KR101001730B1

KR101001730B1 - 와이브로 시스템에서 ｉｃｉ 제거에 적합한 반복 수신기장치 및 그 방법

Info

Publication number: KR101001730B1
Application number: KR1020050120844A
Authority: KR
Inventors: 마장용; 김영일
Original assignee: 한국전자통신연구원; 삼성전자주식회사; 주식회사 케이티; 에스케이 텔레콤주식회사; 에스케이브로드밴드주식회사
Priority date: 2005-12-09
Filing date: 2005-12-09
Publication date: 2010-12-15
Anticipated expiration: 2025-12-09
Also published as: US7936832B2; KR20070060808A; US20070153927A1

Abstract

위상 잡음에 의해 발생되는 ICI를 처리하기 위해, HPI 시스템 기반의 적응 적인 ICI 제거 방식이 사용된다. 변화된 프리앰블을 정정하기 위해, LMS 적응 필터가 ICI를 제거하기 위해 적용된다. 프레임에서 다음의 데이터 심볼에서, 적응터보 복호기와 채널 추정의 결합이 제안된다. 제안된 결합 알고리즘의 복잡도는 분석 가능하고, 이로 인해 제안된 결합 알고리즘의 복잡도는 분석가능하고, 그 알고리즘은 HPI 시스템에서 실제로 구현될 수 있다. 시뮬레이션 결과는 성능이 극적으로 개선될 수 있다는 것을 나타내고 있다.

ICI, 수신기, 적응 제어, 터보 부호, 터보 복호기, 반복 복호

Description

와이브로 시스템에서 ＩＣＩ 제거에 적합한 반복 수신기 장치 및 그 방법 {THE METHOD AND APPRATUS OF THE ADAPTIVE ICI CANCELLATION ITERATIVE RECEIVER IN WIBRO SYSTEM}

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 파일롯 심볼을 갖는 OFDM 프레임의 예를 도시한 도면이다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 송신기의 개략적인 기능 블록도이다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신기의 개략적인 기능 블록도이다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 LMS 등화기이다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 비이진 터보코드를 도시한 도면이다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 수신기(SNR=7dB)의 성능을 나타낸 그래프이다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 수신기(SNR=10dB)의 성능을 나타낸 그래프이다.

본 발명은 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexed Access) 무선 통신 시스템에 기초한 와이브로(Wireless broadband:WiBro)용 ICI(Inter-Carrier-Interference) 제거에 적합한 반복 수신기 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 보다 구체적으로 수신기에서 푸리에(Fourier) 변환 기법을 결합 사용하는 채널 추정 및 등화에 관한 것이다.

무선 기반의 광대역 접속망은 무선과 이동 통신, 멀티미디어 응용, 고속 인터넷 접속 요구, 및 원격통신 산업 분야로의 확장 등에 중점을 두고 성장하고 있다. 이러한 이유로, 예를 들어 채널 다중 경로에서의 문제를 효율적으로 제거한다는 점에서, OFDM은 주파수 선택적 채널 분야의 장래 무선 멀티미디어 통신용 전송 기술들 중에 가장 관심을 받고 있는 기술 중의 하나이다. 이러한 기술은 유럽식 디지털 오디오 방송(DAB)과 디지털 지상파 비디오 방송(DVB)의 표준으로 채택되었으며, (802.16a, HIPERLAN과 같은) 새로운 무선 LAN 세대에서도 표준화되고 있다. 그러나, 실생활에서 멀티캐리어 전송은 위상 잡음, 캐리어의 위상과 국부 발진기의 위상간의 차이 등에 영향을 받기가 쉽기 때문에, 시스템이나 RF 설계자들은 규격에서의 여유를 갖기 위해서는 위상 잡음에 영향을 받지 않는 정확한 예측을 수행해야한다.

이러한 OFDM 시스템은 발진기 위상 잡음, 반송파 및 샘플링 주파수 옵셋과 도플러 확산과 같은 OFDM에서의 시간 변형 왜곡에 민감하다. 반송파 주파수 옵셋에 의해 발생되는 ICI와 비교하면, 도플러에 의해 발생되는 ICI가 더 쉽다고 볼 수 있다. 또한, 발진기의 신호에 기생하는 위상 변조로써 알려진 위상 잡음은 반송파의 위상과 국부 발진기의 위상 사이의 차이다. 이러한 위상 잡음에 의해 발생되는 ICI로 인해 BER 성능이 떨어진다. 이전의 연구에 의해 시스템 성능에 대한 ICI의 영향이 감소되어 왔다[3][4]. [3]에서, 센터럴 리밋 법칙의 변수는 가우시안 랜덤 프로세스에서와 같이 ICI를 모델화하고, BER에 대한 그 영향을 정량화하는데 사용된다. 여기서 [4]는 다수의 상이한 도플러 스펙트럼들에대한 결과를 나타낸다.

본 발명의 목적은 시스템의 성능을 떨어뜨리는 ICI를 제거하기 위한 방법 및 그 방법을 수행하는 수신기 장치를 제공하는 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위한, 본 발명의 하나의 특징에 따른 ICI 제거 방법은,
무선 통신 시스템의 수신기에서 수신되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호로부터 ICI(Inter-Carrier Interference)를 제거하는 방법으로서, 수신 신호의 프리앰블 심볼에 포함된 ICI를 제거하는 단계; ICI가 제거된 프리앰블 심볼을 이용하여 추정되는 초기 채널 파라미터를 이용하여 수신 신호의 데이터 심볼에 대한 채널 등화를 수행하는 단계; 상기 채널 등화가 수행된 데이터 심볼에 대한 터보 코드의 연판정 값을 구하는 단계; 및 상기 연판정 값을 이용하여 데이터 심볼에서 ICI를 제거하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 수신기 장치는,
무선 통신 시스템에서 수신되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호로부터 ICI(Inter-Carrier Interference)를 제거하는 수신기 장치로서, 수신 신호의 프리앰블 심볼에 포함된 ICI를 LMS(Least Mean Square) 적응 방식을 사용하여 제거하는 제1 LMS 적응 필터; 상기 제1 LMS 적응 필터에 의해 ICI가 제거된 프리앰블 심볼을 이용하여 초기 채널 파라미터를 추정하는 채널 추정기; 상기 채널 추정기에 의해 추정된 초기 채널 파라미터를 이용하여 상기 수신 신호의 데이터 심볼에 대한 채널 등화를 수행하는 채널 등화기; 상기 채널 등화기에 의해 채널 등화가 수행된 데이터 심볼에 대한 터보 코드의 연판정 값을 산출하는 터보 맵 복호기; 및 상기 터보 맵 복호기에서 산출된 연판정 값을 이용하여 데이터 심볼에서 LMS 적응 방식을 사용하여 ICI를 제거하는 제2 LMS 적응 필터를 포함한다.

본 발명의 과정은 다음과 같다.

전송 신호

는 N개의 부반송파를 사용하여 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 취함으로써 기저대역에서 생성된다. 시스템에서 직교성을 유지하고 채널 등화를 단순하게 하기 위해 OFDM 심볼을 전송하기 전에 주기적 전치부호(Cyclic Prefix, 이하 "CP"라고 함)가 삽입된다. IFFT의 출력은 다음의 [수학식 1]과 같다.

여기서,

이고, N은 부반송파의 전체 개수이다. CP는 수신기에서 제거되기 때문에 설명의 편의를 위해서, 여기에서는 고려하지 않기로 한다. 그러나, 상이한 OFDM 심볼들이 서로 중첩되지 않는다는 것을 가정한다.

HPI 시스템에서 주기적 전치부호의 길이는 다중경로 채널의 최대 지연보다 더 길기 때문에 도플러 천이에 의한 ICI는 생략된다. 본 실시예에서 대상이 되는 ICI는 위상 잡음에 의한 것이다. 이 신호는 수신기에서 위상 잡음

에 의해서만 영향을 받으며, 다음의 [수학식 2]와 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

은 다중 경로의 채널 파라미터이고, L은 다중 경로 채널에 의해 지연된 샘플의 최대 개수이다. 주지하는 바와 같이, CP의 길이는 L보다 더 길고, 도플러 천이에 의한 ISI는 제거된 상태이다.

DFT를 수행한 후에는 다음의 [수학식 3]과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 신호와 잡음 항목을 분리하기 위해서, (OFDM 심볼의 생성 초기와 비교하여)

이 작기 때문에

로 근사화될 수 있다.

이 경우 상기 [수학식 3]은 다음의 [수학식 4]와 같이 나타낼 수 있다.

따라서, 모든 반송파의 일부 조합에 기인하여 유용한 신호에 삽입되는 각 부반송파에 대한 오류 항목인

가 존재한다.

만약

이면 다음의 [수학식 5]와 같이 나타낼 수 있다.

이러한 결과는 각 부반송파의 유용한 신호에 삽입되면서 백색잡음(white noise)이 존재하는 복소수이다. 이것이 일반적으로 알려져 있는 ICI 또는 직교 손실(loss of orthogonality)이다.

와이브로 시스템에서, 각 프레임은 BS에서 SS로의 전송인 하향링크로 시작된다. 이러한 하향링크 전송은 2개의 프리앰블로 시작된다. 하향링크와 상향링크 둘다에는 두 종류의 부채널, 다이버시티 채널 및 AMC 채널이 존재한다. 각 데이터 심볼에 대해 파일롯 부반송파는 위상을 추적하기 위해 삽입된다. 프리앰블 채널과 데이터 심볼에서의 파일롯 부반송파들은 초기 채널 파라미터들을 추정하는데 사용 될 수 있다.

처리 절차는 다음과 같이 설명될 수 있다.

HPI 시스템의 경우를 참조하면, LMS가 적응 필터에 적용될 수 있다. 필터링 과정에서, 요구 응답

는 이미 알고 있는 프리앰블 심볼이고, 여기서 k는 부반송파 위치이다. 입력이 주어지면, 필터는 ICI가 없는 경우의 요구 응답

의 프리앰블 심볼로써 사용된 출력

을 산출한다. 한편,

는 요구 응답과 실제 필터 출력 사이의 차이이다.

와

는 제어 메커니즘에 적용된다.

필터 출력은 다음의 [수학식 6]과 같다.

여기서,

,

이다.

추정 오류 신호는 다음의 [수학식 7]과 같다.

탭-웨이트(tap-weight)가 다음의 [수학식 8]과 같이 채택되어야 한다.

여기서,

는 스텝-사이즈(step-size) 파라미터이다.

의 초기값은

이어야 한다.

따라서, 초기 채널 파라미터가 [수학식 9]와 같이 ICI가 없는 프리앰블 심볼에 의해 얻어질 수 있다.

프레임 내에서의 다음과 같은 데이터 부반송파에 대해, [수학식 10]에 의해 채널의 영향이 제거될 수 있다.

채널 추정의 정확도를 개선시키기 위해, 터보 코드 기반의 적응 수신기가 사용될 수 있다. 컨볼루셔널 터보 코드는 하이브리드 ARQ(HARQ) 사용이 가능하도록 설계된다. 이 코드는 이중 이진 환형 리커시브 시스템형 컨볼루셔널 코드(double binary Circular Recursive Systematic Convolutional code)를 사용한다. 종래의 터보 코드와 비교하여, 비이진 터보 코드의 이점은 1) 향상된 컨버전스 (convergence), 2) 더 커진 최소 거리, 3) 펑쳐링 패터(puncturing patter)에 대한 민감성 강화, 4) 레이턴시(latency)의 감소, 5) 강건해진 복호기 등이 있다. MAX-LOG-MAP 알고리즘에 기초한 각 복호기에서, 각 반복 동작의 출력 정보는 [수학식11]과 같다.

여기서,

는 수신 신호이고,

는 k 번째 입력 심볼의 이진 디지트이며,

는 터보 부호화기의 출력 관찰에 의한 다차원 로그-우도 비율(Multidimensional Log-likelihood Ratio:MLLR)이다. 특히, 세 번째 것은 구성요소인 복호기의 출력이고, 이것은 다음의 복호기에 대한 입력으로 전달된다.

주지의 사항으로, 데이터 심볼에서, 파일롯 부반송파는 위상 변이를 추적하기 위해 삽입된다. 터보 코드와 파일롯 부반송파에 의한 연판정(soft-information data decide)은 LMS 적응 필터에 대한 신호를 예측하는데 사용될 수 있다. n 번째 반복 후에, 두 번째 복호기의 출력

에 따라, 복호 데이터의 확률

은

로부터 추정될 수 있다. 따라서, 결정된 데이터 부반송파는 [수학식 12]와 같이 주어질 수 있다.

알려져 있는 파일롯은파일롯 부반송파의 위치에 대해 예상되는 신호이다. 복호 회수는 시뮬레이션에 의해 결정될 수 있다.

프레임 내에 남아 있는 데이터 심볼은 도 5에 도시된 바와 같이, 위상 잡음과 도플러 천이 효과에 기인한 ICI를 제거하기 위한 LMS 적응 필터에 의해 얻어질 수 있다.

의 초기값은 제1 LMS 적응 필터로부터 얻어져야 한다.

도면에 대한 상세한 설명은 다음과 같다.

도 1은 파일롯 심볼과 부채널을 갖는 OFDM 프레임의 구조를 도시한 도면이다. 각 프레임에서 첫 번째에 있는 심볼이 프리앰블 심볼이다. 그 다음에 있는 심볼들은 사용자 정보를 전송하는 데이터 심볼들이다. 한편, 위상 변이를 추적하기 위해 파일롯 부반송파들이 데이터 심볼 내에 삽입된다. 데이터 심볼들은 MAC 레이어에서의 처리를 위해 부채널로 분할된다.

도 2를 참조하면, 전송기(200)는 부보화기(encoder, 201), 프리앰블 및 파일롯 삽입기(preamble and pilot insertion, 202), 변조기(modulation, 203), 직렬/병렬 변환기(S/P, 204), IFFT(205), CP 삽입기(CP Add, 206), 병렬/직렬 변환기(P/S, 207) 및 D/A 변환기(208)를 포함한다.

전송 비트는 컨볼루션 부보화기(convolution coder), 터보 부호화기(Turbo coder) 및 LDPC(Low Density Parity Coder) 등을 포함하는 부보화기(201)에 의해 부호화된다. 각 프레임에 대해, 제1 심볼은 수신기가 알고 있는 프리앰블이다. 다음의 심볼들에 대해 프리앰블 및 파일롯 삽입기(202)에 의해 수신기가 알고 있는 파일롯 비트가 소정의 원칙에 따라 삽입된다. 그 후, 전송 비트는 64QAM, 16QAM 및 QPSK를 포함하는 변조기(203)에 의해 심볼로 변조된다. 변조된 데이터는 IFFT 연산을 위해 직렬/병렬 변환기(204)에 의해 병렬 데이터로 변환된다. IFFT(205) 후에, ISI를 제거하기 위하여 CP 삽입기(206)에 의해 OFDM 심볼 내에 CP가 삽입된다. 그 후, 병렬/직렬 변환기(207)가 병렬 심볼을 직렬 심볼로 변환한다. 전송 신호가 무선 채널로 전송되기 전에 D/A 변환기(208)에 의해 아날로그 신호로 변환된다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 적응 필터를 구비한 OFDM 반복 수신기의 개략적인 기능 블록도이다. 수신기(300)는 듀플렉스(Duplex, 301), 프리앰블 심볼(Preamble, 302), 데이터 심볼(Data symbol, 303), 제1 LMS 적응 필터(LMS adaptive filter1, 304), 초기 채널 추정기(initial channel estimator, 305), 채널 등화기(Channel equalizer, 306), 터보 맵 복호기(Turbo Map decoder, 307),초기 판정 신호(Initial decided signal, 308), 변조 신호용 컨버터(Converter for modulation signal, 309), 제2 LMS 적응 필터(LMS adaptive firlter2, 310) 및 터보 복호기(Turbo decoder, 311)를 포함한다.

수신된 신호는 듀플렉스(301)에서 프리앰블 심볼(302)과 데이터 심볼(303)로 분리된다. 위상 잡음에 기인한 프리앰블의 ICI를 제거하기 위해, 프리앰블 심볼이 LMS 적응필터(304)에서 처리된 후 프리앰블 심볼 내에 있던 대부분의 ICI가 제거된다.프리앰블 심볼에 대한 최소자승(Least Square:LS) 알고리즘에 따라, 초기 채널 파라미터가 초기 채널 추정기(305)에 의해 얻어질 수 있다. 따라서, 수신된 데이터가 채널 등화기(306)에 의해 보상될 수 있다. 채널 등화후에는 위상 잡음에 기인한 ICI는 제거될 수 없다. 터보 코드의 연판정 값은 다른 LMS 적응 필터에 의해 제거될 수 있는 ICI 정보를 공급할 수 있다. 초기 등화된 데이터는 터보 맵 복호기(307)로 전달되어 수신기 내에 더 복잡한구성요소를 추가하지 않도록 하기위해 반복 회수가 적어질 수 있다. 신호가 초기 판정된 신호에 의해 결정된 후에 변조된 신호는 변조 신호용 컨버터(309)에 의해 재구성되어야 한다. 연판정 값이 제2 LMS 적응 필터(310)로 전달될 수 있으므로, ICI가 부분적으로 또는 모두 제거될 수 있다. 결정된 데이터는데이터의 정확도를 개선시키기 위해 반복되어야 한다. 결국, ICI가 없는 신호는 데이터를 얻기 위해 터보 복호기(311)로 전달된다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 LMS 등화기이다.

도 4를 참조하면, 등화기는 지연부(401, 402, 403), 웨이트 변경부(404, 405, 406, 407, 408) 및 덧셈부(409, 410, 411, 412)를 포함한다.

수신된 데이터 신호는 [수학식 10]에 나타낸 바와 같이, 지연부(401, 402, 403)로 순차적으로 입력되고, 지연된 데이터 신호는 대응되는 웨이트 변경부(404, 405, 406, 407, 408)에서 다중화되고, 덧셈부(409, 410, 411, 412)에서 더해진다. [수학식 10]에서의 초기 판정 데이터 신호 및 출력에 의해 오류 신호는 [수학식 11]에 나타낸 바와 같이 덧셈부(413)에서 얻어진다. 초기 웨이트는 프리앰블 심볼 에 따라 선택된다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 비이진 터보코드를 도시한 도면이다. 이 코드는 이중 이진 환형 리커시브 시스템형 컨볼루셔널 코드(double binary Circular Recursive Systematic Convolutional code)를 사용한다. 부호화될 데이터의 비트는 첫 번째 바이트의 MSB가 A로 입력된 후, A와 B로 교대로 입력된다. 부호화기에는 k비트 또는 N개의 쌍(k=2*N 비트)의 블록이 입력된다. 연결 관계를 나타내는 다항식은 8진법과 심볼 표시를 통해 다음과 같이 표시된다.

- 피드백 분기의 경우 : 0xB, 다른 표현으로는 1+D+D³ (심볼 표시의 경우)

- Y 패리티 비트의 경우 : 0xD, 다른 표현으로는1+D²+D³

- W 패리티 비트의 경우 : 0x9, 다른 표현으로는 1+D³

도 6 및 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 수신기(SNR=7dB, SNR=10dB)의 성능을 각각 비교한 그래프이다.

하향링크는 HPI 시스템의 물리계층에 따라 형성된다. 기본 파라미터들은 다음의 [표 1]에 도시된다. 시뮬레이션 채널은 AWGN, 세 종류의 무선 채널을 포함한다.

터보 복호기에서의 반복 회수가 증가되지 않도록 하기 위해, 예상 값을 얻기 위한 반복의 회수는 2로 한다.

다음과 같은 최종 결정에서, 반복 회수는 4이다. 따라서, 전체 반복 회수는 종래의 수신기와 마찬가지로 6이다. LMS 적응 필터의 탭 수는 8이다.

이러한 결과를 통해, 제안된 방식에서의 BER이 나머지 다른 어떠한 방식의 수신기에서 보다 더 향상된다. 그 이유는 2가지로 설명될 수 있다. 첫째, 추정된 채널 파라미터가 프리앰블 심볼에 적용된 LMS 적응 필터에 의한 종래의 수신기에서 보다 정확도가 더 향상된다. 또한, 결합 채널 추정과 LMS 적응 필터에서 ICI영향이 감소될 수 있다. LMS 적응 필터의 복잡도가 높지 않기 때문에, 전체 수신기의 복잡도도 크게 증가하지 않으므로, 복잡도와 성능 사이의 적합한 선택이 요구된다. DSP 또는 FPGA를 통한 구현시의 복잡도 증가는 크게 문제가 되지 않는다.

본 발명에 따르면, 위상 잡음에 의해 발생되는 ICI를 제거하여 시스템의 성능이 개선된다.

Claims

무선 통신 시스템의 수신기에서 수신되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호로부터 ICI(Inter-Carrier Interference)를 제거하는 방법에 있어서,

수신 신호의 프리앰블 심볼에 포함된 ICI를 제거하는 단계;

ICI가 제거된 프리앰블 심볼을 이용하여 추정되는 초기 채널 파라미터를 이용하여 수신 신호의 데이터 심볼에 대한 채널 등화를 수행하는 단계;

상기 채널 등화가 수행된 데이터 심볼에 대한 터보 코드의 연판정 값을 구하는 단계; 및

상기 연판정 값을 이용하여 데이터 심볼에서 ICI를 제거하는 단계를 포함하며,

상기 초기 채널 파라미터는 다음의 관계식

여기서, Y(k)는 상기 수신 신호이고,

X(k)는 무선 통신 시스템의 송신기에서 송신된 신호이며,

e(k)는 상기 ICI이고, 다음의 관계식

여기서,
는 상기 ICI가 제거된 프리앰블 심볼의 요구 응답임

에 의해 산출되며,

d(k)는 상기 ICI가 제거된 프리앰블 심볼임

에 따라서 추정되는 것을 특징으로 하는 ICI 제거 방법.
제1항에 있어서,

상기 채널 등화를 수행하는 단계, 상기 연판정 값을 구하는 단계 및 상기 데이터 심볼에서 ICI를 제거하는 단계를 반복 수행하여 상기 수신 신호에서 ICI를 제거하는 것을 특징으로 하는 ICI 제거 방법.
제1항에 있어서,

상기 채널 등화를 수행하는 단계는,

a) 상기 ICI가 제거된 프리앰블 심볼을 이용하여 초기 채널 파라미터를 추정하는 단계; 및

b) 상기 초기 채널 파라미터를 이용하여 수신 신호의 데이터 심볼에 대한 채널 등화를 수행하는 단계

를 포함하는 ICI 제거 방법.
제3항에 있어서,

상기 b) 단계는,

상기 초기 채널 파라미터에 의해 추정되는 수신 데이터에 대해 웨이트를 사용하여 다중화하는 단계; 및

상기 다중화된 수신 데이터를 더하여 등화된 데이터를 출력하는 단계

를 포함하는 ICI 제거 방법.
제4항에 있어서,

상기 다중화하는 단계는,

상기 수신 데이터를 시간 지연시키는 단계; 및

상기 수신 데이터와 상기 시간 지연된 데이터에 웨이트를 적용하는 단계

를 포함하는 ICI 제거 방법.
무선 통신 시스템에서 수신되는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호로부터 ICI(Inter-Carrier Interference)를 제거하는 수신기 장치에 있어서,

수신 신호의 프리앰블 심볼에 포함된 ICI를 LMS(Least Mean Square) 적응 방식을 사용하여 제거하는 제1 LMS 적응 필터;

상기 제1 LMS 적응 필터에 의해 ICI가 제거된 프리앰블 심볼을 이용하여 초기 채널 파라미터를 추정하는 채널 추정기;

상기 채널 추정기에 의해 추정된 초기 채널 파라미터를 이용하여 상기 수신 신호의 데이터 심볼에 대한 채널 등화를 수행하는 채널 등화기;

상기 채널 등화기에 의해 채널 등화가 수행된 데이터 심볼에 대한 터보 코드의 연판정 값을 산출하는 터보 맵 복호기; 및

상기 터보 맵 복호기에서 산출된 연판정 값을 이용하여 데이터 심볼에서 LMS 적응 방식을 사용하여 ICI를 제거하는 제2 LMS 적응 필터를 포함하며,

상기 초기 채널 파라미터는 다음의 관계식

여기서, Y(k)는 상기 수신 신호이고,

X(k)는 무선 통신 시스템의 송신기에서 송신된 신호이며,

e(k)는 상기 ICI이고, 다음의 관계식

여기서,
는 상기 ICI가 제거된 프리앰블 심볼의 요구 응답임

에 의해 산출되며,

d(k)는 상기 ICI가 제거된 프리앰블 심볼임

에 따라서 추정되는 것을 특징으로 하는 수신기 장치.
제6항에 있어서,

상기 제2 적응 필터에서 출력되는 신호가 상기 채널 등화기로 다시 입력되어 상기 채널 등화기, 상기 터보 맵 복호기 및 상기 제2 적응 필터에 의해 반복 처리되는 반복 수신 동작을 수행하는 수신기 장치.
제6항에 있어서,

상기 수신 신호로부터 프리앰블 심볼을 분리하여 상기 제1 LMS 적응 필터로 출력하고, 상기 수신 신호로부터 데이터 심볼을 분리하여 상기 채널 추정기로 출력하는 듀플렉서를 더 포함하는 수신기 장치.
제6항에 있어서,

상기 채널 등화기는,

상기 초기 채널 파라미터에 의해 추정되는 수신 데이터를 시간 지연시키는 다수의 지연부;

상기 수신 데이터 및 상기 다수의 지연부 각각에서 출력되는 데이터에 각각 특정된 웨이트를 적용하여 다중화하는 다수의 웨이트 변경부; 및

상기 다수의 웨이트 변경부에 의해 다중화된 데이터를 각각 더하여 상기 채널 등화기의 출력으로 생성하는 다수의 덧셈부

를 포함하는 수신기 장치.
제6항에 있어서,

상기 제2 LMS 적응 필터에서 ICI가 제거되어 출력되는 신호로부터 송신 데이터를 복호하는 터보 복호기를 더 포함하는 수신기 장치.