KR101276855B1 - 프리코딩 행렬 정보 전송방법 및 사용자기기와, 프리코딩 행렬 구성방법 및 기지국 - Google Patents
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Abstract
본 발명은, 프리코딩 행렬의 선택에 사용되는 코드북을, 각각 n개의 프리코딩 행렬로 이루어진 m개의 서브그룹으로 구성한다. 본 발명의 사용자기기는 상기 m개의 서브그룹 중 하나를 지시하는 제1코드북 인덱스와 서브그룹 내 n개의 프리코딩 행렬 중 하나를 지시하는 제2코드북 인덱스를 기지국에 전송함으로써, 상기 사용자기기가 상기 소정 코드북으로부터 선택한 특정 프리코딩 행렬을 지시한다. 상기 기지국은 상기 제1코드북 인덱스 및 상기 제2코드북 인덱스를 기반으로 상기 소정 코드북으로부터 상기 특정 프리코딩 행렬을 구성한다.
Description
본 발명은 무선통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 하향링크 데이터에 사용될 프리코딩 행렬을 지시하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
다중안테나 시스템 또는 MIMO 시스템에 있어서 프리코딩은 송수신측에 빔포밍 이득(Beamforming Gain) 및 다이버시티 이득(diversity gain)을 제공하여, 높은 첨두/평균 시스템 처리율을 제공할 수 있다. 다만, 프리코딩 기법은 안테나 설정, 채널 환경, 시스템 구조 등을 고려하여 적절히 설계되어야 한다.
일반적으로, 복잡도와 제어 시그널링 오버헤드를 최소화하기 위해 프리코딩을 수행하는 MIMO 시스템은 코드북 기반 프리코딩 기법을 이용한다. 코드북은 전송 랭크(Rank) 및 안테나 개수에 따라 송신단과 수신단 사이에 미리 결정된 소정 개수의 프리코딩 벡터/행렬을 포함한다. 수신단은 송신단이 전송한 참조신호를 이용하여 상기 수신단과 상기 송신단 사이의 채널 상태를 추정하고, 채널 상태 정보를 송신단에 전송한다. 상기 송신단은 상기 수신단으로부터 수신한 채널 상태 정보에 따라 코드북 내 특정 프리코딩 벡터/행렬을 선택하여 전송 신호에 프리코딩을 수행하여 상기 수신단에 전송하게 된다.
도 1은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우 상술한 바와 같이 송수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여 상술한 코드북 정보를 기반으로 선호하는 프리코딩 행렬 정보를 송신단에 피드백할 수 있다. 도 1에서는 수신단이 송신단에 선호하는 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다. 수신단이 송신단에 선호하는 프리코딩 행렬 정보를 전송하는 경우, 최적의 프리코딩 행렬이 아닌 다른 프리코딩 행렬이 송신단이 수신단에 전송하는 데이터의 프리코딩에 사용되는 경우가 발생할 수는 있으나, 피드백 오버헤드를 줄일 수 있다는 장점이 있다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 Hermitian(PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
한편, 기술의 발전에 따라 송신단에 구비될 수 있는 송신 안테나의 개수가 증가하고 있다. 그런데, 송신안테나의 개수가 증가하게 되면 코드북의 크기도 커지므로 피드백해야 되는 데이터의 양도 많아지게 된다. 그리고, 코드북을 설계하는 방식에 따라 수신성능이 크게 달라진다. 따라서, 수신단에서의 수신성능이 우수하도록 코드북이 설계되어야 한다. 또한, 수신단이 송신단으로 피드백하는 데이터 양을 줄일 수 있는 적절한 피드백 방법이 요구된다.
본 발명은 다중 송신 안테나에 의한 데이터의 프리코딩에 사용되는 코드북을 제안한다. 또한, 본 발명은 수신단에서 송신단으로의 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 프리코더의 구성방법 및 장치를 제안한다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 양상으로, 무선 통신 시스템에서 사용자기기가 프리코딩 행렬 정보를 기지국에 전송하는 방법에 있어서, 상기 기지국으로부터 참조신호를 수신하는 단계; 및 상기 참조신호를 이용하여, 상기 사용자기기를 위한 프리코딩 행렬을 소정 코드북으로부터 선택하는 단계; 상기 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는 제1코드북 인덱스 및 제2코드북 인덱스를 상기 기지국에 전송하는 단계를 포함하되, 상기 제1코드북 인덱스는, 상기 소정 코드북에 포함된, 각각 n개의 프리코딩 행렬로 이루어진 m개의 서브그룹 중에서, 상기 선택된 프리코딩 행렬이 속한 서브그룹에 대응하고, 상기 제2코드북 인덱스는 상기 서브그룹 내 n개의 프리코딩 행렬 중에서 상기 선택된 프리코딩 행렬에 대응하는, 프리코딩 행렬 정보 전송방법이 제공된다.
본 발명의 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 기지국이 프리코딩 행렬을 구성하는 방법에 있어서, 상기 사용자기기로부터 제1코드북 인덱스 및 제2코드북 인덱스를 수신하는 단계; 및 상기 제1코드북 인덱스 및 제2코드북 인덱스를 기반으로 소정 코드북으로부터 상기 사용자기기를 위한 프리코딩 행렬을 구성하는 단계를 포함하는, 상기 제1코드북 인덱스는, 상기 소정 코드북에 포함된, 각각 n개의 프리코딩 행렬로 이루어진 m개의 서브그룹 중에서, 상기 프리코딩 행렬이 속한 서브그룹에 대응하고, 상기 제2코드북 인덱스는 상기 서브그룹 내 n개의 프리코딩 행렬 중에서 상기 프리코딩 행렬에 대응하는, 프리코딩 행렬 구성 방법이 제공된다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 사용자기기가 프리코딩 행렬 정보를 기지국에 전송함에 있어서, 송신기; 및 상기 송신기를 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는 상기 기지국으로부터 수신된 참조신호를 이용하여 상기 사용자기기를 위한 프리코딩 행렬을 소정 코드북으로부터 선택하고; 상기 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는 제1코드북 인덱스 및 제2코드북 인덱스를 상기 기지국에 전송하도록 상기 송신기를 제어하도록 구성되되, 상기 제1코드북 인덱스는, 상기 소정 코드북에 포함된, 각각 n개의 프리코딩 행렬로 이루어진 m개의 서브그룹 중에서, 상기 선택된 프리코딩 행렬이 속한 서브그룹에 대응하고, 상기 제2코드북 인덱스는 상기 서브그룹 내 n개의 프리코딩 행렬 중에서 상기 선택된 프리코딩 행렬에 대응하는, 사용자기기가 제공된다.
본 발명의 또 다른 양상으로, 무선 통신 시스템에서 기지국이 프리코더를 구성함에 있어서, 수신기: 및 상기 수신기를 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는, 상기 사용자기기로부터 수신된 제1코드북 인덱스 및 제2코드북 인덱스를 기반으로, 소정 코드북으로부터 상기 사용자기기를 위한 특정 프리코딩 행렬을 획득하고; 상기 특정 프리코딩 행렬에 맞춰 상기 사용자기기를 위한 프리코더를 구성하도록 상기 수신기를 제어하되, 상기 제1코드북 인덱스는, 상기 소정 코드북에 포함된, 각각 n개의 프리코딩 행렬로 이루어진 m개의 서브그룹 중에서, 상기 특정 프리코딩 행렬이 속한 서브그룹에 대응하고, 상기 제2코드북 인덱스는 상기 서브그룹 내 n개의 프리코딩 행렬 중에서 상기 특정 프리코딩 행렬에 대응하는, 기지국이 제공된다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 1개의 상기 제1코드북 인덱스가 하향링크 시스템 대역폭을 위하여 상기 사용자기기로부터 상기 기지국에 전송되고, 적어도 하나의 상기 제2코드북 인덱가 상기 하향링크 시스템 대역폭 내 적어도 하나의 서브밴드를 위하여 상기 사용자기기로부터 상기 기지국에 전송될 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 하향링크 시스템 대역폭 내 서브밴드별로 상기 제2코드북 인덱스가 상기 사용자기기로부터 상기 기지국으로 전송될 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 제2코드북 인덱스는 제2주기로 상기 사용자기기로부터 상기 기지국에 전송되고, 상기 제1코드북 인덱스은 상기 제2주기의 양의 정수배인 제1주기로 상기 사용자기기로부터 상기 기지국에 전송될 수 있다.
상기 과제해결 수단들은 본 발명의 실시예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.
본 발명에 실시형태들에 따른 코드북을 이용하면, 많은 개수의 송신 안테나에 의한 데이터 전송의 효율이 높아질 수 있다는 장점이 있다.
또한, 수신단이 송신단으로 프리코딩 행렬의 결정에 필요한 정보를 피드백하기 위해 필요한 데이터 양을 줄일 수 있다는 장점이 있다.
본 발명에 따른 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 효과는 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명을 수행하는 사용자기기(UE) 및 기지국(BS)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
도 3은 사용자기기 및 기지국 내 송신기 구조의 일 예를 도시한 것이다.
도 4는 무선 통신 시스템에서 사용되는 무선 프레임 구조의 일 예를 도시한 것이다.
도 5는 무선 통신 시스템에서 DL/UL 슬롯 구조의 일례를 나타낸 것이다.
도 6은 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브프레임 구조의 일례를 나타낸 것이다.
도 7은 ULA 안테나 구조 및 X-pol 안테나 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 하향링크 데이터 전송의 흐름도를 예시한 것이다.
도 1은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명을 수행하는 사용자기기(UE) 및 기지국(BS)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
도 3은 사용자기기 및 기지국 내 송신기 구조의 일 예를 도시한 것이다.
도 4는 무선 통신 시스템에서 사용되는 무선 프레임 구조의 일 예를 도시한 것이다.
도 5는 무선 통신 시스템에서 DL/UL 슬롯 구조의 일례를 나타낸 것이다.
도 6은 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브프레임 구조의 일례를 나타낸 것이다.
도 7은 ULA 안테나 구조 및 X-pol 안테나 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 하향링크 데이터 전송의 흐름도를 예시한 것이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
또한, 이하에서 설명되는 기법(technique) 및 장치, 시스템은 다양한 무선 다중 접속 시스템에 적용될 수 있다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템, MC-FDMA(multi carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다. CDMA는 UTRA (Universal Terrestrial Radio Access) 또는 CDMA2000과 같은 무선 기술(technology)에서 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communication), GPRS(General Packet Radio Service), EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11(Wi-Fi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE802-20, E-UTRA(evolved-UTRA) 등과 같은 무선 기술에서 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System)의 일부이며, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 이용하는 E-UMTS의 일부이다. 3GPP LTE는 하향링크에서는 OFDMA를 채택하고, 상향링크에서는 SC-FDMA를 채택하고 있다. LTE-A(LTE-advanced)는 3GPP LTE의 진화된 형태이다. 설명의 편의를 위하여, 이하에서는 본 발명이 3GPP LTE/LTE-A에 적용되는 경우를 가정하여 설명한다. 그러나, 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명이 이동통신 시스템이 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 대응하는 이동통신 시스템을 기초로 설명되더라도, 3GPP LTE/LTE-A에 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
본 발명에 있어서, 사용자기기(UE: User Equipment)는 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, 기지국과 통신하여 사용자데이터 및/또는 각종 제어정보를 송수신하는 각종 기기들이 이에 속한다. 사용자기기는 단말(Terminal Equipment), MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscribe Station), 무선기기(wireless device), PDA(Personal Digital Assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등으로 불릴 수 있다. 또한, 본 발명에 있어서, 기지국(Base Station, BS)은 일반적으로 사용자기기 및/또는 다른 기지국과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, 사용자기기 및 타 기지국과 통신하여 각종 데이터 및 제어정보를 교환한다. 기지국은 eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 엑세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
본 발명에서, 특정 신호가 프레임/서브프레임/슬롯/반송파/부반송파에 할당된다는 것은, 상기 특정 신호가 해당 프레임/서브프레임/슬롯/심볼의 기간/타이밍 동안 해당 반송파/부반송파를 통해 전송되는 것을 의미한다.
본 발명에서 랭크 혹은 전송랭크라 함은 일 OFDM 심볼 혹은 일 데이터 RE 상에 다중화된/할당된 레이어의 개수를 의미한다.
본 발명에서, 서브밴드(subband)라 함은 소정 개수의 인접한 물리자원블락(PRB)의 모음을 의미하며, 상기 소정 개수는 시스템 대역폭에 따라 달라진다. 와이드밴드(wideband)라 함은 전체 하향링크 시스템 대역폭 혹은 전체 상향링크 시스템 대역폭을 스팬하는 서브밴드들의 모음을 의미한다. 이하에서는, UE가 상기 UE에 할당된 전체 하향링크 시스템 대역폭에 대한 하나의 채널정보를 피드백하는 것을 와이드밴드 피드백이라고 칭하며, 시스템 대역폭에 존재하는 각각의 서브밴드를 위해 채널정보를 피드백하는 것을 서브밴드 피드백이라고 칭한다. 즉, 서브밴드 별 채널정보를 피드백하는 것을 서브밴드 피드백이라고 하고, 시스템 대역폭에 존재하는 모든 서브밴드의 채널정보를 대표하는 하나의 채널정보를 피드백하는 것을 와이드밴드 피드백이라 칭한다.
또한, 본 발명에서 특정 프리코더를 구성한다고 함은, 송신단의 입장에서는 상기 송신단이 특정 프리코딩 행렬로 전송 데이터를 프리코딩하도록 프리코더를 구성한다는 것을 의미한다. 수신단의 입장에서는, 상기 수신단이 피드백을 통하여 상기 송신단에게 사용을 권장할 특정 프리코딩 행렬을 선택하는 것을 의미한다.
한편, PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/DRS/CRS/DMRS/CSI-RS 자원요소(Resource Element, RE)는 각각 PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/DRS/CRS/DMRS/CSI-RS에 할당 혹은 이용가능한 RE를 의미한다. 이하에서는 특히, 참조신호가 전송되는 자원요소를 RS RE라고 칭하며, 제어정보 혹은 데이터가 전송되는 자원요소를 데이터 RE라고 칭한다.
또한, 이하에서는 DRS/CRS/DMRS/CSI-RS가 할당된 심볼/반송파/부반송파를 DRS/CRS/DMRS/CSI-RS 심볼/반송파/부반송파라고 칭한다. 예를 들어, DRS가 할당된 심볼은 DRS 심볼이라고 칭하며, DRS가 할당된 부반송파는 DRS 부반송파라 칭한다. 또한, 사용자데이터(예를 들어, PDSCH 데이터, PDCCH 데이터 등)가 할당된 심볼을 데이터 심볼이라고 칭하며, 사용자데이터가 할당된 부반송파를 데이터 부반송파라고 칭한다.
참조신호라 함은 BS로부터 UE로 혹은 UE로부터 BS로 전송하는, BS와 UE가 서로 알고 있는 기정의된, 특별한 파형의 신호를 의미한다. 간섭 신호의 완화, BS와 UE 간의 채널상태의 추정, BS와 UE 사이에 전송된 신호의 복조 등을 위하여 다양한 참조신호가 BS와 UE간에 전송된다. 참조신호들은 크게 전용 참조신호(dedicated reference signal, DRS)와 공용 참조신호(common reference signal, CRS)로 분류될 수 있다. CRS 는 PDSCH 전송을 지원하는 셀 내 모든 하향링크 서브프레임에서 전송된다. CRS는 복조 목적 및 측정 목적 둘 다에 이용될 수 있는 참조신호로서 셀 내 모든 사용자기기에 의해 공유된다. CRS 시퀀스는 레이어와 관계없이 모든 안테나 포트에서 전송된다. 이에 반해 DRS는 복조 목적으로 사용되는 것이 일반적이며, 특정 UE만이 사용할 수 있다. CRS와 DRS는 각각 셀-특정 RS와 복조(demoduation) RS(DMRS)라고 불리기도 한다. 또한, DMRS는 사용자기기-특정 (UE-specific) RS라고도 불린다.
3GPP LTE 시스템에서는 최대 2개의 레이어가 지원되며, 상기 레이어는 상기 레이어의 복조를 위한 DRS 및 해당 UE 및 상기 레이어를 전송하는 BS 간의 채널 추정을 위한 CRS와 동시에 전송된다. CRS 기반 하향링크 전송은 모든 물리 안테나 포트 상에서 RS가 전송되어야 한다. 따라서, CRS 기반 하향링크 전송은 물리 안테나 포트의 개수가 증가함에 따라 전체적인 RS 오버헤드도 증가하여 데이터 전송효율이 떨어지는 문제점이 발생하게 된다. 이러한 문제점을 해결하기 위하여, 3GPP LTE 시스템보다 더 많은 개수의 레이어 전송이 가능한 3GPP LTE-A 시스템은 물리 안테나 포트의 개수에 따라 전송 오버헤드가 증가하는 CRS 대신 DRS를 복조용 참조신호로서 활용한다. DRS 기반 하향링크 전송의 경우, 가상 안테나 포트만이 코히런트(coherent) 복조를 위한 참조신호를 필요로 한다. 즉, DRS 기반 하향링크 전송의 경우, BS의 모든 물리 안테나 포트가 아닌 가상 안테나 포트만이 해당 가상 안테나의 DRS를 전송하면 된다. 가상 안테나 포트의 개수는 물리 안테나 포트의 개수 Nt보다 작거나 같은 것이 일반적이므로, DRS 기반 하향링크 전송의 RS 전송오버헤드가 CRS 기반 하향링크 전송의 RS 오버헤드에 비해 줄어든다는 장점이 있다.
다만, 데이터와 동일한 프리코더를 사용한 DRS는 복조 목적으로만 사용되는 RS이므로, 3GPP LTE-A에서는 UE가 채널 상태 정보를 측정할 수 있도록 하기 위한 추가적인 측정용 RS인 CSI-RS(Channel State Information RS)가 상기 UE에 전송된다. CSI-RS는 채널상태가 상대적으로 시간에 따른 변화도가 크지 않다는 사실에 기반하여, 매 서브프레임마다 전송되는 CRS와 달리, 다수의 서브프레임으로 구성되는 소정 전송 주기마다 전송된다. 이러한 CSI-RS의 전송 특징 때문에, CSI-RS 전송 오버헤드가 CRS의 전송 오버헤드보다 낮다는 장점이 있다.
본 발명의 실시예들에 따른 UE는 채널 추정용 참조신호인 CRS 혹은 CSI-RS를 이용하여, 상기 UE와 상기 채널 추정용 참조신호를 전송한 BS 사이의 채널 상태를 추정하고, 채널 상태 정보를 상기 BS에 피드백할 수 있다. 프리코딩 행렬 정보(PMI), 채널 품질 정보(CQI), 랭크 정보(RI) 등이 채널 상태 정보로서 UE로부터 BS로 피드백될 수 있다. 특히, FDD(Frequency Division Duplex) 시스템에서는 BS가 하향링크 채널 정보를 스스로 알기 어려워서, UE가 피드백하는 채널정보가 하향링크 전송에 사용될 가능성이 높다.
도 2는 본 발명을 수행하는 사용자기기(UE) 및 기지국(BS)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
UE는 상향링크에서는 송신장치로 동작하고 하향링크에서는 수신장치로 동작한다. 이와 반대로, 기지국은 상향링크에서는 수신장치로 동작하고, 하향링크에서는 송신장치로 동작할 수 있다.
UE 및 기지국은 정보 및/또는 데이터, 신호, 메시지 등을 수신할 수 있는 안테나 (500a, 500b)와, 안테나를 제어하여 메시지를 전송하는 송신기(Transmitter; 100a, 100b), 안테나를 제어하여 메시지를 수신하는 수신기(Receiver; 300a, 300b), 무선통신 시스템 내 통신과 관련된 각종 정보를 저장하는 메모리(200a, 200b)를 포함한다. 또한, UE 및 기지국은 UE 또는 기지국에 포함된 송신기 및 수신기, 메모리 등의 구성요소를 제어하여 본 발명을 수행하도록 구성된 프로세서(400a, 400b)를 각각 포함한다. 상기 UE 내 송신기(100a), 수신기(300a), 메모리(200a), 프로세서(400a)는 각각 별개의 칩(chip)에 의해 독립된 구성요소로서 구현될 수도 있고, 둘 이상이 하나의 칩(chip)에 의해 구현될 수도 있다. 마찬가지로, 상기 기지국 내 송신기(100b), 수신기(300b), 메모리(200b), 프로세서(400b)는 각각 별개의 칩(chip)에 의해 독립된 구성요소로서 구현될 수도 있고, 둘 이상이 하나의 칩(chip)에 의해 구현될 수도 있다. 송신기와 수신기가 통합되어 사용자기기 또는 기지국 내에서 한 개의 송수신기(transceiver)로 구현될 수도 있다.
안테나(500a, 500b)는 송신기(100a, 100b)에서 생성된 신호를 외부로 전송하거나, 외부로부터 무선 신호를 수신하여 수신기(300a, 300b)로 전달하는 기능을 수행한다. 안테나(500a, 500b)는 안테나 포트로 불리기도 한다. 각 안테나 포트는 하나의 물리 안테나에 해당하거나 하나보다 많은 물리 안테나의 조합에 의해 구성될 수 있다. 다수의 안테나를 이용하여 데이터를 송수신하는 다중 입출력(Multi-Input Multi-Output, MIMO) 기능을 지원하는 송수신기의 경우에는 2개 이상의 안테나와 연결될 수 있다.
프로세서(400a, 400b)는 통상적으로 UE 또는 기지국 내 각종 모듈의 전반적인 동작을 제어한다. 특히, 프로세서(400a, 400b)는 본 발명을 수행하기 위한 각종 제어 기능, 서비스 특성 및 전파 환경에 따른 MAC(Medium Access Control) 프레임 가변 제어 기능, 유휴모드 동작을 제어하기 위한 전력절약모드 기능, 핸드오버(Handover) 기능, 인증 및 암호화 기능 등을 수행할 수 있다. 프로세서(400a, 400b)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 불릴 수 있다. 한편, 프로세서(400a, 400b)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(400a, 400b)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(400a, 400b) 내에 구비되거나 메모리(200a, 200b)에 저장되어 프로세서(400a, 400b)에 의해 구동될 수 있다.
송신기(100a, 100b)는 프로세서(400a, 400b) 또는 상기 프로세서와 연결된 스케줄러로부터 스케줄링되어 외부로 전송될 신호 및/또는 데이터에 대하여 소정의 부호화(coding) 및 변조(modulation)를 수행한 후 안테나(500a, 500b)에 전달한다. 예를 들어, 송신기(100a, 100b)는 전송하고자 하는 데이터 열을 역다중화 및 채널 부호화, 변조과정 등을 거쳐 K개의 레이어로 변환한다. 상기 K개의 레이어는 송신기 내 송신처리기를 거쳐 송신 안테나(500a, 500b)를 통해 전송된다. UE 및 기지국의 송신기(100a, 100b) 및 수신기(300a, 300b)는 송신신호 및 수신신호를 처리하는 과정에 따라 다르게 구성될 수 있다.
메모리(200a, 200b)는 프로세서(400a, 400b)의 처리 및 제어를 위한 프로그램을 저장할 수 있고, 입출력되는 정보를 임시 저장할 수 있다. 메모리(200a, 200b)가 버퍼로서 활용될 수 있다. 메모리(200a, 200b)는 후술할 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 저장할 수 있다. 메모리(200a, 200b)는 랭크별로 기정의된 코드북을 저장할 수 있다. 메모리는 플래시 메모리 타입(flash memory type), 하드디스크 타입(hard disk type), 멀티미디어 카드 마이크로 타입(multimedia card micro type) 또는 카드 타입의 메모리(예를 들어, SD 또는 XD 메모리 등), 램(Random Access Memory, RAM), SRAM(Static Random Access Memory), 롬(Read-Only Memory, ROM), EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory), PROM(Programmable Read-Only Memory), 자기 메모리, 자기 디스크, 광디스크 등을 이용하여 구현될 수 있다.
본 발명의 실시예들에 있어서, UE 프로세서(400a)는 BS가 전송한 채널추정용 참조신호를 검출하도록 UE 수신기(300a)를 제어하며, 검출된 채널추정용 참조신호를 이용하여 상기 UE와 상기 BS 사이의 하향링크 채널 상태를 추정할 수 있다. 상기 UE 프로세서(400a)는 상기 추정 결과를 바탕으로 본 발명의 일 실시예에 따라 채널 정보를 생성할 수 있다. 상기 UE 프로세서(400a)는 상기 채널 정보를 상기 BS에 전송하도록 상기 UE 송신기(100a)를 제어할 수 있다. 특히, 상기 UE 프로세서(400a)는 상기 UE가 선호하는 프리코딩 행렬을 나타내는 프리코딩 행렬 정보를 상기 채널 정보로서 구성하고, 상기 UE 송신기(100a)를 제어하여 상기 프리코딩 행렬 정보를 상기 BS에 전송할 수 있다. 상기 UE 프로세서(100a)는 후술할 본 발명의 실시예들 중 어느 하나에 따라 프리코딩 행렬 정보를 구성할 수 있다. 또한, 상기 UE 프로세서(100a)는 후술할 본 발명의 실시예들 중 어느 하나에 따라, 상기 프리코딩 행렬 정보를 전송하도록 상기 UE 송신기(100a)을 제어할 수 있다.
BS 프로세서(400a)는 상기 채널 상태 정보를 바탕으로 상기 UE에 전송할 데이터의 프리코딩에 사용할 프리코더를 구성할 수 있다. 상기 BS 프로세서(400a)는 후술하는 본 발명의 실시예들 중 어느 하나에 따라 프리코더를 구성할 수 있다. 상기 BS 송신기(100a)는, 상기 BS 프로세서(400a)의 제어 하에 구성된 상기 프리코더를 사용하여, 상기 UE에 전송할 데이터를 프리코딩한 후, 프리코딩된 데이터를 상기 UE에 전송할 수 있다.
도 3은 사용자기기 및 기지국 내 송신기 구조의 일 예를 도시한 것이다. 도 3을 참조하여 송신기(100a, 100b)의 동작을 보다 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
도 3을 참조하면, UE 또는 기지국 내 송신기(100a, 100b)는 스크램블러(301) 및 변조맵퍼(302), 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM/SC-FDM 신호생성기(306)를 포함할 수 있다.
상기 송신기(100a, 100b)는 하나 이상의 코드워드(codeword)를 송신할 수 있다. 각 코드워드 내 부호화된 비트(coded bits)는 각각 상기 스크램블러(301)에 의해 스크램블링되어 물리채널 상에서 전송된다. 코드워드는 데이터열로 지칭되기도 하며, MAC 계층이 제공하는 데이터 블록과 등가이다. MAC 계층이 제공하는 데이터 블록은 전송 블록으로 지칭되기도 한다.
스크램블된 비트는 상기 변조맵퍼(302)에 의해 복소변조심볼(complex-valued modulation symbols)로 변조된다. 상기 변조맵퍼는 상기 스크램블된 비트를 기결정된 변조 방식에 따라 변조하여 신호 성상(signal constellation) 상의 위치를 표현하는 복소변조심볼로 배치할 수 있다. 변조 방식(modulation scheme)에는 제한이 없으며, m-PSK(m-Phase Shift Keying) 또는 m-QAM(m-Quadrature Amplitude Modulation) 등이 상기 부호화된 데이터의 변조에 이용될 수 있다.
상기 복소변조심볼은 상기 레이어맵퍼(303)에 의해 하나 이상의 전송 레이어로 맵핑된다.
각 레이어 상의 복소변조심볼은 안테나 포트상에서의 전송을 위해 프리코더(304)에 의해 프리코딩된다. 구체적으로, 프리코더(304)는 상기 복소변조심볼을 다중 송신 안테나(500-1,..., 500-Nt)에 따른 MIMO 방식으로 처리하여 안테나 특정 심볼들을 출력하고 상기 안테나 특정 심볼들을 해당 자원요소맵퍼(305)로 분배한다. 즉, 전송 레이어의 안테나 포트로의 매핑은 프리코더(304)에 의해 수행된다. 프리코더(304)는 레이어맵퍼(303)의 출력 x를 Nt×Mt의 프리코딩 행렬 W와 곱해 Nt×MF의 행렬 z로 출력할 수 있다. 여기서, Nt는 송신 안테나의 개수에 대응하며, Mt는 전송 레이어의 개수인 전송 랭크 R에 대응한다. BS 프로세서(400b)는 본 발명의 일 실시예에 따라 전송된 프리코딩 행렬 정보를 기반으로, 상기 프리코더(304)를 구성할 수 있다. 즉, BS 프로세서(400b)는 본 발명의 일 실시예에 따라 상기 프리코딩 행렬 W를 구성함으로써 상기 프리코더(304)를 구성할 수 있다.
상기 자원요소맵퍼(305)는 각 안테나 포트에 대한 복소변조심볼을 적절한 자원요소(resource elements)에 맵핑/할당한다. 상기 자원요소맵퍼(305)는 상기 각 안테나 포트에 대한 복소변조심볼을 적절한 부반송파에 할당하고, 사용자에 따라 다중화할 수 있다.
OFDM/SC-FDM 신호생성기(306)는 상기 각 안테나 포트에 대한 복소변조심볼, 즉, 안테나 특정 심볼을 OFDM 또는 SC-FDM 방식으로 변조하여, 복소시간도메인(complex-valued time domain) OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 신호 또는 SC-FDM(Single Carrier Frequency Division Multiplexing) 심볼 신호를 생성한다. OFDM/SC-FDM 신호생성기(306)는 안테나 특정 심볼에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)을 수행할 수 있으며, IFFT가 수행된 시간 도메인 심볼에는 CP(Cyclic Prefix)가 삽입될 수 있다. OFDM 심볼은 디지털-아날로그(digital-to-analog) 변환, 주파수 상향변환 등을 거쳐, 각 송신 안테나(500-1,...,500-Nt)를 통해 수신장치로 송신된다. OFDM/SC-FDM 신호생성기(306)는 IFFT 모듈 및 CP 삽입기, DAC(Digital-to-Analog Converter), 주파수 상향 변환기(frequency uplink converter) 등을 포함할 수 있다.
한편, 상기 송신기(100a, 100b)가 코드워드의 송신에 SC-FDM 접속(SC-FDMA) 방식을 채택하는 경우, 상기 송신기(100a, 100b)는 고속푸리에변환기(fast Fourier transformer)를 포함할 수 있다. 상기 고속 푸리에변환기는 상기 안테나 특정 심볼에 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하여 고속푸리에변환된 심볼을 상기 자원요소맵퍼(305)에 출력한다.
수신기(300a, 300b)의 신호 처리 과정은 송신기의 신호 처리 과정의 역으로 구성된다. 구체적으로, 수신기(300a, 300b)는 외부에서 안테나(500a, 500b)를 통하여 수신된 무선 신호에 대한 복호(decoding) 및 복조(demodulation)를 수행하여 해당 프로세서(400a, 400b)로 전달한다. 상기 수신기(300a, 300b)에 연결된 안테나(500a, 500b)는 Nr개의 다중 수신 안테나를 포함할 수 있으며, 수신 안테나를 통해 수신된 신호 각각은 기저대역 신호로 복원된 후 다중화 및 MIMO 복조화를 거쳐 송신기(100a, 100b)가 본래 전송하고자 했던 데이터열로 복원된다. 수신기(300a, 300b)는 수신된 신호를 기저대역 신호로 복원하기 위한 신호복원기, 수신 처리된 신호를 결합하여 다중화하는 다중화기, 다중화된 신호열을 해당 코드워드로 복조하는 채널복조기를 포함할 수 있다. 상기 신호복원기 및 다중화기, 채널복조기는 이들의 기능을 수행하는 통합된 하나의 모듈 또는 각각의 독립된 모듈로 구성될 수 있다. 조금 더 구체적으로, 상기 신호복원기는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 ADC(analog-to-digital converter), 상기 디지털 신호로부터 CP를 제거하는 CP 제거기, CP가 제거된 신호에 FFT(fast Fourier transform)를 적용하여 주파수 도메인 심볼을 출력하는 FFT 모듈, 상기 주파수 도메인 심볼을 안테나 특정 심볼로 복원하는 자원요소디맵퍼(resource element demapper)/등화기(equalizer)를 포함할 수 있다. 상기 안테나 특정 심볼은 다중화기에 의해 전송레이어로 복원되며, 상기 전송레이어는 채널복조기에 의해 송신장치가 전송하고자 했던 코드워드로 복원된다.
전송 레이어(들)에 사용된 프리코딩 행렬의 선택에 사용되는 채널 정보는 UE가 알고 있는 정보이다. 다만, UE가 수신 데이터의 복조에 CRS를 이용하는 경우에는, UE가 상기 수신 데이터를 수신하는 것만으로는 BS가 실제로 전송 레이어(들)에 적용한 프리코딩 행렬을 알 수 없으므로, 상기 BS는 상기 프리코딩 행렬에 대한 정보를 하향링크 데이터 전송시에 상기 UE에 알려준다. UE-특정 RS를 이용하여 UE가 수신 데이터를 복조하는 경우, BS는 각 레이어 전송에 사용된 프리코딩 행렬를 사용하여 상기 UE-특정 RS도 프리코딩하므로, 상기 UE는 상기 UE-특정 RS를 이용하여 상기 전송 레이어(들)이 전송된 채널을 추정하면 이미 프리코딩이 적용된 상태의 채널이 추정되게 된다. 따라서, UE가 UE-특정 RS를 이용하여 수신 데이터를 복조하는 경우, BS가 레이어(들)의 전송에 사용한 프리코딩 정보를 별도로 제공하지 않더라도, 상기 UE는 수신 데이터를 복호할 수 있다. 따라서, 수신 데이터의 복조에 CRS가 이용되는 경우, 상기 UE는 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 안테나 특정 심볼로부터 상기 전송 레이어(들)을 복원할 수 있다. 프리코딩 행렬을 이용한, 안테나 특정 심볼로부터 전송 레이어(들)을 복원은, 송신기의 프리코더(304)에 역처리과정을 수행하도록 구성된 다중화기에 의해 수행될 수 있다.
한편, 상기 수신기(300a, 300b)가 SC-FDMA 방식에 의해 전송된 신호를 수신하는 경우, 상기 수신기는(300a, 300b)는 IFFT 모듈을 추가로 포함한다. 상기 IFFT 모듈은 자원요소디맵퍼에 의해 복원된 안테나 특정 심볼에 IFFT를 수행하여 역고속푸리에변환된 심볼을 다중화기에 출력한다.
참고로, 도 2 및 도 3에서 스크램블러(301) 및 변조맵퍼(302), 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM/SC-FDMA 신호생성기(306)가 송신기(100a, 100b)에 포함되는 것으로 설명하였으나, 송신장치의 프로세서(400a, 400b)가 스크램블러(301) 및 변조맵퍼(302), 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM/SC-FDMA 신호생성기(306)를 포함하도록 구성되는 것도 가능하다. 마찬가지로, 도 2 및 도 3에서는 신호복원기 및 다중화기, 채널복조기가 수신기(300a, 300b)에 포함되는 것으로 설명하였으나, 수신장치의 프로세서(400a, 400b)가 상기 신호복원기 및 다중화기, 채널복조기를 포함하도록 구성되는 것도 가능하다. 이하에서는 설명의 편의를 위하여, 스크램블러(301) 및 변조맵퍼(302), 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM/SC-FDMA 신호생성기(306)가 이들의 동작을 제어하는 프로세서(400a, 400b)와 분리된 송신기(100a, 100b)에 포함되고, 신호복원기 및 다중화기, 채널복조기가 이들의 동작을 제어하는 프로세서(400a, 400b)와는 분리된 수신기(300a, 300b)에 포함된 것으로 설명한다. 그러나, 스크램블러(301) 및 변조맵퍼(302), 레이어맵퍼(303), 프리코더(304), 자원요소맵퍼(305), OFDM/SC-FDMA 신호생성기(306)가 프로세서(400a, 400b)에 포함된 경우 및 신호복원기 및 다중화기, 채널복조기가 프로세서(400a, 400b)에 포함된 경우에도 본 발명의 실시예들이 동일하게 적용될 수 있다.
도 4는 무선 통신 시스템에서 사용되는 무선 프레임 구조의 일 예를 도시한 것이다. 특히, 도 4는 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 무선 프레임의 구조를 예시한다. 도 3의 무선 프레임 구조는 FDD 모드와, 반(half) FDD(H-FDD) 모드와, TDD 모드에 적용될 수 있다.
도 4를 참조하면, 3GPP LTE/LTE-A에서 사용되는 무선프레임은 10ms(307200Ts)의 길이를 가지며, 10개의 균등한 크기의 서브프레임으로 구성된다.여기에서, Ts는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=1/(2048x15kHz)로 표시된다. 각각의 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며 2개의 슬롯으로 구성된다. 일 무선프레임 내 20개의 슬롯들은 0부터 19까지 순차적으로 넘버링된다. 각각의 슬롯은 0.5ms의 길이를 가진다. 일 서브프레임을 전송하기 위한 시간은 전송시간간격(TTI: transmission time interval)로 정의된다.
도 5는 무선 통신 시스템에서 DL/UL 슬롯 구조의 일례를 나타낸 것이다. 특히, 도 5는 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 자원격자(resource grid)의 구조를 나타낸다.
도 5를 참조하면, 슬롯은 시간 도메인에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 도메인에서 다수의 자원블록(resource block, RB)을 포함한다. OFDM 심볼은 일 심볼 구간을 의미하기도 한다. 자원블록은 주파수 도메인에서 다수의 부반송파를 포함한다. OFDM 심볼은 다중 접속 방식에 따라 OFDM 심볼, SC-FDM 심볼 등으로 불릴 수 있다. 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 채널 대역폭, CP의 길이에 따라 다양하게 변경될 수 있다. 예를 들어, 정상(normal) CP의 경우에는 하나의 슬롯이 7개의 OFDM 심볼을 포함하나, 확장(extended) CP의 경우에는 하나의 슬롯이 6개의 OFDM 심볼을 포함한다. 도 5에서는 설명의 편의를 위하여 하나의 슬롯이 7 OFDM 심볼로 구성되는 서브프레임을 예시하였으나, 본 발명의 실시예들은 다른 개수의 OFDM 심볼을 갖는 서브프레임들에도 마찬가지의 방식으로 적용될 수 있다. 참고로, 하나의 OFDM 심볼과 하나의 부반송파로 구성된 자원을 자원요소(resource element, RE) 혹은 톤(tone)이라고 한다.
도 5를 참조하면, 각 슬롯에서 전송되는 신호는 NDL / UL RBNRB sc개의 부반송파(subcarrier)와 NDL / UL symb개의 OFDM 혹은 SC-FDM 심볼로 구성되는 자원격자(resource grid)로 표현될 수 있다. 여기서, NDL RB은 하향링크 슬롯에서의 자원블록(resource block, RB)의 개수를 나타내고, NUL RB은 상향링크 슬롯에서의 RB의 개수를 나타낸다. NDL symb은 하향링크 슬롯 내 OFDM 혹은 SC-FDM 심볼의 개수를 나타내며, NUL symb은 상향링크 슬롯 내 OFDM 혹은 SC-FDM 심볼의 개수를 나타낸다. NRB sc는 하나의 RB를 구성하는 부반송파의 개수를 나타낸다.
다시 말해, 물리자원블록(physical resource block, PRB)는 시간 도메인에서 NDL/UL symb개의 연속하는 OFDM 심볼 혹은 SC-FDM 심볼로서 정의되며, 주파수 도메인에서 NRB sc개의 연속하는 부반송파에 의해 정의된다. 따라서, 하나의 PRB는 NDL / UL symb×NRB sc개의 자원요소로 구성된다.
자원격자 내 각 자원요소는 일 슬롯 내 인덱스쌍 (k,1)에 의해 고유하게 정의될 수 있다. k는 주파수 도메인에서 0부터 NDL / UL RBNRB sc-1까지 부여되는 인덱스이며, l은 시간 도메인에서 0부터 NDL / UL symb-1까지 부여되는 인덱스이다.
도 6은 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브프레임 구조의 일례를 나타낸 것이다.
도 6을 참조하면, 상향링크 서브프레임은 주파수 도메인에서 제어영역과 데이터영역으로 구분될 수 있다. 하나 또는 여러 PUCCH(physical uplink channel)이 UCI(uplink control information)을 나르기 위해, 상기 제어영역에 할당될 수 있다. 하나 또는 여러 PUSCH(physical uplink shared channel)이 사용자 데이터를 나르기 위해, 상기 데이터영역에 할당될 수 있다. UE가 상향링크 전송에 SC-FDMA 방식을 채택하는 경우, 단일 반송파 특성을 유지하기 위해, PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송할 수 없다. 일 UE에 대한 PUCCH는 일 서브프레임 내 RB 쌍에 할당되며, 상기 RB 쌍에 속한 RB들은 두 개의 슬롯에서 각각 다른 부반송파를 점유한다. 이와 같이 할당되는 PUCCH를, PUCCH에 할당된 RB쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑된다고 표현한다.
표 1는 3GPP LTE 릴리즈(release) 8에서 2개의 송신 안테나(2Tx)에 사용되는 코드북 구조를 나타낸다.
표 1을 참조하면, 2
Tx
코드북은 7개의
프리코딩
행렬을 포함한다. 상기 7개의 프리코딩 행렬들 중 단위행렬은
개루프
시스템을 위한 것이므로,
폐루프
시스템의
프리코딩을
위한
프리코딩
행렬은 총 6개가 된다.
표 2는 3
GPP
LTE
릴리즈
(
release
) 8에서 4개의 송신 안테나(4
Tx
)에 사용되는 코드북 구조를 나타낸다.
표 2에서, 4×4 프리코딩 행렬이 하우스홀더변환(Householder transform)을 이용하여 생성되고, 상기 4×4 프리코딩 행렬의 해당 열(column) 서브셋이 4보다 작은 랭크 전송을 위한 프리코딩에 사용된다. 표 2를 참조하면, Wn {s}는 {s}로 지칭되는 열을 포함하는 세트에 대해, Wn=I-2unun H/un Hun로 규정될 수 있으며, 여기서 I는 4*4 단위 행렬(Identity Matrix)이다. 표 2에 나타낸 바와 같이 4Tx 코드북은 각 랭크에 대해 16개의 프리코딩 행렬을 포함하여, 총 64개의 프리코딩 행렬로 구성되어 있다.
참고로, 표 1의 코드북과 표 2의 코드북은 다음과 같은 공통점을 가지고 있다.
(1) 상수 모듈러스(Constant Modulus, CM): 코드북 내 모든 프리코딩 행렬의 각 요소가 0을 포함하지 않으며, 같은 크기를 갖도록 구성된다.
(2) 네스티드 속성: 하위 랭크를 위한 프리코딩 행렬은 상위 랭크를 위한 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋으로 구성되도록 설계된다.
(3) 한정된 알파벳: 코드북 안의 모든 프리코딩 행렬의 각 요소의 알파벳은 몇가지로 한정된다. 예를 들어, 표 1의 코드북 내 프리코딩 행렬의 요소로 사용될 수 있는 알파벳은 {±1,±j}로 한정되어 있으며, 표 2의 코드북 내 프리코딩 행렬의 요소로 사용될 수 있는 알파벳은 {±1,±j,±(1+j)/√2,±(-1+j)/√2}로 한정된다. 다시 말해, 표 1의 프리코딩 행렬들의 알파벳은 QPSK로 한정되며, 표 2의 프리코딩 행렬들의 알파벳은 8PSK로 한정된다.
도 7은 ULA 안테나 구조 및 X-pol 안테나 구조를 설명하기 위한 도면이다.
표 1 및 표 2의 코드북 구조는 도 7(a)에 도시된 바와 같은 단일 선형 배열(Uniform Linear Array, ULA) 안테나 구조를 고려하여 설계된 것이다. 일반적으로 ULA 안테나 형태는 일정 수준 이하의 안테나 상관도를 유지하기 위해 안테나 사이에 큰 공간이 필요하다. 따라서, 4Tx, 8Tx와 같이 많은 수의 안테나를 이용하기 위해서는 도 7(b)에 도시된 바와 같은 교차형 안테나 구조(cross-pol(X-pol) antenna setup)가 이용되고 있다. X-pol 안테나 구조의 경우, 안테나간의 거리가 상대적으로 작더라도 안테나 상관도를 낮춰 높은 수율의 데이터 전송이 가능하여, ULA 안테나 구조에 비해 안테나 공간을 줄일 수 있기 때문이다. 따라서, 이하에서는 X-pol 안테나 구조의 시스템에 적합한 프리코더 구성 방법과 피드백 방법이 제안된다. 한편, 표 1 및 표 2의 코드북 구조는 최대 4개의 안테나를 구성하는 시스템만을 지원한다. 따라서, 이하에서는, 특히, 4개보다 많은 안테나가 구비한 시스템을 위한 코드북을 구성하는 방법과 연관된 실시예들과, 상기 코드북을 이용한 프리코딩 행렬 구성방법 및 피드백 방법과 연관된 실시예들이 제안된다.
<기정의된(predefined) 코드북 구조>
- 하우스홀더(Householder) 기반 코드북
표 2와 같이, n개의 요소(element)를 갖는 프리코딩 벡터 ui(여기서, i는 코드북 인덱스) 정의되고, n×n 프리코딩 행렬이 하우스홀더변환(Householder transform)을 이용하여 상기 프리코딩 벡터 ui로부터 구성될 수 있다. 상기 n×n 프리코딩 행렬의 열(column) 서브셋이 n이하의 랭크 전송을 위한 프리코딩에 사용될 수 있다.
UE는, BS가 상기 UE를 위한 사용자데이터의 전송에 사용될 프리코딩 행렬의 선정에 참고할 채널정보를 상기 BS에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 상기 UE는 상기 BS가 전송한 하향링크 참조신호를 기반으로 채널상태를 추정하고, 이를 기반으로 상기 UE가 선호하는 하나 이상의 프리코딩 행렬을 지시하는 프리코딩 행렬 정보를 상기 BS에 채널정보로서 전송할 수 있다. 상기 BS는 상기 채널정보를 기반으로 복수개의 코드북 인덱스, 예를 들어, 표 2를 참조하면, 4Tx 안테나를 구성하는 BS는, UE가 피드백한 채널정보를 기반으로, 16개의 코드북 인덱스 중 하나에 대응하는 프리코딩 벡터를 이용하여 4×4 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다. 상기 BS가 전송하려는 레이어의 개수에 따라 상기 4×4 프리코딩 행렬의 열 서브셋이 상기 BS의 프리코더(404)로서 구성된다.
- DFT 행렬 기반 코드북
DFT(Discrete Fourier transform) 행렬 또는 왈쉬(Walsh) 행렬을 이용하여, 안테나 개수에 따른 프리코더가 구성될 수 있다. 또는, DFT 행렬 또는 왈쉬 행렬이 위상천이(phase shift) 행렬, 위상천이 다이버시티(diversity) 행렬 등과 결합하여 여러가지 형태의 프리코딩 행렬이 구성될 수 있다.
n×n DFT 행렬(이하, DFTn)이 다음과 같이 정의될 수 있다.
여기서, DFT 행렬은 특정 크기 n에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서, 상황에 따라 프리코딩 행렬이 적절히 사용되기 위해서는, 채널 상태에 따라 다양한 프리코딩 행렬이 정의되어야 한다. DFTn 행렬을 회전(rotate)시켜, 다양한 프리코딩 행렬이 추가적으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 다음과 같이 회전된 DFTn 행렬이 정의될 수 있다.
수학식 2에 의하면, DFT 행렬의 특성을 만족하는, G개의 회전된 DFTn 행렬이 생성될 수 있다.
<다중 코드북 기반 프리코더>
- 다중 코드북 기반 프리코더1
BS는 Nt개의 송신 안테나를 통해 R개의 레이어(또는 랭크)를 전송하기 위하여 프리코딩 행렬 Nt×R이 구성될 수 있다. 상기 BS는 UE가 피드백한 프리코딩 행렬 정보를 기반으로 상기 프리코딩 행렬 Nt×R을 구성할 수 있다. 다음식은 nc개의 행렬로 구성된, 랭크 R에 대한 Nt-Tx 코드북의 일례를 나타낸다.
여기서, k는 특정 자원의 인덱스를 나타내며, 이는 부반송파 또는 가상자원 인덱스, 또는 서브밴드 인덱스일 수 있다.
수학식 3의 코드북은 다음과 같은 형태로 구성될 수 있다.
수학식 4에서, PMt ×R,2는 PMt ×R, 1를 특정 복소 무게(complex weight)만큼 천이(shift)한 형태를 갖도록 구성될 수 있다. 따라서, PMt ×R, 1와 PMt ×R,2는 특정 복소 무게 w1 및 w2를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 5에서, w2ㆍPMt ×R,2는 w1ㆍPMt ×R,1이 w2/w1만큼 천이되어 얻어진다. 이와 같이, 특정 열 또는 행의 원소들 사이에 소정 상관도(correlation)이 존재하도록 구성되는 프리코딩 행렬은 구획(partition) 기반 프리코딩 행렬 혹은 스택킹(stacking) 기반 프리코딩 행렬이라고 불리기도 한다.
수학식 5의 코드북에 포함된 프리코딩 행렬은 크로네커 곱(Kronecker product)을 이용하여 다음과 같이 표현될 수도 있다.
여기서, UE는 상기 UE가 선호하는 프리코딩 행렬 PNt ×R,n,m의 일 부분행렬인 W=[w1 w2]T를 지시하는 정보를, 다른 부분행렬인 P=PMt ×R, 1를 지시하는 정보와 독립적으로 BS에 피드백할 수 있다. 상기 BS는 상기 UE가 전송한 피드백 정보를 이용하여 수학식 5 또는 수학식 6의 실시예에 따라 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다. 즉, BS 프로세서(400b)는 상기 피드백 정보를 기반으로 수학식 5 또는 수학식 6과 같은 프리코딩 행렬을 갖는 프리코더(304)를 구성할 수 있다.
수학식 5 및 수학식 6에서, W는 항상 2×1 벡터 형태로 구성된다. W는 다음과 같이 코드북 형태로 정의될 수도 있다.
수학식 7에서, N은 코드북 W가 포함하고 있는 총 프리코딩 벡터의 개수를 나타내며, i는 벡터 인덱스로 사용될 수 있다. 피드백 오버헤드를 최소화하면서 적절한 프리코딩 성능을 얻기 위하여, i는 21=2, 22=4 또는 23=8과 같이 2의 거듭제곱으로 제한되어 사용될 수도 있다. 또한, PMt ×R,1은, 2Tx 코드북 혹은 4Tx 코드북 등으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 표 1 또는 표 4와 같은 형태로 PMt ×R,1이 구성될 수 있다. 혹은, PMt×R,1이 회전된 DFTn 형태로 구성될 수도 있다.
한편, W는 2×2 행렬들로 구성될 수도 있다. 예를 들어, 다음과 같이 2×2 행렬 W를 이용한 코드북에 따라 프리코더가 구성될 수 있다.
수학식 8의 실시예에 따라 프리코더가 구성되는 경우, 최대 랭크 R을 지원하는 PMt ×R,1을 사용하여, 최대 2R개의 전송 랭크까지 지원하는 프리코더가 구성될 수 있다. 예를 들어, PMt ×R,1이 표 2의 코드북과 같이 정의되는 경우, 수학식 6의 실시예에 의하면, 최대 4까지의 전송 랭크가 지원될 수 있다. 그러나, 수학식 8의 실시예에 의하면, 지원될 수 있는 최대 전송 랭크는 2R인 8이 된다. 따라서, 수학식 8의 실시예에 의하면, 8개의 송신 안테나를 구성하는 시스템에서, 기존에 구성된 4Tx 코드북을 이용하여, 8×8 전송을 지원하는 프리코더가 구성될 수 있다.
수학식 8에서, W는 다음과 같이 코드북 형태로 정의될 수 있다.
한편, 8×8 전송을 위한 프리코더는 다음과 같이 구성될 수도 있다.
수학식 10에서, Wn은 다음과 같이 정의된다.
수학식 10에서, Pm은 랭크-1에 대해 수학식 12와 같이 정의되며, 랭크-2에 대해 수학식 13과 같이 정의된다.
여기서, CB2는 제2코드북을 나타낸다. W 행렬인 Wn의 모음인 코드북 W는 제1코드북 CB1에 해당한다.
또 다른 예로, 블락 대각 행렬(block diagonal matrix)과 위상 벡터(phase vector)의 형태로 프리코더가 구성될 수도 있다.
여기서, 안테나 그룹 빔 
∈G(1,2) 이며, G(k,Q)는 다음과 같이 정의된다.
G(k,Q)는 수학식 16과 같은 요소를 갖는 DFT 기반 생성기(generator) 행렬 Gq (Q) 내 k개의 열(column)으로 구성된 서브셋들의 모음을 나타낸다.
수학식 6의 실시예와, 수학식 8 내지 수학식 16의 실시예들은 각 랭크에 따라 다르게 적용될 수 있다. 예를 들어, 수학식 6의 실시예는 R≤4를 위한 코드북 구성에 사용되고, 수학식 8 내지 수학식 16의 실시예는 R≥5를 위한 코드북 구성에 사용되는 것으로 정의될 수 있다. 혹은, R=1을 위한 코드북은 수학식 6에 따라 구성되고, 나머지 전송 랭크에 대해서는 수학식 8 내지 수학식 16의 실시예 중 하나에 따라 구성된 코드북이 구성되는 것도 가능하다.
- 다중 코드북 기반 프리코더: 네스티드 속성(property)
수학식 6의 실시예를 수학식 8 내지 수학식 16의 실시예들 중 하나와 적절히 사용하면, 코드북이 구성될 수 있다. 하지만, 두 가지 실시예들을 모두 사용하지 않으면, 모든 전송 랭크에 대한 프리코더의 구성이 불가능하다는 단점이 있다. 예를 들어, 수학식 6의 실시예만으로는 R보다 큰 전송랭크를 위한 코드북이 정의될 수 없다. 즉, 수학식 6만으로는 R보다 큰 전송랭크를 위한 프리코더가 구성될 수 없다. 이와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 다음식에 따라, 프리코더가 구성되도록 정의될 수 있다.
수학식 10으로부터 얻어진 PNt × Nt들을 이용하여, R=Nt인 프리코딩 행렬이 구성될 수 있다. 상기 R=Nt인 프리코딩 행렬의 열 서브셋이, 안테나 개수 Nt보다 작은 하위 랭크를 위한 프리코딩 행렬의 구성에 사용될 수 있다. 하위(lower) 랭크를 위한 프리코딩 행렬이 상위(higher) 랭크를 위한 프리코딩 행렬의 특정 열 서브셋으로 구성되는 경우, 해당 코드북이 네스티드 속성을 갖는다고 칭한다. 네스티드 속성을 갖도록 코드북을 구성하는 경우, 상위 랭크에 대한 열 서브셋이 하위 랭크의 프리코딩 행렬이 되므로, CQI 계산이 간단해진다는 장점이 있다.
수학식 10에서 PNt × Nt ,n,m은 R=Nt인 경우의 프리코딩 행렬들을 나타낸다. 예를 들어, Nt≥2인 시스템에서 랭크 2 전송을 위한 일 프리코딩 행렬이 PNt × Nt ,n,m(0,2)로 표현된다고 가정하자. 이때, PNt × Nt ,n,m(0,2)에 따라 구성된 프리코더는 상기 PNt × Nt ,n,m의 Nt개의 열벡터들 중에서 0번째 및 2번째 열로 구성된 프리코딩 행렬을 갖도록 설계될 수 있다.
수학식 8에서, PMt × Mt는 회전된 DFT 행렬 또는 다른 형태의 코드북으로 구성될 수 있다.
- 개루프(open-loop) 프리코더 사이클링
개루프 환경에서, 다이버시티 이득을 높이기 위하여, 전술한 프리코딩 행렬들은 특정 무선 자원에 따라 변형되어 사용될 수 있다. 예를 들어, 수학식 6의 코드북은 특정 자원영역의 인덱스 k에 따라 다음과 같이 변형될 수 있다.
수학식 18에서, 특정 자원영역 k에 대한 프리코딩 행렬은 수학식 18과 같이 모듈로(modulo) 연산(operation)에 의하여 결정될 수 있다. 여기서, nc와 mc는 각각 W 행렬의 코드북 크기와 P 행렬의 코드북의 크기를 나타낼 수도 있고, W 행렬의 서브셋 코드북의 크기와 P행렬의 서브셋 코드북의 크기를 나타낼 수도 있다. 수학식 18에서와 같이 두 행렬 모두가 사이클링되면, 다이버시티 이득은 극대화될 수 있으나, 프리코더 구성의 복잡도가 증가된다는 단점이 있다. 따라서, W와 P 중 하나는 장주기(long-term)으로 사이클링하고, 나머지 행렬은 단주기(short-term)으로 사이클링하여 프리코더가 구성되는 것도 가능하다. 예를 들어, W 행렬은 물리자원블락(PRB) 인덱스에 따라서 모듈로 연산되어 결정되고, P 행렬은 서브프레임 인덱스에 따라서 모듈로 연산되어 결정될 수 있다. 또는, W 행렬은 PRB 인덱스에 따라서 모듈로 연산되어 결정되고, P 행렬은 서브밴드 인덱스에 따라서 모듈로 연산되어 정해지는 것도 가능하다. 이들과 반대되는 행태로 P행렬과 W행렬이 결정될 수도 있다.
한편, 2개의 행렬 중 하나의 행렬에만 모듈로 연산을 이용한 프리코더 사이클링을 적용하고, 나머지 행렬은 프리코더 사이클링 적용하지 않는 형태로, 프리코더가 구성될 수도 있다.
전술한 실시예들에 있어서, W 행렬과 P 행렬은 다음과 같은 특성을 갖도록 구성될 수 있다.
| Case | W/P |
| Alphabet restriction 1 | W 행렬의 알파벳(alphabet)은 BPSK로 한정되고, P행렬의 알파벳은 QPSK 또는 8 PSK 로 한정되도록 구성. |
| Alphabet restriction 2 | W 행렬의 알파벳(alphabet)은 QPSK로 한정되고, P 행렬의 알파벳은 QPSK 또는 8 PSK로 한정되도록 구성. |
- 다중 코드북 기반 프리코더 구성을 위한 피드백
수학식 3 내지 수학식 18에서 설명한 다중 코드북 기반 프리코더의 경우, 프리코더의 구성을 위해서는 W와 P가 각각 특정되어야 한다. UE는 아래와 같은 특성을 갖도록 W와 P를 지시하는 채널정보를 구성하고, 상기 채널정보를 BS에 피드백할 수 있다. W를 지시하는 정보를 i1이라 하고, P를 지시하는 정보를 i2라고 하면, i1과 i2는 다음과 같은 특성을 갖도록 피드백될 수 있다.
| Case | i1/i2 |
| Frequency granularity 1 | 둘 중 하나는 서브밴드(subband) 단위로 피드백되고 나머지 하나는 와이드밴드(wideband) 단위로 피드백. |
| Frequency granularity 2 | 둘 중 하나는 베스트-M(best-M) 밴드에 대하여 피드백되고 나머지 하나는 와이드밴드(wideband) 단위로 피드백. |
| Time granularity | 둘 중 하나는 N1의 주기로 피드백되고 나머지 하나는 N2의 주기로 피드백. |
| Feedback channel 1 | 둘 중 하나는 PUSCH로 피드백되고 나머지 하나는 PUCCH로 피드백. |
| Feedback channel 2 | PUSCH로 피드백되는 경우, 둘 중 하나(e.g., i1)는 서브밴드별로 피드백되고, 나머지 하나(e.g., i2)는 와이드밴드를 위해 피드백. PUCCH로 피드백되는 경우, i1과 i2 모두 와이드밴드(wideband)단위로 피드백. |
| Feedback channel 3 | PUSCH로 피드백되는 경우, 둘 중 하나(e.g., i1)는 서브밴드별로 피드백되고, 나머지 하나(e.g., i2)는 와이드밴드를 위해 피드백. PUCCH로 피드백되는 경우, 둘 중 하나(e.g., i1)는 와이드밴드를 위해 피드백되고, 나머지 하나는 특정 서브밴드(e.g., i2)를 위해 피드백. |
| Feedback channel 4 | W와 P 중 하나는 특정 피드백 채널 또는 모드에서 고정된 행렬로 구현. 이 경우, 해당 행렬을 지시하는 정보의 피드백을 필요로 하지 않음. |
| Unequal protection | 둘 중 하나(e.g., i1)는 더 신뢰도 높은 부호화율로 코딩하고 나머지 하나(e.g., i2)는 신뢰도가 상대적으로 낮은 부호화율로 코딩. |
BS는, UE가 피드백한 채널정보를 기반으로, 상기 UE에게 전송할 데이터를 위한 프리코더를 전술한 수학식 6 및 8, 11, 14, 17, 18의 실시예들 중 어느 하나에 따라 구성할 수 있다.
예를 들어, W가 장주기/와이드밴드 프리코딩용 코드북이라 가정하고, P가 단주기/서브밴드 프리코딩용 코드북이라 가정하면, i1은 장주기로 와이드밴드를 위해 피드백되고, i2는 단주기로 서브밴드를 위해 피드백될 수 있다.
도 7(b)를 참조하면, 본 발명의 실시예들에 따라 구성된 코드북은 X-pol 안테나 구조에 적용될 수 있다. 근접하여 위치하게 되는, 코-편광(co-polarized) 안테나 그룹 내 안테나들은 근접하여 위치하므로, 일 안테나 그룹 내 안테나들이 수신단과 형성하는 채널들 사이에는 높은 상관도가 존재할 것으로 예상된다. 반면, 서로 다른 코-편광 안테나 그룹에 속한 안테나들이 수신단과 형성하는 채널들 사이에는 낮은 상관도가 존재할 것으로 예상된다. 와이드밴드 빔은 상관도가 높은 채널에 적합하므로, W 행렬은 각 코-편광 안테나 그룹에 대한 빔을 형성하기에 적합하며, P 행렬은 각 서브밴드에서 빔을 조정하는 데 사용될 수 있다. UE의 이동 속도가 낮은 경우, 빔의 방향은 동적으로 변하지 않을 것이므로, W 행렬은 P 행렬에 비해 낮은 주기로 업데이트될 수 있다. i1은 장주기의 와이드밴드 피드백 형태로 BS에 전송될 수 있고, i2는 단주기의 서브밴드 피드백 형태로 BS에 전송될 수 있다. i1과 i2가 다른 서브프레임에서 피드백되는 경우, 장주기로 전송되는 i1 정보에 에러가 발생하면 뒤에 단주기로 전송되는 i2의 정보를 이용할 수 없게 되는에러 전파 가능성 때문에, W 행렬을 지시하는 i1은 P 행렬을 지시하는 i2에 비해 높은 신뢰도로 피드백되는 것이 바람직하다.
전술한 바와 같이 W 행렬과 P 행렬의 조합형태로 프리코더가 구성되는 경우, nc개의 프리코딩 행렬을 포함하는 W 코드북과 mc개의 프리코딩 행렬을 포함하는 P 코드북 중에서, UE가 피드백할 수 있는 W 행렬과 P 행렬의 개수가 ns(ns≤nc) 및/도는 ms(ms≤mc)로 제약될 수 있다. 여기서, ns 및 nc, ms, mc는 양의 정수이다. BS는 상기 W 코드북 및/또는 상기 P 코드북 내 피드백이 허용 및/또는 불허되는 프리코딩 행렬을 나타내는 코드북 서브셋 정보를 UE에 전송할 수 있다. 혹은, 코드북 서브셋 정보가 채널정보의 피드백 모드에 따라 기결정되어 있는 것도 가능하다. 상기 UE는 상기 코드북 서브셋 정보를 바탕으로 피드백이 허여되는 프리코딩 행렬들 중에서만 상기 UE를 위한 프리코딩 행렬들을 선택하고, 상기 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는 프리코딩 행렬 정보를 상기 BS에 피드백할 수 있다. 상기 UE와 상기 BS는 상기 코드북 서브셋을 알고 있으므로, 상기 UE는 상기 코드북 서브셋 내 프리코딩 행렬들 중에서 상기 선택된 프리코딩 행렬이 지시되는 형태로 상기 프리코딩 행렬 정보를 피드백할 수 있다. 예를 들어, W 코드북 내 프리코딩 행렬들 중 상기 UE가 피드백 가능한 프리코딩 행렬이 ns개이고, W 코드북 내 프리코딩 행렬들 중 상기 UE가 피드백 가능한 프리코딩 행렬이 ms개인 경우, 상기 UE는 ceiling{log2(ns)}의 비트로 i1을 구성하여 BS에 전송하고, ceiling{log2(ms)}의 비트로 i2를 구성하여 전송할 수 있다.
<다중-스테이지 코드북 기반 프리코더>
수학식 6 및 8, 11, 14, 17, 18의 실시예들에 따르면, W 행렬과 P 행렬을 조합하는 형태로 프리코더가 구성된다. 즉, 프리코더의 구성을 위해서 W 행렬의 코드북과 P 행렬의 코드북이 정의되며, 각 코드북에서 1개씩 총 2개의 프리코딩 행렬이 프리코더 구성에 사용된다. UE는 W의 선정을 위한 채널정보와 P의 선정을 위한 채널정보를 각각 BS에 전송할 수 있으며, 상기 BS는 이들 채널정보를 바탕으로 W 및 P의 조합으로 구성된 프리코더를 구성한다. 예를 들어, 다중 코드북 기반으로 프리코더를 구성하는, 수학식 6 및 8, 11, 14, 17, 18의 실시예들에 의하면, nc개의 W 행렬(여기서, nc≥1인 정수)로 구성된 제1코드북 내 특정 행렬 Wn과 mc개(여기서, mc≥1인 정수)의 P 행렬로 구성된 제2코드북 내 특정 행렬 Pm의 조합으로 프리코더가 구성된다. 즉, 다중 코드북 기반 프리코더의 실시예들에 의하면, 2개의 코드북 (제1코드북과 제2코드북)을 사용하여 pc=nc×mc가지의 프리코더가 구성될 수 있다.
2개의 코드북이 구성되어야 하는 수학식 5 내지 수학식 18의 실시예들과 달리, 본 실시예는 조합이 완성된 형태의 코드북 P를 정의한다. 즉, 본 실시예는 pc개의 프리코딩 행렬로 구성된 1개의 코드북 P를 기반으로 프리코더가 구성된다. 다만, 본 실시예는, 코드북 P를 병렬적으로 구성하는 대신, 계층적 구성한다. 이 경우, 코드북 P를 구성하는 pc개의 프리코딩 행렬들에는 순차적으로 인덱스가 부여되는 대신, 계층적으로 인덱스가 부여된다. 이하에서는 이와 같이 계층적으로 구성된 코드북을 다중-스테이지 코드북이라고 칭한다.
다중-코드북 기반 코드북으로 프리코더를 구성하는 경우, 수신단은 W와 P를 조합하는 과정을 수행해야 한다. 반면, 다중-스테이지 기반 코드북으로 프리코더를 구상하는 경우, 다중-스테이지 기반 코드북은 완성된 행태의 프리코딩 행렬을 포함하므로, 복수의 코드북, 예를 들어, 2개의 다른 코드북으로부터 각각 선택된 W와 P를 조합하는 과정을 필요로 하지 않는다. 따라서, 다중-스테이지 기반 코드북으로부터 프리코더가 구성되는 경우, 다중-코드북 기반 코드북으로부터 프리코더가 구성되는 경우에 비해, 프리코더 구성의 복잡도(complexity)가 감소한다는 장점이 있다.
2-스테이지 코드북을 예로 하여, 본 실시예를 설명하면 다음과 같다. 2-스테이지 P는 예를 들어, 특정 랭크를 위한 코드북 P가 다음과 같이 표현될 수 있다.
수학식 19에서, Pi Nt ×R (여기서, i=1,...,pc)는 다음과 같은 특징을 갖도록 구성된다.
(1) 모든 프리코딩 행렬은, 수학식 8 또는 수학식 5-10과 같이, 부분 행렬 PMt×R,1이 위상천이 후에 반복된 형태로 구성된다.
(2) 코드북 P에 포함된 프리코딩 행렬들은 mc개의 서브그룹으로 구분된다.
(3) 서브그룹에는 nc개의 프리코딩 행렬이 존재한다.
(4) 서브그룹 내 프리코딩 행렬들은 부분행렬이 동일하다.
예를 들어, 특정 랭크에 대한 2-스테이지 코드북 P는 다음과 같이 구성될 수 있다.
| Subgroup #1 | Subgroup #2 | Subgroup #3 | Subgroup #4 | ||||
| 1 | 2 | 1 | 2 | 1 | 2 | 1 | 2 |
| P1 Nt ×R | P2 Nt ×R | P3 Nt ×R | P4 Nt ×R | P5 Nt ×R | P6 Nt ×R | P7 Nt ×R | P8 Nt ×R |
표 5를 참조하면, 특정 랭크에 대한 2-스테이지 코드북 P가 각각 2개의 프리코딩 행렬을 포함하는 4개의 서브그룹으로 구성될 수 있다. 2-스테이지 코드북 내 하나의 프리코딩 행렬이 지시되기 위해서는 상기 프리코딩 행렬을 포함하는 서브그룹을 가리키는 서브그룹 인덱스(이하, i1)와 상기 서브그룹 내에서 상기 프리코딩 행렬을 가리키는 요소 인덱스(이하, i2)가 필요하다. 표 5를 참조하면, 4개의 서브그룹 중 일 서브그룹을 지시되기 위해서는 2비트가 필요하며, 서브그룹 내 4개의 요소들 중 일 요소가 지시되기 위해서는 1비트가 필요하다. 예를 들어, UE가 다음과 같이 3비트를 BS에 피드백하면, BS는 상기 피드백된 비트열을 기반으로 해당 프리코딩 행렬을 찾을 수 있다.
수학식 20을 참조하면, MSB(Most Significant Bit)에 해당하는 a0a1은 서브그룹을 나타내기 위하여 사용되고, LSB(Least Significant Bit)에 해당하는 b0는 서브그룹 내 요소 인덱스를 나타내기 위하여 사용될 수 있다. 즉, a0a1은 i1에 해당하고, b0는 i2에 해당할 수 있다. a0a1와 b0의 위치는 서로 변경될 수 있다.
UE는 BS에 i1과 i2를 피드백함으로써, 상기 UE가 선호하는 프리코딩 행렬을 상기 BS에 알릴 수 있다. 이때, UE는 다음과 같이 i1과 i2를 BS에 피드백할 수 있다.
| i1/i2 | |
| Frequency granularity 1 | 둘 중 하나는 서브밴드(subband) 단위로 피드백되고 나머지 하나는 와이드밴드(wideband) 단위로 피드백. |
| Frequency granularity 2 | 둘 중 하나는 베스트-M(best-M) 밴드에 대하여 피드백되고 나머지 하나는 와이드밴드(wideband) 단위로 피드백. |
| Time granularity | 둘 중 하나는 N1의 주기로 피드백되고 나머지 하나는 N2의 주기로 피드백. |
| Unequal protection | 둥 중 하나(e.g., i2)는 더 신뢰도 높은 부호화율로 코딩하고 나머지(e.g., i1)는 신뢰도가 상대적으로 낮은 부호화율로 코딩. |
예를 들어, i1이 i2에 비해 주파수에 따른 변화율이 작은 인덱스라고 가정하면, UE는 i1를 와이드밴드 피드백 형태로 BS에 전송하고, i2를 서브밴드 피드백 형태로 BS에 전송할 수 있다. 특정 피드백 주기에서, N개의 서브밴드가 존재한다고 가정하면, 일 i1가 와이드밴드 형태로 모든 서브밴드를 위해 BS에 피드백되고, 일 i2가 일 서브밴드 혹은 소정 개수의 서브밴드를 위해 BS에 피드백될 수 있다. 이때, UE는 하향링크 시스템 대역폭을 구성하는 N개의 서브밴드에 대해 서브밴드 당 하나씩의 i2를 전송할 수도 있고, 상기 N개의 서브밴드 중 채널 상태가 좋은 베스트-M개의 서브밴드에 대해 1개의 i2를 전송할 수도 있다. 상황에 따라서는 i2가 와이드밴드 형태로 피드백될 수도 있다.
N개의 서브밴드 각각에 대해 i2가 전송된다고 가정하면, 예를 들어, UE는 다음과 같이 N개의 프리코딩 행렬을 지시하는 프리코딩 행렬 정보를 BS에 피드백할 수 있다.
수학식 21을 참조하면, MSB(Most Significant Bit)에 해당하는 a0a1은 서브그룹을 나타내기 위하여 사용되고, LSB(Least Significant Bit)에 해당하는 b0b1...bN-1는 서브그룹 내 요소 인덱스를 나타내기 위하여 사용될 수 있다. 즉, a0a1은 i1에 해당하고, bi는 i2에 해당할 수 있다. a0a1와 b0b1...bN -1의 위치는 서로 변경될 수 있다.
BS는 하나 이상의 서브밴드를 통해 UE에 데이터를 전송할 수 있다. 특정 UE에 데이터를 전송함에 있어서, BS는 모든 하향링크 서브밴드들을 위해 전송된 i1과, 상기 BS가 상기 특정 UE로의 데이터 전송에 사용하고자 하는 특정 서브밴드에 해당하는 i2를 이용하여, 상기 i1과 상기 i2에 의해 지시되는 프리코딩 행렬에 따라 프리코더를 구성할 수 있다. 상기 BS는 상기 데이터를 상기 프리코딩 행렬로 프리코딩하고, 상기 특정 서브밴드를 통해 상기 특정 UE에 전송하다.
한편, i1이 i2에 비해 시간에 따른 변화율이 작은 인덱스라고 가정하면, UE는 i1을 장주기로 전송하고, i2를 단주기로 전송할 수 있다. 예를 들어, UE는 i2의 전송주기의 양의 정수배에 해당하는 전송주기를 가지고 i1을 BS에 피드백할 수 있다. 이때, 수학식 20 또는 수학식 21과 같이 i1과 i2를 하나의 비트열로 구성하는 대신, UE는 i1과 i2를 독립적인 구성하여 BS에 전송할 수 있다.
수학식 22에서 N은 UE가 피드백하고자 하는 i2의 개수에 해당한다.
UE는 i1과 i2에 서로 다른 레벨의 에러 방지 방식을 적용하여 BS에 피드백할 수도 있다. 예를 들면, 와이드밴드 피드백 형태로 전송되는 i1은 오류 전파 발생의 원인이 되므로, 오류가 덜 발생해야 함에 따라 낮은 코딩율을 적용하여 전송한다. 하나 또는 소정 개수의 서브밴드를 위해 전송되는 i2는 오류가 발생하더라도 부분적인 정보만을 잃게 되는 것이므로, 상대적으로 높은 코딩율을 적용하여 전송할 수 있다. 수학식 21을 참조하면, 예를 들어, UE는 수학식 23와 같이 i1에 해당하는 a0a1를 반복코딩(repetition coding)하여 BS에 전송하고, i2에 해당하는 b0b1...bN-1는 반복코딩을 하지 않은 채 BS에 전송할 수 있다.
이 경우, 서브그룹 인덱스 i1은 반복코딩을 통하여 에러율이 낮춰진 후, 피드백 채널에 사용되는 채널코딩이 추가로 적용되어 전송된다.
한편, UE는 코드북 서브셋 내에서 i1과 i2를 피드백하도록 제약될 수 있다. BS는 특정 랭크를 위한 코드북의 코드북 서브셋을 나타내는 코드북 서브셋 정보를 상기 UE에 전송할 수 있다. 상기 코드북 서브셋 정보는 UE의 피드백이 허용 및/또는 불허되는 프리코딩 행렬을 나타낼 수 있다. 예를 들어, 표 5를 참조하면, BS가 4개의 서브그룹 중 서브그룹 #1 및 #2에 포함된 프리코딩 행렬들을 프리코딩에 사용하지 않고자 하는 경우, 상기 서브그룹 #1 및 #2에 대응하는 프리코딩 행렬 정보의 피드백이 허용되지 않음을 나타내는 정보 및/또는 상기 서브그룹 #3 및 #4에 대응하는 프리코딩 행렬 정보의 피드백이 허용됨을 나타내는 정보를 UE에 전송할 수 있다. 상기 UE는 상기 정보를 바탕으로 상기 서브그룹 #3 및 #4로 구성된 코드북 서브셋에서 상기 UE를 위한 프리코딩 행렬들을 선택하고, 상기 선택된 프리코딩 행렬에 대응하는 i1과 i2를 상기 BS에 피드백할 수 있다. 상기 UE와 상기 BS는 상기 코드북 서브셋을 알고 있으므로, 상기 UE는 상기 코드북 서브셋 내 프리코딩 행렬들 중에서 상기 선택된 프리코딩 행렬이 지시되는 형태로 i1과 i2를 피드백할 수 있다. 예를 들어, 상기 UE가 피드백 가능한 서브그룹은 2개(서브그룹 #3 및 #4)이므로, 상기 UE는 1비트의 i1을 전송함으로써 서브그룹 #3 및 서브그룹 #4 중 하나를 지시할 수 있다. 프리코딩 행렬 정보의 피드백이 소정 코드북 서브셋으로 제약되는 경우, 이와 같이 피드백 오버헤드가 감소될 수 있다.
참고로, 본 발명의 일 실시예에 따른 다중-스테이지 코드북 내 프리코딩 행렬들은 다음과 같은 공통점을 갖도록 설계될 수 있다.
(1) 상수 모듈러스(Constant Modulus, CM): 코드북 내 모든 프리코딩 행렬의 각 요소가 0을 포함하지 않으며, 같은 크기를 갖도록 구성된다.
(2) 네스티드 속성: 하위 랭크를 위한 프리코딩 행렬은 상위 랭크를 위한 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋으로 구성되도록 설계된다.
(3) 제약된 알파벳: 코드북 안의 모든 프리코딩 행렬의 각 요소는 소정 개수의 알파벳으로 제약된다.
(4) 스택킹 속성: 코드북 안의 코든 프리코딩 행렬 내 각 열을 구성하는 두 열 벡터 사이에는 소정 상관도가 존재한다. 즉, 각 열의 두번째 열 벡터는 첫번째 열 벡터를 특정 복소 무게만큼 천이함으로써 얻어질 수 있다.
도 8은 본 발명의 실시예들에 따른 하향링크 데이터 전송의 흐름도를 예시한 것이다. 다중-코드북 기반 프리코더의 실시예들의 경우, 도 8의 i1 및 i2는 W 코드북 내 일 W 행렬을 지시하는 정보와 P 코드북 내 일 P 행렬을 지시하는 정보를 각각 나타낸다. 다중-스테이지 기반 프리코더의 실시예들의 경우, 도 8의 i1 및 i2는 일 코드북 내 일 서브그룹을 지시하는 정보와 서브그룹 내 일 프리코딩 행렬을 지시하는 정보를 각각 나타낸다.
도 8을 참조하면, BS는 UE에 채널추정용 하향링크 참조신호(DL RS)를 전송한다(S1010). 참고로, 상기 BS가 3GPP LTE 시스템 및 3GPP LTE-A를 모두 지원하는 경우, CRS를 매 서브프레임마다 상기 DL RS로서 전송하고, CSI-RS를 소정 주기의 서브프레임마다 상기 DL RS로서 전송할 수 있다. 3GPP LTE-A만을 지원하는 BS는 CRS를 전송하지 않을 수 있다.
UE는 상기 DL RS를 수신하여(S1010), 상기 UE와 상기 BS의 하나 이상의 송신 안테나 사이에 형성된 채널의 상태를 추정할 수 있다(S1020).
상기 UE는 상기 추정된 채널 상태를 바탕으로 RI 및/또는 CQI/PMI를 생성할 수 있다. 상기 UE는 상기 채널 상태를 추정함에 있어서, 전체 하향링크 시스템 대역폭을 구성하는 N개의 서브밴드(이하, 와이드밴드)에 걸쳐 하향링크 전송이 수행된다고 가정하고 RI를 결정할 수 있다. 또한, 상기 UE는 상기 와이드밴드 상에서의 전송 혹은 양의 정수인 M개((여기서, M≥1)의 특정 서브밴드 상에서의 전송을 가정하고 CQI 및/또는 PMI를 결정할 수 있다.
상기 UE는 i1 및 i2를 일 피드백 시점에 함께 전송할 수도 있고, 분리된 피드백 시점에 따로따로 전송할 수도 있다(S1030a, S1030b). 상기 UE는 i1 및 i2 외에도 CQI 및/또는 RI를 BS에 전송할 수 있다. 상기 UE는 전체 코드북이 아닌 코드북 서브셋 내에서 프리코딩 행렬을 선정하고, 상기 프리코딩 행렬을 지시하는 i1과 i2를 피드백할 수 있다. 상기 코드북 서브셋은 BS가 시그널링하는 값에 의해 정해질 수도 있고, 전송 모드 등에 따라 기정의될 수도 있다.
상기 UE는 i1과 i2가 적용되는 주파수 대역의 범위를 다르게 가정하여, i1과 i2를 계산할 수 있다. 예를 들어, 일 i1을 와이드밴드를 위해 전송하고, 일 i2를 일 서브밴드 혹은 소정 개수의 베스트 서브밴드를 위해 전송할 수 있다. 상기 UE는 i1과 i2를 주기적으로 피드백할 수도 있고, BS의 요청에 대응하여 비주기적으로 피드백할 수도 있다. 상기 UE가 i1 및 i2를 주기적으로 피드백하는 경우, i1의 전송주기와 i2의 전송주기를 달리할 수 있다. 예를 들어, i1은 장주기 N1으로 피드백하고, i2는 단주기 N2로 피드백할 수 있다. N1은 N2의 양의 정수배 M(여기서, M≥1)일 수 있다. 상기 M은 BS에 의해 정해지는 값일 수 있다.
상기 UE는 전체 하향링크 시스템 대역폭에 대해 적용될 수 있는 1개의 프리코딩 행렬을 선택하여 1개의 i1과 1개의 i2를 피드백할 수도 있다. 이하, 이와 같은 피드백을 모드 1 피드백이라고 칭한다. 모드 1 피드백의 경우, i1과 i2 모두 와이드밴드를 위해 BS에 전송되는 것으로 볼 수 있다.
또는, 상기 UE가 선택한 특정 서브밴드 혹은 상기 UE가 선택한 소정 개수의 베스트-서브밴드에 적용될 수 있는 1개의 프리코딩 행렬을 선택하여 1개의 i1과 1개의 i2를 피드백할 수도 있다. 이하, 이와 같은 피드백을 모드 2 피드백이라고 칭한다.
또는, 상기 UE는, 서브밴드별로 선호하는 프리코딩 행렬을 선택하고, 상기 서브밴드별 프리코딩 행렬을 지시하는 프리코딩 행렬 정보를 전송할 수 있다. 상기 UE는 서브밴드별 프리코딩 행렬을 지시하기 위하여, 상기 전체 하향링크 시스템 대역폭을 스팬하는 N개의 서브밴드에 걸쳐 동일하게 적용될 수 있는 i1과 각 서브밴드를 위해 i2를 피드백할 수도 있다. 즉, UE는 N개의 서브밴드에 대한 N개의 프리코딩 행렬을 지시할 수도 있으며, 이를 위해 전체 N개의 서브밴드를 위해 1개의 서브밴드와 상기 N개의 서브밴드 각각을 위해 N개의 i2를 피드백할 수 있다. 이하, 이와 같은 피드백을 모드 3 피드백이라고 칭한다.
UE는 i1과 i2를 PUSCH 혹은 PUCCH를 통해 BS에 전송할 수 있다. 이하, PUSCH를 통한 채널정보의 피드백 모드를 PUSCH 피드백 모드라고 칭하며, PUCCH를 통한 채널정보의 피드백 모드를 PUSCH 피드백 모드라고 칭한다. PUSCH 피드백 모드는 채널정보가 BS의 요청하는 시점 혹은 상기 BS가 요청하는 시점으로부터 일정 시간 후에 피드백되는 비주기적 전송에 사용되는 것으로 정의되고, PUCCH 피드백 모드는 주기적 채널정보의 전송에 사용되는 것으로 정의될 수 있다.
i1과 i2는 1개의 피드백 정보로서 구성되어 일 피드백 시점에 함께 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 전송될 수도 있고, 별도의 피드백 정보로서 구성되어 서로 다른 피드백 시점에 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 전송될 수도 있다.
피드백 모드에 따라 전송에 사용되는 피드백 채널이 달라질 수 있다. 예를 들어, 복수의 i2가 전송되어야 하는 상기 모드 3 피드백은 PUSCH를 통해서 수행될 수 있는 것으로 제한되는 것이 가능하다. PUSCH 피드백 모드가 PUCCH 피드백 모드는 많은 양의 정보를 한꺼번에 BS에 전송하는 것이 가능하기 때문이다.
상기 BS는 상기 UE가 피드백한 상기 i1 및 상기 i2를 기반으로 프리코더를 구성하고, 상기 프리코더를 사용하여 하향링크 데이터(DL 데이터)를 프리코딩한다(S1040). 상기 DL 데이터는 하나 이상의 레이어에 대응할 수 있다.
본 발명의 실시예들 중 다중 코드북에 관한 실시예들에 의하면 상기 BS는 i1을 기반으로 W 코드북 내 nc개의 행렬들 중 하나를 선택하고, i2를 기반으로 P 코드북 내 mc개의 행렬들 중 하나를 선택하여, 이들을 조합하여 일 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다. 예를 들어, 상기 BS는 수학식 6 및 8, 11, 14, 17, 18의 실시예들 중 어느 하나에 따른 프리코딩 행렬에 맞춰 프리코더를 구성할 수 있다.
본 발명의 실시예들 중 다중 스테이지 코드북에 관한 실시예들에 의하면, 상기 BS는 상기 UE를 위한 특정 프리코딩 행렬이 일 코드북 P 내 mc개의 서브그룹들 중에서 i1에 해당하는 서브그룹에 포함되어 있음을 알 수 있으며, 상기 서브그룹 내 nc개의 프리코딩 행렬들 중에서 상기 i2에 해당하는 상기 프리코딩 행렬이 상기 특정 프리코딩 행렬임을 알 수 있다. 상기 BS는 상기 특정 프리코딩 행렬로 상기 UE에 전송할 DL 데이터를 프리코딩할 수 있다(S1040). 코드북 P는 전송 랭크별로 다르게 구성될 수 있다. 상기 BS는 UE가 전송한 RI를 기반으로 어떤 코드북 P로부터 프리코딩 행렬을 선택해야 하는지를 알 수 있다.
상기 프리코딩된 DL 데이터는 하나 이상의 서브밴드를 통해 상기 UE에 전송된다(S1050).
상기 UE는 상기 DL 데이터가 전송된 서브밴드에 대응하는 프리코딩 행렬이 무엇인지 알고 있으므로, 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 프리코딩된 DL 데이터를 역 프리코딩하여 상기 BS가 전송한 하나 이상의 레이어를 복원할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 BS 프로세서(400b)는 채널추정용 DL RS를 전송하도록 BS 송신기(100b)를 제어할 수 있다. 상기 송신기(100b)는 상기 BS 프로세서(400b)의 제어 하에 하나 이상의 송신 안테나(500b)를 통해 상기 DL RS를 전송한다.
UE 수신기(300a)는 상기 BS로부터 채널추정용 DL RS를 수신하여(S1010), UE 프로세서(400a)에 전달한다. 상기 UE 프로세서(400a)는 상기 DL RS를 기반으로 상기 UE의 하나 이상의 수신 안테나와 상기 BS의 하나 이상의 송신 안테나 사이에 형성된 채널의 상태를 추정할 수 있다(S1020).
상기 UE 프로세서(400a)는 상기 추정된 채널 상태를 바탕으로 RI 및/또는 CQI/PMI를 생성할 수 있다. 상기 UE 프로세서(400a)는 상기 채널 상태를 추정함에 있어서, 전체 하향링크 시스템 대역폭을 구성하는 N개의 서브밴드(이하, 와이드밴드)에 걸쳐 하향링크 전송이 수행된다고 가정하고 RI 또는 PMI를 결정할 수 있다. 또한, 상기 UE 프로세서(400a)는 상기 UE는 상기 와이드밴드 상에서의 전송 혹은 양의 정수인 M개(여기서, M≥1)의 특정 서브밴드 상에서의 전송을 가정하고 CQI 및/또는 PMI를 결정할 수 있다.
상기 UE 프로세서(400a)는 i1 및 i2을 함께 코딩할 수도 있고, 독립적으로 코딩할 수도 있다. 상기 UE 프로세서(400a)는 i1 및 i2를 일 피드백 시점에 함께 전송하도록 UE 송신기(100a)를 제어할 수 있고, 분리된 피드백 시점에 따로따로 전송하도록 상기 UE 송신기(100a)를 제어할 수도 있다(S1030a, S1030b). 상기 UE 프로세서(400a)는 i1 및 i2 외에도 CQI 및/또는 RI를 생성하고, 상기 UE 송신기(100a)를 제어하여, 상기 CQI 및/또는 RI를 상기 BS에 전송할 수 있다. 상기 UE 프로세서(400a)는 전체 코드북이 아닌 코드북 서브셋 내에서 프리코딩 행렬을 선정하도록 구성될 수 있다. 또한, 상기 UE 프로세서(400a)는 상기 코드북 서브셋 내에서 상기 프리코딩 행렬을 지시하도록 i1 및/또는 i2를 구성할 수 있다.
상기 UE 프로세서(400a)는 i1과 i2가 적용되는 주파수 대역의 범위를 다르게 가정하여, i1과 i2를 계산할 수 있다. 예를 들어, 상기 UE 프로세서(400a)는 일 i1을 와이드밴드를 위해 계산하고, 일 i2를 일 서브밴드 혹은 소정 개수의 베스트 서브밴드를 위해 계산할 수 있다. 상기 UE 프로세서(400a)는 i1과 i2를 주기적으로 피드백하도록 상기 UE 송신기(100a)를 제어할 수도 있고, 상기 BS의 요청에 대한 응답으로서 상기 BS에 피드백하도록 상기 UE 송신기(100a)를 제어할 수도 있다. 상기 UE 프로세서(400a)가 i1 및 i2를 주기적으로 피드백하도록 상기 UE 송신기(100a)를 제어하는 경우, 상기 UE 프로세서(400a)는 i1의 전송주기와 i2의 전송주기를 다르게 설정할 수 있다. 예를 들어, i1은 장주기 N1으로 피드백하고, i2는 단주기 N2로 피드백하도록 상기 UE 송신기(100a)를 제어할 수 있다. N1은 N2의 양의 정수배 M(여기서, M≥1)일 수 있다. 상기 M은 BS에 의해 정해지는 값일 수 있다.
상기 UE 프로세서(400a)는 전체 하향링크 시스템 대역폭에 대해 적용될 수 있는 1개의 프리코딩 행렬을 선택하고, 상기 UE 송신기(100a)를 제어하여 상기 선택된 1개의 프리코딩 행렬에 대응하는 1개의 i1과 1개의 i2를 상기 BS에 피드백할 수도 있다.
또는, 상기 UE 프로세서(400a)가 선택한 특정 서브밴드 혹은 상기 UE 프로세서(400a)가 선택한 소정 개수의 베스트-서브밴드에 적용될 수 있는 1개의 프리코딩 행렬을 선택하고, 상기 UE 송신기(100a)를 제어하여 상기 1개의 프리코딩 행렬에 대응하는 1개의 i1과 1개의 i2를 상기 BS에 피드백할 수도 있다.
또는, 상기 UE 프로세서(400a)는, 서브밴드별로 선호하는 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 상기 UE 프로세서(400a)는 상기 서브밴드별 프리코딩 행렬을 지시하기 위해, 상기 전체 하향링크 시스템 대역폭을 스팬하는 N개의 서브밴드에 동일하게 적용될 수 있는 i1과, 각 서브밴드별로 적용될 i2를 생성하고, 상기 UE 송신기(100a)를 제어하여 상기 i1과 i2를 상기 BS에 피드백할 수도 있다. 이 경우, i2는 총 N개가 구성된다.
상기 UE 프로세서(400a)는 i1과 i2를 PUSCH 혹은 PUCCH를 통해 상기 BS에 피드백하도록 상기 UE 송신기(100a)를 제어할 수 있다. 상기 UE 프로세서(400a)는 PUSCH를 통해서는 프리코딩 행렬 정보의 비주기적 전송을 수행하고, PUCCH를 통해서는 프리코딩 행렬 정보의 주기적 전송을 수행하도록 상기 UE 송신기(100a)를 제어할 수 있다.
상기 UE 프로세서(400a)는 i1과 i2를 1개의 피드백 정보로서 구성하고, 상기 UE 송신기(100a)를 제어하여 일 피드백 시점에 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 전송할 수도 있다. 또는, 상기 UE 프로세서(400a)는 i1과 i2를 별도의 피드백 정보로서 구성하고, 상기 UE 송신기(100a)를 제어하여 서로 다른 피드백 시점에 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 전송할 수도 있다.
상기 UE 프로세서(400a)는 피드백 모드에 따라 다른 피드백 채널을 사용하도록 상기 UE 송신기(100a)를 제어할 수 있다. 예를 들어, 복수의 i2가 전송되어야 하는 상기 모드 3 피드백의 경우, 상기 UE 프로세서(400a)는 i1 및 복수의 i2를 PUSCH를 통해 전송하도록 상기 UE 송신기(100a)를 제어할 수 있다.
BS 송신기(300b)는 상기 UE가 피드백한 i1와 i2를 수신하여, 상기 BS 프로세서(400b)에 전달한다. 상기 BS 프로세서(400b)는 i1과 i2를 기반으로 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 상기 BS 프로세서(400b)는 상기 프리코딩 행렬에 맞춰 프리코더(304)를 구성하도록 상기 BS 송신기(100b)를 제어한다. 상기 UE가 서브밴드별로 i2를 전송한 경우, 상기 BS 프로세서(400b)는 서브밴드별로 프리코딩 행렬을 결정하고, 상기 BS 송신기(100b)를 제어하여 서브밴드별 프리코딩 행렬에 맞춰 서브밴드별로 프리코더(304)를 구성할 수 있다. BS가 전송하고자 하는 DL 데이터는 하나 이상의 전송 레이어로 맵핑되며, 상기 하나 이상의 전송 레이어는 상기 프리코더(304)에 의해 프리코딩되어(S1040), 하나 이상의 서브밴드를 통해 상기 UE에 전송된다(S1050). 전송 랭크가 R이고 상기 DL 데이터의 전송을 위해 구성된 송신 안테나가 Nt인 경우, Nt×R의 프리코더가 구성된다.
본 발명의 실시예들 중 다중 코드북에 관한 실시예들에 의하면 상기 BS 프로세서(400b)는 i1을 기반으로 W 코드북 내 nc개의 행렬들 중 하나를 선택하고, i2를 기반으로 P 코드북 내 mc개의 행렬들 중 하나를 선택할 수 있다. 상기 BS 프로세서(400b)는 상기 선택된 행렬들을 조합하여 프리코더(304)를 구성하도록 상기 BS 송신기(100b)를 제어할 수 있다. 예를 들어, 상기 BS 프로세서(400b)는 수학식 6 및 8, 11, 14, 17, 18의 실시예들 중 어느 하나에 따라 프리코더(304)를 구성하도록 상기 BS 송신기(100b)를 제어할 수 있다.
본 발명의 실시예들 중 다중 스테이지 코드북에 관한 실시예들에 의하면, 상기 BS 프로세서(400b)는 상기 UE를 위한 특정 프리코딩 행렬이 일 코드북 P 내 mc개의 서브그룹들 중에서 i1에 해당하는 서브그룹에 포함되어 있음을 알 수 있으며, 상기 서브그룹 내 nc개의 프리코딩 행렬들 중에서 상기 i2에 해당하는 상기 프리코딩 행렬이 상기 특정 프리코딩 행렬임을 알 수 있다. 상기 BS 프로세서(400b)는 상기 특정 프리코딩 행렬에 맞춰 프리코더(304)를 구성하도록 상기 BS 송신기(100b)를 제어할 수 있다. 코드북 P는 전송 랭크별로 다르게 구성될 수 있으며, 상기 BS 프로세서(400b)는 상기 UE부터 수신한 최신 RI를 기반으로 어떤 코드북 P로부터 프리코딩 행렬을 선택해야 하는지를 결정할 수 있다.
상기 BS 프로세서(400b)는 상기 프리코딩된 DL 데이터를 하나 이상의 서브밴드를 통해 상기 UE에 전송하도록 상기 BS 송신기(100b)를 제어한다(S1050).
상기 UE 프로세서(400a)는 상기 DL 데이터가 전송된 서브밴드에 대응하는 프리코딩 행렬이 무엇인지 알고 있으므로, 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 프리코딩된 DL 데이터를 역 프리코딩하도록 상기 UE 수신기(300a)를 제어한다. 상기 UE 수신기(300a)는, 상기 UE 프로세서(400a)의 제어 하에, 상기 DL 데이터를 역 프리코딩하여 상기 BS가 전송한 하나 이상의 레이어를 복원할 수 있다.
전술한 본 발명의 실시예들은 송신 안테나의 개수에 관계없이 적용될 수 있으나, 소정 개수를 초과하는 송신 안테나에만 적용될 수도 있다. 예를 들어, 최대 2개의 송신 안테나를 구성할 수 있는 시스템은 표 1을 기반으로 프리코더를 구성하고, 최대 4개의 송신 안테나를 구성할 수 있는 시스템은 표 2를 기반으로 프리코더를 구성하고, 4개를 초과하여 송신 안테나를 구성할 수 있는 시스템은 본 발명의 실시예들 중 어느 하나에 따라 프리코더를 구성하는 것으로 정의될 수 있다.
본 발명의 실시예들에 의하면, 프리코딩 행렬을 지시하기 위한 피드백 오버헤드가 감소되는 장점이 있다. 특히, i1와 i2가 적용되는 주파수 그래뉼러티를 달리하는 경우에 그러하다. 예를 들어, BS가 구성할 수 있는 프리코더의 종류가 총 pc=nc×mc개라고 가정하자. 또한, UE가 하향링크 시스템 대역폭에 포함된 총 N개의 서브밴드에 대하여 서브밴드별로 프리코딩 행렬을 선정하고, 서브밴드별로 프리코딩 행렬을 지시하기 위한 채널 정보를 BS에 피드백할 것이 요구된다고 가정하자. pc개의 프리코딩 행렬로 구성된 단일 스테이지의 단일 코드북를 기반으로 UE가 각 서브밴드에 대한 프리코딩 행렬을 지시해야 하는 경우, 상기 UE는 서브밴드별로 전체 pc개의 프리코딩 행렬들 중 하나를 지시해야 하므로, N×ceiling{log2(pc)}=N×ceiling{log2(nc)+log2(mc)}만큼의 피드백 오버헤드가 발생한다. 반면, 다중-코드북 혹은 다중-스테이지 코드북을 기반으로, UE가 각 서브밴드에 대한 프리코딩 행렬을 지시해야 하는 경우에는, 전체 서브밴드들에 대해 1개의 i1을 피드백하고 각 서브밴드별로 i2를 피드백하는 것이 가능하므로, ceiling{log2(nc)}+N×ceiling{log2(mc)}만큼의 피드백 오버헤드만 발생한다는 장점이 있다. 또한, 본 발명의 실시예들에 의하면, i1과 i2의 피드백 주기를 달리할 수 있어, 시간에 따라 변화율이 적은 요소의 피드백이 불필요하게 잦아지는 것을 방지할 수 있다는 장점이 있다.
상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명은 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 구체적으로, 무선 통신 시스템에서, 기지국 및 사용자기기에 적용될 수 있다.
100a, 100b: 송신기 200a, 200b: 메모리
300a, 300b: 수신기 400a, 400b: 프로세서
500a, 500b: 안테나
301: 스크램블러 302: 변조맵퍼
303: 레이어맵퍼 304: 프리코더
305: 자원요소맵퍼 306: OFDM/SC-FDM 신호 생성기
300a, 300b: 수신기 400a, 400b: 프로세서
500a, 500b: 안테나
301: 스크램블러 302: 변조맵퍼
303: 레이어맵퍼 304: 프리코더
305: 자원요소맵퍼 306: OFDM/SC-FDM 신호 생성기
Claims (16)
- 무선 통신 시스템에서 사용자기기가 프리코딩 행렬 정보를 기지국에 전송함에 있어서,
상기 기지국으로부터 수신한 참조신호를 이용하여, 상기 사용자기기를 위한 프리코딩 행렬을 소정 코드북으로부터 선택하고;
상기 선택된 프리코딩 행렬에 대응하는 제1인덱스 및 제2인덱스를 상기 기지국에 전송하되,
상기 소정 코드북은 각 서브그룹이 n개의 프리코딩 행렬을 포함하는 m개의 서브그룹을 포함하고,
상기 제1인덱스는 상기 m개의 서브그룹 중에서 상기 선택된 프리코딩 행렬이 속한 서브그룹을 지시하고 상기 제2인덱스는 상기 제1인덱스가 지시하는 상기 서브그룹의 n개의 프리코딩 행렬 중에서 상기 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는,
프리코딩 행렬 정보 전송방법. - 제1항에 있어서,
상기 소정 코드북은 복수의 안테나 포트들을 위한 코드북인,
프리코딩 행렬 정보 전송방법. - 제1항에 있어서,
상기 제1인덱스는 하향링크 시스템 대역폭을 위해 전송되고, 상기 제2인덱스는 상기 하향링크 시스템 대역폭 내 적어도 하나의 서브밴드를 위해 전송되는,
프리코딩 행렬 정보 전송방법. - 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제2 인덱스는 제2주기로 상기 기지국에 전송되고, 상기 제1인덱스는 상기 제2주기의 양의 정수배인 제1주기로 상기 기지국에 전송되는,
프리코딩 행렬 정보 전송방법. - 무선 통신 시스템에서 기지국이 프리코딩 행렬 정보를 사용자기기로부터 수신함에 있어서,
상기 사용자기기로부터 제1인덱스 및 제2인덱스를 수신하고;
상기 제1인덱스 및 제2인덱스를 기반으로 소정 코드북으로부터 상기 사용자기기를 위한 프리코딩 행렬을 구성하되,
상기 소정 코드북은 각 서브그룹이 n개의 프리코딩 행렬을 포함하는 m개의 서브그룹을 포함하고,
상기 제1인덱스는 상기 m개의 서브그룹 중에서 상기 사용자기기에 의해 선택된 프리코딩 행렬이 속한 서브그룹을 지시하고 상기 제2인덱스는 상기 제1인덱스가 지시하는 상기 서브그룹 내 n개의 프리코딩 행렬 중에서 상기 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는,
프리코딩 행렬 구성 방법. - 제5항에 있어서,
상기 소정 코드북은 복수의 안테나 포트들을 위한 코드북인,
프리코딩 행렬 구성 방법. - 제5항에 있어서,
상기 제1인덱스는 하향링크 시스템 대역폭를 위한 것이고, 상기 제2인덱스는 상기 하향링크 시스템 대역폭 내 적어도 하나의 서브밴드를 위한 것인,
프리코딩 행렬 구성 방법. - 제5항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제2인덱스는 제2주기로 상기 사용자기기로부터 수신되고, 상기 제1인덱스는 상기 제2주기의 양의 정수배인 제1주기로 상기 사용자기기로부터 수신되는,
프리코딩 행렬 구성 방법. - 무선 통신 시스템에서 사용자기기가 프리코딩 행렬 정보를 기지국에 전송함에 있어서,
송신기; 및
상기 송신기를 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하며,
상기 프로세서는 상기 기지국으로부터 수신한 참조신호를 이용하여 상기 사용자기기를 위한 프리코딩 행렬을 소정 코드북으로부터 선택하고; 상기 선택된 프리코딩 행렬에 대응하는 제1인덱스 및 제2인덱스를 상기 기지국에 전송하도록 상기 송신기를 제어하도록 구성되되,
상기 소정 코드북은 각 서브그룹이 n개의 프리코딩 행렬을 포함하는 m개의 서브그룹을 포함하고,
상기 제1인덱스는 상기 m개의 서브그룹 중에서 상기 선택된 프리코딩 행렬이 속한 서브그룹을 지시하고 상기 제2인덱스는 상기 제1인덱스가 지시하는 상기 서브그룹 내 n개의 프리코딩 행렬 중에서 상기 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는,
사용자기기. - 제9항에 있어서,
상기 소정 코드북은 복수의 안테나 포트들을 위한 코드북인,
사용자기기. - 제9항에 있어서,
상기 제1인덱스는 하향링크 시스템 대역폭을 위해 전송되고, 상기 제2인덱스는 상기 하향링크 시스템 대역폭 내 적어도 하나의 서브밴드를 위해 전송되는,
사용자기기. - 제9항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 프로세서는,
상기 제2인덱스를 제2주기로 상기 기지국에 전송하도록 상기 송신기를 제어하고, 상기 제1인덱스를 상기 제2주기의 양의 정수배인 제1주기로 상기 기지국에 전송하도록 상기 송신기를 제어하는,
사용자기기. - 무선 통신 시스템에서 기지국이 프리코딩 행렬 정보를 사용자기기로부터 수신함에 있어서,
수신기: 및
상기 수신기를 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하며,
상기 프로세서는, 상기 사용자기기로부터 수신된 제1인덱스 및 제2인덱스를 기반으로, 소정 코드북으로부터 상기 사용자기기를 위한 프리코딩 행렬을 결정하도록 구성되되,
상기 소정 코드북은 각 서브그룹이 n개의 프리코딩 행렬을 포함하는 m개의 서브그룹을 포함하고,
상기 제1인덱스는 상기 m개의 서브그룹 중에서 상기 사용자기기에 의해 선택된 프리코딩 행렬이 속한 서브그룹을 지시하고 상기 제2인덱스는 상기 제1인덱스가 지시하는 상기 서브그룹 내 n개의 프리코딩 행렬 중에서 상기 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는,
기지국. - 제13항에 있어서,
상기 소정 코드북은 복수의 안테나 포트들을 위한 코드북인,
기지국. - 제13항에 있어서,
상기 제1인덱스는 하향링크 시스템 대역폭을 위한 것이고, 상기 제2인덱스는 상기 하향링크 시스템 대역폭 내 적어도 하나의 서브밴드를 위한 것인,
기지국. - 제13항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 수신기는,
상기 제2인덱스를 제2주기로 상기 사용자기기로부터 수신하고, 상기 제1인덱스를 상기 제2주기의 양의 정수배인 제1주기로 상기 사용자기기로부터 수신하는,
기지국.
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Comment text: Registration of Establishment Patent event date: 20130610 Patent event code: PR07011E01D |
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Payment date: 20160524 Start annual number: 4 End annual number: 4 |
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Payment date: 20170512 Start annual number: 5 End annual number: 5 |
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Payment date: 20180514 Start annual number: 6 End annual number: 6 |
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Payment date: 20190514 Start annual number: 7 End annual number: 7 |
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