KR101341514B1

KR101341514B1 - 시퀀스를 이용하여 정보를 송신하는 방법

Info

Publication number: KR101341514B1
Application number: KR1020070080297A
Authority: KR
Inventors: 한승희; 권영현; 곽진삼; 노민석; 이현우; 김동철
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2006-09-26
Filing date: 2007-08-09
Publication date: 2013-12-16
Anticipated expiration: 2027-08-09
Also published as: KR20080028269A

Abstract

본 발명은 시퀀스를 이용하여 정보를 송신하는 방법에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는, 우수한 성능의 시퀀스를 사용하여 채널을 구성하고 이러한 채널을 통해 정보를 송신하는 방법에 관한 것이다.

본 발명은 상술한 목적을 달성하기 위해, 다양한 용도로 사용되는 채널을 구성하는 방법에 있어서, 데이터 또는 제어 신호 송신을 위한 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 시퀀스의 적어도 어느 하나의 성분을 회전시키는 단계; 및 상기 회전된 시퀀스를 수신 단으로 송신하는 단계를 포함하되, 상기 생성된 시퀀스의 상기 적어도 하나의 위상 회전 성분은, 임의의 정보값인 것을 특징으로 한다.

동기 채널, S-SCH, P-SCH, 프레임 동기, 프리앰블, OFDM, 시간 영역 시퀀스, 호핑 옵션

Description

시퀀스를 이용하여 정보를 송신하는 방법{method of transmitting signals using at least one sequence}

도 1 및 도 2는 P-SCH와 S-SCH가 무선 프레임(radio frame)에 포함되는 다양한 방법을 나타낸 도면이다.

도 3은 본 실시예의 방법 1의 일례 2를 설명하는 도면이다.

도 4는 방법 2에 따라 S-SCH 1 및 S-SCH 2에 일정한 패턴의 인덱스를 할당하는 방법에 관한 것이다.

도 5는 방법 3에 따라 S-SCH 1과 S-SCH 2를 구성하는 방법에 관한 것이다.

도 6은 방법 2의 결과에 '+1' 또는 '-1'에 의한 변조를 수행하는 방법을 나타내는 도면이다.

도 7은 방법 2를 P-SCH에 적용한 일례이다.

도 8은 방법 3을 P-SCH에 적용한 일례이다.

도 9는 제2 실시예에 따라 호핑 옵션과 프레임 동기에 관한 정보를 모두 포함하는 경우의 일례를 나타내는 블록도이다.

도 10a 내지 도 10f의 일례는 다수의 부 반송파에 대해 서로 다른 위상 회전 성분을 이용하여 위상 성분을 회전시키는 일례에 관한 것이다.

도 11a 내지 도 11d의 일례는 본 실시예에 따른 또 다른 일례이다.

도 12는 3GPP LTE에서 P-BCH가 40ms 주기로 전송되는 것을 도시한 도면이다.

도 13은 본 발명의 일 실시예로서 S-SCH에 적용한 도면이다.

도 14는 도 13에서 제 2 S-SCH에서 제 1 S-SCH에 변조되어 있는 것과 비교하여 스와핑(swapping)된 형태를 도시한 도면이다.

이하, 본 발명에서 사용되는 OFDM과 OFDMA 및 SC-FDMA 기법을 설명한다,

최근 고속의 데이터 전송에 대한 요구가 커지고 있으며, 이러한 고속 전송에 유리한 방식으로는 OFDM이 적합하여 최근 여러 고속 통신 시스템의 전송 방식으로 채택되었다. 이하, OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)을 설명한다. OFDM의 기본원리는 고속 전송률(high-rate)을 갖는 데이터 열(data stream)을 낮은 전송률(slow-rate)를 갖는 많은 수의 데이터 열로 나누고, 이들은 다수의 반송파를 사용하여 동시에 전송하는 것이다. 상기 다수의 반송파 각각을 부 반송파(subcarrier)라 한다. 상기 OFDM의 다수의 반송파 사이에 직교성(orthogonality)이 존재하기 때문에, 반송파의 주파수 성분은 상호 중첩되어도 수신 측에서의 검출이 가능하다. 상기 고속 전송률을 갖는 데이터 열은, 직/병렬 변환부(Serial to Parallel converter)를 통해 다수의 낮은 전송률의 데이터 열(data stream)로 변환되고, 상기 병렬로 변환된 다수의 데이터 열에 각각의 부 반송파가 곱해진 후 각각의 데이터 열이 합해져서 수신 측으로 전송된다. OFDMA는 이러한 OFD 에서 전체 대역을 다중 사용자가 요구하는 전송률에 따라 부반송파를 할당해 주는 다중 접속(multiple access) 방법이다.

이하, 종래 SC-FDMA(Single Carrier-FDMA)방식을 설명한다. 상기 SC-FDMA 방식은, DFT-S-OFDM 방식으로도 불린다. 종래의 SC-FDMA 기법은 상향링크에 주로 적용되는 기법으로 OFDM 신호를 생성하기 전에 주파수 영역에서 먼저 DFT 행렬로 분산(spreading)을 먼저 적용한 다음 그 결과를 종래의 OFDM 방식으로 변조하여 전송하는 기법이다. SC-FDMA 기법을 설명하기 위하여 몇 가지 변수를 정의한다. N은 OFDM 신호를 전송하는 부 반송파의 개수를 나타내고, Nb는 임의의 사용자를 위한 부 반송파의 개수를 나타내고, F는 이산 푸리에 변환 행렬, 즉 DFT 행렬을 나타내고, s는 데이터 심볼 벡터를 나타내고, x는 주파수 영역에서 데이터가 분산된 벡터를 나타내고, y는 시간영역에서 전송되는 OFDM 심볼 벡터를 나타낸다.

SC-FDMA에서는 데이터 심볼(s)을 전송하기 전에 DFT 행렬을 이용해서 분산시킨다. 이는 다음 수식으로 표현된다.

상기 수학식 1에서

는, 데이터 심볼(s)을 분산시키기 위해서 사용된 N_b 크기의 DFT 행렬이다. 이렇게 분산된 벡터(x)에 대하여 일정한 부 반송파 할당 기법에 의해 부 반송파 매핑(subcarrier mapping)이 수행되고, IDFT 모듈에 의해 시간영역으로 변환되어 수신 측으로 전송하고자 하는 신호가 얻어진다. 상기 수신 측으로 전송되는 전송신호는 아래 식과 같다.

상기 수학식 2에서

는 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변환하기 위해 사용되는 크기 N의 DFT 행렬이다. 상술한 방법에 의해 생성된 신호 y는, 순환 전치(cyclic prefix)가 삽입되어 전송된다. 상술한 방법에 의해 전송 신호를 생성하여 수신 측으로 전송하는 방법을 SC-FDMA 방법이라 한다. DFT 행렬의 크기는 특정한 목적을 위해 다양하게 제어될 수 있다.

상술한 내용은 DFT 또는 IDFT 연산을 기초로 설명한 것이다. 다만, 설명의 편의를 위해, 이하의 내용에서는 DFT(Discrete Fourier Transform) 또는 FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 구분없이 사용한다. DFT 연산의 입력 값의 개수가 2의 멱승인 경우, DFT 연산 대신에 FFT 연산을 수행할 수 있음은 당업자에게 자명한 것이기 때문에, 이하 FFT 연산이라고 칭한 내용은 DFT 연산에서도 그대로 적용가능한 내용이다.

이하, 최근 새롭게 제안되는 3GPP(3^rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 기술에서 사용되는 시퀀스를 설명한다.

LTE 시스템에서도 다양한 시퀀스가 사용된다. 이하, LTE의 채널에서 사용되는 시퀀스를 설명한다.

일반적으로 단말이 기지국과 통신을 하기 위해서 가장 먼저 수행하는 것은, 동기 채널(이하, 'SCH'라 칭함)에서 기지국과의 동기를 수행하고, 셀 탐색을 수행하는 것이다.

기지국과 동기를 수행하고 단말이 속한 셀 ID를 획득하는 일련의 과정을 셀 탐색(cell search)이라 한다. 일반적으로 셀 탐색은 초기 단말이 파워 온(power-on) 하였을 때 수행하는 초기 셀 탐색(initial cell search)과, 연결(connection) 혹은 휴지 모드(idle mode)의 단말이 인접한 기지국을 탐색하는 주변 셀 탐색(neighbor cell search)으로 분류된다.

상기 SCH(Synchronization Channel)는 계층적 구조를 가질 수 있다. 예를 들어, P-SCH(Primary SCH)와 S-SCH(Secondary SCH)를 사용할 수 있다.

상기 P-SCH와 S-SCH는 다양한 방법에 의해 무선 프레임(radio frame)에 포함될 수 있다.

도 1 및 도 2는 P-SCH와 S-SCH가 무선 프레임(radio frame)에 포함되는 다양한 방법을 나타낸 도면이다. LTE 시스템에서는 다양한 상황에 따라, 도 1 또는 도 2의 구조에 따라 SCH를 구성할 수 있다.

도 1의 P-SCH는 첫 번째 서브 프레임(sub-frame)의 마지막 OFDM 심볼에 포함된다. 또한, S-SCH는 두 번째 서브 프레임의 마지막 OFDM 심볼에 포함된다.

한편, 도 2의 P-SCH는 첫 번째 서브 프레임의 마지막 OFDM 심볼에 포함되고, S-SCH는 첫 번째 서브 프레임의 마지막에서 두 번째 OFDM 심볼에 포함된다.

LTE 시스템은 P-SCH를 이용하여 시간 및 주파수 동기 획득할 수 있다. 또한 S-SCH에서는 셀 그룹 ID, 프레임 동기 정보, 안테나 구성 정보 등이 포함시킬 수 있다.

이하, 종래에 3GPP LTE 시스템에서 제안된 S-SCH의 구성방법을 설명한다.

도 1 및 도 2에서 하나의 무선 프레임에는 2개의 S-SCH가 포함되며, 2개의 S-SCH는 서로 다른 시퀀스인 것이 바람직하다. S-SCH에 포함되어야 하는 정보의 양은 1020개의 정보인 것이 바람직하다.

보다 구체적으로, 프레임 동기(Frame synch)를 위한 1 비트 정보와 셀 그룹 ID를 나타내는 8 비트의 정보와 신호가 송신되는 송신 안테나를 나타내는 2 비트의 정보가 포함된다.

상기 1 비트의 정보는 2 가지의 정보를, 상기 7 비트의 정보는 170 가지의 정보를, 상기 2비트의 정보는 3 가지의 정보를 나타낸다. 즉, 2 * 170 * 3 = 1020 개의 정보를 나타낼 수 있다.

상술한 S-SCH는 특정한 개수, 예를 들어 1020개의 정보를 나타내는 것으로 제안되었으나, 구체적으로 어떻게 정보를 나타낼 것인가는 제안되지 않았다.

본 발명은 상술한 종래 기술을 개선하기 위해 제안된 것으로서, 본 발명의 목적은 특정한 개수의 정보를 나타내는 채널을 구성하는 방법을 제안하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 우수한 성능의 시퀀스를 사용하여 동기 채널을 포함하는 채널에 다양한 정보를 포함시키는 방법을 제안하는 것이다.

발명의 개요

본 발명의 일 실시예

발명의 구성, 동작 및 효과는 이하 설명되는 본 발명의 일 실시예에 따라 구체화될 것이다.

이하, 제1 실시예는 특정한 개수의 정보를 동기 채널을 포함하는 다양한 채널에 포함시키는 방법에 관한 것이고, 제2 실시예는 호핑 옵션에 관한 정보를 포함시키는 방법이다.

제1 실시예

제1 실시예는 동기를 위한 채널에 특정한 개수의 정보를 포함시키는 방법을 제안한다. 상기 동기를 위한 채널은 S-SCH인 것이 바람직하다.

제1 실시예는 적어도 하나의 S-SCH에 특정한 개수의 정보를 포함시키는 방법에 관한 것이다. 도 1 및 도 2에서는 하나의 무선 프레임(radio frame)에 2개의 S-SCH가 포함된다. 이하, 설명의 편의를 위해 2개의 S-SCH에 특정한 개수의 정보를 포함시키는 방법을 설명한다. 또한, 2개의 S-SCH 중 첫 번째 S-SCH를 'S-SCH 1'이라 칭하고, 두 번째 S-SCH를 'S-SCH 2'라 칭한다.

본 실시예는 5 가지 방법을 통해 특정한 개수의 정보를 S-SCH에 포함시키는 방법을 설명한다. 본 실시예는 적어도 하나의 시퀀스를 이용하여 특정한 개수의 정보를 나타낸다. 이 경우, 포함시키는 정보의 개수를 증가시키기 위해 적어도 2개의 시퀀스를 조합하는 것이 더욱 바람직하다.

본 실시예는 스크램블링 코드에 따른 제1 시퀀스와, 직교 시퀀스 변조에 따른 제2 시퀀스 및 성상도(constellation map) 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 이용한다. 상기 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법은 'M-PSK 변조'라고 불릴 수 있다.

구체적으로, 상기 제1 시퀀스는 CAZAC(constant amplitude & zero autocorrelation) 계열의 시퀀스인 것이 바람직하다. 예를 들어, Zadoff-Chu 시퀀스 등이 가능하다. CAZAC 계열의 시퀀스는 우수한 상관 특성을 갖는 시퀀스로 알려져 있다.

상기 CAZAC 시퀀스는 시퀀스 인덱스의 크기에 따라 다양한 종류의 시퀀스가 생성되며, 생성된 각 시퀀스는 서로 직교한다. 따라서, 상기 시퀀스 인덱스의 크기 를 조절하면, 서로 다른 L 개의 정보를 나타낼 수 있다.

또한, 제2 시퀀스는 지연된 CAZAC(delayed CAZAC) 시퀀스인 것이 바람직하다. 상기 지연된 CAZAC 시퀀스는, 특정한 시퀀스에 대해 시간 영역에서 순환 지연을 수행하여 시퀀스를 생성하는 기법이다. 상기 지연된 CAZAC 시퀀스는 순환 천이된 CAZAC 시퀀스(circular shifted CAZAC sequence)로 불릴 수 있다.

시간 영역에서 시퀀스에 대한 순환 지연을 수행하면, 주파수 영역에서 위상 회전이 발생한다. 예를 들어, 주파수 영역에서의 값이 1, 1, 1인 시퀀스가 있을 수 있다. 이 경우, 해당 시퀀스를 시간 영역에서 제1 지연 값만큼 순환 지연하면 주파수 영역에서의 1, 1exp(j2π/3), 1exp(j4π/3)가 될 수 있다. 또한 해당 시퀀스를 시간 영역에서 제2 지연 값만큼 순환 지연하면 주파수 영역에서의 1, 1exp(j4π/3), 1exp(j2π/3)가 될 수 있다. 이 경우, 1, 1, 1의 시퀀스와, 1, 1exp(j2π/3), 1exp(j4π/3)의 시퀀스와 1, 1exp(j4π/3), 1exp(j2π/3)의 시퀀스는 서로 직교하므로, 3 개의 시퀀스가 서로 다른 3개의 정보를 나타낼 수 있다.

상기 제2 시퀀스는 왈쉬 코드(walsh code)일 수 있다. 왈쉬 코드는 하다마드(hadamard) 행렬에 의해 생성될 수 있다. 예를 들어, 길이 4의 왈쉬 코드에 의한 시퀀스는 1,1,1,1, 1,-1,1,-1, 1,1,-1,-1, 1,-1,-1,1가 있다. 이 경우 4 개의 시퀀스에 의해 4개의 정보가 구분될 수 있다. 상기 왈쉬 코드를 S-SCH 1 또는 S-SCH 2에 곱하면 서로 다른 4 개의 정보를 나타내는 S-SCH 1 또는 S-SCH 2를 구성할 수 있다.

정리하면, 상기 제2 시퀀스를 통해 서로 다른 M 개의 정보를 나타낼 수 있 다.

상기 성상도(constellation map) 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 통해서도 서로 다른 N 개의 정보를 나타낼 수 있다. 상기 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법은, 이미 성상 매핑이 수행된 심볼의 위상을 다시 회전시키는 기법이다. 즉, 상기 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법은 성상을 회전시키는 회전 성상(rotated constellation)에 관한 것이다. 예를 들어, 종래에 알려진 BPSK 심볼의 경우, 성상도(constellation map)상 0도 지점과 180도 지점에 BPSK 심볼이 위치한다. 이러한 BPSK 심볼의 위상을 일정한 각도만큼 회전시켜 서로 다른 N개의 정보를 나타낼 수 있다.

예를 들어, 4개의 정보(즉, 2 비트의 정보)를 추가로 포함시키려는 경우, 0° ,45° ,90° ,135° 의 4 가지 각도 중에 어느 하나를 선택하여 위상을 회전시킨다. 수신 측에서는 종래의 BPSK 심볼의 위상으로부터 얼마만큼 추가적으로 위상이 회전되었는지를 산출하여 서로 다른 4개의 정보를 복호화할 수 있다.

상술한 본 실시예의 기본 개념을 수식으로 설명하면 다음과 같다.

수학식 3은 상술한 제1 시퀀스와 제2 시퀀스가 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 모두 사용한 경우에 관한 것이다. 상기 l은 스크램블 코드(예를 들어, CAZAC 시퀀스)의 인덱스를 나타내고, 상기 m은 직교 코드(예를 들어, 지연된 CAZAC 시퀀스)의 인덱스를 나타내고, 상기 n은 성상도 상의 위상 회전에 따른 인덱스를 나타낸다. 또한, i는 본 실시예에 따른 특정한 개수의 정보를 나타내는 S-SCH를 구별하는 인덱스이다.

상술한, Zadoff-Chu 시퀀스, 지연된 CAZAC 시퀀스, 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 함께 구연하여 S-SCH를 생성하면 다음과 같다.

이하, 상술한 방법을 더욱 구체화한 5가지 방법을 설명한다.

방법 1

본 실시예에서 제안하는 방법 1은, 상기 S-SCH 1과 상기 S-SCH 2에 서로 다른 시퀀스 인덱스를 갖는 CAZAC 시퀀스를 할당하는 것이다.

즉, 가능한 시퀀스의 일부를 S-SCH 1를 위해 사용하고, 그 나머지 시퀀스를 S-SCH 2를 위해 사용한다.

예를 들어, 시퀀스 인덱스가 0~63까지 존재한다고 하면, S-SCH 1에 할당될 수 있는 시퀀스 ID는 0~31이고, S-SCH 2에 할당될 수 있는 시퀀스 ID는 32~63일 수 있다. 이 경우, S-SCH 1은 32개의 서로 다른 정보를 나타내고, S-SCH 2는 32개의 서로 다른 정보를 나타내므로, 표시 가능한 총 정보량은 32*32=1024가 된다.

또한, 수신 단의 입장에서 보면, S-SCH를 수신하여 복호화하면 프레임 동기 를 찾을 수 있다. 즉, S-SCH의 인덱스를 보고 해당 인덱스가 31 이하이면 해당 S-SCH가 S-SCH 1인 것을 알 수 있고, 인덱스가 32 이상이면 해당 S-SCH가 S-SCH 2인 것을 알 수 있다. 따라서, 프레임 동기를 자동으로 찾을 수 있다.

정리하면, 0~63개의 인덱스가 존재하는 시퀀스를 방법 1에 따라 사용하면, 1020 개 이상의 정보를 표시할 수 있을 뿐만 아니라, 프레임 동기를 찾을 수 있다.

본 발명은 S-SCH의 개수에 제한되지 않으므로, 4개의 S-SCH가 존재하는 경우에도 방법 1을 적용할 수 있다. 즉, 4개의 S-SCH 중 첫 번째 S-SCH에 0번 내지 15번의 인덱스를 할당하고, 두 번째 S-SCH에 16번 내지 31번의 인덱스를 할당하고, 세 번째 S-SCH에 32번 내지 47번의 인덱스를 할당하고, 네 번째 S-SCH에 48번 내지 63번의 인덱스를 할당할 수 있다. 이러한 방법을 통해 1020 개 이상의 정보를 표시하고 프레임 동기를 찾을 수 있다.

상술한 방법 1에 따라 0 내지 63의 인덱스를 사용하는 경우, 나타낼 수 있는 정보는 1024개이다. 만약, 1024개 이상의 정보를 나타내야 할 필요가 있는 경우, 상술한 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 사용할 수 있다. 또한, 시퀀스에 대한 순환 전치를 수행하여 더 많은 종류의 정보를 나타낼 수 있다. 또한, CAZAC 계열의 시퀀스의 경우, 시퀀스의 인덱스를 소수(prime number)로 하고 시퀀스를 생성한 이후 생성된 시퀀스의 일부를 잘라내는 방법을 사용하여 더 많은 종류의 정보를 나타낼 수 있다.

방법 1을 통해 S-SCH에 1020 개 이상의 정보를 포함시키는 경우, 수신 단에서는 S-SCH 1과 S-SCH 2를 모두 복호하여 송신 단에서 포함시킨 정보를 획득한다.

이하, 방법 1을 하다마드 시퀀스에 적용한 일례 1을 설명한다. 상기 하다마드 시퀀스(Hadamard sequence)의 길이는 64로 가정한다.

방법 1의 일례 1

하다마드 시퀀스는 길이와 시퀀스의 종류가 동일하다. 따라서, 하다마드 시퀀스의 길이를 64로 하면, 총 64개의 시퀀스가 생성된다.

하다마드 시퀀스로 주파수 영역에 S-SCH 시퀀스로 사용하는 경우에는, 0~31의 인덱스에 해당하는 하다마드 시퀀스를 S-SCH1의 시퀀스로 사용할 수 있다. 또한, 32~63까지의 인덱스에 해당하는 하다마드 시퀀스를 S-SCH2의 시퀀스로 사용할 수가 있다. 이때, 포함되는 총 정보량은 1024(=32*32)가 된다.

2 개의 NodeB(기지국)가 있다고 가정한다. 이때, NodeB 0 = S-SCH 1 index, S-SCH 2 index = 1,32, NodeB 1 = 2,33의 시퀀스 인덱스를 갖는 셀 ID(Cell ID)를 검출할 수 있다. 수신 단에서 1,32가 검출되면, NodeB 0에 해당하는 셀 ID(또는, 셀 그룹 ID)가 검출되었고, 2,33이 검출되면, NodeB 1의 셀 ID(또는 셀 그룹 ID)가 검출되었다고 판별한다.

만일 1,2가 검출되면, S-SCH1 혹은 S-SCH2의 인덱스가 잘못 검출되었음을 쉽게 알 수가 있다. 수신 단에서 정확하게 검출이 이루어진다면 후보(candidate)는 32이하의 인덱스, 32 이상의 인덱스 또는 32 이상의 인덱스, 32 이하의 인덱스이다. 따라서, 1, 2의 결과를 제거하고 다시 검색할 수가 있다.

이러한 방법에 의하면 연산량이 증가할 수도 있지만, 가능한 조합에 대한 비용 함수(cost function)를 정하고 소프트 컴바이닝(soft combining)을 통해 검색하 는 것도 가능하다.

본 하다마드 시퀀스를 적용할 경우, PAPR(Peak to Average Power Ratio) 문제가 발생할 수 있다. 따라서, 하다마드 시퀀스 이외의 다른 시퀀스로 스크램블링을 수행하여 PAPR을 감소시키는 것이 더욱 바람직하다.

하다마드 시퀀스를 적용할 경우, 셀에 공통되는(cell-common) P-SCH를 통한 채널 추정 및 보상을 통해 검출하여야 하므로, 동기 네트워크(synchronous network)에서는 성능이 열화될 수 있다. 이는 하다마드 시퀀스의 공통된 특징으로서, 동기 네트워크(synchronous network)에서는 셀 공통인 P-SCH로 채널을 추정하면, 원래의 채널이 아닌 혼합된(composite) 채널이 추정된다.

이하, 방법 1을 CAZAC 시퀀스에 적용한 일례 2를 설명한다. 상기 CAZAC 시퀀스(Hadamard sequence)의 길이는 73으로 가정한다.

방법 1의 일례 2

도 3은, 본 실시예의 방법 1의 일례 2를 설명하는 도면이다. 도 3의 일례는, 길이가 73인 Zadoff-Chu 시퀀스를 사용한다. 본 실시예에서 사용하는 CAZAC 시퀀스를 사용하는 경우, 그 길이는 소수(prime number)인 것이 바람직하다. CAZAC 시퀀스의 특성상 소수의 인덱스에 의해 시퀀스가 생성되는 경우, 더 많은 종류의 시퀀스가 생성되기 때문이다.

도 3에 도시된 바와 같이, S-SCH 1에 0번 내지 35번의 인덱스를 갖는 Zadoff-Chu 시퀀스를 할당한다. 또한, S-SCH 2에 36번 내지 71번의 인덱스를 갖는 Zadoff-Chu 시퀀스를 할당한다.

이 경우, 포함되는 총 정보량은 1296(=36*36)가 된다.

상술한 일례 2는 하다마드 시퀀스를 이용한 일례 1에 상응하는 특징을 갖지만, PAPR 감소를 위한 별도의 데이터 처리가 필요가 없는 장점이 있다.

즉, Zadoff-Chu 시퀀스를 사용하는 경우, 해당 시퀀스 CAZAC 계열의 시퀀스이므로 PAPR 감소를 위한 스크램블링(scrambling)이 필요가 없다. 또한, Zadoff-Chu의 경우는 채널 추정 에러에 덜 민감하므로, 셀 공통 시퀀스인 P-SCH에 대해 덜 영향을 받는다.

방법 2

방법 2는, S-SCH 1 및 S-SCH 2에 일정한 패턴의 인덱스(스크램블링 코드를 나타내는 인덱스)를 할당하는 방법에 관한 것이다. 방법 1은 인덱스에 따라 S-SCH 1과 S-SCH 2가 구분되는 방법에 관한 것이다. 그러나, 방법 2는 인덱스 자체로 S-SCH 1과 S-SCH 2를 구분하는 것이 아니라, 2개의 인덱스의 패턴을 통해 S-SCH 1과 S-SCH 2를 구분하는 방법에 관한 것이다.

도 4에 도시된 바와 같이, 0 번 내지 71번의 인덱스에 따라 생성된 스크램블링 코드(예를 들어, Zadoff-Chu 시퀀스)를 이용하여 S-SCH 1를 구성할 수 있고, 0 번 내지 71번의 인덱스에 따라 생성된 스크램블링 코드를 이용하여 S-SCH 2를 구성할 수 있다. 다만, 도시된 바와 같이 S-SCH 1와 S-SCH 2에 할당되는 인덱스는 서로 연속하고, S-SCH 1에 할당되는 인덱스가 S-SCH 2에 할당되는 인덱스에 비해 더 작 은 패턴이 적용되는 것이 바람직하다.

0번 내지 71번의 인덱스에 따라 생성된 스크램블링 코드(예를 들어, Zadoff-Chu 시퀀스)를 이용하면 72개의 정보를 나타낼 수 있다.

이하 설명하는 방법 2의 일례 1은 스크램블링 코드 이외에도 직교 코드를 이용하여 더 많은 정보를 나타낸다.

방법 2의 일례 1

CAZAC 계열의 시퀀스에 따라 L 개의 정보를 나타내고, 지연된 CAZAC 시퀀스에 따라 M 개의 정보를 나타내는 일례를 설명한다.

지연된 CAZAC 시퀀스의 경우 지연 값을 다양하게 할 수 있다. 가령, 지연 값을 3가지로 다르게 하는 경우, 시간 영역에서 제1 지연 값에 따라 지연을 수행하면 주파수 영역에서는 1, 1, 1의 신호가 생성되고, 시간 영역에서 제2 지연 값에 따라 지연을 수행하면 주파수 영역에서는 1, exp2π/3, exp4π/3의 신호가 생성되고, 시간 영역에서 제3 지연 값에 따라 지연을 수행하면 주파수 영역에서는 1, exp4π/3, exp2π/3의 신호가 생성될 수 있다.

이렇게 3가지 지연 값을 사용하면 구분 가능한 3가지 종류의 시퀀스가 생성되므로, 3가지의 정보를 나타낼 수 있다.

상기 지연 값은 임의의 값일 수 있다. 예를 들어, 지연 값을 6가지로 다르게 하는 경우, 시간 영역에서 제1 지연 값에 따라 지연을 수행하면 주파수 영역에서는 1, 1, 1의 신호가 생성되고, 시간 영역에서 제2 지연 값에 따라 지연을 수행하면 주파수 영역에서는 1, exp2π/3, exp4π/3의 신호가 생성되고, 시간 영역에서 제3 지연 값에 따라 지연을 수행하면 주파수 영역에서는 1, exp4π/3, exp2π/3의 신호가 생성될 수 있다. 또한, 시간 영역에서 제4 지연 값에 따라 지연을 수행하면 주파수 영역에서는 1, expπ/3, exp2π/3의 신호가 생성되고, 시간 영역에서 제5 지연 값에 따라 지연을 수행하면 주파수 영역에서는 1, exp5π/3, exp4π/3의 신호가 생성되고, 시간 영역에서 제3 지연 값에 따라 지연을 수행하면 주파수 영역에서는 1, expπ, 1의 신호가 생성될 수 있다.

만약, 지연된 CAZAC 시퀀스를 사용하는 경우, 지연 값의 개수를 '8'로 하고, 72개의 Zadoff-Chu 시퀀스를 사용하면, S-SCH 1 또는 S-SCH 2를 통해 총 576(=72*8) 가지의 정보가 표현할 수 있다.

방법 2의 일례 1이나 이하에서 설명한 방법 2의 또 다른 일례들을 사용하면, 수신 측에서는 S-SCH 1과 S-SCH 2를 모두 복원하여야 정확한 정보를 얻을 수 있다.

방법 2는 정확한 복원을 위해 S-SCH 1과 S-SCH 2를 모두 복원해야하지만, 방법 1에서 야기될 수 있는 불명확성(ambiguity)의 문제는 사라지므로 성능은 방법 1에 비해 개선될 수 있다.

상술한 바와 같이, 방법 1에 따르면 S-SCH 1과 S-SCH 2의 시퀀스 인덱스의 조합으로 특정한 정보를 복원한다. 예를 들어, 동기 네트워크에서 셀 ID를 전송하는 경우, 셀 A는 S-SCH 1에 시퀀스 인덱스 '34'을 할당하고 S-SCH 2에 시퀀스 인덱스 '36'을 할당하고, 셀 B는 S-SCH 1에 시퀀스 인덱스 '35'를 할당하고 S-SCH 2에 시퀀스 인덱스 '37'을 할당할 수 있다. 이 경우, 수신 단에서는 S-SCH 1을 통해 시퀀스 인덱스 '35'을 검출하고, S-SCH 2를 통해 시퀀스 인덱스 '37'을 검출할 수 있 다. 이 경우, 수신 단에는 잘못된 시퀀스 인덱스를 통해 잘못된 셀 ID를 획득할 수 있다.

이에 반하여, 방법 2를 사용하면, 셀 A는 S-SCH 1에 시퀀스 인덱스 '34'을 할당하면 S-SCH 2에 시퀀스 인덱스 '35'을 할당하고, 셀 B는 S-SCH 1에 시퀀스 인덱스 '36'를 할당하면 S-SCH 2에 시퀀스 인덱스 '37'을 할당할 수 있다. 이 경우, 수신 단에서는 S-SCH 1을 통해 시퀀스 인덱스 '34'을 검출하고, S-SCH 2를 통해 시퀀스 인덱스 '37'을 검출할 수 있다. 이 경우, 수신 단에는 인덱스의 연속성에 따라 시퀀스 인덱스 {34, 35}를 검출하거나 시퀀스 인덱스 {35, 36}을 검출할 수 있다.

S-SCH에 포함되어야 하는 정보의 양은 LTE 등의 통신 규격에서 요청되는 바에 따라 자유롭게 변화할 수 있다. 예를 들어, 종래의 LTE 규격에서 안테나 개수 정보로 '2'개의 정보를 식별해야 한다면, S-SCH에 170*2 = 340 개의 정보를 포함시켜야한다. 또한, 안테나 개수 정보로 '3'이 필요하다면, 170*3 = 510 개의 정보를 포함시켜야한다. 또한, 안테나 개수 정보로 '4'가 필요하다면, 170*4=680 개의 정보를 포함시켜야한다.

이 경우, 72 개의 인덱스에 따라 식별되는 Zadoff-Chu 시퀀스를 사용하고, 8개의 지연 값을 사용하면, 총 576(=72*8)개의 정보를 나타낼 수 있다. 또한, 10개의 지연 값을 사용하면, 총 720(=72*10)개의 정보를 나타낼 수 있다.

방법 2의 일례 2

방법 2의 일례 2는 스크램블링 코드와 상술한 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 함께 사용한다. 예를 들어, 72 개의 인덱스에 따라 식별되는 Zadoff-Chu 시퀀스를 사용하고, 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 통해 2개의 정보를 나타내는 경우 총 144(=72*2)개의 정보를 나타낼 수 있다. 또한, 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 통해 4개의 정보를 나타내는 경우 총 288(=72*4)개의 정보를 나타낼 수 있다.

상기 2개의 정보(1 비트) 또는 4개의 정보(2비트)를 나타내는 경우에는, 위상을 회전시키지 않는 경우와 위상을 회전시키는 경우를 통해 2개의 정보를 나타낼 수 있는데, 이 경우 수신 측에서 코히어런트 검출(coherent detection)이 가능한 이점이 있다.

코히어런트 검출이란, 참조 신호 또는 별도의 기준 신호에 대한 위상을 기준으로 채널에 의해 왜곡된 성분을 보정한 이후에 수신된 신호에 대한 메트릭(metric) 중에서 실수 또는 허수 성분만을 이용하여 비교하는 검출 기법을 말한다. 복소 신호의 실수 성분과 허수 성분을 모두 이용해야 하는 넌코히어런트(non-coherent) 검출에 비해, 검출 시 잡음(noise)의 양이 절반으로 감소하기 때문에, 3dB의 이득이 발생한다.

본 실시예에서 1 비트가 추가되는 채널 보상 이후에 실수 값을 비교하면 검출이 가능하고, 2 비트가 추가되는 경우에는 실수 값과 허수 값 각각을 비교하면, 검출이 가능하다.

방법 2의 일례 3

방법 2의 일례 3은 스크램블링 코드와 상술한 왈쉬 코드를 이용하는 일례이 다. 예를 들어, 72 개의 인덱스에 따라 식별되는 Zadoff-Chu 시퀀스를 사용하고, 길이 8의 왈쉬 코드를 사용하여 8개의 정보를 나타내는 경우, 총 576(=72*8)개의 정보를 나타낼 수 있다

방법 2의 일례 1,2,3 등을 이용하여 S-SCH를 통해 나타낼 수 있는 정보의 개수를 조절할 수 있으며, 본 실시예에 따라 S-SCH를 구성하면 LTE 등의 통신 규격에서 요구하는 기준을 만족할 수 있다.

방법 3

방법 3은 동일한 시퀀스를 사용하여 S-SCH 1 및 S-SCH 2를 위한 시퀀스를 구성하되 S-SCH 1과 S-SCH 2는 서로 다른 수에 의해 변조되는 특징이 있다.

방법 3의 일례 1

도시된 바와 같이, 72 개의 인덱스에 따라 식별되는 스크램블링 코드(예를 들어, Zadoff-Chu 시퀀스)를 사용하고, 상기 직교 코드(예를 들어, 지연된 CAZAC 시퀀스 또는 왈쉬 코드)들을 이용한다. 이 경우, S-SCH 1과 S-SCH 2에 할당되는 인덱스(스크램블링 코드를 식별하기 위한 인덱스)는 동일하다. 다만, S-SCH 1은 '+1'에 의해 변조되고, S-SCH는 '-1'에 의해 변조된다. 즉, 스크램블링 코드와 직교 코드를 조합한 시퀀스에 '+1'을 곱한 결과를 이용하여 S-SCH 1을 구성하고, 스크램블링 코드와 직교 코드를 조합한 시퀀스에 '-1'을 곱한 결과를 이용하여 S-SCH 2를 구성한다.

상기 S-SCH 1이 '-1'에 의해 변조되고, 상기 S-SCH 2가 '+1'에 의해 변조되 는 것도 가능하다.

상기 방법 3의 경우, S-SCH 1과 S-SCH 2에 동일한 시퀀스(스크램블링 코드와 직교 코드가 조합되어 생성된 시퀀스)를 할당한 후, '+1' 또는 '-1'에 의해 변조를 수행하므로, 수신 측에서는 S-SCH 1과 S-SCH 2 중 어느 하나만으로도 정상적으로 데이터를 복원할 수 있다. 본 실시예는 S-SCH를 통해 셀 그룹 아이디, 안테나 설정에 관한 정보, 프레임 동기에 관한 정보를 제공하므로, S-SCH 1 또는 S-SCH 2를 통해 S-SCH에 포함된 정보를 획득할 수 있다.

도 5에 도시된 바와 같이, S-SCH 1과 S-SCH 2는 동일한 인덱스를 갖는 스크램블링 코드(예를 들어, Zadoff-Chu 시퀀스)를 통해 생성되고, 동일한 지연 값을 갖는 지연된 CAZAC 시퀀스 또는 동일한 왈쉬 코드에 의해 생성된다.

예를 들어, 8 종류의 지연 값을 이용한 CAZAC 시퀀스를 사용하거나, 길이가 8인 왈쉬 코드를 사용하는 경우, S-SCH 1 또는 S-SCH 2에 포함되는 정보의 양은 576(=72*8)이 된다. 또한, S-SCH 1과 S-SCH 2에는 각각 '+1', '-1'에 의한 변조를 적용시켜 프레임 동기(frame sync)를 위한 정보를 제공할 수도 있다.

방법 3의 일례 2

방법 3의 일례 2는 72 개의 인덱스에 따라 식별되는 스크램블링 코드(예를 들어, Zadoff-Chu 시퀀스)를 사용하고, 상술한 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 사용한다. . 이 경우, S-SCH 1과 S-SCH 2에 할당되는 인덱스(스크램블링 코드를 식별하기 위한 인덱스)는 동일하다. 다만, S-SCH 1은 '+1'에 의해 변조되고, S-SCH는 '-1'에 의해 변조된다.

상기 S-SCH 1이 '-1'에 의해 변조되고, 상기 S-SCH 2가 '+1'에 의해 변조되는 것도 가능하다.

상기 방법 3의 일례 2의 경우 역시, 수신 측에서는 S-SCH 1과 S-SCH 2 중 어느 하나만으로도 정상적으로 데이터를 복원할 수 있다.

S-SCH 1과 S-SCH 2는 동일한 인덱스를 갖는 스크램블링 코드(예를 들어, Zadoff-Chu 시퀀스)를 통해 생성되고, 동일한 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법에 의해 생성된다.

예를 들어, 4 종류의 상 회전이 수행되는 기법을 사용하는 경우, S-SCH 1 또는 S-SCH 2에 포함되는 정보의 양은 298(=72*4)이 된다. 또한, S-SCH 1과 S-SCH 2에는 각각 '+1', '-1'에 의한 변조를 적용시켜 프레임 동기(frame sync)를 위한 정보를 제공할 수도 있다.

방법 4

방법 4는 상술한 지연된 CAZAC 시퀀스와 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 동시에 사용할 것을 제안한다. 상기 지연된 CAZAC 시퀀스의 경우, 서로 다른 지연 값에 따라 다양한 개수의 정보를 나타낼 수 있다. 또한,성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법의 경우, 종래의 심볼(예를 들어, QPSK, 16QAM 등)의 위상을 회전하는 방법으로 다양한 개수의 정보를 나타낸다. 상술한 지연된 CAZAC 시퀀스와 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 동시에 사용하여 더 많은 정보를 나타낼 수 있다.

상기 방법 4는 도 3의 일례를 이용할 수 있다. 즉, 도 3과 같이 0번 내지 35 번 인덱스의 Zadoff-Chu 시퀀스는 S-SCH 1에 할당하고, 36번 내지 71번 인덱스의 Zadoff-Chu 시퀀스는 S-SCH 2에 할당한다. 이 경우, 시간 영역에서 순환 지연을 적용하고, 성상도 상의 위상 회전에 따른 변조 기법을 사용해서 원하는 개수의 정보를 나타낼 수 있다.

수신 측에서는 S-SCH 1과 S-SCH 2를 복원해서 S-SCH에 포함된 정보를 확인할 수 있다.

방법 5

방법 5는 제안된 방법들에 대하여 '+1' 또는 '-1'를 이용한 변조를 수행할 것을 제안한다. 즉, 상술한 방법 1, 2, 4에 의해 생성된 S-SCH 1는 '+1(또는 -1)'에 의해 변조를 하고, S-SCH 2는 '-1(또는 +1)'에 의해 변조를 수행할 것을 제안한다.

상술한 바와 같이, '+1' 또는 '-1'에 의해 변조를 하여 프레임 동기를 위한 정보로 활용할 수 있다.

도 6은 방법 2의 결과에 '+1' 또는 '-1'에 의한 변조를 수행하는 방법을 나타내는 도면이다. 도시된 바와 같이, S-SCH 1과 S-SCH 2에는 일정한 패턴의 인덱스가 할당된다. 즉, 연속하는 인덱스를 할당하되, S-SCH 1에 더 작은(또는 더 큰) 인덱스를 할당하고, S-SCH 2에 더 큰(또는 더 작은) 인덱스를 할당한다. 또한, S-SCH 1과 S-SCH 2는 각각 '+1' 또는 '-1'에 의해 변조된다.

상술한 5가지 방법은 S-SCH 이외의 채널에도 적용될 수 있다. 즉, P-SCH에도 적용될 수 있다. 도 7은, 방법 2를 P-SCH에 적용한 일례이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 상술한 방법 2를 그래도 적용하되 P-SCH에 적용하여 원하는 정보를 전달할 수 있다. 또한, 도 8은 방법 3을 P-SCH에 적용한 일례이다.

도시된 바와 같이, 방법 1 내지 방법 5는 P-SCH 등의 채널에 적용될 수 있다.

제2 실시예

이하 설명하는 제2 실시예는 하향링크(downlink) 참조신호(reference signal)에 대한 호핑 옵션(hopping option)에 관한 제어정보를 전달하는 방법을 제안한다. 상기 제2 실시예는 바람직하게, 상술한 제1 실시예의 방법 1 내지 방법 5와 결합된다. 즉, 상술한 제1 실시예에 따라 구성된 P-SCH 또는 S-SCH를 통해 상기 호핑 옵션에 관한 제어 정보를 추가하는 것이 가능하다.

이하, 상술한 호핑 옵션에 관하여 설명한다.

상기 호핑 옵션은 하향링크 참조신호의 주파수 도약(frequency hopping)에 관한 것이다. 송신 단은 자신이 관리하는 주파수 대역, 서비스의 종류(예를 들어, MBMS 서비스 또는 유니 캐스트 서비스), 셀(cell) 등에 따라 참조신호의 도약을 수행할 수 있다. 예를 들어, 송신 단은 제1 셀에서는 참조신호를 제1 패턴으로 도약 시켜 송신하고, 제2 셀에서는 제2 패턴으로 도약시켜 송신하고, 제3 셀에서는 제3 패턴으로 도약시켜 송신할 수 있다.

해당 셀 또는 캐리어 내의 모든 서브 프레임(sub-frame)은 하향링크 참조신호에 대해 호핑을 하거나 호핑을 하지 않는 것이 바람직하다. 이 경우, 호핑의 단위는 서브 프레임이다.

이 경우, 수신 단은 송신 단에서 참조신호에 대한 주파수 도약을 수행하는지 여부에 관한 정보를 수신하는 것이 바람직하다. 상기 주파수 도약을 수행하는지 여부에 관한 정보가 호핑 옵션이다.

상기 참조 신호는 파일럿 신호 등으로 불리는 신호로서 송수신 단에서 이미 알고 있는 신호이다. 상기 참조 신호를 통해 채널 추정 등을 동작을 수행할 수 있다.

이하, 상기 호핑 옵션을 위한 시그널링에 관하여 설명한다.

하향 링크 참조신호는 제어 채널 또는 데이터 채널(트래픽 채널)을 복조하는데 있어서 필요한 위상 기준(phase reference)를 제공하므로, 수신 단은 호핑 여부를 알아야한다. 만약 호핑 여부를 모른다면, 블라인드 디텍션(blind detection)을 수행해야하므로 복잡도가 증가한다.

제2 실시예는 호핑 옵션을 위한 시그널링을 제안한다. 제2 실시예는 수신 단(예를 들어, 단말(UE))이 참조신호를 위상 기준으로 사용할 필요가 없는 단계에서 호핑 옵션이 검출되는 방법을 제안한다.

보다 구체적으로 제2 실시예는 셀 탐색(cell search) 단계에서 호핑 옵션이 검출되는 방법을 제안한다.

현재 셀 탐색(cell search)을 위한 단계는 다음과 같다.

첫째로, P-SCH를 통해 시간 동기 획득(timing acquisition)을 수행하며, 주파수 오프셋을 추정하고 보상하며, 셀 그룹 ID 내에서 셀 ID 검출한다.

둘째로, S-SCH를 통해 셀 그룹 ID를 검출하고, 프레임 경계 획득(frame boundary acquisition)을 수행하고, 기타 정보들을 수신한다.

셋째로, 참조 신호를 통해 셀 ID에 대한 확인(cell ID confirmation)을 수행하거나, 기타 정보들을 확인한다.

넷째로, 주 방송채널(p-BCH)을 복조하여 기본적인 시스템 파라미터를 획득한다.

상술한 셀 탐색 단계에서 호핑 옵션이 검출되는 방법은 다음과 같은 4가지 방법이 가능하다.

우선 첫째로, p-BCH을 통해 호핑 옵션을 송신하는 방법이 가능하다. 그러나 이 방법은 다음과 같은 문제가 발생할 수 있다.

기본적으로 p-BCH는 QPSK와 같은 기본 변조 단위로 변조되기 때문에, 코히어런트 복조(coherent demodulation)를 위한 참조 신호가 필요하다. 따라서, 이 방법은 p-BCH를 위한 참조 신호가 호핑되어서는 안된다는 문제가 발생한다.

둘째로, 참조신호를 통해 호핑 옵션을 송신하는 방법이 가능하다. 그러나, 이 방법은 성능이 열화되는 문제가 발생한다.

참조 신호는 주파수 영역에서 3개의 부 반송파 간격으로 삽입되어 있기 때문에 코히어런트 대역(coherent BW) 구간을 벗어나서 할당이 된다. 수신 단은 p-BCH를 복호화하기 전까지는 현재 수신 단의 송신 대역을 알 수가 없으므로 1.25MHz 대역만을 사용해야 한다. 이 경우 하나의 서브 프레임 내의 참조 신호만을 (이 경우 길이는 48) 이용할 수 있으므로, 이하에서 제안하는 다른 방법에 비하여 성능이 열화된다.

셋째로, P-SCH를 통해 호핑 옵션을 송신하는 방법이 가능하다.

현재의 LTE 규격의 기본 전제는 3개의 주 동기 코드(Primary Synchronization Code: PSC)를 사용하는 것이다. 3개의 PSC들을 사용하기 위해서는 셀 계획(cell planning)을 수행하여야 한다. 셀 계획은 통신 시스템이 효율적으로 동작하기 위하여 PSC들을 셀 또는 섹터에 할당하는 절차를 말한다.

P-SCH를 통해 다수의 PSC를 지원하는 경우에는 수신 단에서 복잡도가 증가하는 문제가 발생할 수 있다. P-SCH 복조를 위하여 수행되는 상관 연산의 경우 S-SCH 채널에 대한 상관 연산과 달리 다양한 정보가 P-SCH에 포함되면 복잡도가 급격하게 증가한다. PSC의 종류가 3개인 경우, P-SCH에 호핑 옵션을 추가하면 복잡도가 더욱더 증가한다. 따라서, P-SCH에는 호핑 옵션과 같은 정보를 포함시키지 않는 것이 바람직하다.

한편, P-SCH의 성상도를 회전시키는 방법 즉, M-PSK 변조 방법을 이용하여 호핑 옵션을 P-SCH에 추가하는 것도 가능하다.

넷째로, S-SCH을 통해 호핑 옵션을 송신하는 방법이 가능하다.

제1 실시예에서 설명한 것처럼, S-SCH에는 시퀀스 인덱스(sequence index)를 추가하거나, 다른 FDM/TDM(S-SCH가 2 심볼 이상일 때)/CDM 등을 통해 추가하는 것이 가능하다. 즉, 다양한 시퀀스 인덱스를 통해 정보를 추가할 수 있다. 또한, 서로 다른 주파수/시간/코드에 따라 구분되는 시퀀스 인덱스를 통해 다양한 정보를 추가할 수 있다. 한편, 제1 실시예에서 설명한 것처럼, M-PSK 변조를 통해 1bit의 호핑 옵션을 추가하는 것이 가능하다.

종래의 S-SCH 검출 기법은 짧은 순환 전치/긴 순환 전치(short/long CP)에 대한 블라인드 검출(blind detection)을 수행해야 한다. 즉, 2번의 FFT 연산을 수행하여야한다.

그러나, 본 실시예에 따라 M-PSK 변조를 수행하면 복잡도의 증가 없이 1 비트(즉, 호핑 옵션)를 획득하는 것이 가능하다. 다시 말하면, M-PSK 변조를 적용하면 복잡도의 증가 및 성능 열화 없이 1 비트의 정보를 송신하는 것이 가능하다.

상술한 바와 같이, 상기 호핑 옵션은 제1 실시예에서 제안한 S-SCH 또는 P-SCH를 통해 송신되는 것이 바람직하다.

이하, S-SCH를 통해 상기 호핑 옵션을 송신하는 방법을 설명한다. 보다 구체적으로, 상기 호핑 옵션을 상기 제1 실시예의 방법 3을 통해 송신하는 방법을 설명한다.

제1 실시예의 방법 3은, 도 5에도 도시된 바와 같이, '+1' 또는 '-1'을 곱하여 1비트의 추가 정보를 송신한다. 상기 '+1' 또는 '-1'을 곱하는 것은 성상도 상의 위상 회전을 일으키는 것과 동일하므로, 제1 실시예의 방법 3은 상술한 M-PSK 변조를 수행하는 것이다. 도 5의 일례에서는 M-PSK 변조를 통해 프레임 동기를 획득할 수 있다.

이하, 제2 실시예는 S-SCH에 적용되는 M-PSK 변조를 통해 호핑 옵션 만을 송신하거나, 프레임 동기를 위한 정보를 송신하거나, 호핑 옵션과 프레임 동기를 위한 정보를 모두 송신할 것을 제안한다.

이하, 호핑 옵션과 프레임 동기를 위한 정보를 모두 송신하는 일례를 설명한 다. 상기 호핑 옵션과 프레임 동기를 위한 정보는 각각 1 비트의 정보(모두 더하면 총 2 비트의 정보)라 가정한다. 상기 호핑 옵션 또는 프레임 동기를 위한 정보는 특정한 크기의 비트일 수 있다.

도 9는 도 5와 마찬가지로 S-SCH 1과 S-SCH 2에 시퀀스 인덱스를 부여한다. 상기 시퀀스 인덱스는 자도프 츄(Zadoff-Chu) 시퀀스를 식별하는 시퀀스 인덱스인 것이 바람직하다. 또한, S-SCH 1과 S-SCH 2에는 지연된 CAZAC 시퀀스의 기법이 적용되어 추가적인 정보를 송신하는 것이 바람직하다.

도 9의 일례는, 도 5와는 달리, 호핑 옵션에 관한 정보도 추가로 제공하므로 M-PSK 변조를 통해 2개의 정보를 나타내는 것이 바람직하다. 예를 들어, 도 9의 제1 경우(901)처럼 호핑이 비활성화되는 경우에는 '+1'과 '-1'을 이용하여 M-PSK 변조를 수행하고, 호핑이 활성화되는 경우에는 '+j'과 '-j'을 이용하여 M-PSK 변조를 수행할 수 있다. 또 다른 방법으로는, 도 9의 제2 경우(902)처럼 호핑이 비활성화되는 경우에는 '1'과 '+1'을 이용하여 M-PSK 변조를 수행하고, 호핑이 활성화되는 경우에는 '-j'과 '+j'을 이용하여 M-PSK 변조를 수행할 수 있다.

제2 실시예에 따른 S-SCH 1 및 S-SCH 2는 프레임 경계(frame boundary)에 관한 정보, 즉 프레임 동기를 위한 정보를 제공한다. 또한, 호핑 패턴을 지시하는 호핑 옵션에 관한 정보를 제공한다.

도 9의 일례는 S-SCH를 이용하여 호핑 옵션 및/또는 프레임 동기에 관한 정 보를 송신하는 방법에 관한 것이다. 상술한 바와 같이, 제2 실시예는 제1 실시예에 기초하므로, S-SCH 이외에도 P-SCH를 통해서도 호핑 옵션 및/또는 프레임 동기에 관한 정보를 송신할 수 있다. 이 경우, 도 9의 일례에서 사용된 S-SCH 1, S-SCH 2 대신에 P-SCH 1, P-SCH 2를 사용하여 호핑 옵션 및/또는 프레임 동기에 관한 정보를 송신할 수 있다.

이하, 상술한 M-PSK 변조의 다양한 방법의 일례를 설명한다.

상기 수학식 3에 표시된 바와 같이, M-PSK 변조는

로 표시될 수 있다. 즉, 주파수 성분 k에 따라 동일하거나 서로 상이한 값을 이용하여 위상 성분을 회전시킬 수 있다. 예를 들어, 무선 프레임에 포함되는 S-SCH 1 시퀀스는 다수의 부 반송파를 통해 송신되는데 이 경우, '+1' 또는 '+j' 등의 하나의 값으로 위상 성분을 회전시킬 수 있다. 또한, 특정한 부 반송파에 대해서는 위상 성분을 회전시키고, 나머지 부 반송파에 대해서는 위상 성분을 회전시키지 않을 수가 있다. 또한, 특정 시퀀스 엘리먼트에 대해서만 위상 성분을 회전시킬 수 있다.

본 실시예에서 제안하는 M-PSK 변조는 다양한 채널들에 사용될 수 있으며, 이하 그 일례로서 S-SCH에 M-PSK 변조를 수행한 결과를 설명한다.

도 10a 내지 도 10f의 일례에 도시된 S-SCH에는 상술한 CAZAC 시퀀스 또는 지연된 CAZAC 시퀀스의 기법이 이미 적용되어 있는 것이 바람직하다.

또한, 도 10a 내지 도 10f의 일례에 도시된 S-SCH 1과 S-SCH 2는 시간적으로 인접한 시퀀스 이거나 서로 떨어진 시퀀스일 수 있다.

도 10a는 S-SCH 1과 S-SCH 2에 대해 하나의 위상 회전 성분으로 M-PSK 변조를 수행한 결과이다. 도시된 바와 같이, 모든 주파수 성분에 대해 하나의 값(예를 들어, '+1') 또는 여러 개의 값(예를 들어, 일부 성분에 대해서는 '+1'을 적용하고 나머지 성분에 대해서는 '-j'를 적용함)으로 위상을 회전시킬 수 있다. 도 10a의 일례는 모든 주파수 성분의 위상이 회전되므로 별도의 위상 기준이 필요하다.

예를 들어, 도 10a의 S-SCH 1과 S-SCH 2가 72개의 부 반송파에 상응하는 경우, 상기 S-SCH 1은 하나의 시드(seed) 값에 의해 생성되는 72 길이의 시퀀스(예를 들어, 상술한 CAZAC 시퀀스, 쟈도프-츄 시퀀스, 프랭크 시퀀스)에 상응하고, 상기 S-SCH 2는 또 다른 하나의 시드 값에 의해 생성된 72 길이의 시퀀스에 상응할 수 있다.

도 10b는 S-SCH 1에 대해서는 M-PSK 변조를 수행한 결과이고, S-SCH 2에 대해서는 M-PSK 변조를 수행하지 않은 것이다. 도 10b의 일례는, 일부 시퀀스에 대해 M-PSK 변조를 수행하지 않으므로 별도의 위상 기준을 제공할 필요가 없는 이점이 있다.

도 10b의 10번 영역은 특정한 제1 시드 값에 의해 생성된 72 길이의 시퀀스일 수 있고, 도 10b의 20번 영역은 특정한 제2 시드 값에 의해 생성된 72 길이의 시퀀스일 수 있다. 이러한 특징은, 도 10c 내지 도 11d에도 동일하게 적용될 수 있다.

또한, 도 10b의 10번 영역에서 M-PSK 변조가 수행되지 않고, 20번 영역에서 M-PSK 변조가 수행될 수도 있다. 이러한 특징은, 도 10c 내지 도 11d에도 동일하게 적용될 수 있다.

도 10c는 M-PSK 변조가 수행되는 시퀀스에 수행되지 않는 시퀀스가 자유롭게 결정될 수 있음을 나타내는 도면이다.

도 10d는 본 실시예에 따른 또 다른 일례이다. 도시된 바와 같이, S-SCH 1의 일부 주파수 성분과 S-SCH 2의 일부 주파수 성분에 대하여 M-PSK 변조가 수행되고, 나머지 성분에 대하여 M-PSK 변조가 수행되지 않는다. 즉, 1001, 1003, 1005, 1006 성분에 대해서는 M-PSK 변조가 수행된다. 반편, 1002, 1004 성분에 대해서는 M-PSK 변조가 수행되지 않는다. 이 경우, 1001, 1003, 1005, 1006 성분들은 모두 1개의 위상 회전 성분(예를 들어, '+j')에 의해 위상이 회전될 수도 있고, 여러 개의 위상 성분에 의해 위상이 회전될 수도 있다. 즉, 1001, 1003 성분은 '-1'에 의해 위상이 회전되고, 1005, 1006 성분은 '+j'에 의해 위상이 회전될 수 있다.

도 10e 내지 도 10f는 본 실시예에 따른 또 다른 일례이다.

도시된 바와 같이,

의 값을 자유롭게 조절하여 다양한 M-PSK 변조를 수행할 수 있다.

도 11a 내지 도 11c의 일례는 본 실시예에 따른 또 다른 일례이다.

도 11a에 도시된 바와 같이, S-SCH 1의 일부를 제외한 나머지 모든 성분에 대해 M-PSK 변조를 수행할 수 있다. 또한, 도 11b에 도시된 바와 같이, S-SCH 1과 S-SCH 2의 일부 성분을 제외한 나머지 성분에 대해 M-PSK 변조를 수행할 수 있다.

또한, 도 11c의 일례와 같이 M-PSK 변조를 수행할 수 있다.

도 11d는 서로 다른 종류의 정보를 M-PSK 변조를 통해 수행하는 일례를 설명한다.

도시된 바와 같이, 일부 주파수 성분(10)에는 M1 정보(M1 info)를 나타내는 M-PSK가 적용되고, 또 다른 일부 주파수 성분(30)에는 M2 정보(M2 info)를 나타내는 M-PSK가 적용되고 나머지 성분(20)에는 M-PSK가 적용되지 않을 수 있다.

상기 M1 정보 또는 M2 정보는 프레임 동기를 위한 정보 또는 호핑 정보를 포함하는 다양한 정보일 수 있다.

이상의 일례에서 M-PSK 변조가 수행된 위치와 M-PSK 변조가 수행되지 아니한 위치는 바뀔 수 있다.

이하에서는 본 발명의 또 다른 일 실시예로서, 3GPP E-UTRA (LTE) 시스템에서 S-SCH에 적용되는 일례를 설명한다.

LTE에서 P-BCH 는 40ms에 걸쳐서 4번 전송되며, 이 4개의 P-BCH 중 어느 하나만 가지고도 P-BCH를 decoding 할 수가 있다. (Self-decodable)

도 12는 P-BCH가 40ms 에 걸쳐서 전송되는 예를 도시하는 도면이다.

그러나, UE는 40ms 주기(period) 중 본인이 검출한 P-BCH의 10ms 식별(identification)을 위해 총 4 가지의 경우에 대한 블라인드 검출 을 실행하는 복잡도(complexity)가 발생할 수 있다.

S-SCH에는 170개의 셀 그룹 ID 정보와 2개의 10ms 프레임 경계 정보가 들어 가 총 340개의 정보가 전송된다.

이 때, S-SCH를 검출함에 있어서 P-SCH에서 추정된 채널 값을 이용하여 코히어런트 검출을 할 수도 있고, S-SCH 자체만으로 논-코히어런트 검출을 할 수도 있다.

P-BCH가 전송되는 시간적인 구간은 동기 채널이 전송되는 서브 프레임에서 전송된다.

따라서, 10ms P-BCH 경계를 식별할 수 있는 2비트의 정보를 SSC에 실음에 있어 본 발명을 적용하면, UE 의 구현(implementation)에 있어서 유연성을 제공할 수가 있다.

다시 말하면, 4번의 블라인드 디코딩을 원하지 않는 UE는 SSC를 검출할 때 코히어런트 검출을 수행하여 10ms P-BCH 경계 정보를 미리 인지할 수 있으므로 P-BCH 디코딩을 블라인드 디코딩할 필요가 없다.

4번의 블라인드 디코딩을 상관하지 않는 UE는 SSC 에서 이 정보를 검출하지 않고 코히어런트 혹은 논 코히어런트 SSC 검출을 수행한 후, 4번의 P-BCH를 블라인드 디코딩을 수행할 수가 있다.

이것은 UE 사업자 가 단말을 구현함에 있어 구현 용이에 대한 유연성을 제공한다.

예를 들어, 본 발명 중 특히 BPSK 변조를 적용한 경우를 설명한다.

도 13은 본 발명의 일 실시예로서 S-SCH에 적용한 도면이다.

도 13의 구조에 있어서 녹색 부분 (G)과 노란 부분(Y)에 변조할 수 있는 조 합은 (G,Y)=(1,1), (1,-1), (-1,1), (-1,-1) 의 네 가지가 가능하다. 이 네 가지 조합은 10ms P-BCH 경계를 지칭하는 정보로 활용할 수가 있다.

혹은, 4번의 P-BCH 블라인드 디코딩 중 2번의 블라인드 디코딩을 감수할 수 있다면, 1비트의 정보만 SSC에서 검출하면 된다. 이때 가능한 변조의 조합은 (G,Y)=(1,1), (1,-1) 혹은 (G,Y)=(1,1), (-1,1) 혹은 (G,Y)=(-1,-1), (1,-1) 혹은 (G,Y)=(-1,-1), (-1,1) 등이 가능하다.

또 하나의 예를 들어, 본 발명 중 특히 QPSK 변조를 적용한 경우를 설명한다.

도 14는 도 13에서 제 2 S-SCH에서 제 1 S-SCH에 변조되어 있는 것과 비교하여 스와핑(swapping)된 형태를 도시하는 도면이다.

도 13의 구조에 있어서 변조할 수 있는 조합은 (G, Y)=(1, 1),(j, j), (-1,-1),(-j, -j) 등이 가능하다. 이것 역시 2비트의 정보를 나타내는 것으로서 P-BCH 경계 정보를 지칭할 수가 있다.

상기에서 편의상 제 1 SCH(1^st SCH)의 (G,Y)조합과 WP 2 SCH(2^nd SCH)의 (G,Y)조합이 같은 경우를 설명하였으나, 각 SCH 별로 조합이 바뀔 수도 있다. 예를 들어, 1^st SCH의 (G,Y) 조합이 (1,-1) 이었을 때, 2^nd SCH의 (G,Y) 조합은 (1,1) 일 수 있다.

이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있다. 따라서, 본 발명의 기술 적 범위는 명세서의 상세한 설명에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허청구범위에 의해 정해져야 할 것이다.

본 발명에 따라 동기를 위한 채널을 구성하는 경우, 동기를 위한 채널에 다양한 정보를 포함시킬 수 있다. 이를 통해 수신 측에 다양한 정보를 제공하여 동기를 획득에 도움을 줄 수 있다.

Claims

무선 통신 시스템의 송신 단에서 시퀀스를 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법으로서,

상기 송신 단이 데이터 또는 제어 신호들을 전송하기 위한 상기 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 송신 단이 상기 시퀀스를 구성하는 복수의 성분(element)들 중에서 일부 성분들에 관한 추가 정보를 나타내기 위한 위상 변조를 수행하는 단계;

상기 송신 단이 수신 단으로 상기 위상 변조된 시퀀스를 전송하는 단계를 포함하고,

상기 데이터 또는 제어 신호들을 전송하기 위한 상기 시퀀스는 동기 채널(SCH)에 대하여 생성되며,

상기 시퀀스를 구성하는 상기 복수의 성분들은 상기 동기 채널의 주파수 축을 따라 매핑된 매핑 인덱스, 주파수 인덱스, 및 부 반송파 인덱스 중 어느 하나에 의해 식별되며, 그리고

상기 위상 변조를 이용하여 처리된 일부 성분들은, 각각 상기 시퀀스를 구성하는 성분들을 식별하는 상기 동기 채널의 상기 주파수 축을 따라 매핑된 상기 매핑 인덱스, 상기 주파수 인덱스, 및 상기 부 반송파 인덱스 중 어느 하나의 미리 결정된 조합에 대응하는, 시퀀스를 이용하여 정보를 송신하기 위한 방법.
제1항에 있어서, 상기 위상 변조를 통해 나타낸 추가 정보는 하향링크 참조 신호의 주파수 도약(hopping)에 관한 정보, 미리 결정된 프레임의 경계 정보, 및 안테나 구성 정보 중 적어도 하나를 포함하는, 시퀀스를 이용하여 정보를 송신하기 위한 방법.
제1항에 있어서, 상기 미리 결정된 조합에 대응하는 상기 일부 성분들에 대해 수행되는 위상 변조들의 조합은 하향링크 참조 신호의 주파수 도약에 관한 정보, 미리 결정된 프레임의 경계 정보, 및 안테나 구성 정보 중 적어도 하나를 전송하기 위해 사용되는, 시퀀스를 이용하여 정보를 송신하기 위한 방법.
무선 통신 시스템의 송신 단에서 동기 채널을 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법으로서,

상기 송신 단이 제 1 동기 채널 및 제 2 동기 채널 각각에 적어도 하나의 미리 결정된 시퀀스를 적용하는 단계;

상기 송신 단이 상기 제 1 동기 채널의 제 1 영역 및 상기 제 2 동기 채널의 제 2 영역 각각에 대응하는 시퀀스 성분들에 관한 추가 정보를 나타내기 위한 위상 변조를 수행하는 단계; 및

상기 송신 단이 수신 단으로 각각 개별적인 위상 변조된 시퀀스가 적용된 상기 제 1 동기 채널 및 상기 제 2 동기 채널을 전송하는 단계를 포함하고,

상기 추가 정보는 상기 제 1 동기 채널의 상기 제 1 영역에 적용된 제 1 위상 변조 값 및 상기 제 2 동기 채널의 상기 제 2 영역에 적용된 제 2 위상 변조 값의 조합을 이용하여 나타내지는, 동기 채널을 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법.
제4항에 있어서,

상기 적어도 하나의 미리 결정된 시퀀스를 적용하는 단계에서, 상이한 시퀀스가 상기 제 1 동기 채널 및 상기 제 2 동기 채널 각각에 적용되고, 그리고

다른 추가 정보가 상기 제 1 동기 채널 및 상기 제 2 동기 채널 각각에 적용된 상기 상이한 시퀀스들의 조합을 통해 전송되는, 동기 채널을 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법.
제4항에 있어서,

위상 변조는 상기 제 1 영역을 제외한 상기 제 1 동기 채널의 영역 및 상기 제 2 영역을 제외한 상기 제 2 동기 채널의 영역에 각각 대응하는 시퀀스 성분들에 대해 수행되지 않으며,

상기 위상 변조가 수행되지 않는 영역에 대응하는 시퀀스 성분은 위상 기준으로서 수신 단에 의해 사용되는, 동기 채널을 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법.
제4항에 있어서, 상기 제 1 위상 변조 값 및 상기 제 2 위상 변조 값은 수신 단이 위상 기준 없이 상기 제 1 위상 변조 값 및 상기 제 2 위상 변조 값 사이의 상이한 상관(correlation)을 이용하여 상기 추가 정보를 획득할 수 있도록 설정되는, 동기 채널을 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법.
제4항에 있어서, 상기 동기 채널은 부동기 채널(S-SCH)에 대응하는, 동기 채널을 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법.
제8항에 있어서, 상기 부동기 채널에 대하여 생성되는 시퀀스는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 시퀀스, 하다마드 시퀀스, 최대 길이 시퀀스(M-시퀀스), 컴퓨터 탐색 시퀀스, 및 PN 시퀀스 중 적어도 하나를 포함하는, 동기 채널을 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법.
제4항에 있어서, 상기 추가 정보는 하향링크 참조 신호의 주파수 도약에 관한 정보, 미리 결정된 프레임의 경계 정보, 및 안테나 구성 정보 중 적어도 하나를 포함하는, 동기 채널을 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법.
무선 통신 시스템의 송신 단에서 동기 채널을 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법으로서,

상기 송신 단이 제 1 동기 채널 및 제 2 동기 채널 각각에 미리 결정된 시퀀스를 적용하는 단계;

상기 송신 단이 상기 제 1 동기 채널 및 상기 제 2 동기 채널 중 하나에 관한 추가 정보를 나타내기 위한 위상 변조를 수행하는 단계; 및

상기 송신 단이 수신 단으로 각각 개별적인 위상 변조된 시퀀스가 적용된 상기 제 1 동기 채널 및 상기 제 2 동기 채널을 전송하는 단계를 포함하는, 동기 채널을 이용하여 정보를 전송하기 위한 방법.