬(U)의 허미션(Hermitian) 행렬을 나타낸다. 이 경우에도 수학식 10과 마찬가지로, 제1 대각 행렬의 위상각 θ_i와 제2 대각 행렬의 위상각 θ_j은 표 5에 나타난 바와 같이 네 가지 형태로 적응적으로 사용하거나 기지국 또는 단말에 따라 각각의 형태를 사용할 수 있을 것이다. 즉, 지연 샘플 값 즉, 위상각 크기를 조절하여 각 대각 행렬의 사용 여부를 제어할 수 있을 것이다.

<실시예 6>

위상천이 기반의 프리코딩 행렬의 확장-순환 행렬 이용

또한 위 수학식 13은 아래의 수학식 15와 같이 표현할 수 있다.

수학식 15에서

는 순환 행렬을 나타내는 것으로 이는 수학식 15는 수학식 13의 단일 행렬의 허미션 행렬(U^H), 대각 행렬(D), 및 단일 행렬(U)의 곱이 순환 행렬(Rotation Matrix)로 표현된 것으로 볼 수 있다. 물론 두 개의 대각 행렬을 이용한 실시예인 수학식 14에도 본 실시예에서 제공하는 순환 행렬 이용하는 방법을 적용할 수 있을 것이다. 이는 이하 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.

그리고, 수학식 15 및 수학식 16의 순환 행렬(R)은 아래 표 6에 나타낸 바와 같이 공간 다중화율에 따라서 자원 인덱스별로 순환되는 형태의 순환 행렬을 이용할 수 있다.

공간다중화율 ( spacial multiplexing rate )	순환 행렬 ( rotation matrix )
공간다중화율 2
공간다중화율 3
공간다중화율 4

표 6에서는 공간다중화율 2, 3, 4인 경우 각 경우에 대한 순환 행렬의 일례를 나타내고 있다. 표 6의 각 순환 행렬에서 k는 자원별로 할당되는 인덱스를 나타내며, 이때 자원은 스케줄링에 이용되는 가상자원 또는 부반송파가 될 수 있다.

표 6의 각 순환 행렬은 k 값이 1, 2, …로 변함에 따라서 각 열별로 선택되는 스트림이 서로 다른 행렬들 내에서 순환되는 형태임을 확인할 수 있다. 예를 들어, 공간 다중화율 2인 경우 순환 행렬은 k 값이 1, 2, …로 변함에 따라서

과

의 2개의 행렬이 순차적으로 순환 적용되는 결과를 확인할 수 있다. 즉, 이러한 순환 행렬을 부호어에 곱한 결과를 살펴보면, 자원별로 각 부호어가 속하는 열이 순환된다. 표 6에서 공간 다중화율 3 및 4인 경우에도 각각 3개 및 4개의 행렬이 순차적으로 순환 사용될 것이다.

위에서 설명한 순환 행렬은 자원 인덱스 k에 따라 변경되는 예를 나타낸 것으로 이들을 각각 상황에 따라 일정구간 동안 같은 인덱스를 사용하도록 아래의 표 7에서 나타내는 형태의 순환 행렬을 사용할 수 있다.

공간다중화율 ( spacial multiplexing rate )	순환 행렬 ( rotation matrix )
공간다중화율 2
공간다중화율 3
공간다중화율 4

표 7의 각 순환 행렬에서 k는 자원별로 할당되는 인덱스를 나타내며, 이때 자원은 스케줄링에 이용되는 가상자원 또는 부반송파가 될 수 있다. 그리고, l은 동일한 인덱스 즉, 동일한 순환 행렬을 사용하는 일정구간을 설정할 수 있는, 순환길이 팩터를 나타낸다. l은 채널상황에 따라서 다르게 사용될 수 있고 예를 들어, l 값은 l=R과 같이 공간다중화율과 같은 것을 사용하여 결정할 수 있다.

추가적으로, 위의 표 6 및 표 7의 각 순환 행렬에서 순환을 하지 않을 경우에는 k값에 0을 사용함으로써 순환 동작을 하지 않도록 설정할 수 있다. 이는 아래의 수학식 17과 같이 표현할 수 있다.

또한, 수학식 17의 동일한 방법을 상황에 따라 켬/끔(on/off)이 가능하도록 스위칭 팩터(switching factor)를 순환 행렬에 추가하여 이용할 수 있다. 이는 다음의 표 8과 같이 표현할 수 있다.

공간다중화율 ( spacial multiplexing rate )	순환 행렬 ( rotation matrix )
공간다중화율 2
공간다중화율 3
공간다중화율 4

위의 표 8에서 표 6의 순환 행렬에 스위칭 팩터 δ를 추가로 사용하여 δ값에 따라서, 순환 행렬의 사용 여부를 제어할 수 있는 방법을 나타낸다. 여기서, 순환 행렬의 적용 여부를 결정할 수 있는 스위칭 팩터 δ는 아래의 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.

이와 같은 스위칭 팩터 δ를 추가로 사용하는 방법은, 표 7을 통해 설명한 상황에 따라 일정구간 동안 같은 인덱스를 사용하는 방법에도 적용될 수 있으며 이는 아래의 표 9와 같이 나타낼 수 있다.

공간다중화율 ( spacial multiplexing rate )	순환 행렬 ( rotation matrix )
공간다중화율 2
공간다중화율 3
공간다중화율 4

본 실시예에서와 같이 위상천이 기반의 프리코딩에 순환 행렬을 이용하면, 복잡도를 줄일 수 있고 특히 수신단에서 프리코딩 행렬(W)을 그대로 적용하여 디코딩할 수 있기 때문에 디코딩 이득도 높일 수 있다. 아울러, 상술한 바와 같이 간단한 팩터 추가로 일정 구간 반복 사용하던지 사용 여부를 결정할 수 있는 이점도 있다.

한편, 상술한 실시예들에 따른 위상천이 기반의 프리코딩 행렬들에서 프리코딩 행렬(W), 대각 행렬의 위상각(θ) 및 단일 행렬(U) 중 적어도 하나는 시간에 따라 변경될 수 있다. 이를 위해, 소정의 시간 단위 또는 소정의 부 반송파 단위로 다음 순번의 프리코딩 행렬(W)의 인덱스가 피드백되면, 소정의 코드북에서 상기 인덱스에 상응하는 특정 프리코딩 행렬(W)을 선택할 수 있다.

이러한 취지를 반영하는, 확장된 위상천이 기반의 프리코딩 행렬은 다음 수학식 19와 같이 표현할 수 있다.

상술한 실시예들에 따른 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩이 수행된 데이터를 수신하는 수신단에서는 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 역추적하여 송신단의 원 데이터를 디코딩할 수 있다. 일반적으로 수신기의 각 구성은 그에 대응되는 송신기의 각 구성의 역기능을 수행한다. 이 과정을 간단히 설명하면 아래와 같다.

먼저 채널추정을 위한 파일럿 심벌을 이용하여 데이터가 전송된 해당 부반송파에 대한 MIMO 채널정보를 얻고, 이 채널정보와 위상천이 기반의 프리코딩 행렬을 이용하여 등가 채널정보를 얻을 수 있다. 이 위상천이 기반의 프리코딩 행렬은, 본 발명의 실시예에 따라 프리코딩 행렬, 대각 행렬, 단위 행렬의 곱으로 이루어질 수 있으며, 송신단으로부터의 제어 정보 예를 들어, 프리코딩 행렬 정보, 랭크 정보 등을 통해 결정할 수 있다.

이렇게 얻어진 등가 채널정보와 신호 벡터를 이용하여 여러 가지 MIMO 수신기를 통하여 위상천이 기반의 프리코딩을 통하여 전송된 신호를 추출하게 된다. 이렇게 추출된 신호에 대해 수신기는 채널 복호화를 통해 오류 검출 및/또는 정정을 하고 최종적으로 송신 데이터 정보를 얻을 수 있다.

MIMO 수신기법에 따라서 앞서 설명한 과정은 반복되어 사용 될 수도 있고, 추가적인 복호 과정을 포함 할 수도 있다. 본 발명에서 사용된 위상천이 기반의 프리코딩 기법은 MIMO 수신기법에 따라 변형되어 사용되지 않으므로 자세한 MIMO 수신기법에 대해서는 생략하도록 한다.

이상에서 설명한 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예는 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해할 것이다. 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 동일한 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석될 것이다.

도 1은 다중 안테나 송수신 기술 중 특히 직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO; Multiple-Input Multiple-Output) 시스템의 일반적인 구조를 설명하기 위한 도면.

도 2는 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 전송 방법의 일례를 설명하기 위한 도면.

도 3은 순환지연 다이버시티 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 전송 방법의 다른 예를 설명하기 위한 도면.

도 4는 코드북 기반의 프리코딩을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성의 일례를 설명하기 위한 도면.

도 5는 위상천이 기반의 프리코딩을 수행하기 위한 송수신기의 주요 구성을 설명하기 위한 도면.

도 6은 지연 샘플의 크기에 따른 위상천이 기반 프리코딩의 2가지 적용예를 그래프로 도시한 도면.

Claims (24)

1. 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의, 데이터 송신 방법에 있어서,

   위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)을 결정하는 단계;

   상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 위상천이를 위한 제1 대각 행렬(Diagonal Matrix)을 결정하는 단계;

   상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 단일 행렬(Unitary Matrix)을 결정하는 단계;

   상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬을 이용하여 자원 별 전송 심볼에 대해 프리코딩을 수행하는 단계; 및

   상기 프리코딩이 수행된 데이터를 송신하는 단계

   를 포함하되, 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬은, 상기 프리코딩 행렬, 상기 단일 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬, 상기 제1 대각 행렬 및 상기 단일 행렬의 곱으로 결정되는 것을 특징으로 하는, 데이터 송신 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 위상천이를 위한 제2 대각 행렬을 결정하는 단계를 더 포함하며,

   이 경우 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬은, 상기 제2 대각 행렬, 상기 프리코딩 행렬, 상기 단일 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬, 상기 제1 대각 행렬 및 상기 단일 행렬의 곱으로 결정되는 것을 특징으로 하는, 데이터 송신 방법.
3. 제 2 항에 있어서,

   상기 제1 대각 행렬 및 상기 제2 대각 행렬은, 위상천이를 위한 위상값을 각각 독립적으로 사용하고,

   상기 위상천이를 위한 위상값을 사용하여 상기 제1 대각 행렬 및 상기 제2 대각 행렬 각각의 사용 여부를 제어하는 것을 특징으로 하는, 데이터 송신 방법.
4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 단일 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬, 상기 제1 대각 행렬 및 상기 단일 행렬의 곱은 공간 다중화율 (R)에 따라 결정되는 순환 행렬인 것을 특징으로 하는, 데이터 송신 방법.
5. 제 4 항에 있어서,

   상기 순환 행렬은, 자원 인덱스 k에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는, 데이터 송신 방법.
6. 다수의 부 반송파를 이용하는 다중 안테나 시스템에서의, 데이터 수신 방법에 있어서,

   위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 프리코딩 행렬을 결정하는 단계;

   상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 위상천이를 위한 대각 행렬을 결정하는 단계;

   상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬의 일부로서, 단일 행렬을 결정하는 단계; 및

   상기 프리코딩 행렬, 상기 단일 행렬의 허미션(Hermitian) 행렬, 상기 단일 행렬 및 상기 대각 행렬의 곱으로 이루어지는 상기 위상천이 기반 프리코딩 행렬에 기초하여 해당 부 반송파의 심볼을 디코딩하는 단계

   를 포함하는, 데이터 수신 방법.
7. 삭제
8. 삭제
9. 삭제
10. 삭제
11. 삭제
12. 삭제
13. 삭제
14. 삭제
15. 삭제
16. 삭제
17. 삭제
18. 삭제
19. 삭제
20. 삭제
21. 삭제
22. 삭제
23. 삭제
24. 삭제

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