KR101053057B1

KR101053057B1 - 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101053057B1
Application number: KR1020100009612A
Authority: KR
Inventors: 유이치 타쿠시마; 조근영; 정윤철
Original assignee: 한국과학기술원
Priority date: 2010-02-02
Filing date: 2010-02-02
Publication date: 2011-09-01
Anticipated expiration: 2030-02-02
Also published as: KR20110090045A

Abstract

광통신 시스템에서는, 데이터로 변조된 광신호가 광 송신기로부터 광섬유 전송 링크를 통해 전송된다. 본 발명은 광신호에 중첩된 의사랜덤잡음 신호를 이용한 상관 감지에 기초하여 광섬유 전송 링크를 따라서 분사도 분포를 측정하여 광 전송 시스템의 인서비스(in-service) 모니터링을 하는 방법 및 장치를 제공한다.

Description

광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 방법 및 장치 {In-service monitoring method and apparatus of optical transmission systems}

본 발명은 광섬유 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 광 전송 시스템의 인서비스(in-service) 모니터링을 하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

광섬유 전송 링크를 따라 나타나는 후방 반사광의 분포는 외부 플랜트에서의 문제점을 식별함에 있어서 중요한 파라미터가 된다. 이러한 문제점 식별 목적을 위해, OTDR(Optical Time-Domain Reflectometer)이 이 분포를 측정하도록 널리 이용되고 있다. OTDR에 기반을 둔 측정을 행함에 있어서, 짧은 광 펄스를 광섬유 전송 링크로 넣고, lidar(light detection and ranging) 시스템과 마찬가지로 시간의 함수로 반사 신호를 측정하게 된다. 현대적인 OTDR은 전송 링크의 특정화에 필요한 충분한 공간 해상도와 다이나믹 레인지(dynamic range)를 제공할 수 있다. 따라서, 다양한 종류의 광섬유 전송 시스템에 대한 인서비스(in-service)의 모니터링에 있어서 OTDR을 활용하기 위한 많은 노력이 이루어져 오고 있다. 이러한 기술들에서는, 서비스 중인 다른 신호 채널들을 방해하지 않도록 전송 신호의 파장과는 다른 파장으로 감시채널이 OTDR 펄스용으로 사용된다. 그러나, OTDR에 기반을 둔 이러한 기술을 PON 시스템에 적용하는 것은 간단하지 않다. 이 이유는 모든 ONU(Optical Network Unit)에서 OTDR 펄스를 막기 위해서는 추가적인 광학 필터가 요구되어 비용 문제를 야기시킬 수 있기 때문이다. 또한, 강한 OTDR 펄스가 라만 산란을 통해 서비스 중인 채널들의 성능에 나쁜 영향을 줄 수도 있다.

전송 링크에 위치시킨 WDM 다중화기 및/또는 역다중화기를 이용하여 구현된 WDM 네트워크에서 종래의 OTDR을 사용하면 문제가 더 심각해진다. 예를 들어, 원격 노드에서 AWG(Arrayed-Waveguide Grating)를 사용하여 구현된 WDM PON(Passive Optical Networks)에서는, 이 기술로 드롭 광섬유(drop fiber)(원격 노드와 각 가입자를 연결하는 역할을 함)의 장애를 모니터링할 수 없는데, 그 이유는 OTDR 펄스가 원격 노드에서 막히기 때문이다. 원격 노드에서 AWG를 우회하하기 위해 추가적인 커플러들을 설치하거나, 가변 OTDR을 사용하거나, 대응되는 WDM 송신기를 사용하여 특정 드롭 광섬유에 대해 OTDR 펄스를 생성시키는 등의 몇몇 기술로 이 문제를 해결하려는 제안이 이루어졌다. 그러나, 이러한 모든 기술에서는, 드롭 광섬유의 상태를 모니터링하는 도중에 해당 WDM 채널의 서비스를 종료시켜야 한다는 점이 문제시 된다.

위의 문제에 대처하기 위한 한 가지 방법은 OTDR 펄스를 사용하는 대신 광학 프로브(optical probe)로서 광신호 자체를 사용하는 것이다. 디지털 전송에서, 각각의 '1' 비트는 본질적으로 작은 OTDR 펄스이다. 반사 신호는, 지나간 왕복시간에 보내어진 모든 비트들로부터 반사된 것들의 시간 지연 중첩인 것이다. 따라서, 데이터 신호와 후방 반사된 신호 사이의 상관관계를 계산함으로써, 반사 지점을 찾을 수 있다. 이러한 아이디어는 이미 선행기술에서 논의된 바 있다. 그 중 하나에서는 이러한 방법이 고속 데이터 통신으로 작동되는 시스템에는 매우 적용하기 어렵다고 지적하고 있는데, 그 이유는 대용량 고속 메모리 및 극단적으로 빠른 상관기(correlator)가 필요하기 때문이다. 또한, 이 방법은 다이나믹 레인지(dynamic range)에 대한 심각한 제한을 가지고 있다는 점도 종래기술이 지적하고 있다. 이 방법에서는, 광 신호의 자기 상관함수(autocorrelation function)가 델타 함수 같은 형태를 가지는 것이 바람직하다. 그러나, 광신호는 전송 데이터와 함께 단순 변조되기 때문에, 그의 자기 상관함수는 큰 배경잡음을 동반하게 된다. 이러한 배경 잡음은 반사측정(reflectometry)의 다이나믹 레인지에 대해 치명적인 한계를 가져온다. 유한한 데이터 길이 때문에 생기는 배경 잡음을 억제하기 위해서, 종래기술에서는 이산 성분 소거 알고리즘(discrete component elimination algorithm)을 제안했는데, 이는 이산 반사 지점에 동반되는 배경 잡음을 추정하고 이를 재귀적으로 줄여나가는 것이다. 이 알고리즘에 의해 다이나믹 레인지가 어느 정도 개선되기는 하였지만, 광섬유에서의 레일리 후방산란(Rayleigh backscattering)을 감지하기에는 여전히 충분하지 않다.

광통신 시스템의 신뢰성 있는 작동을 위해, 광섬유 손실의 증가, 광섬유 파단 및 연결 불량 등의 광섬유 전송 링크에서의 문제를 확인하는 것은 매우 중요하다. 따라서, 본 발명이 해결하려는 과제는 추가적인 광신호 소스를 이용하지 않고, 단지 데이터 전송용 광신호 소스만을 이용하여, 광섬유 전송 링크를 모니터링하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다. 이렇게 하면, 광신호 자체를 프로브 광으로 이용하므로, 본 발명에 의한 모니터링은 전송 서비스를 중단하지 않고도 행해질 수 있고, 결과적으로 인서비스(in-service) 모니터링이 가능하기 때문이다.

본 발명은 점대점 시스템(point-to-point system)에 적용되는데, 이 시스템에서는 광 송신기에서 나오는 광신호가 지정된 광 수신기로 전송된다. 또한, 본 발명은 PONs(passive optical networks)와 같이 점대다중점 네트워크에도 적용되는데, 여기서는 광 송신기에서 나오는 광신호가 분기되어 많은 가입자에게 분산된다.

앞서 언급한 바와 같이, 본 발명의 기술적 과제는 서비스 도중에 반사도의 분포를 더욱 현실적인 방법으로 모니터링하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

종래의 OTDR과는 달리, 제안된 기술은 짧은 펄스의 소스를 전혀 필요로 하지 않으며, 단지 데이터 변조된 광 송신기 자체를 이용한다. 상관 감지(correlation detection)를 활용하기 위해서, 광신호에 의사랜덤잡음(pseudo-random-noise; PN) 신호를 중첩시켜서 광신호의 진폭을 PN 신호로 약하게 변조시킨다. 광 전송 시스템을 따라서 나타나는 반사도의 분포는 PN 신호와 후방 반사된 신호 사이의 교차 상관 함수를 계산함으로써 얻어진다. 종래기술에서 제안한 방법과는 달리, 본 발명에서는 M-시퀀스(maximum-length sequences) 등의 우수한 교차 상관 특성을 가지는 PN신호들을 이용할 수 있는데, 이는 낮은 배경 잡음 수준을 가지는 델타 함수 같은 형태를 띤다. 따라서, 다이나믹 레인지를 획기적으로 향상시킬 수 있다. 그 결과, 교차 상관 감지에 기반을 두고 종래에 제안된 반사율 측정계를 사용하면서 발생하는 문제점을 해결될 수 있다.

본 발명에 제안된 기술은 데이터에 PN 신호를 중첩시키는 약간의 변경을 통해 기존의 광 송신기를 활용할 수 있다. 또한, 서비스 도중에 이루어지는 모니터링이 감시 파장에서가 아닌 신호 파장에서 실현될 수 있다. 따라서, 종래기술의 OTDR을 이용함에 따른 문제점이 해결될 수 있다.

본 발명에 따르면, 광신호 자체를 프로브 광으로 이용하여 서비스 중에 광섬유 장애를 모니터링할 수 있다. 따라서, 다른 가입자들에게 서비스를 제공하는 도중에도 시스템 장애를 진단하는 것이 가능하다. 따라서, 서비스 종료를 사전에 행하고 장애 진단을 해야 하는 일부 종래기술에 비해 본 발명은 월등한 효과를 나타낸다.

또한, 본 발명에서는 프로브 광의 소스로서 광 송신기를 그대로 활용하므로 별도의 레이저 다이오드 등이 불필요하다. 따라서, 추가적으로 가변 레이저 소스를 갖춰야 하는 일부 종래기술에 비해서 본 발명은 장치의 구성이 간단해진다.

본 발명에서는 중첩된 PN 신호를 활용하므로, 임의의 종류의 PN 신호를 이용할 수 있다. 결과적으로, M-시퀀스와 같이 훌륭한 상관 특성을 갖는 PN 신호를 선택함으로써 다이나믹 레인지와 측정 정확도를 개선할 수 있다.

도 1은 본 발명의 방법을 나타내는 블록도이다. 광신호는 데이터 신호와 PN 신호로 변조되어 광섬유 전송 링크로 들어간다. 후방 반사되는 신호와 PN 신호는 A/D 컨버터를 이용하여 얻어지며, 그 다음 교차 상관 함수를 계산하도록 신호처리된다.
도 2는 본 발명에서 이용된 신호들의 파형을 나타낸 것이다. 도 2의 (a)는 데이터 신호, (b)는 PN 신호, 그리고 (c)는 광 전송기로부터 생성된 광신호를 나타낸다.
도 3은 본 발명의 다른 방법을 나타내는 블록도로서, 여기에서는 상관 감지를 위한 기준 신호(reference signal)가 광 전송기의 출력을 이용하여 얻어진다. 광신호는 데이터 신호와 PN 신호로 변조되어 광섬유 전송 링크로 들어간다. 기준 신호는 광 방향성 결합기-1을 이용하여 광 전송기의 출력으로부터 얻어진다. 전송 링크로부터 후방 반사된 광은 광 방향성 결합기-2를 이용하여 빼내어진다. 후방 반사 신호 및 기준신호는 A/D 컨버터를 이용하여 얻어지며, 그 다음 교차 상관 함수를 계산하도록 신호처리된다.
도 4는 본 발명의 또 다른 방법을 나타내는 블록도로서, 여기에서는 도 3에서의 두 개의 광 결합기가 하나의 광 결합기로 통합되어 있다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예의 구성도를 나타낸 것이다.
도 6은 제1 실시예에서 얻어진 광 전송기의 출력에 대한 아이 다이어그램(eye diagram)을 나타낸 것이다.
도 7은 제1 실시예에서 측정된 비트 에러율(bit-error rate) 성능을 나타낸 것이다. 도 7에서 사각형과 원형은 중첩된 PN 신호가 있는 경우와 없는 경우의 결과를 각각 나타낸다.
도 8은 제1 실시예에서 얻어진 측정 결과를 나타낸 것이다. 점선은 등화(equalization) 없이 얻어진 교차 상관 트레이스(trace)를 나타낸다. 실선은 FIR 등화기를 교차 상관 트레이스에 적용하여 얻어진 교차 상관 트레이스를 나타낸다.
도 9는 본 발명의 제2 실시예의 구성도를 나타낸 것이다. 여기서 본 발명은 도 1에 도시된 방법을 이용하여 구현된다.
도 10은 제2 실시예에서 얻어진 측정 결과를 나타낸 것이다.
도 11은 제3 실시예의 구성을 나타낸 것으로서, 여기서는 본 발명이 PON 시스템에 적용된다. PON 시스템에서, 4개의 ONU인 A, B, C 및 D가 서로 다른 길이의 드롭 광섬유(drop fiber)를 통해서 원격노드(remote node; RN)와 연결된다. 광섬유 장애를 모사하기 위해, ONU C에 대한 드롭 광섬유는 C’ 지점에서 절단된다.
도 12는 제3 실시예에서 얻어진 측정 결과를 나타낸 것이다. 실선은 ONU C의 드롭 광섬유를 절단하기 전에 측정된 교차 상관을 나타낸다. 점선은 C’ 지점에서 ONU C의 드롭 광섬유를 절단한 후에 측정된 교차 상관을 나타낸다.
도 13은 제4 실시예의 구성을 나타낸 것으로서, 여기서는 본 발명이 원격 노드에서 AWG(arrayed-waveguide grating)를 이용하는 WDM PON에 적용된다.
도 14는 제4 실시예에서 얻어진 측정 결과를 나타낸다.

이하에서, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 아래의 실시예는 본 발명의 내용을 이해하기 위해 제시된 것일 뿐이며 당 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 기술적 사상 내에서 많은 변형이 가능할 것이다. 따라서 본 발명의 권리범위가 이러한 실시예에 한정되는 것으로 해석되어서는 안 된다.

본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기에 앞서서 우선 본 발명의 구성 및 전체 작동에 대해 아래에 설명한다.

[본 발명의 작동 원리에 대한 상세 설명]

도 1은 본 발명을 이용하여 구현되는 광 송신 시스템의 개략적 구성도이다. 광 송신기(110)는 비트 전송속도(bit-rate) B로 데이터 소스(102)에서 나오는 이진 데이터 신호로 구동되어 광신호를 생성한다. 또한, 상관 감지를 위하여, PN-신호 생성기(104)를 이용하여 생성된 PN신호가 데이터 신호에 더해지는데, 이 PN 신호는 광신호에 중첩되게 된다. PN 신호의 칩 속도(chip rate)는 C로 표시한다. (이하에서, 데이터 신호와 PN 신호를 구분하기 위해, PN 신호 1비트를 칩(chip)으로 표시한다.) 원리상, 어떤 종류의 PN 신호라도 본 발명의 방법에 이용될 수 있다. 그러나, 우수한 자기 상관 특성을 갖는 유한 길이의 PN 신호가 적합하다. 이 방법에 잘 맞는 PN 신호의 일 예가 M-시퀀스이다. PN 신호의 다른 예는 Gold 시퀀스이다.

도 2의 (a), (b) 및 (c)는 데이터 신호 D(t), PN 신호 P(t), 그리고 광송신기에서 생성된 광신호 S(t)를 각각 나타내는 개략적 다이어그램이다. 광신호에서, PN 신호는 데이터 신호에 중첩되는데, PN 신호의 변조 진폭은 데이터 전송을 방해하지 않도록 데이터 신호의 진폭에 비해 작도록 설정된다. 그 다음, 광신호가 광섬유 전송 링크(120) 내로 들어간다. 후방 반사된 신호를 감지하기 위해, 광 방향성 결합기(optical directional coupler; 130)가 광 전송기(110)와 광섬유 전송 링크(120)의 사이에 삽입된다. (이 광 방향성 결합기(130)는 광 서큘레이터(optical circulator)와 같은 다른 광학 소자로 대체될 수 있다.) 이 후방 반사된 신호는 광 검출기(photo detector; 140)에 의해 검출되어 전기신호

로 변환된다. 그 다음, 이 감지된 후방 반사 신호가 A/D 컨버터(150)를 이용하여 얻어진다. 마지막으로, 신호 처리 유닛(200)에서 교차 상관 함수에 기반을 둔 신호 처리에 의해 반사측정 기록이 얻어진다.

신호처리 순서를 자세히 설명하면 다음과 같다. 작동 원리는 연속파 랜덤 lidar의 작동원리와 유사하다. 이 작동원리를 설명하기 위해, 길이가 m=2ⁿ-1인 M-시퀀스가 PN 신호로 이용되는 경우를 먼저 생각한다 (여기서 n은 2보다 큰 정수이다).

만약 길이 m의 M 시퀀스를 p_k로 나타낸다면(여기서 p_k는 +1이나 -1의 값을 가지며, k는

를 만족하는 정수이다), p_k의 자기 상관 함수는 다음 수학식 1을 만족한다.

여기서, mod는 모듈러스 함수(modulus function)를 나타내며, p_k는 p_k=p_k+m로서 주기적으로 정의된다. 수학식 1을 참조하면, 길이 m이 증가할수록, 자기 상관함수는 델타 함수로 접근함을 알 수 있다. p_k를 이용함으로써, PN 신호 P(t)는 수학식 2와 같이 표시될 수 있다.

여기서, u(t)는, -1/2<t<1/2에서는 u(t)=1이며, 다른 영역에서는 u(t)=0으로 정의되는 단위 사각파 함수(unit rectangular function)이다. 여기서 P(t)가 주기함수라는 점, 즉 P(t)=P(t+m/C)을 만족한다는 것에 유의하여야 한다. 또한, 데이터 신호 D(t)는 수학식 3과 같이 표현된다.

여기서, d_k는 {-1, +1}의 값을 갖는 이진 데이터이다.

광신호 S(t)는 D(t)와 P(t)를 이용하여 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.

여기서, q_D0는 dc 레벨, q_D 와 q_P는 각각 데이터 신호 성분 및 PN 신호 성분의 진폭이다. 만약 왕복손실을 포함하는 반사도 분포를 R(z)으로 표시하면 (여기서, z은 광 송신기로부터의 거리임), 송신기 쪽으로 후방 반사된 신호의 파워는 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.

여기서

는 컨볼루션(convolution) 연산을 나타내며, v_c 는 광섬유 내에서의 광의 군속도이다. 이어서, 이 후방 반사된 광은 광 검출기(photo detector; 140)에 의해 검출된다. 검출 후의 신호 전압

은 다음 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.

여기서

는 광 검출기의 변환효율이다.

교차 상관 계산을 위해서, PN 신호는 기준 신호로 이용된다.

와 P(t) 사이의 교차 상관 함수

는 수학식 7과 같이 주어진다.

여기서, < >는 앙상블 평균(ensemble average)을 나타내며, w₀는 dc 오프셋이다.

데이터 신호와 PN 신호가 서로 상관되지 않으므로, 우변의 두번째 항은 무시된다. 또한, dc 오프셋은 dc 커트(dc-cut)에 의해 제거된다. 따라서, 수학식 7은 수학식 8과 같이 쓸 수 있다.

여기서

는 P(t)의 자기 상관 함수로서,

에 대해서는

의 값을,

에 대해서는

의 값을 갖는다.

는

같은 델타 함수를 이용하여 잘 근사화될 수 있기 때문에, 수학식 3은

로 표시될 수 있다. 이와 같은 방식으로, 반사도 분포는

같은 교차 상관 함수

를 이용하여 추출해 낼 수 있다.

P(t)가 주기성을 갖기 때문에, 앙상블 평균은 다음 수학식 9와 같이 m/C 의 유한 구간에서의 단순 적분으로 대체할 수 있다.

이 수학식을 이용함으로써, 샘플링되어야 할 데이터 길이는 극단적으로 줄일 수 있다. 실제로, 위의 신호처리는 디지털 신호처리를 이용하여 행해진다. 따라서, 모든 감지신호들은 이산시간(discrete time)의 함수

로서, 여기서 j는 정수이며,

는 A/D 컨버터의 샘플링 시간이다. 예를 들어서,

는 각각

로 표현되어야 한다. 이 경우, 수학식 9는 다음 수학식 10과 같이 이산시간으로 표시된다.

여기서

이다. 따라서,

를 얻고 수학식 10을 이용하여

를 계산함으로써, 반사도의 분포는

와 같이 얻어질 수 있는데, 여기서

이다. 또한,

가 주기적이기 때문에, 수학식 10의 계산은 FFT(fast Fourier transformation)를 이용하여 행해질 수 있다. 만약 FFT 및 inverse FFT의 연산자들을 각각 F 및 F^- ¹ 로 표시한다면, 수학식 10에서의

는 다음 수학식 11에 의해 얻어질 수 있다.

여기서 오버바(over-bar)는 복소 켤레(complex conjugate)를 표시한다. 수학식 11을 이용하면, 계산시간을 극적으로 줄일 수 있다.

가 고주파 영역에서의 데이터 신호를 포함하기 때문에,

의 SNR은 감지 신호

의 밴드폭을 제한함에 의해 개선될 수 있다. 따라서, 광 감지기 바로 다음 또는 A/D 변환 후에 디지털 신호 처리에서 저역 통과 필터링이 이용된다. 마찬가지로, 저역 통과 필터링이 PN 신호

에 적용될 수 있다.

측정된 반사도 분포의 SNR은, 도 1에 도시한 바와 같이, 교차 상관

을 여러 번 측정하고 교차 상관기(160) 처리한 후에 이들을 평균화기/등화기(170)에서 처리함으로써 개선될 수 있다. 또한, 교차 상관을 적용하기 전에 평균화를 행함에 의해서도

의 SNR을 개선하는데 있어서 효과적이다. 이러한 평균화 기법은 A/D 변환에서 야기된 양자화 잡음 및 광 감지기의 잡음과 같은 원하지 않는 잡음을 억제하는 데 효과적이다.

측정된 교차 상관 함수는 광 송신기(110) 및 광 감지기(140)의 불완전한 응답에 의해 왜곡될 수 있다. 그러나, 도 1에 도시한 바와 같이,

또는

에 등화기(equalizer; 170)를 적용함으로써 이를 쉽게 보상할 수 있다.

도 3은 본 발명의 다른 실시예를 나타내는데, 여기서는 상관 감지를 위한 기준 신호가 광 송신기(110)의 광 출력으로부터 얻어진다. 기준 신호를 얻는 방법을 제외하고, 그 구성은 도 1의 구성과 거의 같다. 광 송신기(110)는 비트 전송속도 B로 데이터 소스로에서 나온 이진 신호(binary signal)로 구동되어 광 신호를 생성한다. 또한, 상관 감지를 위해, 데이터 신호에 PN 신호를 중첩하여 광신호의 진폭이 칩 속도(chip rate) C로 PN 신호로 변조된다. 광신호에서, PN 신호는 데이터 신호에 중첩되며, PN 신호의 변조 진폭은, 데이터 전송을 방해하지 않도록, 데이터 신호의진폭에 비해 작도록 설정된다. 도 3에 도시된 장치의 구성을 참조하면, 광신호의 일부가 광 방향성 결합기-1에 의해 분기되어(tapped) 광 감지기(140')에 의해 감지된다. (이 광 방향성 결합기-1은 반투명 거울(half mirror)과 같은 다른 광소자로 대체할 수 있다.) 후방 반사된 신호를 감지하기 위해서, 광 송신기(110)와 광섬유 광 전송 링크(120) 사이에 광 방향성 결합기-2가 삽입된다. (이 광 방향성 결합기-2는 광 서큘레이터(optical circulator)와 같은 다른 광학 소자로 대체될 수 있다.) 광신호는 광섬유 전송 링크(120)로 들어가고, 동시에 후방 반사된 광이 광 감지기(140)에 의해 감지되어 전기 신호를 얻게 된다. 그 다음, 분기된 광신호 및 감지된 후방 반사 신호가 A/D 컨버터(150)를 이용하여 얻어진다. 최종적으로, 반사도의 분포가, 도 1에서 사용된 방법과 마찬가지 방법으로 교차 상관 연산에 의해 얻어진다. 만약, A/D 컨버젼 후의 분기된 광신호를

로 표시한다면, 교차 상관은 다음 수학식을 이용하여 얻어질 수 있다.

를 만족하므로, 반사도의 분포는

로부터 구할 수 있다. 도 3의 구성을 이용하는 이점은, 이 방법이 PN 신호 성분의 왜곡에 대해 강인하다는 것이다. 심지어 변조 파형의 왜곡이 광 전송기(110)에 도입되고(이는 광 전송기 내에 있는 레이저 다이오드에 직접 변조를 이용하는 경우에 특별히 발생할 수 있다) 광신호 내의 PN 신호 성분이 PN 신호 생성기에서 생성된 원래의 파형과 다르더라도, 왜곡에 기인한 측정 에러는 상관 감지에서 자동적으로 소거된다. 결과적으로, 정확도가 향상되게 된다.

도 1에 이용된 방법과 마찬가지로, 측정된 반사도 분포의 SNR은 태핑된 광신호 및 후방 반사된 광신호에 대해 저역 통과 필터를 사용하고,

로 평균화하고,

및

로 평균화함으로써 개선될 수 있다. 또한, 광송신기 및 광 감지기의 불완전한 응답에 의해 야기된 왜곡은

또는

, 또는 그 모두에 등화기(equalizer)를 적용함으로써 보상될 수 있다. 또한, 이 왜곡은 측정된

에 등화기를 적용함으로써 보상될 수도 있다.

도 3에서 광 결합기 1 및 광결합기 2는 도 4에 도시된 바와 같은 하나의 광 결합기(132)로 통합될 수 있다.

[제1 실시예]

도 5는 본 발명의 제1 실시예의 구성도를 나타낸 것으로서, 본 발명이 광섬유 전송 링크에서의 광 라인 터미널에 적용된 것이다. 이 구성은 도 3에 도시된 구성과 대응된다. 1550 nm 에서 동작하는 DFB(distributed-feedback) 레이저 다이오드가 광 송신기로 사용되었고, 서비스 시스템을 입증하기 위해 그 출력이 2.5-Gb/s NRZ(non-return-to-zero) 데이터로 직접 변조되었다. 상관감지를 위해서, PN 신호가 파일럿 톤(pilot tone)처럼 광 송신기와 신호의 엔벌로프(envelope)에 덧붙여졌다. 도 6은 광 신호의 아이 다이어그램의 일 예를 보여준다. 상관 감지를 위해 중첩된 PN 신호는 길이가 2¹⁵-1이며 칩속도가 2.5 Mchip/s인 M-시퀀스였다. 이러한 중첩된 신호로 인해, 아이 다이어그램의 하이 레벨은 두 개로 나뉜다. 그렇지만, 중첩 신호의 변조 깊이(modulation depth)는 단지 ±7 %였기 때문에, 그에 해당하는 수신기 감도에 대한 페널티는 작았다. 도 7은 중첩된 신호가 있는 경우와 없는 경우의 하향 신호에 대한 수신기 감도를 측정하여 보여준 것이다. 중첩신호로 인하여 발생한 페널티는 작은 것으로 측정되었다.

광 신호는 광 서큘레이터를 통해 광섬유로 들어갔다. 광섬유로 들어간 평균 입력 파워는 0 dBm 이었다. 후방 반사된 광을 감지하기 위하여, 밴드폭이 20 MHz인 통상적인 광 다이오드가 사용되었다. 데이터 신호 및 감지신호는 1.2-MHz LPF들에 의해 필터링되었으며, 샘플링 속도 10 Ms/s로 12-bit A/D 컨버터로 디지털화되었다. 그 다음, 이들의 교차 상관 함수가 개인 컴퓨터를 이용하여 계산되어졌다. 이 실시예에서, 공간분해능(spatial resolution)은 LPF의 밴드폭에 의해 66 m로 결정되었다. A/D 컨버터의 샘플링 포인트 수는 131068이었다. 광섬유 전송 링크는 6.3-km 단일 모드 광섬유와 광 수신기로 구성되었다. 광 감지기의 불완전한 응답을 보상하기 위해서, FIR(finite-impulse response) 등화기가 이용되었다. 도 8에서 실선과 점선은 FIR 등화기를 사용한 경우와 사용하지 않은 경우이 교차 상관 함수를 각각 나타낸다. 여기서 보이는 바와 같이, 그 결과는 양단에서 프레넬(Fresnel) 반사가 있고 광섬유 내에서 레일리 산란(Rayleigh scattering)이 발생함을 보여준다. 또한, 광 감지기 응답의 불완전성 때문에 발생하는 긴 꼬리는 FIR 등화기의 사용에 의해 깨끗하게 제거되었음을 알 수 있다.

[제2 실시예]

도 9는 도 1에 도시된 방법을 이용하는 실시예를 나타낸다. 1550 nm 에서 동작하는 DFB(distributed-feedback) 레이저 다이오드가 광 송신기로 사용되었고, 서비스 시스템을 입증하기 위해 그 출력이 2.5-Gb/s NRZ(non-return-to-zero) 데이터로 직접 변조되었다. 상관감지를 위해서, PN 신호가 광 송신기와 신호의 엔벌로프(envelope)에 덧붙여졌다. 상관 감지를 위해 중첩된 PN 신호는 길이가 2¹⁵-1이며 칩속도가 2.5 Mchip/s인 M-시퀀스였다. 광 신호는 광섬유 결합기와 광 서큘레이터를 통해 전송 링크로 들어갔다. 광섬유로 들어간 평균 입력 파워는 0 dBm 이었다. 태핑된(tapped) 광 신호와 후방 반사 신호를 감지하기 위하여, 두 개의 통상적인 광 다이오드가 사용되었다.

감지된 신호들은 1.2-MHz LPF들에 의해 필터링되었으며, 샘플링 속도 10 Ms/s로 12-bit A/D 컨버터로 디지털화되었다. 그 다음, 이들의 교차 상관 함수가 개인 컴퓨터를 이용하여 계산되어졌다. 이 실시예에서, 공간분해능(spatial resolution)은 LPF의 밴드폭에 의해 66 m로 결정되었다. A/D 컨버터의 샘플링 포인트 수는 131068이었다. 광섬유 전송 링크는 11-km 단일 모드 광섬유와 광 수신기로 구성되었다. 광 감지기의 불완전한 응답을 보상하기 위해서, FIR(finite-impulse response) 등화기가 이용되었다. 도 10에서 실선과 점선은 400개의 궤적을 평균화한 다음에 측정된 교차 상관 함수를 보여준다. 여기서 보이는 바와 같이, 그 결과는 양단에서 프레넬(Fresnel) 반사가 있고 광섬유 내에서 레일리 산란(Rayleigh scattering)이 발생함을 보여준다.

[제3 실시예]

도 11은 PON 시스템에서 서비스 상태에서의 모니터링을 입증하는 데 사용되는 구성을 나타낸다. 점선의 박스는 광 라인 터미널(optical line terminal)의 구성을 나타내며, 이는 도 5에 도시된 것과 거의 유사하다. 1550 nm 에서 동작하는 DFB 레이저 다이오드가 하향 신호용 광 송신기로 사용되었고, 그 출력이 2.5-Gb/s NRZ데이터로 직접 변조되었다. 상관감지를 위해서, PN 신호가 광 송신기와 신호의 엔벌로프(envelope)에 덧붙여졌다. 상관 감지를 위해 PN 신호가 중첩되었다. 상관 감지를 위해 중첩된 PN 신호는 길이가 2¹⁵-1이며 칩속도가 2.5 Mchip/s인 M-시퀀스였다. 광 신호는 광섬유 결합기와 광 서큘레이터 를 통해 PON으로 들어갔다. 피더 광섬유로 들어간 평균 입력 파워는 0 dBm 이었다. 태핑된(tapped) 광 신호와 후방 반사 신호를 감지하기 위하여, 두 개의 통상적인 광 다이오드가 사용되었다. 감지된 신호들은 1.2-MHz LPF들에 의해 필터링되었으며, 샘플링 속도 10 Ms/s로 12-bit A/D 컨버터로 디지털화되었다. 그 다음, 이들의 교차 상관 함수가 개인 컴퓨터를 이용하여 계산되어졌다. PON은 6.4-km의 피더 광섬유와 1x4 스타 결합기(star coupler)(원격 노드로 사용됨)와, A-D로 표시된 4개의 연결된 드롭 광섬유들과, ONU들(optical network units)로 구성된다. 도 12에서 실선은 측정된 교차 상관 함수를 보여준다. 측정된 레일리 산란 성분에서의 단차들로부터 원격 노드 및 4개의 드롭 광섬유를 명확하게 식별할 수 있다. 이어서, 도 11에 도시된 바와 같이 C' 지점에서 광섬유 장애를 모사하기 위해 광섬유 C를 의도적으로 절단하였다. 통상적인 OLT를 이용하는 경우, 이러한 장애는 광섬유 C에 연결된 ONU에 신호 손실을 야기하게 되는데, 이것이 단순히 그 ONU를 꺼서 발생한 것인지, 광섬유 장애가 와서 발생한 것인지 구별할 수 없었다. 그 반면에, 본 발명에 의하면, 광섬유 A, B 및 D에 연결된 ONU들에 대한 서비스를 끝내지 않고도 OTDR 궤적(trace)를 얻을 수 있어서 근본적인 원인을 알아낼 수 있다. 예를 들어서, 도 12의 파선(dashed curve)은 광섬유 절단 후에 측정된 OTDR 궤적을 보여준다. 광섬유 절단 전후 간의 차이도 역시 보여준다. 그 결과는 광섬유 C가 문제를 가지고 있다는 것을 명확히 나타내며, 광섬유 절단 위치를 밝혀준다.

[제4 실시예]

도 13은 WDM PON 시스템에서 서비스 중의 모니터링을 입증하는 데 사용되는 구성을 보여준다. 테스트되는 시스템은 광 송신기들, AWG, 6.3-km 길이의 피더 광섬유, 원격노드로 구성된 CO(central office)를 가지는데, 여기서 원격노드는 AWG와 2.4-km 길이의 드롭 광섬유로 구성된다. ONU는 드롭 광섬유의 단부에 연결되었다. 이 광섬유들은 0.21 dB/km의 전파 손실(propagation loss)을 가졌다. OLT는 제3 실시예에 사용된 것과 같은 것이다. 일반적으로, 종래의 OTDR을 이용하여 드롭 광섬유들에서의 장애를 모니터링하기 위해서는, OTDR 펄스를 위한 바이패스 루트를 구현하거나 가변(tunable) OTDR을 활용하여야 했다. 이와 비교할 경우, 본 발명을 적용하면 하향 신호가 도달하는 한 OTDR 궤적을 얻을 수 있다. 따라서, 값비싼 가변 OTDR을 이용하거나, WDM PON 외부의 장치를 변경할 필요가 없다. 도 14는 도 13에 도시된 구성에서 측정된 OTDR 궤적을 나타낸 일 예이다. 측정된 OTDR 궤적으로부터, RN에 연결된 드롭 광섬유를 쉽게 식별할 수 있다.

102: 데이터 소스 104: PN-신호 생성기
110: 광 송신기 120: 광섬유 전송 링크
130: 광 방향성 결합기 132: 광 결합기
140, 140': 광 감지기 150: A/D 컨버터(변환기)
160: 교차 상관기 170: 평균화기/등화기
200: 신호 처리 유닛

Claims

광 송신기에 연결된 광섬유 전송 링크를 따라 반사도 분포를 측정하여, 광 전송 시스템을 인서비스 모니터링하는 방법에 있어서,
의사랜덤잡음(PN) 신호를 생성하는 제1 단계와;
광 송신기의 출력 광신호에 의사랜덤잡음 신호를 중첩시키는 제2 단계와;
광 송신기로 되돌아오는 후방 반사된 광신호를 감지하고 이를 전기신호로 변환시키는 제3 단계와;
의사랜덤잡음 신호를 기준 신호로 하여 감지된 후방 반사 광신호와의 사이에서 교차 상관 함수
를 계산하는 제4 단계와, 여기서
는 시간임;
계산된 교차 상관 함수의 수평축을 시간
에서 광 송신기로부터의 거리 z 로 변환하고
로서 반사도 분포를 구하는 제5 단계, 여기서
는 광섬유 내의 광의 군속도임;
를 구비하는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 방법.
제1항에 있어서, 상기 제4 단계에서 이용되는 의사랜덤잡음 신호는 상기 제1 단계에서 생성된 신호를 분할함으로써 직접 얻어지는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 방법.
제1항에 있어서, 상기 제4 단계에서 이용되는 의사랜덤잡음 신호는 광 송신기의 출력을 분할하고 이 분할된 신호의 파워를 감지함으로써 얻어지는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 방법.
제1항에 있어서, 상기 제1 단계에서 M-시퀀스(maximum-length sequences)가 의사랜덤잡음 신호로 이용되는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 방법.
제1항에 있어서, 상기 제1 단계에서 Gold 시퀀스가 의사랜덤잡음 신호로 이용되는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 방법.
제1항에 있어서, 측정된 교차 상관 함수 또는 반사도 분포를 평균화함으로써 측정된 반사도의 SN비가 개선되도록 하는 단계를 더 거치는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 방법.
제1항에 있어서, 감지된 후방 반사 광 신호를 평균화함으로써 측정된 반사도의 SN비가 개선되도록 하는 단계를 더 거치는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 방법.
데이터 신호로 변조된 광 송신기에 연결된 광섬유 전송 링크를 포함한 광 전송 시스템에서의 장애를 상기 링크에 따른 반사도 분포를 측정함으로써 인서비스 모니터링하는 장치에 있어서,
의사랜덤잡음(PN) 신호를 생성하는 신호 생성수단과;
광신호를 생성하고 이 광신호를 데이터 신호 및 의사랜덤잡음 신호로 변조하는 광신호 생성수단과;
광섬유 전송 링크에서 광 송신기로 되돌아오는 후방 반사 신호를 끄집어 내도록, 광신호 생성수단과 광섬유 전송 링크의 사이에 위치하는 광 방향성 결합수단과;
후방 반사 신호를 전기 신호로 감지하는 광 감지수단과;
의사랜덤잡음 신호를 전기신호로 얻어지는 신호 감지수단과;
감지된 후방 반사 신호 및 의사랜덤잡음 신호를 변환하는 데이터 획득수단과;
의사랜덤잡음 신호와 감지된 후방 반사 신호와의 사이에서 교차 상관 함수
를 계산하고, 계산된 교차 상관 함수
의 수평축을 시간
에서 광 송신기로부터의 거리 z 로 변환하고
로서 반사도 분포를 구하는 신호처리수단, 단 여기서
는 광섬유 내의 광의 군속도임;
을 구비하는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 장치.
청구항 9은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제8항에 있어서, 상기 광 방향성 결합수단이 광 서큘레이터인 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 장치.
청구항 10은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제8항에 있어서, 상기 광 방향성 결합수단이 광 결합기인 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 장치.
제8항에 있어서, 상기 신호 감지수단이 상기 광신호 생성수단의 출력부에 연결된 전기적 분할기(electrical divider)인 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 장치.
제8항에 있어서, 상기 신호감지수단이, 상기 광신호 생성수단과 광섬유 전송 링크 사이에 위치한 광 방향성 결합기와, 상기 광신호에 중첩된 의사랜덤잡음 신호를 감지하는 광 감지수단으로 구성된 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 장치.
청구항 13은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제8항에 있어서, 상기 광섬유 전송 링크가 광 네트워크를 포함하는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 장치.
청구항 14은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제8항에 있어서, 상기 광섬유 전송 링크가, 드롭 광섬유, 원격 노드 및 가입자에게 연결된 피더 광섬유를 구비하는 PON(passive optical network)을 포함하는 것을 특징으로 하는 광 전송 시스템의 인서비스 모니터링 장치.