KR101077288B1 - 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 SLM 기법이 적용된 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 수신단에서의 복호를 위해 위상집합을 부정보로 별도로 전송하는 대신 심볼에 가중치를 곱하여 전송하는 기술에 관한 것이다. 이러한 본 발명은, 송신될 심볼을 U개의 심볼로 변환하는 직렬/병렬 변환기와; 상기 U개의 심볼에 U개의 위상 시퀀스를 곱하는 복수의 승산기와; 상기 각각의 승산기에서 출력되는 심볼에 부정보를 알리기 위한 가중치를 곱하는 복수의 가중치 부가부와; 상기 가중치 부가부에서 각기 출력되는 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 U개의 푸리에 역변환 신호를 생성하는 IDFT 연산부와; 상기 U개의 푸리에 역변환 신호에 대하여, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하여 전송되도록 하는 송신심볼 선택부;에 의해 달성된다.

OFDM, SLM, 전력선 채널, PAPR, 부정보

Description

전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING OFDM SIGNAL IN PLC CHANNELS}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 부정보를 전송하는 기술에 관한 것으로, 특히 수신단에 위상집합을 부정보로 별도로 전송하는 것을 생략할 수 있도록 한 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치 및 방법에 관한 것이다.

OFDM 시스템은 다수의 직교부반송파(Sub-Carrier)를 이용해서 신호들을 전송하는 방식으로, 전체 전송 대역을 다수의 협대역 직교 부채널(Sub-Channel)로 분할하여 데이터를 전송하게 된다. 이러한 OFDM 시스템은 인접 부반송파 간에 직교성을 유지함으로써 부채널들을 중첩하여 배치할 수 있으므로 높은 대역폭 효율을 가지며, 단일 반송파를 사용하는 시스템에 비해 다중경로 채널 페이딩에 강한 특성을 가진다.

OFDM을 포함한 대부분의 무선통신 시스템은 송신단에서 충분한 송신 전력을 얻기 위하여 고출력 증폭기(High Power Amplifier; HPA)를 사용하게 된다. 일반적으로 고출력 증폭기로부터 최대 출력 전력을 얻기위해 포화 영역 근처에 동작점을 설 정하게 되는데, 이로 인하여 비선형 왜곡이 발생하여 시스템의 성능을 크게 악화시킨다. 이러한 고출력 증폭기의 비선형 특성은 전송 신호의 진폭 변화에 매우 민감하기 때문에, 다수의 부반송파로 변조된 신호를 합하여 전송하는 OFDM 시스템에서는 전송 신호의 진폭이 매우 크게 변하며 결국 전송 신호의 최대전력대평균전력비(PAPR: Peak-to-Average Power Ratio)가 단일 반송파 시스템에 비해 매우 크게 되는 단점을 갖게 된다

OFDM 신호 전송 시 각각 변조된 심볼을 직교하는 부반송파를 사용한 병렬 전송방식이 적용된다. 따라서, OFDM 심볼은 아래의 [수학식1]에서와 같이 각 부반송파를 사용한 신호의 합으로 나타낼 수 있다.

여기서, N은 부반송자의 개수 이며, T는 OFDM 신호의 구간이고, c_k는 주파수 도메인에서 변조된 정보의 심볼이다.

전송된 신호의 PAPR은 최대 첨두 전력과 평균 전력의 비를 나타내며, 다음의 [수학식2]와 같이 정의된다.

도 1은 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호에 대해 SLM 기법이 적용된 종래 전송 시스템의 블록도로서 이에 도시한 바와 같이, 직렬/병렬 변환기(11) 와, 승산기(12A-12U)와, IDFT 연산부(13A-13U)와, 송신심볼 선택부(14)로 구성된다.

직렬/병렬 변환기(11)는 송신될 심볼(Data Source)을 U개의 심볼로 병렬변환하여 승산기(12A-12U)의 일측 입력단자에 각기 출력한다.

이때, IDFT 과정 전의 반송자 개수와 같은 U개의 독립적인 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 발생되는데, 승산기(12A-12U)는 일측 입력단자로 입력되는 상기 심볼에 그 위상 시퀀스 B(1)-B(u)를 곱한다.

IDFT 연산부(13A-13U)는 상기 승산기(12A-12U)에서 각기 출력되는 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 푸리에 역변환 신호 X(1)-X(u)를 생성한다.

송신심볼 선택부(14)는 상기 역변환 신호 X(1)-X(u)를 입력받아, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하게 되고, 이렇게 선택된 심볼이 수신단 측으로 전송된다. 이때, 사용된 위상 시퀀스가 부정보로서 수신단에 전송되는데, 이 부정보는 각 블록에 대하여

가 된다.

한편, 수신단에서는 원래의 데이터를 복구하기 위해 상기 전송과정의 역 동작을 수행한다. 상기의 처리과정에서 PAPR의 감소량은 위상 시퀀스 U의 개수와 위상시퀀스의 설계에 따라 결정된다.

상기 승산기(12A-12U), IDFT 연산부(13A-13U) 및 송신심볼 선택부(14)에 의해 수행되는 SLM기법은 선형 동작이기 때문에 비선형 왜곡을 발생시키지 않는다. 그러 나 SLM기법은 U와 같은 수의 IDFT과정이 필요 하기 때문에 계산량이 많아진다는 단점을 지니고 있다.

상기 설명에서와 같이 SLM 기법이 적용되는 상기 승산기(12A-12U)에서는 상기 입력 데이터(심볼)에 0이나 π의 랜덤한 위상 시퀀스를 곱하게 된다. 이 때 한 블록의 위상집합은 부반송자의 개수와 같아야 하며, U개의 랜덤한 위상 시퀀스(위상인자 집합) B(1)-B(u)를 발생하여 경우의 수를 늘린다. 상기 U의 개수가 많아질수록 하나의 데이터에 대한 많은 경우의 수가 생기므로 그만큼 PAPR이 작은 신호가 생길 확률도 높아지게 된다.

상기 설명에서와 같이 IDFT 연산부(13A-13U)를 통해 U개의 후보 신호 X(1)-X(u)를 생성한 후 상기 송신심볼 선택부(14)에서 최소의 PAPR을 갖는 신호를 선택하고, 이렇게 선택된 심볼이 수신단 측으로 전송된다.

이때, 각 위상인자 집합

은 원소로

,

를 가지게 된다.

상기 승산기(12A-12U)에서 원래의 데이터에 랜덤한 위상을 곱하는 것은 다음의 [수학식3]으로 표현된다.

송신신호의 PAPR은 상기 [수학식2]에 의해 계산되며, 그 중 가장 작은 PAPR을 갖는 신호가 수신단으로 전송된다.

SLM은 클리핑기법과는 달리 선형동작이므로 왜곡이 발생하지 않으며, 따라서 BER 성능도 나빠지지 않는다. 그러나, 선택된 위상이 수신단에 전송되어야 수신단에서 복호를 할 수 있기 때문에 위상집합을 부정보로 전송해야 한다는 단점을 지니고 있다.

이와 같은 부정보의 전송을 생략하기 위해서 Walsh 코드와 같은 직교성을 갖는 코드를 사용하기도 하지만, 이와 같은 경우 코드에 의해 확산되는 심볼은 시간 축에서 길이가 짧아지게 되므로 시스템구현에 어려움을 겪게 된다.

따라서, 본 발명의 목적은 SLM 기법이 적용된 OFDM 시스템에서, 위상집합을 부정보로 별도로 전송하는 대신 전송 심볼에 가중치를 곱하여 전송하는데 있다.

본 발명의 목적들은 앞에서 언급한 목적으로 제한되지 않는다. 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 아래 설명에 의해 더욱 분명하게 이해될 것이다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명은,

송신될 심볼을 U개의 심볼로 변환하는 직렬/병렬 변환기와;

상기 U개의 심볼에 U개의 위상 시퀀스를 곱하는 복수의 승산기와;

위상집합에 대한 부정보를 수신단에 알리기 위하여, 상기 각각의 승산기에서 출력되는 심볼에 상기 위상 시퀀스에 상응되는 값의 가중치를 곱하는 복수의 가중치 부가부와;

상기 가중치 부가부에서 각기 출력되는 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 U개의 푸리에 역변환 신호를 생성하는 IDFT 연산부와;

상기 U개의 푸리에 역변환 신호에 대하여, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하여 전송되도록 하는 송신심볼 선택부;로 구성함을 특징으로 한다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 또 다른 본 발명은,

송신할 심볼을 U개의 심볼로 변환하고, 이에 대응하여 U개의 독립적인 위상 시 퀀스를 발생하는 단계와;

U 개의 승산기를 이용하여, 상기 U개의 심볼에 상기 U개의 위상 시퀀스를 각기 곱하는 단계와;

위상집합에 대한 부정보를 수신단에 알리기 위하여, 상기 곱셈처리된 U 개의 심볼에 상기 위상 시퀀스에 상응되는 값의 가중치를 각기 곱하는 단계와;

상기 가중치가 곱해진 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 푸리에 역변환 신호를 생성하는 단계와;

상기 역변환된 신호에 대하여, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하여 수신단 측으로 전송하는 단계;로 이루어짐을 특징으로 한다.

본 발명은, 입력신호에 여러 위상 시퀀스를 곱하여 여러 후보의 신호들을 생성한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR를 갖는 신호를 선택하여 출력하는 SLM 기법이 적용된 OFDM 시스템에 있어서, 수신단에서 복호를 위해 위상집합에 대한 부정보를 별도로 전송하는 대신 전송 심볼에 가중치를 곱하여 전송함으로써, 시스템 구현이 용이해지고 부하량이 줄어드는 효과가 있다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.

도 2는 본 발명의 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치 의 블록도로서 이에 도시한 바와 같이, 직렬/병렬 변환기(21)와, 승산기(22A-22U)와, 가중치 부가부(23A-23U)와, IDFT 연산부(24A-24U)와, 송신심볼 선택부(25)로 구성한다.

직렬/병렬 변환기(21)는 송신될 심볼(Data Source)을 U개의 심볼로 병렬변환하여 승산기(22A-22U)의 일측 입력단자에 각기 출력한다.

이때, IDFT 과정 전의 반송자 개수와 같은 U개의 독립적인 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 발생되는데, 승산기(22A-22U)는 일측 입력단자로 입력되는 상기 심볼에 그 위상 시퀀스 B(1)-B(u)를 곱한다.

가중치 부가부(23A-23U)는 수신단에서 복호를 위해 위상집합에 대한 부정보를 수신단에 알리기 위하여, 상기 승산기(22A-22U)에서 각기 출력되는 심볼에 가중치를 곱하게 되는데, 이 가중치는 상기 위상 시퀀스 B(1)-B(u)에 상응되는 값으로 설정된다. 즉, 본 발명에서는 부정보를 전송하는 대신 상기 가중치 부가부(23A-23U)를 통해 심볼에 가중치를 곱하여 전송하도록 하였다. 이렇게 함으로써, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에 SLM 기법을 적용할 때 수신단 측으로 위상집합을 부정보로 전송하는 것을 생략할 수 있다.

상기 승산기(22A-22U)에서 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 '0'으로 곱해지면, 상기 가중치 부가부(23A-23U)는 그 승산기(22A-22U)에서 출력되는 심볼을 그대로 통과시키고, 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 ‘π’로 곱해지면, 적절한 가중치를 곱해주어 수신단에서 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 ‘π’로 곱해진 사실을 인식하도록 하였다.

이와 같이 가중치 부가부(23A-23U)를 통해 심볼에 가중치를 곱하여 전송하는 경 우 IDFT되기 이전의 심볼의 전력이 상승되어 상대적으로 PAPR은 높아질 우려가 있다. 하지만, 작은 가중치를 곱하면 I-Q 벡터 공간에서 심볼간의 거리가 가까워지기 때문에 BER 성능이 열화되는 트레이드 오프 관계를 가지게 된다.

예를 들어, 상기 승산기(22A-22U)에서 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 ‘π’로 곱해진 경우, 벡터 공간에서 변조되는 정도가 일정치 이상 되도록 심볼에 가중치를 곱해주어 수신단에서는 ‘π’ 위상이 곱해졌음을 알 수 있게 된다.

이때, 곱해지는 가중치는 서로의 복조에서 결정되는 영역을 넘어서는(에러 검출 최대 크기보다 크도록) 최소한의 거리를 가지도록 하기 위해 변조된 점 사이의 거리를 기반으로 가중치가 설정되도록 하였으며, 각 변조방식에 따라 적절한 값으로 설정되도록 하는 것이 바람직하다.

상기 가중치 부가부(23A-23U)에서 IDFT 연산부(24A-24U)에 출력되는 심볼

은 다음의 [수학식4]와 같이 정의된다.

상기 설명에서와 같이 상기 승산기(22A-22U)에서 위상 시퀀스 B(1)-B(u)가 ‘π’로 곱해진 경우, 상기 가중치 부가부(23A-23U)에 의해 상기와 같이 곱해진 가중치에 의해 I-Q 복소 평면에서의 이동은 도 3과 같다.

OFDM 시스템에 상기 가중치 부가부(23A-23U)를 추가함에 있어서, 두 가지의 잡음을 고려하였다. 그 중에서 하나는 백색 가우시안 분포를 가지는 백그라운드 노이 즈이고, 다른 하나는 임펄스 노이즈이다.

본 발명이 적용된 OFDM 시스템에 대응되는 수신단의 시간 영역에서 수신 신호는 다음의 [수학식5]와 같이 표현된다.

여기서, 시간 영역에서 OFDM 신호의

는 송신 신호이고,

는 제로 평균과 분산

을 가지는 백색잡음으로서 이는 배경 잡음으로 간주된다.

는 임펄스 노이즈이다. 상기 임펄스 노이즈는 Bernoulli-Gaussian 프로세스로 가정한다. Bernoulli- Gaussian 프로세스는 다음의 [수학식6]과 같이 표현된다.

여기서,

는 Bernoulli 프로세스이며,

의 확률을 가지는 0과 1의 독립적이고 동일하게 분포된 순열이다. 그리고

는 제로 평균과

를 가지는 백색 잡음이다.

도 4는 기존의 OFDM 신호와 SLM 기법을 사용한 신호, 그리고 본 발명에 따른 신호의 PAPR을 비교하는 CCDF를 나타낸 것이다. PAPR은 SLM 기법을 사용하였을 때 OFDM 신호의 경우보다 약 5dB가 감소하는 것을 알 수 있다. 본 발명에 의한 방식은 약 3dB의 PAPR이 감소한 것을 알 수 있는데, 이는 상기 가중치 부가부(23A-23U)에 의해 곱해진 가중치로 인하여 신호의 전력이 상승되었기 때문이다.

도 5는 종래의 OFDM과 본 발명에 의한 방식의 BER 성능을 나타낸 것으로, 기존 OFDM과 본 발명에 의한 방식의 비트에러율(BER)은 거의 차이가 없음을 알 수 있다. 다시 말해서, 본 발명에 의해 비트에러율(BER)이 악화되지 않는 것을 알 수 있다.

IDFT 연산부(24A-24U)는 상기 가중치 부가부(23A-23U)에서 각기 출력되는 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 푸리에 역변환 신호 X(1)-X(u)를 생성한다.

송신심볼 선택부(25)는 상기 역변환 신호 X(1)-X(u)를 입력받아, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하게 되고, 이렇게 선택된 심볼이 수신단 측으로 전송된다.

한편, 본 발명에 의한 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 방법의 처리과정을 도 6을 참조하여 설명하면 다음과 같다.

먼저, 송신하고자 하는 심볼(Data Source)을 U개의 심볼로 병렬 변환하고, 이에 대응하여 U개의 독립적인 위상 시퀀스 B(1)-B(u)를 발생한다.(S1)

U 개의 승산기를 이용하여, 상기 U개의 심볼에 상기 위상 시퀀스 B(1)-B(u)를 각기 곱한다.(S2)

위상집합에 대한 부정보를 수신단에 알리기 위하여, 상기 승산기에서 각기 출력되는 심볼에 가중치를 곱하게 되는데, 이 가중치 값은 상기 위상 시퀀스 B(1)-B(u)의 값에 상응되는 값으로 설정된다. 이렇게 함으로써, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에 SLM 기법을 적용할 때 수신단 측으로 위상집합을 부정보로 전송하는 것을 생략할 수 있다.(S3)

상기 가중치가 곱해진 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 푸리에 역변환 신호 X(1)-X(u)를 생성한다.(S4)

상기 역변환 신호 X(1)-X(u)를 입력받아, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하여 수신단 측으로 전송한다.(S5)

이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하였지만, 본 발명의 권리범위가 이에 한정되는 것이 아니라 다음의 청구범위에서 정의하는 본 발명의 기본 개념을 바탕으로 보다 다양한 실시예로 구현될 수 있으며, 이러한 실시예들 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

도 1은 종래의 SLM 기법이 적용된 OFDM 시스템의 블록도로

도 2는 본 발명에 의한 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치의 블록도.

도 3은 본 발명에 의해 I-Q 복소 평면에서의 심볼 이동을 나타낸 그래프.

도 4는 종래의 OFDM 신호와 SLM 기법을 사용한 신호, 본 발명에 따른 신호의 PAPR을 비교하기 위한 CCDF 그래프.

도 5는 종래의 OFDM과 본 발명에 의한 방식의 BER 성능을 나타낸 그래프.

도 6은 본 발명에 의한 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 방법의 흐름도.

***도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명***

21 : 직렬/병렬 변환기 22A-22U : 승산기

23A-23U : 가중치 부가부 24A-24U : IDFT 연산부

25 : 송신심볼 선택부

Claims (5)

1. SLM 기법이 적용된 직교 주파수 분할 다중화 시스템에 있어서,

   송신될 심볼을 U개의 심볼로 변환하는 직렬/병렬 변환기와;

   상기 U개의 심볼에 U개의 위상 시퀀스를 곱하는 복수의 승산기와;

   상기 각각의 승산기에서 출력되는 심볼에 부정보를 수신단에 알리기 위해 상기 위상 시퀀스 값에 상응되는 가중치를 곱하되, 에러 검출 최대 크기보다 크도록 변조된 점 사이의 거리를 기반으로 가중치를 설정하는 복수의 가중치 부가부와;

   상기 가중치 부가부에서 각기 출력되는 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 U개의 푸리에 역변환 신호를 생성하는 IDFT 연산부와;

   상기 U개의 푸리에 역변환 신호에 대하여, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하여 전송되도록 하는 송신심볼 선택부;로 구성한 것을 특징으로 하는 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치.
2. 제1항에 있어서, 복수의 가중치 부가부는 상기 승산기에서 위상 시퀀스가 '0'으로 곱해지면, 그 승산기에서 출력되는 심볼을 그대로 통과시키고, 위상 시퀀스가 ‘π’로 곱해지면, 미리 정해진 가중치를 곱하여 출력하는 것을 특징으로 하는 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치.
3. 삭제
4. 제1항에 있어서, 복수의 가중치 부가부에서 출력되는 심볼

   

   은 아래의 [수학식]으로 표현되는 것을 특징으로 하는 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 장치.

   
5. 송신할 심볼을 U개의 심볼로 변환하고, 이에 대응하여 U개의 독립적인 위상 시퀀스를 발생하는 단계와;

   U 개의 승산기를 이용하여, 상기 U개의 심볼에 상기 U개의 위상 시퀀스를 각기 곱하는 단계와;

   에러 검출 최대 크기보다 크도록 변조된 점 사이의 거리를 기반으로 가중치를 설정하고, 상기 곱셈처리된 U 개의 심볼에 부정보를 알리기 위한 상기 가중치를 각기 곱하는 단계와;

   상기 가중치가 곱해진 주파수 영역의 시퀀스를 푸리에 역변환하여 시간 영역에서 푸리에 역변환 신호를 생성하는 단계와;

   상기 역변환된 신호에 대하여, 위상 시퀀스에 의해서 위상이 변화된 심볼과 원래의 심볼로 PAPR을 계산한 후 그 중에서 가장 작은 PAPR을 가진 심볼을 선택하여 수신단 측으로 전송하는 단계;로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전력선 채널에서 직교 주파수 분할 다중화 신호의 송신 방법.

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