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KR101067558B1 - 주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법 - Google Patents

주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법 Download PDF

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KR101067558B1
KR101067558B1 KR1020090097132A KR20090097132A KR101067558B1 KR 101067558 B1 KR101067558 B1 KR 101067558B1 KR 1020090097132 A KR1020090097132 A KR 1020090097132A KR 20090097132 A KR20090097132 A KR 20090097132A KR 101067558 B1 KR101067558 B1 KR 101067558B1
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최형진
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성균관대학교산학협력단
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Abstract

다중 경로 채널 환경에서도 정확하게 주파수 옵셋을 추정할 수 있고, FDD 및 TDD의 듀얼모드에서 안정적으로 주파수 옵셋을 추정할 수 있는 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법이 개시된다. 대략적 주파수 옵셋 추정 장치는 수신된 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환하는 고속푸리에변환부 및 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성한 후 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성한 후 상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 주파수 옵셋 보상부를 포함한다. 따라서, 본 발명의 목적은 다중 경로 채널 환경에서도 정확하게 주파수 옵셋을 추정할 수 있고, FDD 및 TDD의 듀얼모드에서 안정적으로 주파수 옵셋을 추정할 수 있는 주파수 옵셋 추정 장치를 제공하는 것이다. 따라서, 다중 경로 페이딩 환경 및 FDD/TDD 듀얼 모드 시스템에서도 안정적이고 신뢰성 있는 주파수 옵셋을 추정하여 주파수 동기를 수행할 수 있다.
대략적 주파수 옵셋, 미세 주파수 옵셋, 차동 필터, 상관, TDD

Description

주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법{APPARATUS FOR ESTIMATING FREQUENCY OFFSET AND METHOD FOR ESTIMATING FREQUENCY OFFSET}
본 발명은 주파수 동기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 다중 경로 채널 환경에서 정확하게 주파수 옵셋을 추정할 수 있고, FDD/TDD 듀얼 모드 시스템에서 안정적인 주파수 옵셋을 추정할 수 있는 주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법에 관한 것이다.
일반적으로 직교분할다중접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 시스템에서는 송수신기 간의 오실레이터 부정합(oscillator mismatch)이나 도플러 효과(Doppler shift)로 인해 주파수 옵셋(frequency offset)이 발생하고, 발생한 주파수 옵셋을 정확하게 검출하기 위해 프레임의 앞부분에 기준 신호(reference signal)를 전송한다.
기준 신호는 송수신기 간에 약속된 신호로써 일반적으로 수신기에서는 수신된 주파수 옵셋이 발생된 신호와 송신기에서 전송한 본래의 신호를 이용하여 주파수 동기를 수행한다.
다중 부반송파를 사용하는 OFDMA 시스템은 전송 대역에 비해 부반송파 간의 주파수 간격이 상대적으로 작고, 전송 시 각 부반송파들의 직교성이 유지되어야 하므로 단일 반송파 시스템에 비해 주파수 옵셋에 민감하다는 단점이 있다. 따라서 송수신기 간의 오실레이터 부정합이나 도플러 효과로 인하여 주파수 옵셋이 발생할 경우 수신 성능이 크게 열화 될 수 있으므로 주파수 옵셋에 대한 정확한 추정 및 보상 과정이 필수적이다.
일반적으로 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) OFDMA 시스템에서 주파수 동기는 크게 대략적(coarse) 주파수 동기와 미세(fine) 주파수 동기로 구분하여 수행된다. 대략적 주파수 동기는 초기 주파수 옵셋에 대하여 부반송파 간격의 정수 배에 해당하는 값을 추정하여 보상하는 것을 말하며, 미세 주파수 동기는 부반송파 간격의 절반 이하의 주파수 옵셋을 추정 및 보상하며 지속적으로 잔존하는 주파수 옵셋의 변화를 추적해 나가는 것을 의미한다.
3GPP LTE OFDMA 시스템에서 동기 신호로 사용 되는 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스는 종래의 CAZAC(Constant Amplitude Zero AutoCorrelation) 시퀀스의 한 종류로써 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 및 자기상관(auto-correlation) 특성이 우수한 특징을 가지고 있다. 상기와 같은 특성으로 인해 ZC 시퀀스는 OFDM 뿐만 아니라 SC-FDE(Single Carrier-Frequency Domain Equalization), UWB(Ultra Wide Band) 등의 다양한 시스템에서 동기용 기준 신호로 사용되고 있다.
도 1은 일반적인 OFDM 시스템의 송수신기 구조를 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 일반적인 OFDM 시스템의 송신기(10)는 다중화 부(Multiplexer)(11), 역고속푸리에변환(IFFT:Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 약칭함)부(13), CP(Cyclic Prefix) 삽입부(15) 및 송신 안테나(17)를 포함하고, 일반적인 OFDM 수신기(20)는 수신 안테나(27), CP 제거부(25), 고속푸리에변환(FFT:Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 약칭함)부(23) 및 역다중화부(Demultiplexer)(21)를 포함한다.
구체적으로, 송신기(10)는 다중화부(11)에서 기준 신호(Reference Siganl, 예를 들면 ZC 시퀀스)와 데이터 및 제어신호를 정해진 순서 및 위치에 배치하여 통합하고, IFFT부(13)에서 주파수 영역 신호를 시간 영역 신호로 변환하고, CP 삽입부(15)에서 CP를 삽입한 후 송신 안테나(17)를 통해 송신 신호를 무선 채널을 통해 전송한다.
수신기(20)에서는 수신 안테나(27)를 통해 수신된 신호가 CP 제거부(25)를 통해 CP가 제거된 후 FFT부(23)가 시간 영역의 신호를 주파수 영역 신호로 변환하고, 역다중화부(21)에서 전송된 신호의 데이터와 제어 신호를 분리한다. 또한, 수신기(20)에서는 수신된 신호의 안정적인 복조를 위해 시간 영역 및 주파수 영역에서 동기가 수행된다.
도 2는 상호 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.
도 2를 참조하면, 상호 상관(cross correlation)을 이용하여 대략적 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기는 통과 대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 RF 처리부(31)와, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환부(33) 와, 상관부(39)로부터 제공된 주파수 옵셋에 기초하여 주파수를 동기시키는 주파수 제어부(35)와, 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 FFT부(37) 및 주파수 영역으로 변환된 신호(Y[k])와 기준 신호(X[k])에 기초하여 주파수 옵셋을 추정하는 상호 상관부(39)를 포함한다.
상호 상관부(39)의 상호 상관 기반 주파수 옵셋 추정은 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009062593851-pat00001
수학식 1에서 NFFT는 FFT의 크기(size)를 나타내며, X[k]는 송수신기 간에 약속된 기준 신호를 의미한다. 또한, τ는 샘플 옵셋을 의미한다.
도 3은 자기 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.
도 3을 참조하면, 자기 상관(auto correlation)을 이용하여 대략적 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기는, 통과 대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 RF 처리부(31)와, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환부(33)와, 자기 상관부(49)로부터 제공된 주파수 옵셋에 기초하여 주파수를 동기시키는 주파수 제어부(35)와, 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 FFT부(37) 및 주파수 영역으로 변환된 신호(Y[k])와 기준 신호(X[k])에 기초하여 주파수 옵셋을 추정하는 자기 상관부(49)를 포함한다.
자기 상관부(49)의 자기 상관 기반 주파수 옵셋 추정은 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009062593851-pat00002
도 4는 부분 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.
도 4를 참조하면, 부분 상관(partial correlation)을 이용하여 대략적 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기는, 통과 대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 RF 처리부(31)와, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환부(33)와, 부분 상관부(59)로부터 제공된 주파수 옵셋에 기초하여 주파수를 동기시키는 주파수 제어부(35)와, 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 FFT부(37) 및 주파수 영역으로 변환된 신호(Y[k])와 기준 신호(X[k])에 기초하여 주파수 옵셋을 추정하는 부분 상관부(59)를 포함한다.
부분 상관부(59)의 부분 상관 기반 주파수 옵셋 추정은 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009062593851-pat00003
수학식 3에서, NB는 한 블록을 구성하는 부반송파 신호의 개수를 의미하고, S는 블록의 개수를 의미한다.
상술한 바와 같은 ZC 시퀀스를 적용한 종래의 대략적 주파수 동기 방법들은 다중 경로 페이딩 환경에서 상관 패턴의 열화와 잡음의 제곱으로 인한 SNR(Signal to Noise Ratio) 손실로 충분한 성능 이득을 얻지 못하는 단점이 있다.
또한 주파수 분할을 통하여 양방향 송수신되는 FDD(Frequency Division Duplex) 모드와 달리 TDD(Time Division Duplex) 모드에서는 상향링크 구간과 하향링크 구간이 시분할로 전송되기 때문에 TDD 모드에서 종래의 미세 주파수 동기 방법은 상향링크와 하향링크의 신호 전력의 차이로 인해 안정적으로 잔류 주파수 옵셋을 추적 할 수 없는 단점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 경로 채널 환경에서도 정확하게 주파수 옵셋을 추정할 수 있고, FDD 및 TDD의 듀얼모드에서 안정적으로 주파수 옵셋을 추정할 수 있는 주파수 옵셋 추정 장치를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 목적은 상기 주파수 옵셋 추정 장치의 주파수 옵셋 추정 방법을 제공하는 것이다.
상술한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 주파수 옵셋 추정 장치는, 수신된 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환하는 고속푸리에변환부 및 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성한 후 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호(reference signal)의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성한 후 상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 주파수 옵셋 보상부를 포함한다. 상기 주파수 옵셋 보상부는 상기 주파수영역의 신호에 대해 상기 서로 다른 상관 간격을 가지는 공액복소수를 생성하고 상기 주파수영역의 신호와 차동 상관을 수행하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 복수의 차동 필터와, 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 상기 기준 신호의 차동 상관 신호에 대해 실수부와 허수부를 분리하여 상관을 수행하여 상기 복수의 상관 신호를 생성하는 복수의 상관부와, 상기 복수의 상관 신호를 모두 더하여 샘플 옵셋이 최대값이 되는 주파수 옵셋을 결정하는 최대값 검출부 및 상기 결정된 주파수 옵셋에 기초하여 상기 수신된 신호의 주파수 동기를 조정하는 주파수 제어부를 포함할 수 있다. 상기 복수의 차동 필터 각각은 수학식
Figure 112009062593851-pat00004
(여기서, Y(k)는 상기 주파수영역의 신호를 의미하고, d는 상관 관격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며, L은 차동 필터 개수를 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성할 수 있다. 상기 기준 신호의 차동 상관 신호는 수학식
Figure 112009062593851-pat00005
(여기서, X(k)는 상기 기준 신호를 의미한다)를 이용하여 산출될 수 있다. 상기 복수의 상관부 각각은 수학식
Figure 112009062593851-pat00006
(여기서, Dr(k)는 상기 복수의 차동 상관 신호를 의미하고, NFFT는 FFT의 크기를 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 상관 신호를 생성할 수 있다. 상기 최대값 검출부는 수학식
Figure 112009062593851-pat00007
(여기서, Rd(τ)는 상기 복수의 상관 신호를 의미한다)을 이용하여 상기 주파수 옵셋을 결정할 수 있다.
또한, 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 측면에 따른 주파수 옵셋 추정 장치는, 통과 대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 RF처리부와, 상기 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하고 상기 디지털 신호로 변환된 수신 신호를 제공하는 아날로그-디지털 변환부 및 상향링크 구간에서는 상기 수신 신호에 대한 잔류 주파수 옵셋의 추적을 중지하고, 하향링크 구간에서는 상기 수신 신호에 대한 잔류 주파수 옵셋을 추적하여 상기 수신 신호의 주파수 옵셋을 보상하는 미세 주파수 옵셋 보상부를 포함한다. 상기 미세 주파수 옵셋 보상부는 초기 셀 탐색 과정으로부터 얻은 타이밍 정보에 기초하여 상향링크 구간에서는 잔류 주파수 옵셋의 추적을 중지하고, 하향링크 구간에서는 잔류 주파수 옵셋의 추적을 수행하여 주파수 옵셋을 추정할 수 있다.
또한, 상술한 본 발명의 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 주파수 옵셋 추정 방법은, 수신된 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환하는 단계와, 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 단계와, 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호(reference signal)의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성하는 단계 및 상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 단계를 포함한다. 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 단계는, 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 공액복소수를 생성하고 상기 주파수영역의 신호와 차동 상관을 수행하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성하는 단계는, 수학식
Figure 112009062593851-pat00008
(여기서, Dr(k)는 상기 복수의 차동 상관 신호를 의미하고, Ds(k)는 상기 기준신호의 차동 상관 신호를 의미하고, NFFT는 FFT의 크기를 의미하며, τ는 상기 샘플 옵셋을 의미하며, d는 상관 간격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며 L은 차동 필터 개수를 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 상관 신호를 생성할 수 있다. 상기 복수의 상관 신호 에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 단계는, 수학식
Figure 112009062593851-pat00009
(여기서, Rd(τ)는 상기 복수의 상관 신호를 의미한다)을 이용하여 상기 주파수 옵셋을 결정할 수 있다.
상술한 바와 같은 주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법에 따르면, 다중 경로 페이딩 채널의 영향을 감소시키기 위해 서로 다른 차동 상관 간격을 가지는 복수의 차동 필터를 이용하고, 종래의 잡음의 제곱으로 인한 성능 열화를 방지하기 위해 실수부와 허수부를 분리하여 상관을 취함으로써 다중 경로 페이딩 환경에서 이동 단말이 고속 이동시에도 정확하게 주파수 옵셋을 추정하여 주파수 동기 성능을 향상시킬 수 있다. 또한, TDD 모드에서 상향링크와 하향링크간의 전력 차이로 인한 성능 열화를 방지하기 위해 상향링크에서는 잔류 주파수 옵셋의 추정을 중지함으로써 FDD/TDD 듀얼 모드 시스템에서도 안정적으로 주파수 옵셋을 추정함으로써 신뢰성 있는 동작을 보장할 수 있다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것 으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어"있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어"있다거나 "직접 접속되어"있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징 들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 이하, 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 장치에서 사용되는 프레임 구조를 나타낸다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임은 크게 기준 신호(reference signal)와 데이터 및 제어 신호(data and control signal)를 포함하고, 기준 신호는 프레임의 앞부분에 배치된다.
또한, 기준 신호는 예를 들어 ZC 시퀀스가 사용될 수 있고 수학식 4와 같이 표시될 수 있다.
Figure 112009062593851-pat00010
수학식 4에서, Nused는 ZC 시퀀스의 길이를 나타내고, M은 구분 인자(예를 들어, 25, 29 또는 34)를 나타낸다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적(coarse) 주파수 옵셋 추정 장치는 RF 처리부(110), 아날로그-디지털 변환부(130), 주파수 옵셋 보상부(150) 및 FFT부(170)를 포함할 수 있다.
RF 처리부(110)는 통과대역(passband) 신호를 기적대역(baseband) 신호로 변환하고, 아날로그-디지털 변환부(ADC: Analog to Digital Converter)(130)는 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환한다.
주파수 옵셋 보상부(150)는 복수의 차동 필터(differential filter)부(151), 복수의 I채널 상관(I-channel correlator)부(153), 최대값 검출부(155) 및 주파수 제어부(157)를 포함할 수 있다.
복수의 차동 필터(differential filter)부(151)는 각각 서로 다른 차동 상관 간격(d)을 가질 수 있고, 각각의 차동 필터부(151)는 수학식 5에 나타낸 바와 같이 FFT부(170)로부터 제공된 신호(Y(k))에 대해 서로 다른 차동 상관 간격을 가지는 공액복소수(Y*(k-d))를 생성한 후 상기 FFT부(170)로부터 제공된 신호(Y(k))와 차동 상관을 수행하고 차동 상관이 수행된 신호(Dr(k))를 복수의 I채널 상관부(153) 중 해당 I채널 상관부에 제공한다.
Figure 112009062593851-pat00011
수학식 5에서 d는 차동 상관 간격을 의미하며, 각각의 차동 필터(151)가 서로 다른 값을 가질 수 있다.
복수의 I채널 상관부(153)는 각각 해당 차동 필터(151)로부터 제공된 차동 상관 신호(Dr(k))와 수학식 6에 나타낸 바와 같이 기준 신호(X(k))에 대해 차동 상관이 수행된 신호(Ds(k))에 대해 수학식 7에 나타낸 바와 같이 실수 부분(real)과 허수 부분(Imaginary)을 분리하여 상관을 수행한 후, 상관이 수행된 신호(Rd(τ))를 최대값 검출부(155)에 제공한다.
Figure 112009062593851-pat00012
Figure 112009062593851-pat00013
수학식 7에서 Re는 실수부(Real)를 의미하고, Im은 허수부(Imaginary)를 의미한다.
최대값 검출부(155)는 복수의 I채널 상관부(153)로부터 각각 서로 다른 차동 상관 간격(d)을 가지는 복수의 상관 신호(Rd(τ))를 제공받고, 수학식 8에 나타낸 바와 같이 제공받은 복수의 상관 신호(Rd(τ))를 모두 더하여 샘플 옵셋(τ)이 최대값이 되는 대략적 주파수 옵셋(
Figure 112009062593851-pat00014
)을 결정한 후 결정된 대략적 주파수 옵셋(
Figure 112009062593851-pat00015
) 을 주파수 제어부(157)에 제공한다.
Figure 112009062593851-pat00016
수학식 8에서 L은 적용된 차동 필터의 수를 의미한다.
주파수 제어부(157)는 최대값 검출부(155)로부터 제공된 대략적 주파수 옵셋값(
Figure 112009062593851-pat00017
)에 기초하여 아날로그-디지털 변환부(130)로부터 제공된 신호의 주파수 옵셋을 보상함으로써 수신된 신호의 주파수 동기를 조정한다.
FFT부(170)는 주파수 제어부(157)로부터 제공된 시간 영역의 신호에 대해 FFT 연산을 수행하여 주파수 영역의 신호(Y(k))로 변환한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 7을 참조하면, 주파수 옵셋 추정 장치는 수신된 신호에 대해 FFT 연산을 수행하여 주파수 영역의 신호(Y(k))로 변환한다(단계 210).
이후, 주파수 옵셋 추정 장치는 상기 수학식 5에 나타낸 바와 같이 제공된 신호(Y(k))에 대해 서로 다른 차동 상관 간격(d)을 가지는 공액복소수(Y*(k-d))를 생성한 후 상기 신호(Y(k))와 차동 상관을 수행하여 수신된 신호의 차동 상관 신 호(Dr(k))를 생성한다(단계 220).
그리고, 주파수 옵셋 추정 장치는 상기 수신된 신호의 차동 상관 신호(Dr(k))와 수학식 6에 나타낸 바와 같은 기준 신호(X(k))의 차동 상관 신호(Ds(k))에 대해 수학식 7에 나타낸 바와 같이 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 상관이 수행된 신호(Rd(τ))를 제공한다(단계 230).
이후, 주파수 옵셋 추정 장치는 수학식 8에 나타낸 바와 같이 서로 다른 차동 상관 간격(d)을 가지는 복수의 상관 신호(Rd(τ))를 모두 더하여 샘플 옵셋(τ)이 최대값이 되는 대략적 주파수 옵셋(
Figure 112009062593851-pat00018
)을 결정한다(단계 240).
그리고, 결정된 대략적 주파수 옵셋(
Figure 112009062593851-pat00019
)에 기초하여 주파수 옵셋을 보상한다(단계 250).
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법을 통해 얻어지는 상관 특성을 나타내는 그래프이다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법에서는 제곱 연산이 포함되어 있는 종래의 방법들과는 달리 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하기 때문에 종래의 방법들보다 최대 상관 지점에 인접한 상관 값들의 크기가 크게 작아진다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법은 제곱 연산 및 Q채널을 제거하여 성능 향상뿐만 아니라 시스템의 복잡도도 감소시킬 수 있는 장점이 있고, 종래의 방법들과 같이 잡음의 제곱으로 인한 SNR 손실에 의한 성능 열화가 발생하지 않는 장점이 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법의 성능을 나타내는 그래프이다. 도 9에서는 SNR(Signal to Noise Ratio: 부반송파의 신호전력 대 잡음전력의 비율)에 따른 DER(Detection Error Rate: 검출 오류 확률)을 종래의 대략적 주파수 옵셋 검출 방법과 비교하여 도시하였다.
본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 검출 방법의 성능 검증을 위한 모의실험은 다중 경로 페이딩 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록함으로써 수행되었다.
또한, 성능 평가를 위해 최대 차동 상관 필터의 개수 L은 최대 3, 중심 주파수(Carrier Frequency)는 2.6GHz, 이동체 속도(Mobile Speed)는 350km/h 그리고 주파수 옵셋 관찰 범위는 -1 이상 1 이하로 설정하였다.
또한, 주파수 옵셋(
Figure 112009062593851-pat00020
)은 수학식 9와 같이 실제 주파수 옵셋
Figure 112009062593851-pat00021
를 시퀀스 구간 T의 역수로 정규화하였다.
Figure 112009062593851-pat00022
도 9에 도시된 바와 같이, SNR=10dB를 기준으로 종래의 상호 상관 방법은 검출 오류 확률(DER)이 0.0056, 자기 상관 방법은 검출 오류 확률이 0.047, 부분 상관 방법은 검출 오류 확률이 4.9×10-5을 나타내고 있으나, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법은 검출 오류 확률이 1.2×10-6을 나타낸다.
즉, 종래의 주파수 옵셋 추정 방법들은 다중 경로 페이딩 환경에서 상관 패턴의 열화와 잡음의 제곱으로 인한 SNR 손실로 충분한 성능 이득을 얻지 못함을 알 수 있다. 그러나, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법은 실제 수신환경에서 종래의 대략적 주파수 옵셋 검출 방법 중 가장 우수한 부분 상관 방식보다 DER=10-4에서 약 4dB의 우수한 성능을 발휘할 수 있다는 것을 알 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치의 구성을 나타내는 블록도로서, 예를 들어, 3GPP LTE FDD/TDD 듀얼 모드 시스템에 적용될 수 있다.
도 10을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치는, RF 처리부(310), 아날로그-디지털 변환부(330), 미세 주파수 옵셋 보상부(350) 및 FFT부(370)를 포함할 수 있다.
RF 처리부(310)는 통과대역(passband) 신호를 기적대역(baseband) 신호로 변환하고, 아날로그-디지털 변환부(ADC: Analog to Digital Converter)(330)는 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환한다.
미세 주파수 옵셋 보상부(350)는 주파수 제어부(351), 주파수 옵셋 추정부(353), 루프 필터(loop filter)(355) 및 전압 제어 발진기(VCO: Voltage Controlled Oscillator)(357)를 포함할 수 있다.
구체적으로, 주파수 제어부(351)는 전압 제어 발진기(357)로부터 누적된 추정 위상을 제공받고, 이에 기초하여 아날로그-디지털 변환부(330)로부터 제공된 수신된 신호의 주파수 옵셋을 보상한다.
주파수 옵셋 추정부(353)는 초기 셀 탐색 과정으로부터 얻은 타이밍 정보에 따라 상향링크와 하향링크의 스위칭 시점에 기초하여 동작 모드를 결정한다. 주파수 옵셋 추정부(353)는 예를 들어, 하향링크 구간인 경우에는 동작모드를 액티브 모드(active mode)로 결정하고, 상향링크 구간인 경우에는 동작모드를 슬립 모드(sleep mode)로 결정한다.
주파수 옵셋 추정부(353)는 하향링크 구간에서 동작모드를 액티브 모드로 결정하여 수학식 10에 나타낸 바와 같이 수신된 신호의 미세 주파수 옵셋을 추정하고 추정된 미세 주파수 옵셋을 루프 필터(355)에 제공한다.
Figure 112009062593851-pat00023
수학식 10에서 n은 시간 영역 신호의 샘플 인덱스를 나타내고, NGI는 보호 구간의 길이를 의미한다. 또한, α는 스위칭 모드 계수를 의미하며 슬립 모드에서는 0으로 설정(즉, α=0)되고, 액티브 모드에서는 1로 설정(즉, α=1)된다.
TDD 모드의 경우 상향링크 구간과 하향링크 구간이 시분할로 전송되기 때문에 TDD 모드에서 수행되는 종래의 미세 주파수 동기 방법은 상향링크와 하향링크의 신호 전력의 차이로 인해 타임 슬롯(time slot) 단위의 추적(tracking) 과정에서 정상 상태로 수렴하지 못하는 문제를 야기시킨다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치는 수신된 시간 영역 신호를 y(n)이라 할 때 수학식 10에 나타낸 바와 같이 스위칭 모드 계수를 이용하여 동작 모드에 따라 미세 주파수 옵셋 추정의 수행 여부를 결정한다. 즉, 슬립 모드에서는 스위칭 모드 계수를 0으로 설정(즉, α=0)하여 신호가 존재 하지 않는 상향 링크 구간에서의 추적 과정을 중지하고, 액티브 모드에서는 스위칭 모드 계수를 1로 설정(즉, α=1)하여 하향 링크 구간에서 잔류 주파수 옵셋을 추적한다.
루프 필터(355)는 주파수 옵셋 추정부(353)로부터 추정된 미세 주파수 옵셋에 이득(Gain) 값을 곱하여 추정된 위상을 전압 제어 발진기(357)에 제공한다.
전압 제어 발진기(357)는 루프 필터(355)로부터 제공된 추정된 위상을 계속 누적하고, 누적된 추정 위상을 주파수 제어부(351)에 제공한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치의 성능을 나타내는 그래프이다. 도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋의 추적(tracking) 성능과 정상 상태 RMSE(Root Mean Square Error)를 종래의 미세 주파수 옵셋 방식과 비교한 결과를 나타낸다.
본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치의 성능을 평가하기 위한 모의실험은 다중 경로 페이딩 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록함으로써 수행되었다. 성능 평가를 위해 Extended CP를 사용하였고 SNR=10dB, 중심 주파수(Carrier Frequency)는 2.6GHz, 이동체 속도는(Mobile Speed)는 350km/h 로 설정하였다.
도 11의 (a)에 도시된 바와 같이 종래의 미세 옵셋 추정 장치들은 상향 링크와 하향 링크 신호의 전력 차이를 고려하지 않고 상향링크 구간에서도 미세 주파수 옵셋 추정을 수행하기 때문에 TDD 모드에서 잔류 주파수 옵셋의 추적이 정상 상태로 수렴하지 않고 발산한다. 그러나, 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치는 상향 링크에서는 미세 주파수 옵셋 추정을 수행하지 않기 때문에 도 11의 (a) 및 (b)에 도시된 바와 같이 잔류 주파수 옵셋을 안정적으로 추적함으로써 정상 상태에 진입할 수 있다.
이상 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
도 1은 일반적인 OFDM 시스템의 송수신기 구조를 나타내는 블록도이다.
도 2는 상호 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.
도 3은 자기 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.
도 4는 부분 상관을 이용하여 동기를 수행하는 종래의 OFDM 수신기의 구조를 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 장치에서 사용되는 프레임 구조를 나타낸다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법을 통해 얻어지는 상관 특성을 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 대략적 주파수 옵셋 추정 방법의 성능을 나타내는 그래프이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 미세 주파수 옵셋 추정 장치의 성능을 나타내는 그래프이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
150 : 주파수 옵셋 보상부 151 : 차동 필터
153 : I채널 상관부 155 : 최대값 검출부
157 : 주파수 제어부 350 : 미세 주파수 옵셋 보상부

Claims (12)

  1. 수신된 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환하는 고속푸리에변환부; 및
    상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성한 후 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호(reference signal)의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성한 후 상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 주파수 옵셋 보상부를 포함하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 주파수 옵셋 보상부는
    상기 주파수영역의 신호에 대해 상기 서로 다른 상관 간격을 가지는 공액복소수를 생성하고 상기 주파수영역의 신호와 차동 상관을 수행하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 복수의 차동 필터;
    상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 상기 기준 신호의 차동 상관 신호에 대해 실수부와 허수부를 분리하여 상관을 수행하여 상기 복수의 상관 신호를 생성하는 복수의 상관부;
    상기 복수의 상관 신호를 모두 더하여 샘플 옵셋이 최대값이 되는 주파수 옵셋을 결정하는 최대값 검출부; 및
    상기 결정된 주파수 옵셋에 기초하여 상기 수신된 신호의 주파수 동기를 조 정하는 주파수 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 장치
  3. 제2항에 있어서, 상기 복수의 차동 필터 각각은
    수학식
    Figure 112009062593851-pat00024
    (여기서, Y(k)는 상기 주파수영역의 신호를 의미하고, d는 상관 관격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며, L은 차동 필터 개수를 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  4. 제2항에 있어서, 상기 기준 신호의 차동 상관 신호는
    수학식
    Figure 112009062593851-pat00025
    (여기서, X(k)는 상기 기준 신호를 의미하고, d는 상관 간격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며, L은 차동 필터 개수를 의미한다)를 이용하여 산출되는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 복수의 상관부 각각은
    수학식
    Figure 112009062593851-pat00026
    (여기서, Dr(k)는 상기 복수의 차동 상관 신호를 의미하고, NFFT는 FFT의 크기를 의미하며, τ는 상기 샘플 옵셋을 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 상관 신호를 생성하는 것 을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  6. 제2항에 있어서, 상기 최대값 검출부는
    수학식
    Figure 112009062593851-pat00027
    (여기서, Rd(τ)는 상기 복수의 상관 신호를 의미하고, τ는 상기 샘플 옵셋을 의미하며, d는 상관 간격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며, L은 차동 필터 개수를 의미한다)을 이용하여 상기 주파수 옵셋을 결정하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  7. 통과 대역 신호를 기저대역 신호로 변환하는 RF처리부;
    상기 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하고 상기 디지털 신호로 변환된 수신 신호를 제공하는 아날로그-디지털 변환부; 및
    상향링크 구간에서는 상기 수신 신호에 대한 잔류 주파수 옵셋의 추적을 중지하고, 하향링크 구간에서는 상기 수신 신호에 대한 잔류 주파수 옵셋을 추적하여 상기 수신 신호의 주파수 옵셋을 보상하는 미세 주파수 옵셋 보상부를 포함하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 미세 주파수 옵셋 보상부는
    초기 셀 탐색 과정으로부터 얻은 타이밍 정보에 기초하여 상향링크 구간에서 는 잔류 주파수 옵셋의 추적을 중지하고, 하향링크 구간에서는 잔류 주파수 옵셋의 추적을 수행하여 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 추정부를 포함하는 주파수 옵셋 추정 장치.
  9. 수신된 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환하는 단계;
    상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 단계;
    상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호(reference signal)의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 단계를 포함하는 주파수 옵셋 추정 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 단계는,
    상기 주파수영역의 신호에 대해 서로 다른 상관 간격을 가지는 공액복소수를 생성하고 상기 주파수영역의 신호와 차동 상관을 수행하여 상기 복수의 차동 상관 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 방법.
  11. 제9항에 있어서, 상기 복수의 차동 상관 신호 각각과 기준 신호의 차동 상관 신호에 대해 실수 부분과 허수 부분을 분리하여 상관을 취하여 복수의 상관 신호를 생성하는 단계는,
    수학식
    Figure 112011016526488-pat00028
    (여기서, Dr(k)는 상기 복수의 차동 상관 신호를 의미하고, Ds(k)는 상기 기준신호의 차동 상관 신호를 의미하고, NFFT는 FFT의 크기를 의미하며, τ는 샘플 옵셋을 의미하며, d는 상관 간격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며 L은 차동 필터 개수를 의미한다)를 이용하여 상기 복수의 상관 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 방법.
  12. 제9항에 있어서, 상기 복수의 상관 신호에 기초하여 주파수 옵셋을 결정하는 단계는,
    수학식
    Figure 112011016526488-pat00029
    (여기서, Rd(τ)는 상기 복수의 상관 신호를 의미하고, τ는 샘플 옵셋을 의미하며, d는 상관 간격으로 1 이상 L 이하의 값을 가지며, L은 차동 필터 개수를 의미한다)을 이용하여 상기 주파수 옵셋을 결정하는 것을 특징으로 하는 주파수 옵셋 추정 방법.
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