KR101232578B1 - 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 송신 다이버시티 제공장치 및 방법 - Google Patents
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Abstract
본 발명은 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 송신 다이버시티를 제공하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명에서는 각 안테나로부터 수신된 신호를 이용하여 각 안테나로의 채널을 추정하고, 상기 채널 추정 값을 이용하여 상기 제1송신 노드로부터 각 안테나로의 채널 상태 정보들을 추정한 후 이 값들을 이용하여 송신할 정보에 위상의 보정이 필요한 경우와 위상 보정이 필요하지 않은 경우로 나눠 각기 다른 방법으로 상기 안테나들로 송신할 신호를 결정함으로써 송신 다이버시티를 제공한다.
다중 안테나, OFDM, 송신 다이버시티.
Description
도 1은 현재 IEEE802.16d에서 제안한 프레임 구조(frame structure)를 도시한 도면,
도 2는 송신기와 수신기간 OFDM 방식으로 버스트를 송신할 시 OFDM 버스트의 구조를 도시한 도면,
도 3은 본 발명이 적용되는 시스템에서 각 안테나별 채널을 설명하기 위한 개념도,
도 4는 본 발명에 따른 송신 다이버시티를 제공하기 위한 송신기의 블록 구성도,
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따라 1 X 2 안테나 구조를 가지는 시스템에서 송신 다이버시티 제공을 설명하기 위한 개념도,
도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따라 2 X 1 안테나 구조를 가지는 시스템에서 송신 다이버시티 제공을 설명하기 위한 개념도,
도 7은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따라 2 X 2 안테나 구조를 가지는 시스템에서 송신 다이버시티 제공을 설명하기 위한 개념도.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 송신 다이버시티를 제공하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 다중 안테나를 가지는 무선 통신 시스템에서 송신 다이버시티를 제공하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
통상적으로 무선 통신 시스템은 사용자에게 유선의 제약 없이 통신을 수행할 수 있도록 개발된 시스템이다. 상기 무선 통신 시스템은 기본적으로 음성 통신을 제공하기 위한 시스템에서 발전하여 현재에는 고속의 데이터 서비스를 제공하는 시스템으로 진화하였다. 이와 같이 무선 통신 시스템이 진화하면서 보다 고속의 데이터를 제공하기 위한 방법들이 요구되고 있다. 고속의 데이터를 전송하기 위한 방법으로 여러 가지 방법들이 사용되고 있으며, 그 중 하나의 방법으로 다중 안테나를 사용하여 송신 다이버시티를 제공하는 방법이 있다. 또한 고속 데이터의 전송을 위한 다른 방법으로 MIMO(Multi-Input Multi-Output) OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술을 이용하는 방법이 있다. 이러한 기술들을 복합적으로 사용하여 보다 고속의 통신을 수행하면서 통신 품질을 향상시키기 위한 연구와 개발이 계속되고 있다.
상기한 방법들을 이용하는 하나의 기술 표준으로, 고정(Fixed) 혹은 이동(mobile) 무선 인터넷 서비스를 목표로 하는 광대역 무선통신 규격인 "IEEE P802.16-REVd/D5-2004, Part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems" 이 IEEE에서 확정 발표되었다. 상기 IEEE P802.16-REVd에서는 하나의 맥(Medium access control : 이하 "MAC"이라 함)과 4개의 물리계층(Physical layer : 이하 "PHY"라 함)을 정의하였다. IEEE P802.16-REVd의 4개의 PHY 중에서도 OFDM 방식이나 OFDMA 방식이 주목을 받고 있으며, STC(Space Time Coding)를 포함한 MIMO 기반 시스템 규격도 많이 포함이 되었다. 이하에서는 설명의 편의를 위해 IEEE802.16d에 관한 내용을 OFDM로 칭하기로 한다.
그러면 먼저 OFDM 방식의 데이터 전송 구조에 대하여 살펴보기로 한다.
도 1은 현재 IEEE802.16d에서 제안한 프레임 구조(frame structure)를 도시한 도면이다. 그러면 상기 도 1을 참조하여 현재 IEEE802.16d에서 제안한 프레임 구조에 대하여 살펴보기로 한다.
상기 도 1에서는 다수의 프레임들을 도시하고 있다. n-1번째 프레임과, n번째 프레임 및 n+1번째 프레임을 도시하였다. 상기 각 프레임들은 모두 동일한 형태를 가진다. 따라서 이하에서는 n번째 프레임(100)에 대하여 살펴보기로 한다.
상기 n번째 프레임(100)은 하향 링크(DL : Downlink)의 n번째 서브 프레임(sub-frame(n))(110)과 상향 링크(UL : Uplink)의 n번째 서브 프레임(sub-frame(n))(120)으로 구성된다. 상기 하향 링크의 n번째 서브 프레임(110)과 상기 상향 링크의 n번째 서브 프레임(120)은 모두 다수개의 버스트들로 구성되어 있다. 즉, 하향 링크의 n번째 서브 프레임(110)은 다수의 하향 링크 버스트들(111, 112, 113, …)로 구성되며, 상향 링크의 n번째 서브 프레임(120)은 다수의 상향 링크 버스트들(121, 122, 123, …)로 구성된다.
상기 하향 링크의 버스트들과 상향 링크의 버스트들 또한 동일한 구조를 가지므로 각각 상향 링크의 버스트(112)와 하향 링크의 버스트(122)에 대하여만 살펴보기로 한다. 상기 하향 링크의 버스트(112)는 최초 프리앰블 심볼(preamble symbol)(112a)과 데이터 심볼들(data symbols)(112b, …)로 구성되며, 상향 링크의 버스트(122)는 최초 프리앰블 심볼(122a)과 데이터 심볼들(122b, …)로 구성된다. 이때, 상기 상향 링크의 프리앰블 심볼(112a)과 하향 링크의 프리앰블 심볼(122a)은 서로 다른 형태를 가질 수 있다.
즉, 하향 링크의 프리앰블 심볼(112a)은 PEVEN 혹은 PSTC 패턴(pattern)으로 정의된 것을 사용할 수 있으며, 상향 링크의 프리앰블 심볼(122b)은 PEVEN 혹은 PSUB 패턴으로 정의된 것을 사용할 수 있도록 규정되어 있다. 그러면 이하에서 프리앰블 패턴에 대하여 살펴보기로 한다.
프리앰블 심볼을 위한 패턴은 사용 용도에 따라 몇 가지로 구분된다. 상기 프리앰블의 첫 번째 패턴으로 PALL 패턴이 있으며, 두 번째 패턴으로 PSUB 패턴이 있다. 상기 PALL 패턴 및 PSUB 패턴에 대하여는 하기와 <수학식 1> 및 <수학식 2>와 같이 정의된다.
상기 <수학식 1>과 <수학식 2>에서 인덱스(index) k는 주파수 옵셋 인덱스(FOI : Frequency offset index)에 기반한 인덱스 값이다. 또한 상기 <수학식 1>과 <수학식 2> 모두에서 K < -100 인덱스의 경우와 k > 100 인덱스의 경우에 대하여 PALL 패턴 및 PSUB 패턴은 '0'의 값을 갖는다.
다음으로, 프리앰블의 세 번째 패턴으로 PEVEN 패턴이 있으며, 네 번째 패턴으로 PODD 패턴은 하기 <수학식 3> 및 <수학식 4>와 같이 정의되어 있다.
상기 <수학식 3> 및 <수학식 4>에서 주파수 옵셋 인덱스(FOI)에 기반한 인덱스 k = -N/2, -N/2+1, ..., -1, 0, 1, …, N/2-2, N/2-1이고, N은 256의 값을 가진다.
마지막으로 프리앰블 패턴으로 PSTC 패턴은 2개의 안테나를 사용하는 경우에 사용되며, 2개의 안테나에 대하여 하기 <수학식 5>와 같이 프리앰블 패턴을 전송한다.
상기 <수학식 1> 내지 <수학식 5>에서와 같은 프리앰블 패턴은 각각 하기와 같은 특징을 가진다. PEVEN 패턴은 짝수 서브캐리어(sub-carrier)에만 신호가 있고, 홀수 서브캐리어에는 신호가 없다. 반대로 PODD 패턴은 홀수 서브캐리어에만 신호가 있고 짝수 서브캐리어에는 신호가 없는 것이 특징이다. PSUB 패턴은 짝수 및 홀수 서브캐리어 모두에 신호가 있으며, PSTC 패턴은 첫 번째 안테나(first antenna (ant0))는 PEVEN 패턴을 사용하고, 두 번째 안테나(second antenna (ant1))는 PODD 패턴을 사용한다는 점이다.
그러면 상기한 프리앰블들로부터 가능한 OFDM 버스트의 구조에 대하여 첨부된 도 2를 참조하여 살펴보기로 한다.
도 2는 송신기와 수신기간 OFDM 방식으로 버스트를 송신할 시 OFDM 버스트의 구조를 도시한 도면이다. 이하 도 2를 참조하여 송신기와 수신기간 OFDM 방식으로 송수신되는 OFDM 버스트의 구조와 송신 방식에 대하여 살펴보기로 한다.
상기 도 2에서는 기지국(210)과 단말(220)간에 OFDM 방식으로 데이터를 송수신하는 경우에 대하여 도시하였다. 상기 기지국(210)에서 단말(220)로의 방향을 하향이라 하며, 단말(220)에서 기지국(210)으로의 방향을 상향이라 한다. 따라서 하향 링크는 기지국(210)에서 단말(220)로 형성되는 링크를 의미하며, 상향 링크는 단말(220)에서 기지국으로 형성되는 링크를 의미한다. 또한 상기 도 2에서는 기지국(210)과 단말(220)간 모두 2개의 안테나를 가지는 경우를 예시하고 있다. 따라서 각 안테나마다 "0"으로 도시한 안테나를 첫 번째 안테나로 칭하며, "1"로 도시한 안테나를 두 번째 안테나로 칭한다.
상기한 구성을 가지는 시스템에서 IEEE802.16d에서 제안한 프레임 구조(frame structure) 및 프리앰블 구조(preamble structure)에 준해서 MIMO OFDM 시스템을 구성하고자 하는 경우에 구성 가능한 모든 버스트의 구조는 도 2에 도시한 바와 같은 형태로 구성 가능하다. 즉, 하향 링크의 버스트 구조는 참조부호 231과 같이 "PEVEN 패턴과 + 데이터 심볼"의 형태 혹은 참조부호 232와 같이 "PSTC 패턴과 데이터 심볼"과 같은 형태의 구조가 가능하다. 반면에 상향 링크의 버스트 구조는 참조부호 241과 같이 "PEVEN 패턴과 데이터 심볼"의 형태 혹은 참조부호 242와 같의 "PSUB 패턴과 데이터 심볼"과 같은 형태의 구조가 가능하다.
상기 송신되는 버스트에서 사용되는 프리앰블 심볼들은 수신단에서 채널을 추정(estimation)하는데 사용되는 심볼이다. 그러므로 프리앰블 심볼을 수신하지 못하거나 프리앰블 심볼로부터 채널 추정이 정확히 이루어지지 않는 경우 전송되는 데이터를 정확히 복원할 수 없게 된다. 따라서 프리앰블 심볼은 OFDM 시스템에서 매우 중요한 심볼이다.
그런데 앞에서 상술한 바와 같이 OFDM 시스템에서 버스트 구조에서 프리앰블이 PEVEN 패턴, PODD 패턴 혹은 PSTC 패턴이 사용되는 경우에는 모든 서브캐리어가 전송되지 않고 짝수(Even) 혹은 홀수(Odd)의 서브캐리어만이 전송이 된다. 따라서 짝수 혹은 홀수의 서브캐리어만이 전송되는 경우에 수신단에서는 채널 추정을 위해서 먼저 짝수 혹은 홀수의 서브캐리어에 대한 채널을 추정한다. 그런 후 상기 프리앰블을 이용하여 추정된 채널로부터 보간법(interpolation)을 통하여 나머지 전송되지 않은 홀수 혹은 짝수의 서브캐리어에 대한 채널을 추정해야만 한다.
이와 같이 무선 통신 시스템에서는 채널을 추정하는 것이 매우 중요한 사항이다. 따라서 일반적으로 무선 통신 시스템에서 채널 추정을 위해 다양한 기법들을 이용하고 있다. 이러한 채널 추정 기법들에 활용되는 방식 중 하나가 다이버시티(diversity) 기법이다. 상기 다이버시티 기법은 수신 다이버시티(Rx diversity) 기법과 송신 다이버시티(Tx diversity) 기법으로 구분된다.
한편 무선 통신 시스템에서는 고속으로 데이터를 송신하기 위한 방편으로 다중 입력 다중 출력(Multi-Input Multi-Output : MIMO) 방식이 사용되고 있다. 이와 같은 MIMO 방식은 다수의 안테나를 이용하여 송신 스트림의 숫자를 증가시켜 전송 효율을 높이는 방식이다. 이론적으로 MIMO 방식을 사용하면, 추가적인 주파수 대역폭 증가 없이 송/수신 안테나 수가 증가함에 따라 서비스 가능한 데이터 용량이 송/수신 안테나 수에 선형적으로 비례하여 증가하는 것으로 알려져 있다.
상술한 MIMO 방식 뿐 아니라 무선 통신 시스템의 다양한 분야에서 다이버시티 방법을 사용하는 기술들이 개시되고 있다.
그러면 먼저 수신 다이버시티 기법에 대하여 살펴보기로 한다. 수신 다이버시티 기법을 사용하는 경우 일반적으로 수신측은 다수의 안테나를 가져야만 한다. 따라서 수신기의 구현(implementation)에 어려움이 존재하며, 수신기의 복잡도를 증가시키는 문제를 가진다.
이와 다른 방법으로 송신 다이버시티 방법은 궤환(feedback) 정보를 수신하는가의 여부에 따라 개루프(open-loop) 방식과 폐루프(closed-loop) 방식으로 구분된다. 송신 다이버시티 방법에서는 상기한 방법에 맞춰 송신할 신호 또는 안테나 또는 심볼에 특정한 이득을 제공함으로써 송신 다이버시티를 증가시켜 데이터를 전송한다. 그러면 수신측에서 전송된 데이터를 보다 효율적으로 수신할 수 있다. 즉, 송신 다이버시티 기법을 사용하면, 채널을 통해 전송되는 심볼들을 보다 안전하게 전송할 수 있게 된다.
그러면 현재까지 알려진 송신 다이버시티 기법들에 대하여 살펴보기로 한다.
첫째로, Alamouti 등은 미국 특허(US patent) 6,775,329에서 공간 시간 부호화(STC : Space time coding) 방식의 송신 다이버시티 방식을 제안하였다. 이 방식은 2개 이상의 안테나를 이용하여 공간 및 시간 축으로 다이버시티를 얻고자 하는 방식으로 주목을 받고 있다. Alamouti 등에 의해 제안된 방식은 비교적 간단한 구조를 이용하여 송신 다이버시티를 수행하는 방식으로, 2개 이상의 안테나를 이용하고, 인접 심볼간의 연관성을 갖도록 시간 축으로 부호화를 사용하고 있다. 따라서 Alamouti 등에 의해 제안된 이 방식은 STC를 위한 적어도 2개 이상의 심볼을 모아서 처리하는 구조를 가져야 한다. 즉, 이러한 제약은 표준 규격이 2개 이상의 심볼을 모아서 처리하는 방식을 지원하지 않으면 사용하기 불가능하다는 문제가 있다.
다음으로, Sugar 등은 미국 특허 6,785,520에서 빔 성형(beam-forming) 방식에 근거하여 "equal power joint maximum ratio combining" 방식을 이용한 송신 다이버시티 방법을 제시하였다. 그러나 Sugar 등에 의해 제안된 상기 방법은 빔 성형 방식을 이용한다는 문제가 있다. 즉 빔 성형 방법을 사용하는 경우에는 먼저 수신단에서 최적의 해를 갖는 가중치 벡터(weight vector)를 계산하고, 이들 가중치 벡터를 송신 신호에 적용하여 송신 다이버시티를 수행해야만 한다. 일반적으로 상기 빔 성형을 위한 가중치 벡터를 구하는 계산 과정은 매우 복잡하다. 뿐만 아니라 송신 다이버시티를 획득하기 위해서는 복잡한 절차의 교정(calibration)이 필요하며, 송신 신호의 스펙트럼(spectrum)이 규격을 따르는가 하는 문제가 있다.
또 다른 송신 다이버시티 방법으로, Farmine 등이 미국 특허 6,763,225에서 제안한 방법이 있다. 상기 방법은 CDMA-TDD 시스템에 적용 가능한 "phase alignment" 송신 다이버시티 방법이다. Farmine 등에 의해 제안된 방식은 기지국에서 다수의 이동 단말로부터 각각의 채널 가중치 벡터(channel weight vector)를 궤환 받아서 처리하는 방식을 기반으로 한다. 상기 Farmine 등에 의해 제안된 상기 방식에서 기지국은 모든 이동 단말의 채널 가중치 벡터의 위상(phase)이 잘 정렬(align)이 되도록 이동 단말의 가중치 벡터간 위상 정렬 기법을 사용하여 종래의 joint optimization 방법에 비해서 간단하다. 그러나, 이 방법은 CDMA TDD 방식에 적용하는 구조로 채널 가중치 벡터를 단말기로부터 궤환 받아서 사용하므로 별도의 협상(hand-shaking)이 필요하고, 단말기간의 가중치 벡터에 대해서 위상 정렬(phase align)을 시간 영역 프로세싱(time domain processing)에서 적용하므로 필터를 필요로 하여 구현상 복잡해진다는 문제가 있다.
그 밖에도 Hottinen 등은 미국 특허 6,754,286에서 CDMA-TDD 시스템에 적용 가능한 송신 다이버시티 방법을 제안하였으며, Ariyavisitakul 등은 미국 특허 6,473,393에서 OFDM 시스템을 기반으로 하는 송신 다이버시티 방법을 제안하였다. 또한 Tesfai 등은 미국 특허 6,873,651에서 "tapped delay line filter"를 이용한 시간 영역 프로세싱 방법을 interactive 한 방법을 통하여 SNR을 최적화하는 방식을 제안하였고, Medvedev 등에 의해 제안된 미국 특허 6,862,271에서 부분 채널 상태 정보 전송 기법(partial CSI transmission scheme)과 빔 성형(beam forming) 방식을 이용하여 SNR을 최적화하는 송신 다이버시티 방식이 제안되어 있다. 그러나 상기한 방식들은 모두 통신 장치간 일련의 협상(hand-shaking)이 필요하거나, 여전히 복잡한 단점을 가진다.
이상에서 설명한 방식들은 OFDM 방식에 적용하기에 무리가 있거나 또는 적용할 수 있더라도 단말이 복잡해지거나 송/수신기간 일련의 협상 과정이 필요하여 대역폭의 낭비를 초래하는 문제가 있다.
따라서 본 발명의 목적은 OFDM 방식의 무선 통신 시스템에서 적용할 수 있는 송신 다이버시티 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 단말의 복잡도를 크게 증가시키지 않으면서 OFDM 방식의 무선 통신 시스템에서 송신 다이버시티를 제공할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 OFDM 방식의 무선 통신 시스템에서 무선 대역폭의 낭비를 줄이면서 송신 다이버시티를 제공할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 하나 또는 2개의 안테나를 가지는 제1송신 노드와 둘 이상의 안테나를 가지는 제2송신 노드를 포함하며, 상기 제2송신 노드가 상기 제1송신 노드로부터 수신된 신호를 이용하여 송신 다이버시티를 제공하기 위한 장치로, 각 안테나로부터 수신된 신호를 이용하여 각 안테나로의 채널을 추정하여 채널 추정 값들을 출력하는 채널 추정부와, 상기 채널 출력 값들을 이용하여 상기 제1송신 노드로부터 각 안테나로의 채널 상태 정보들을 추정하기 위한 채널 상태 정보 추정부와, 상기 채널 추정 값들과 상기 채널 상태 정보들을 이용하여 송신할 정보에 위상의 보정이 필요한 경우와 위상 보정이 필요하지 않은 경우로 나눠 각기 다른 방법으로 상기 안테나들로 송신할 신호를 결정하는 다이버시티 처리부를 포함한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 하나의 안테나를 가지는 제1송신 노드와 2개의 안테나를 가지는 제2송신 노드를 포함하며, 상기 제2송신 노드가 상기 제1송신 노드로부터 수신된 신호를 이용하여 송신 다이버시티를 제공하기 위한 방법으로, 각 안테나로부터 수신된 신호를 이용하여 각 안테나로의 채널을 추정하여 채널 추정 값들을 출력하는 과정과, 상기 채널 출력 값들을 이용하여 상기 제1송신 노드로부터 각 안테나로의 채널 상태 정보들을 추정하기 위한 과정과, 상기 채널 추정 값들과 상기 채널 상태 정보들을 이용하여 송신할 정보에 위상의 보정이 필요한 경우와 위상 보정이 필요하지 않은 경우로 나눠 상기 안테나들로 송신할 신호를 결정함을 특징으로 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예에 대한 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대 로 내려져야 할 것이다.
이하에서는 본 발명에 따라 IEEE802.16d(OFDM) 표준 규격과 호환성(standard compliant)을 유지하면서도 MIMO OFDM 기반의 새로운 송신 다이버시티 방법을 설명할 것이다. 본 발명에서 설명되는 송신 다이버시티 방법은 하향 및 상향 버스트 구조에 따라 각각 그에 맞는 송신 다이버시티 방법을 사용하며, 따라서 본 발명에 따른 송신 다이버시티 프로세싱 과정이 적용된다.
또한 이하에서 설명되는 본 발명에 따른 송신 다이버시티 방법은 IEEE802.16d(OFDM) 시스템은 물론 그 밖의 다른 시스템 또는 새로운 시스템에도 적용이 가능하다. 그리고 이하에서 설명되는 본 발명에서는 설명의 편의를 위해 안테나의 개수를 2개로 가정하여 설명할 것이다. 그러나 본 발명에서 제안되는 방식을 일반화하여 2개 이상의 안테나에서도 적용 가능하다.
도 3은 본 발명이 적용되는 시스템에서 각 안테나별 채널을 설명하기 위한 개념도이다. 이하 도 3을 참조하여 본 발명에 따른 시스템에서 각 안테나별 채널에 대하여 살펴보기로 한다.
기지국(310)과 단말(320)은 2개의 제1안테나(antenna 0)와 제2안테나(antenna 1)를 구비한다. 그러나 경우에 따라서는 기지국(310)에 하나의 안테나만을 구비하거나 또는 단말(320)에서 하나의 안테나만을 구비하도록 구성할 수도 있다. 그리고 상기 기지국(310)과 단말(320)의 안테나 개수는 2개 이상으로 구성하여도 무방하다. 다만 MIMO 방식에서 수신측의 안테나 개수가 송신측의 안테나 개수보다 많거나 같아야 한다는 조건만 충족하면 된다.
이하에서는 앞에서 밝힌 바와 같이 상기 도 3에 도시한 바와 같이 기지국(310)과 단말(320)이 모두 2개 또는 하나의 안테나를 구비한 경우로 가정한다.
기지국(310)의 제1안테나(antenna 0)와 단말(320)의 제1안테나(antenna 0)간 채널은 H00으로 표현된다. 또한 기지국(310)의 제1안테나 (antenna 0)와 단말(320)의 제2안테나(antenna 1)간의 채널은 H01로 표현된다. 그리고 기지국(310)의 제2안테나(antenna 1)와 단말(320)의 제1안테나(antenna 0)간 채널은 H10으로 표현된다. 또한 기지국(310)의 제2안테나 (antenna 1)와 단말(320)의 제2안테나(antenna 1)간의 채널은 H11로 표현된다.
만일 상기 기지국(310)에서 하나의 안테나만 사용하는 경우라면 기지국(310)의 제2안테나(antenna 1)가 없는 상태이므로, 채널 H10과 채널 H11은 존재하지 않게 된다. 반면에 단말(320)에서 하나의 안테나만 사용하는 경우라면 단말의 제2안테나(antenna 1)가 없는 상태이므로, 채널 H01과 채널 H11은 존재하지 않게 된다.
그러면 먼저 상기 도 3을 참조하여 본 발명에 따른 송신 다이버시티 제공 방법에 대하여 간략히 살펴보기로 한다.
본 발명에서는 폐루프 송신 다이버시티 방법을 사용한다. 본 발명에 따른 폐루프 송신 다이버시티 방법에서는 제1송신 노드는 종래 기술에서 설명한 바와 같은 일반적인 송신 방법을 사용한다. 즉, 제1송신 노드가 기지국(310)인 경우 버스트의 전송에서 "PEVEN + 데이터" 또는 "PSTC + 데이터"의 형태로 송신하게 되며, 제1 송신 노드가 단말(320)인 경우 "PEVEN + 데이터" 또는 "PSUB + 데이터"의 형태로 송신한다. 그러면 제2송신 노드는 상기한 신호를 수신하여 본 발명에 따른 송신 다이버시티를 적용하여 데이터를 송신하도록 하는 것이다.
본 발명에 따른 송신 다이버시티를 제공하는 제2송신 노드는 반드시 2개 이상의 안테나를 가져야 한다. 이는 송신 다이버시티를 제공하기 위한 기본적인 사항이 된다. 그러나 제1송신 노드는 하나의 안테나만을 가지거나 혹은 2개의 안테나를 가질 수 있다. 이에 대하여 간략히 살펴보기로 한다.
먼저 기지국(310)이 송신 다이버시티를 제공하는 경우 단말(320)은 제1송신 노드가 된다. 따라서 기지국(310)은 반드시 2개 이상의 안테나를 가지지만, 단말(320)은 하나의 안테나만을 가지는 경우와 2개의 안테나를 가지는 경우로 구분될 수 있다. 반대로 단말(320)이 송신 다이버시티를 제공하는 경우 기지국(310)은 제1송신 노드가 된다. 따라서 단말(320)은 반드시 2개 이상의 안테나를 가지지만, 기지국(310)은 하나의 안테나만을 가지는 경우와 2개의 안테나를 가지는 경우로 구분될 수 있다.
상기한 바와 같은 경우에 송신 다이버시티 방법은 3가지의 경우의 수를 가지게 된다. 이러한 3가지 경우에 본 발명에 따른 송신 다이버시티 방법이 제공될 수 있다. 그러면 이하에서 본 발명에 따른 송신 다이버시티에 대하여 살펴보기로 한다.
도 4는 본 발명에 따른 송신 다이버시티를 제공하기 위한 송신기의 블록 구 성도이다. 이하 도 4를 참조하여 본 발명에 따른 송신 다이버시티를 제공하기 위한 송신기의 블록 구성에 대하여 살펴보기로 한다.
상기 도 4의 구성에서 송신 다이버시티를 제공하기 위한 송신기는 앞에서 살핀 제2송신 노드가 된다. 그러므로 제2송신 노드는 기지국(310)이 될 수도 있고, 단말(320)이 될 수도 있다.
앞에서 살핀 바와 같이 본 발명에서는 폐루프 송신 다이버시티 방법을 사용하므로 송신기는 제1안테나(442)와 제2안테나(444)로부터 제1송신 노드가 송신한 신호를 수신한다. 이때 제1송신 노드는 앞에서 살핀 바와 같이 하나의 안테나만을 이용하여 신호를 송신하거나 또는 2개의 안테나를 이용하여 신호를 송신할 수 있다. 본 발명에서 제1안테나(442)와 제2안테나(444)로 수신된 신호는 하나의 안테나로부터 송신되거나 2개의 안테나로부터 송신된 어떠한 신호라도 무방하다.
제1안테나(442)로부터 수신된 신호는 제1무선부(441)로 입력되며, 제2안테나(444)로부터 수신된 신호는 제2무선부(443)로 입력된다. 그러면 상기 각 무선부들(441, 443)은 송신된 고주파 영역의 신호를 기저대역의 신호로 변환하여 출력한다. 상기 각 무선부들(441, 443)에서 기저대역으로 변환된 각 신호들은 OFDM 시스템에서 처리하기 위한 OFDM 처리부들(450, 460)로 각각 입력된다. 상기 OFDM 처리부들(450, 460)은 모두 동일한 구조를 가지므로, 상기 제1무선부(441)로부터 출력된 기저대역 신호가 처리되는 과정만 살펴보기로 한다.
상기 제1무선부(441)로부터 출력된 기저대역 신호는 OFDM 처리부(450)의 보호구간 제거부(452)에서 송신 시 삽입된 순환전치 심볼(CP : Cyclic Prefix)을 제 거한다. 이러한 순환전치 심볼은 OFDM 방식에서 다중 경로에 의한 심볼간 간섭을 방지하기 위해 사용되는 것이다. 이와 같이 보호구간 제거부(452)에서 보호구간이 제거된 신호는 제1FFT 처리부(451)로 입력된다. 상기 제1FFT 처리부(451)는 시간 영역으로 변환되어 송신된 신호를 다시 주파수 영역의 신호로 변환하여 출력한다. 이러한 과정은 제2무선부(443)로부터 출력된 기저대역 신호를 처리하는 다른 OFDM 신호 처리부(460)에서도 동일하게 이루어진다.
상기 제1OFDM 처리부(450)에서 주파수 영역으로 변환된 신호는 제1안테나(442)로부터 수신된 신호이고, 제2OFDM 처리부(460)에서 주파수 영역으로 변환된 신호는 제2안테나(444)로부터 수신된 신호이다. 따라서 제1OFDM 처리부(450)에서 출력되는 신호를 R0,k라 칭하고, 제2OFDM 처리부(460)에서 출력되는 신호를 R1,k라 칭하기로 한다. 그러면 상기 제1OFDM 처리부(450)에서 출력되는 신호 R0,k와 상기 제2OFDM 처리부(460)에서 출력되는 신호 R1,k는 각각 하기 <수학식 6>과 같은 신호가 된다.
상기 <수학식 6>과 같이 출력된 제1OFDM 처리부(450) 및 제2OFDM 처리부(460)에서 출력된 신호들 R0,k 및 R1,k는 채널 추정부(470)로 입력된다.
채널 추정부(470)는 상기 <수학식 6>과 같이 입력된 신호로부터 무선 채널을 추정한다. 이를 상기 도 3을 참조하여 살펴보기로 한다. 만일 제1송신 노드를 단말(320)로 가정하고, 제2송신 노드를 기지국(310)으로 가정하기로 한다. 이때 만일 단말(320)의 안테나가 하나인 경우라면, 기지국(310)에서 추정하는 채널은 단말(320)의 제1안테나로부터 기지국(310)의 제1안테나로의 채널 H00와 단말(320)의 제1안테나로부터 기지국(310)의 제2안테나로의 채널 H10가 된다. 반면에 단말(320)의 안테나가 2개라면, 기지국(310)에서 추정하는 채널은 상기한 바와 같이 채널 H00와 채널 H10 뿐 아니라 단말(320)의 제2안테나로부터 기지국(310)의 제1안테나로의 채널 H01과 단말의 제2안테나로부터 기지국(310)의 제2안테나로의 채널 H11을 추정한다.
이와 같이 추정되는 채널을 수학식으로 도시하면 하기 <수학식 7>과 같이 도시할 수 있다.
상기 <수학식 7>은 앞에서 상술한 바와 같이 기지국(310)을 제2송신 노드로 가정하고, 단말(320)을 제1송신 노드로 가정한 경우의 예이다. 따라서 상기 <수학식 7>에서 알 수 있는 바와 같이 단말(320)이 하나의 안테나만을 가지는 경우 H01,k의 추정 채널과, H11,k의 추정 채널은 존재하지 않는 값이 된다. 그러나 단말(320)이 2개의 안테나를 가지는 경우라면 상기 <수학식 7>의 채널 추정 값들이 모두 유효한 값이 된다. 상기 채널 추정기(470)는 상기 <수학식 7>과 같이 각 채널들을 추정할 수 있다. 여기서는 채널 추정 방법에 대하여는 구체적으로 살피지 않는다. 일반적으로 MIMO 시스템에서 송신측의 안테나 개수보다 수신측의 안테나 개수가 많거나 같으면 각 안테나들로부터의 채널 추정은 가능하다는 것은 이미 알려진 사항이다. 따라서 본 발명에서 제1송신 노드로부터 제2송신 노드로 전송되는 신호는 상기한 MIMO 시스템에서 채널 추정을 위한 조건을 만족하고 있음을 알 수 있다. 그러므로 다중 안테나를 사용하는 시스템에서 사용하는 어떠한 채널 추정 방법을 사용하더라도 본 발명에서 적용할 수 있다. 그러므로 본 발명에서는 채널 추정 방법에 대하여는 제한을 두지 않으며, 구체적인 예시를 하지 않기로 한다.
상기 채널 추정부(470)에서 상기 <수학식 7>과 같이 채널 추정이 이루어지면, 채널 추정된 값들은 채널 상태 정보 추정부(480)와 다이버시티 처리부(411)로 입력된다. 그러면 먼저 채널 상태 정보 추정부(480)에서 이루어지는 동작에 대하여 살펴보기로 한다. 상기 채널 상태 정보 추정부(480)는 상기 채널 추정 값을 이용하여 채널 상태 정보(CSI : Channel Status Information)를 추정한다. 이러한 채널 상태 정보의 추정은 하기 <수학식 8>과 같은 방법으로 이루어진다.
상기 <수학식 8>에서 C0,k는 제1안테나로의 채널에 대한 채널 상태 정보이고, C1,k는 제2안테나로의 채널에 대한 채널 상태 정보이다. 상기 <수학식 8>과 같이 추정된 채널 상태 정보는 다이버시티 처리부(411)로 입력된다.
그러면 상기 다이버시티 처리부(411)는 채널 추정부(470)로부터 상기 <수학식 7>과 같이 수신된 상기 각 채널 추정 값과 상기 채널 상태 정보 추정부(480)로부터 수신된 상기 <수학식 8>과 같은 채널 상태 정보를 이용하여 다이버시티 송신을 수행한다. 그러면 다이버시티 처리부(411)에서 처리되는 송신 다이버시티 처리 과정을 살피기에 앞서 송신될 신호가 입력되는 과정에 대하여 먼저 살펴보기로 한다.
송신할 데이터와 파일럿(401)은 Dk의 신호로 다중화기(403)로 입력된다. 또한 OFDM 시스템에서 각 버스트마다 전송하기 위한 프리앰블 신호는 Pk의 신호로 다중화기(403)로 입력된다. 상기 데이터와 파일럿(401)은 하기 <수학식 9>와 같이 도시할 수 있고, 상기 프리앰블 신호는 하기 <수학식 10>과 같이 도시할 수 있다. 따라서 상기 다중화기(403)에서 출력되는 신호는 하기 <수학식 11>과 같다.
상기 다중화기(403)는 상기 <수학식 11>에 도시한 바와 같은 신호를 사상 및 변조부(404)로 출력한다. 이와 같이 출력된 신호는 사상 및 변조부(404)에서 송신 심볼로 사상(mapping) 및 변조 방식에 따라 변조되어 다이버시티 처리부(411)로 입력된다. 여기서 변조 방식은 시스템에서 사용하도록 제안된 방식을 사용한다. 따라서 시스템에서 제안된 방식이 BPSK 방식이라면, BPSK 방식으로 변조하며, QPSK 방식의 변조가 사용된다면, QPSK 방식으로 변조가 이루어지고, 16-QAM 방식 또는 64-QAM 방식 등의 고차 변조 방식이 사용되는 경우라면 그에 맞는 변조 방식이 사용될 것이다.
그러면 상기 다이버시티 처리부(411)는 상기 변조되어 입력된 신호를 본 발명에 따른 방법으로 송신 다이버시티를 제공하기 위한 처리를 수행한다. 즉, 앞에서 살핀 바와 같이 채널 추정부(470)로부터 입력된 채널 추정 값과 채널 상태 정보 추정부(480)로부터 입력된 채널 상태 정보를 이용하여 본 발명에 따라 송신 다이버시티 방법을 이용하여 상기 변조 심볼의 송신 방법을 결정하는 것이다.
본 발명에 따른 송신 다이버시티 방법은 하기 <수학식 12> 또는 하기 <수학식 13>과 같은 방법을 이용한다.
상기 <수학식 12> 또는 상기 <수학식 13>의 사용 방법은 하기와 같이 선택적으로 사용된다.
만약 제1송신 노드가 1개의 안테나를 사용하고, 본 발명에 따른 송신 다이버시티를 제공하는 제2송신 노드가 2개의 안테나를 사용하며, 제2송신 노드가 "PEVEN + 데이터" 형식의 버스트 구조를 사용하는 경우에 상기 다이버시티 처리부(411)는 상기 <수학식 12>를 사용한다. 또한 제1송신 노드와 제2송신 노드의 안테나 개수가 상기와 같은 형태이고, 제2송신 노드가 "PSUB + 데이터" 형식의 버스트 구조를 사용하는 경우에 상기 다이버시티 처리부(411)는 상기 <수학식 12> 또는 상기 <수학식 13> 중 하나를 사용할 수 있다.
반면에 제1송신 노드가 2개의 안테나를 사용하고, 제2송신 노드가 2개의 안테나를 사용하며, 제2송신 노드가 "PSUB + 데이터" 형식의 버스트 구조를 사용하는 경우에 상기 다이버시티 처리부(411)는 상기 <수학식 13>을 사용한다.
상기 <수학식 12> 또는 상기 <수학식 13>의 송신 다이버시티 개념은 채널 상태 정보를 기반으로 하여 2개의 안테나 중 전력이 큰 쪽의 경로를 서브캐리어별로 선택하여 해당 안테나 경로로 전송하는 방식이다. 이러한 방식을 사용하면 송신되는 신호의 스펙트럼(spectrum) 특성은 단일 안테나를 사용하는 경우와 사실상 동일하므로 표준 규격의 스펙트럼 특성을 만족할 수 있다.
또한 상기 <수학식 12>의 방식은 버스트 구조가 짝수(EVEN) 또는 홀수(Odd)의 서브캐리어만의 만이 값을 갖는 프리앰블을 사용하는 경우에 사용한다. 이 방식에서는 선택된 서브캐리어에 해당 채널의 위상 성분을 곱함으로써 채널에서 발생하는 위상 왜곡을 보상하여 전송한다. 즉, 상기 <수학식 12>는 송신할 신호에 채널 추정 값의 켤래 복소수(conjugate)를 채널 추정 값의 절대 값으로 나눈 값을 곱함으로써 위상 왜곡을 보상하는 것이다.
즉, 상기 <수학식 12>의 경우를 단순하게 서브캐리어만을 선택하여 송신하는 경우와 대비하여 살펴보면, 수신측에서는 보간법(interpolation)의 사용 시에 적절한 보간이 이루어지지 않아 수신측에서 제대로 채널을 추정할 수가 없다. 따라서 제1송신 노드의 수신 성능이 저하되게 되는 것이다. 다시 말해서 본 발명의 <수학식 12>를 사용함으로써 송신 다이버시티 효과를 얻을 수 있게 된다.
한편 상기 <수학식 13>의 경우에는 버스트 구조가 짝수 및 홀수를 모두 사용하는 프리앰블을 사용하는 경우이다. 이 방식에서는 단순히 전력이 큰 안테나 경로의 신호를 서브캐리어별로 선택하여 전송한다. 이와 같이 단순히 전력이 큰 안테나 경로의 신호를 서브캐리어별로 선택하여 전송하지 않고 상기 <수학식 12>와 같이 위상을 보상하여 전송한다면, 보상 구조에 의한 간섭항이 발생하여 제1송신 노드가 수신측으로 동작할 때, 즉 제2송신 노드에서 송신한 신호를 수신할 때 제대로 채널을 추정하기 어렵다. 따라서 버스트 구조가 짝수 및 홀수를 모두 사용하는 프리앰블을 사용하는 경우에는 상기 <수학식 13>을 사용함으로써 본 발명에 따른 송신 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
이와 같이 다이버시티 처리부(411)는 현재 송신할 버스트의 프리앰블의 사용 방식에 맞춰 상기 <수학식 12> 또는 상기 <수학식 13>을 적용하여 송신할 신호를 결정한다. 이와 같이 결정된 송신 신호는 T0,k와 T1,k 중 하나 또는 2개의 신호가 된다. 이와 같이 다이버시티 처리부(411)에서 출력된 상기 신호들은 각각 제1OFDM 송신부(420) 및 제2OFDM 송신부(430)로 입력된다. 상기 제1OFDM 송신부(420)와 상기 제2OFDM 송신부(430)는 모두 동일한 구조를 가지며 동일한 동작을 수행하므로 여기서는 제1OFDM 송신부(420)의 구조만을 가지고 설명하기로 한다.
제1안테나(442)로 송신될 T0,k의 신호는 상기 제1OFDM 송신부(420)의 제1IFFT 처리부(421)로 입력된다. 상기 제1IFFT 처리부(421)는 주파수 성분의 신호를 시간 대역의 신호로 변환하여 보호구간 삽입부(422)로 출력한다. 그러면 보호구간 삽입부(442)는 생성된 OFDM 데이터에 순환전치 심볼을 보호구간으로 삽입하여 출력한다.
이와 같이 제1OFDM 송신부(420)와 제2OFDM 송신부(430)로부터 출력된 각 신호들은 각각 제1무선부(441)와 제2무선부(443)로 입력된다. 상기 각 무선부들(441, 443)은 입력된 신호를 송신 대역의 주파수로 상승 변환한 후 해당하는 안테나들(442, 444)로 출력한다. 이를 통해 제1송신 노드로 전송한다. 그러면 제1송신 노드는 수신측으로 동작하며, 일반적인 수신 방식에 따라 신호를 수신한다. 즉, 하나의 안테나만으로 수신하는 경우라면 하나의 안테나로 전송된 신호를 수신하고, 2개의 안테나로 수신하는 경우라면, 2개의 안테나를 통해 전송된 신호를 수신한다. 이와 같이 수신하더라도 송신 시에 송신 다이버시티 기법을 사용하였기 때문에 제1송신 노드가 수신측으로 동작할 시 다이버시티 이득을 획득할 수 있다.
그러면 이하에서는 첨부된 다른 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 송신 다이버시티 방식에 따라 신호가 송신되는 과정을 살펴보기로 한다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따라 1 X 2 안테나 구조를 가지는 시스템에서 송신 다이버시티 제공을 설명하기 위한 개념도이다. 이하 도 5를 참조하여 1 X 2 안테나 구조를 가지는 시스템에서 본 발명에 따른 송신 다이버시티를 제공하는 경우에 대하여 살펴보기로 한다.
상기 도 5에서는 기지국(310)이 1개의 안테나를 가지고 있고, 단말(320)이 2 개의 안테나를 가지고 있는 경우에 대한 것으로, 이를 1 X 2 다중 안테나 시스템이라 칭한다. 도 5는 이러한 다중 안테나 시스템 하에서 구성 가능한 OFDM 버스트 구조와 송신 다이버시티의 제공 과정을 도시한 것이다. 그러면 상기한 시스템에서 송신 다이버시티 제공 과정에 대하여 살펴보기로 한다.
먼저 기지국(310)은 1개의 안테나를 이용하여 일반적인 송신 방식으로 "PEVEN + 데이터" 타입의 하향 링크 버스트 구조를 송신한다. 즉, 기지국(310)은 하나의 안테나만을 가지고 있으므로, 버스트들은 종래 기술에서 설명한 바와 같이 "PEVEN + 데이터"의 형태를 취한다. 또한 일반적인 송신 방식이란, 본 발명의 송신 다이버시티 방법을 사용하지 않고, OFDM 시스템의 표준에서 정해진 규격에 따라 전송하는 것을 의미한다.
그러면 단말(320)은 2개의 안테나로 상기 송신된 신호를 수신을 하여 채널 H00 및 H01을 추정하고, 이로부터 채널 상태 정보를 추정한다. 이는 상기 도 4에서 살핀 바와 같이 채널 추정부와 채널 상태 정보 추정부에서 이루어지는 동작이다.
이와 같이 채널을 추정하고, 채널 상태 정보를 추정한 이후에 상기 단말(320)은 본 발명에 따라 송신 다이버시티를 제공하기 위해 송신 방식을 결정한다. 즉, 상술한 바와 같이 송신 데이터가 "PEVEN + 데이터"의 형식으로 송신되는 경우라면, 상기 <수학식 12>와 같이 송신을 수행하고, "PSUB + 데이터"의 형식으로 전송되는 경우라면 상기 <수학식 12> 또는 <수학식 13>을 이용하여 송신을 수행하는 것이 다.
그러면 기지국(310)은 1개의 안테나로 상기와 같이 전송된 신호를 수신을 하여 일반적인 수신 방식으로 수신 신호를 수신신호를 처리한다. 일반적인 수신 방식이란, 본 발명의 송신 다이버시티 방식과 무관(independent)하게 처리하는 것을 의미한다. 즉, 본 발명에서 송신 신호에는 송신 다이버시티 방식을 제공하지만, 수신기는 송신 다이버시티의 제공 여부와 관계없이 동작하는 것이다. 이와 같이 동작하더라도 송신 신호가 이미 본 발명에 송신 다이버시티를 적용하여 송신되므로 수신기에서는 다이버시티 이득을 누릴 수 있다.
도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따라 2 X 1 안테나 구조를 가지는 시스템에서 송신 다이버시티 제공을 설명하기 위한 개념도이다. 이하 도 6을 참조하여 2 X 1 안테나 구조를 가지는 시스템에서 본 발명에 따른 송신 다이버시티를 제공하는 경우에 대하여 살펴보기로 한다.
상기 도 6에서는 기지국(310)이 2개의 안테나를 가지고 있고, 단말(320)이 1개의 안테나를 가지고 있는 경우에 대한 것으로, 이를 2 X 1 다중 안테나 시스템이라 칭한다. 도 6은 이러한 다중 안테나 시스템 하에서 구성 가능한 OFDM 버스트 구조와 송신 다이버시티의 제공 과정을 도시한 것이다. 그러면 상기한 시스템에서 송신 다이버시티 제공 과정에 대하여 살펴보기로 한다.
먼저 단말(320)은 1개의 안테나를 이용하여 일반적인 송신 방식으로 "PEVEN + 데이터" 형식 또는 "PSUB + 데이터" 형식으로 상향 버스트 구조를 송신한다. 여기서 일반적인 송신 방식이란 앞에서 설명한 바와 같다. 그러면 기지국(310)은 2개의 안테나로 수신을 하여 채널 H00 및 H10을 추정하고, 이로부터 채널 상태 정보를 추정한다. 이후 기지국은 채널 상태 정보 및 채널 추정 값을 이용하여 송신 다이버시티 방법을 이용하여 송신할 신호를 2개의 모두 또는 하나의 안테나를 통해 신호를 송신한다. 이때 하향 링크의 버스트 구조는 "PEVEN + 데이터" 형식을 사용한다. 따라서 상기 <수학식 12>를 이용하여 위상을 보정한 형태로 송신이 이루어지는 것이다.
이와 같이 기지국(310)에서 2개의 안테나를 이용하여 송신 다이버시티를 제공하더라도 단말(320)은 하나의 안테나로 전송된 신호를 일반적인 수신 방법으로 전송된 신호를 수신한다. 여기서 일반적인 수신 방법이란, 앞에서 설명한 바와 동일한 방법이다. 이와 같이 단말(320)이 일반적인 수신 방법을 사용하더라도 이미 신호를 송신하는 기지국(310)에서 본 발명에 따른 송신 다이버시티 방법을 사용하여 신호를 전송하였기 때문에 다이버시티 이득을 획득할 수 있다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따라 2 X 2 안테나 구조를 가지는 시스템에서 송신 다이버시티 제공을 설명하기 위한 개념도이다. 이하 도 7을 참조하여 2 X 2 안테나 구조를 가지는 시스템에서 본 발명에 따른 송신 다이버시티를 제공하는 경우에 대하여 살펴보기로 한다.
상기 도 7에서는 기지국(310)이 2개의 안테나를 가지고 있고, 단말(320)이 2개의 안테나를 가지고 있는 경우에 대한 것으로, 이를 2 X 2 다중 안테나 시스템이라 칭한다. 도 7은 이러한 다중 안테나 시스템 하에서 구성 가능한 OFDM 버스트 구 조와 송신 다이버시티의 제공 과정을 도시한 것이다. 그러면 상기한 시스템에서 송신 다이버시티 제공 과정에 대하여 살펴보기로 한다.
먼저 기지국(310)은 2개의 안테나를 이용하여 일반적인 송신 방식으로 "PSTC + 데이터" 형식으로 버스트를 하향 링크로 송신한다. 표준 규격에 정의된 STC 방식은 공간-시간 부호화(space-time-coding) 방식을 사용하는 송신 다이버시티 방식의 일종이므로, 이미 송신 다이버시티 기법이 적용된 상태이다. 따라서 STC를 사용하는 경우에는 기지국(310)이 비록 2개의 안테나를 가지고 있다 하더라도 본 발명의 송신 다이버시티 방법을 사용하지 않고 규격에 정의된 STC 송신 다이버시티 방식을 사용한다.
이와 같이 2개의 안테나를 통해 신호가 전송되면 단말(320)은 2개의 안테나를 이용하여 상기 전송된 신호를 수신한다. 그런 후 상기 수신된 신호로부터 채널 H00, H01, H10, 및 H11을 추정하고, 이로부터 채널 상태 정보를 추정한다. 그런 후 단말(320)은 추정된 채널 상태 정보와 채널 추정 값을 이용하여 송신 다이버시티 기법을 이용하여 2개의 안테나를 통해 송신 다이버시티 방법으로 신호를 송신한다. 이때, 단말(320)에서 상향 링크로 송신되는 버스트 구조는 "PSUB + 데이터"의 형식을 사용한다. 상기한 방식을 사용하여 전송할 때 상기 단말(320)은 전술한 <수학식 12> 또는 <수학식 13>에 의거하여 송신 신호를 전송할 수 있다.
이와 같이 송신이 이루어지면, 기지국(310)은 2개의 안테나를 이용하여 상기 단말(320)이 송신한 수신을 하여 일반적인 수신 방식으로 전송된 신호를 처리한다. 이와 같이 기지국(310)이 일반적인 방법을 사용하여 수신 신호를 처리하더라도 단말(320)이 이미 송신 다이버시티 방법을 이용하여 전송하였기 때문에 다이버시티 이득을 누릴 수 있다.
이상에서 상술한 바와 같이 본 발명에 따른 송신 다이버시티 방법은 표준 규격의 변경 없이 적용이 가능하며, 빔 성형 등을 위한 가중치 벡터의 계산 및 그 밖의 다른 처리가 필요하지 않으므로 간단히 송신 다이버시티를 제공할 수 있는 이점이 있다.
또한 수신기에서는 송신기에서 미리 위상을 보정하여 송신하도록 함으로써 수신기에서 채널의 추정이 용이하게 되며, 채널 추정이 용이해짐으로 인해 채널의 낭비를 줄일 수 있고, 별도의 협상 과정이 필요하지 않아 대역폭의 낭비를 줄일 수 있는 이점이 있다.
Claims (16)
- 무선 통신을 위한 방법으로서,복수의 제 1 안테나를 통하여, 하나 이상의 제 2 안테나에서 송신된 신호를 수신하는 단계로서, 상기 제 1 안테나의 수는 상기 제 2 안테나의 수보다 더 많거나 같은, 수신하는 단계;상기 제 1 및 상기 제 2 안테나의 쌍 사이의 채널을 추정하는 단계;추정된 상기 채널 값에 기초하여, 상기 제 1 안테나 각각의 채널 상태 정보 (channel state information : CSI) 를 계산하는 단계로서, 상기 제 1 안테나 각각의 상기 CSI 값은 상기 제 1 안테나 각각에 대응하는 추정된 상기 채널 값의 절대값의 제곱을 더하여 계산되는, CSI 를 계산하는 단계; 및상기 CSI 및 추정된 채널 값에 기초하여 송신 전에 변조된 신호를 조정하는 단계를 포함하는, 무선 통신 방법.
- 무선 통신을 위한 방법으로서,복수의 제 1 안테나를 통하여, 하나 이상의 제 2 안테나에서 송신된 신호를 수신하는 단계로서, 상기 제 1 안테나의 수는 상기 제 2 안테나의 수보다 더 많거나 같은, 수신하는 단계;상기 제 1 및 상기 제 2 안테나의 쌍 사이의 채널을 추정하는 단계;추정된 상기 채널 값에 기초하여, 상기 제 1 안테나 각각의 채널 상태 정보 (channel state information : CSI) 를 계산하는 단계; 및상기 CSI 및 추정된 채널 값에 기초하여 송신 전에 변조된 신호를 조정하는 단계를 포함하고, 상기 송신 전에 변조된 신호를 조정하는 단계는,상기 제 1 안테나 중에서 최대 CSI 값을 갖는 안테나를 결정하는 단계;위상 조정 파라미터를 사용하여 상기 변조된 신호의 위상을 조정하는 단계; 및조정된 상기 변조된 신호를 결정된 상기 안테나에서 송신하고 널 (null) 신호 및 노 시그널 (no signal) 중 적어도 하나를 상기 제 1 안테나 중 다른 안테나에서 송신하는 단계를 포함하는, 무선 통신 방법.
- 제 2 항에 있어서,OFDM 송신을 위해 사용되는 프리앰블이 모든 서브캐리어 (sub-carrier) 에 걸쳐 존재하는 신호의 패턴을 가질 때, 상기 위상 조정 파라미터는 1 과 동일한, 무선 통신 방법.
- 제 2 항에 있어서,상기 위상 조정 파라미터는 선택된 상기 안테나 및 상기 제 2 안테나 중 하나 사이의 채널 추정 값의 켤래 복소수 (conjugate) 와, 동일한 채널 추정 값의 절대 값의 비를 포함하는, 무선 통신 방법.
- 제 4 항에 있어서,조정된 상기 변조된 신호는 짝수 OFDM 서브캐리어만을 사용하여 송신되는, 무선 통신 방법.
- 무선 통신을 위한 장치로서,복수의 제 1 안테나를 통하여, 하나 이상의 제 2 안테나에서 송신된 신호를 수신하기 위한 수신기로서, 상기 제 1 안테나의 수는 상기 제 2 안테나의 수보다 더 많거나 같은, 상기 수신기;상기 제 1 및 상기 제 2 안테나 쌍 사이의 채널을 추정하기 위한 채널 추정기;추정된 상기 채널 값에 기초하여, 상기 복수의 제 1 안테나 각각의 채널 상태 정보 (channel state information : CSI) 를 추정하기 위한 계산 CSI 추정기로서, 상기 제 1 안테나 각각의 상기 CSI 값은 상기 제 1 안테나 각각에 대응하는 추정된 상기 채널 값의 절대값의 제곱을 더하여 계산되는, 상기 계산 CSI 추정기; 및상기 CSI 및 추정된 채널 값에 기초하여 송신 전에 변조된 신호를 조정하기 위한 다이버시티 (diversity) 프로세서를 포함하는, 무선 통신 장치.
- 무선 통신을 위한 장치로서,복수의 제 1 안테나를 통하여, 하나 이상의 제 2 안테나에서 송신된 신호를 수신하기 위한 수신기로서, 상기 제 1 안테나의 수는 상기 제 2 안테나의 수보다 더 많거나 같은, 상기 수신기;상기 제 1 및 상기 제 2 안테나 쌍 사이의 채널을 추정하기 위한 채널 추정기;추정된 상기 채널 값에 기초하여, 상기 복수의 제 1 안테나 각각의 채널 상태 정보 (channel state information : CSI) 를 추정하기 위한 계산 CSI 추정기; 및상기 CSI 및 추정된 채널 값에 기초하여 송신 전에 변조된 신호를 조정하기 위한 다이버시티 (diversity) 프로세서를 포함하고, 상기 다이버시티 프로세서는,상기 제 1 안테나 중에서 최대 CSI 값을 갖는 안테나를 결정하고;위상 조정 파라미터를 사용하여 상기 변조된 신호의 위상을 조정하고; 및조정된 상기 변조된 신호를 결정된 상기 안테나에서 송신하고 널 (null) 신호 및 노 시그널 (no signal) 중 적어도 하나를 상기 제 1 안테나 중 다른 안테나에서 송신함으로써 송신 전에 상기 변조된 신호를 조정하는, 무선 통신 장치.
- 제 7 항에 있어서,OFDM 송신을 위해 사용되는 프리앰블이 모든 서브캐리어 (sub-carrier) 에 걸쳐 존재하는 신호의 패턴을 가질 때, 상기 위상 조정 파라미터는 1 과 동일한, 무선 통신 장치.
- 제 7 항에 있어서,상기 위상 조정 파라미터는 선택된 상기 안테나 및 상기 제 2 안테나 중 하나 사이의 채널 추정 값의 켤래 복소수 (conjugate) 와, 동일한 채널 추정 값의 절대 값의 비를 포함하는, 무선 통신 장치.
- 제 9 항에 있어서,상기 다이버시티 프로세서는 짝수 OFDM 서브캐리어만을 사용하여 조정된 상기 변조된 신호를 송신하는, 무선 통신 장치.
- 복수의 제 1 안테나;상기 복수의 제 1 안테나를 통하여, 사용자 단말기의 하나 이상의 제 2 안테나에서 송신된 신호를 수신하기 위한 수신기로서, 상기 제 1 안테나의 수는 상기 제 2 안테나의 수보다 더 많거나 같은, 상기 수신기;상기 제 1 및 상기 제 2 안테나 쌍 사이의 채널을 추정하기 위한 채널 추정기;추정된 상기 채널 값에 기초하여, 상기 복수의 제 1 안테나 각각의 채널 상태 정보 (channel state information : CSI) 를 추정하기 위한 계산 CSI 추정기로서, 상기 제 1 안테나 각각의 상기 CSI 값은 상기 제 1 안테나 각각에 대응하는 추정된 상기 채널 값의 절대값의 제곱을 더하여 계산되는, 상기 계산 CSI 추정기; 및상기 CSI 및 추정된 채널 값에 기초하여 송신 전에 변조된 신호를 조정하기 위한 다이버시티 (diversity) 프로세서를 포함하는, 기지국.
- 복수의 제 1 안테나;상기 복수의 제 1 안테나를 통하여, 기지국의 하나 이상의 제 2 안테나에서 송신된 신호를 수신하기 위한 수신기로서, 상기 제 1 안테나의 수는 상기 제 2 안테나의 수보다 더 많거나 같은, 상기 수신기;상기 제 1 및 상기 제 2 안테나 쌍 사이의 채널을 추정하기 위한 채널 추정기;추정된 상기 채널 값에 기초하여, 상기 복수의 제 1 안테나 각각의 채널 상태 정보 (channel state information : CSI) 를 추정하기 위한 계산 CSI 추정기로서, 상기 제 1 안테나 각각의 상기 CSI 값은 상기 제 1 안테나 각각에 대응하는 추정된 상기 채널 값의 절대값의 제곱을 더하여 계산되는, 상기 계산 CSI 추정기; 및상기 CSI 및 추정된 채널 값에 기초하여 송신 전에 변조된 신호를 조정하기 위한 다이버시티 (diversity) 프로세서를 포함하는, 사용자 단말기.
- 복수의 제 1 안테나;복수의 제 1 안테나를 통하여, 하나 이상의 제 2 안테나에서 송신된 신호를 수신하기 위한 수신기로서, 상기 제 1 안테나의 수는 상기 제 2 안테나의 수보다 더 많거나 같은, 상기 수신기;상기 제 1 및 상기 제 2 안테나 쌍 사이의 채널을 추정하기 위한 채널 추정기;추정된 상기 채널 값에 기초하여, 상기 복수의 제 1 안테나 각각의 채널 상태 정보 (channel state information : CSI) 를 추정하기 위한 계산 CSI 추정기; 및상기 CSI 및 추정된 채널 값에 기초하여 송신 전에 변조된 신호를 조정하기 위한 다이버시티 (diversity) 프로세서를 포함하고, 상기 다이버시티 프로세서는,상기 제 1 안테나 중에서 최대 CSI 값을 갖는 안테나를 결정하고;위상 조정 파라미터를 사용하여 상기 변조된 신호의 위상을 조정하고; 그리고조정된 상기 변조된 신호를 결정된 상기 안테나에서 송신하고 널 (null) 신호 및 노 시그널 (no signal) 중 적어도 하나를 상기 제 1 안테나 중 다른 안테나에서 송신함으로써 송신 전에 상기 변조된 신호를 조정하는, 기지국.
- 복수의 제 1 안테나;복수의 제 1 안테나를 통하여, 하나 이상의 제 2 안테나에서 송신된 신호를 수신하기 위한 수신기로서, 상기 제 1 안테나의 수는 상기 제 2 안테나의 수보다 더 많거나 같은, 상기 수신기;상기 제 1 및 상기 제 2 안테나 쌍 사이의 채널을 추정하기 위한 채널 추정기;추정된 상기 채널 값에 기초하여, 상기 복수의 제 1 안테나 각각의 채널 상태 정보 (channel state information : CSI) 를 추정하기 위한 계산 CSI 추정기; 및상기 CSI 및 추정된 채널 값에 기초하여 송신 전에 변조된 신호를 조정하기 위한 다이버시티 (diversity) 프로세서를 포함하고, 상기 다이버시티 프로세서는,상기 제 1 안테나 중에서 최대 CSI 값을 갖는 안테나를 결정하고;위상 조정 파라미터를 사용하여 상기 변조된 신호의 위상을 조정하고; 그리고조정된 상기 변조된 신호를 결정된 상기 안테나에서 송신하고 널 (null) 신호 및 노 시그널 (no signal) 중 적어도 하나를 상기 제 1 안테나 중 다른 안테나에서 송신함으로써 송신 전에 상기 변조된 신호를 조정하는, 사용자 단말기.
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