[go: up one dir, main page]

KR100978841B1 - 레이크 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중 접속네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티모드 성능을 개선한 방법 및 장치 - Google Patents

레이크 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중 접속네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티모드 성능을 개선한 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR100978841B1
KR100978841B1 KR1020070051499A KR20070051499A KR100978841B1 KR 100978841 B1 KR100978841 B1 KR 100978841B1 KR 1020070051499 A KR1020070051499 A KR 1020070051499A KR 20070051499 A KR20070051499 A KR 20070051499A KR 100978841 B1 KR100978841 B1 KR 100978841B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
weights
sinr
channel
weight
transmitter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
KR1020070051499A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20070115661A (ko
Inventor
세베린느 카트레욱스-에르켁
빈코 에르켁
Original Assignee
브로드콤 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 브로드콤 코포레이션 filed Critical 브로드콤 코포레이션
Publication of KR20070115661A publication Critical patent/KR20070115661A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100978841B1 publication Critical patent/KR100978841B1/ko
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
    • H04B7/0634—Antenna weights or vector/matrix coefficients
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/336—Signal-to-interference ratio [SIR] or carrier-to-interference ratio [CIR]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0636—Feedback format

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

무선 통신 시스템에서 신호를 처리하기 위한 방법 및 시스템이 개시된다. 이 방법의 태양들은 대응하는 복수개의 가중치들에 기초하여, 송신기로부터 수신된 무선신호에 대해 복수개의 신호 대 간섭 플러스 잡음비(signal-to-intrference-plus-noise ratio; SINR) 값들을 수신기에서 계산하는 것을 포함할 수 있다. 상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 최대치가 결정된다. 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 적어도 하나의 가중치가 상기 송신기에 피드백된다. 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 상기 적어도 하나의 가중치는 상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 상기 결정된 최대치와 관련될 수 있다. 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 상기 적어도 하나의 가중치는 적어도 하나의 하향회선 통신 채널을 통해 상기 송신기에 전달될 수 있다.
무선 통신, 송신기, 수신기, 신호 대 간섭 플러스 잡음비(SINR), 가중치(weight value)

Description

레이크 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중 접속 네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 개선한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS TO IMPROVE CLOSED LOOP TRANSMIT DIVERSITY MODES PERFORMANCE VIA INTERFERENCE SUPPRESSION IN A WCDMA NETWORK EQUIPPED WITH A RAKE RECEIVER}
도 1a는 본 발명의 일 실시예와 관련하여 저지연 링크 적응(low delay link adaptation)을 달성하는 전형적인 무선 분배 구조(wireless distributed architecture)를 나타낸다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예와 관련하여 이용될 수 있는 전형적인 고속 하향 패킷 접속(high speed downlink packet access; HSDPA) 채널 구조(channel structure)를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기 채널 추정을 구비하는 전형적인 무선 통신 시스템의 블록도이다.
도 3a는 본 발명의 일 실시예에 따른 레이크(RAKE) 수신기를 사용하는 무선 시스템에서 간섭 억제를 통한 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 나타내는 제1 그래프이다.
도 3b는 본 발명의 일 실시예에 따른 레이크(RAKE) 수신기를 사용하는 무선 시스템에서 간섭 억제를 통한 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 나타내는 제2 그래프이다.
도 3c는 본 발명의 일 실시예에 따른 레이크(RAKE) 수신기를 사용하는 무선 시스템에서 간섭 억제를 통한 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 나타내는 제3 그래프이다.
도 3d는 본 발명의 일 실시예에 따른 레이크(RAKE) 수신기를 사용하는 무선 시스템에서 간섭 억제를 통한 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 나타내는 제4 그래프이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 레이크 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중접속(WCDMA) 네트워크에서 무선 신호들을 처리하기 위한 전형적인 단계들을 나타내는 흐름도이다.
본 발명의 몇몇 실시예들은 무선 통신 신호의 처리에 관한 것이다. 더욱 상세하게는, 본 발명의 몇몇 실시예들은 레이크(RAKE) 수신기가 장착된 광대역 코드분할 다중 접속(WCDMA) 네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 개선한 방법 및 장치에 관한 것이다.
이동 통신은 사람들이 통신하는 방식을 바꾸었으며, 모바일 폰은 사치품에서 일상생활의 필수품으로 전환되었다. 오늘날 모바일 폰의 사용은 지역 또는 기술에 의해 방해받기보다는 오히려 사회 상황에 의해 영향을 받는다. 음성 연결이 통신에 대한 기본적인 요구를 충족시키고, 이동 음성 연결이 일상 생활의 구조 속으로 계속해서 더욱더 침투하는 한편, 모바일 인터넷이 이동 통신 변혁에 있어서 다음 단계가 되었다. 모바일 인터넷은 일상 정보의 공통 원천이 될 준비를 하고 있으며, 이러한 데이터에의 간편하고 자유로운 모바일 접속이 당연한 일로 여겨질 것이다.
3 세대(3G) 셀룰러 네트워크는 특히 상기 모바일 인터넷의 이들 미래 요구사항들을 충족시키도록 설계되어 왔다. 이들 서비스들이 대중적으로 유용하게 성장함에 따라서, 네트워크 용량의 비용 효율 적정화 및 서비스 품질(quality of service; QoS)과 같은 요인들이 셀룰러 통신사들에게 오늘날보다 훨씬 더 필수적으로 될 것이다. 이들 요인들은 주의 깊은 네트워크 계획과 조작, 전송 방식 개선 및 수신 기술의 진보를 통해 달성될 수 있다. 이를 위해, 통신장비들은, 하향회선(downlink) 처리량을 증가시키도록 하고, 다음에는 케이블 모뎀 및/또는 DSL 서비스 공급자들에 의해 전송되는 것에 필적하는 개선된 QoS 성능 및 속도를 제공하도록 하는 기술을 필요로 한다. 이와 관련하여, 광대역 코드분할 다중접속(WCDMA) 기술에 기초한 네트워크들이 오늘날의 무선 통신업자들을 위해 최종 사용자들에게 데이터를 전송하는 것을 더 실현 가능한 선택사양이 되게 할 수 있다.
GPRS(general packet radio service) 및 EDGE(enhanced data GSM environment) 기술들은 전 지구적 이동 통신 시스템(global system for mobile communications; GSM)과 같은 현 2세대(2G)의 데이터 처리량을 향상시키기 위해 이용될 수 있다. 상기 GSM 기술은 14.4 Kbps 까지 데이터 속도를 지원할 수 있으나, 2001년에 도입된 GPRS 기술은 시분할 다중접속(TDMA) 프레임당 8개 까지의 데이터 타임 슬롯을 허용함으로써 115 Kbps 까지 데이터 속도를 지원한다. 대조적으로, 상기 GSM 기술은 TDMA 프레임당 하나의 데이터 타임 슬롯을 허용할 수 있다. 2003년에 도입된 EDGE 기술은 384 Kbps 까지 데이터 속도를 지원할 수 있다. 상기 EDGE 기술은 GPRS 기술에 의해 달성될 수 있는 것보다 더 높은 데이터 속도를 제공하기 위해 8 위상 편이 방식(8 phase shift keying; 8-PSK) 변조를 이용할 수 있다. 상기 GPRS 및 EDGE 기술은 "2.5세대"(2.5G) 기술로 간주될 수 있다.
2003년에 도입된 범용 이동 통신 시스템(universal mobile telecommunications systems; UMTS) 기술은, 이론적으로 2 Mbps 만큼 높은 데이터 속도를 구비하며, GSM에 의한 WCDMA 3G 시스템의 응용이다. UMTS 기술에 의해 달성될 수 있는 높은 데이터 속도에 대한 하나의 이유는 200 KHz GSM 채널 대역폭 대비 5 MHz WCDMA 채널 대역폭에서 유래한다. 고속 하향 패킷 접속(high speed downlink packet access; HSDPA) 기술은 데이터 통신에 적용된 인터넷 프로토콜(IP) 기반 서비스로, WCDMA가 10 Mbits/s의 위수(order)로 데이터 전송 속도를 지원하도록 한다. 3세대 국제 협력 프로젝트(3G Partnership Project; 3GPP) 그룹에 의해 개발되어, 상기 HSDPA 기술은 복수개의 방식을 통해 더 높은 데이터 속도를 달성한다. 예를 들면, 많은 송신 결정이, 이동 전화 교환국 또는 교환소에서 만들어지는 것에 반대되는 것으로서 사용자 장비에 훨씬 더 가까운 기지국 레벨에서 만들어질 수 있다. 이것은, 데이터가 재송신될 때 송신될 데이터의 스케줄에 대한 결정 및 송신 채널의 품질에 대한 평가를 포함한다. 상기 HSDPA 기술은 또한 고속 하향 공용 채널(high-speed downlink shared channel; HS-DSCH)에 대해 16 레벨 직교 진폭 변 조(16-level quadrature amplitude modulation; 16-QAM)를 지원할 수 있는데, 이는 복수의 사용자들이 무선 인터페이스 채널을 공유하도록 허용한다.
몇몇 예들에 있어서, HSDPA는 가장 앞선 3G 네트워크의 속도보다 (10 Mbits/s 이상의) 5배까지 더 높은 데이터 속도뿐만 아니라 네트워크 용량에서 이중의 개선을 제공할 수 있다. HSDPA는 또한, 하향 송신 지연에 있어서 편차를 감소시키면서, 네트워크와 단말 사이의 왕복 시간을 짧게 할 수 있다. 이들 성능 향상은 개선된 네트워크 성능 및 더 높은 가입자 만족으로 바로 전환될 수 있다. HSDPA는 GSM 군의 연장이기 때문에, 그것은 또한 세계의 가장 대중적인 모바일 기술에 의해 제공된 규모의 경제상에 구축된다. HSDPA는 WCDMA 네트워크 패킷 데이터 용량에 있어서 비약적인 향상, 강화된 스펙트럼 및 무선 접속 네트워크(radio access networks; RAN) 하드웨어 능률, 및 간소화된 네트워크 구현을 제공할 수 있다. 이러한 개선들은 비트당 저비용, 더 빠르고 유용한 서비스, 및 미래의 데이터 중심 시장에서 더 효과적으로 경쟁하도록 자리 잡은 네트워크로 바로 전환될 수 있다.
HSDPA의 용량, 품질 및 성능 대비 비용면의 장점들은 네트워크 통신사들에게, 그리고 다음에는 가입자들에게 상당한 이익을 준다. 통신사들에 대해서는, 현재의 WCDMA 네트워크로의 이 역호환성(backwards-compatible) 업그레이드가 네트워크 진화에 있어서 논리적이고 비용 효율이 높은 다음 단계이다. 효율적으로 활용될 때, HSDPA는 현재의 WCDMA 릴리스 99(WCDMA Release 99) 서비스와 동일한 통신장비 상에 공존할 수 있으며, 통신사들이 더 큰 용량과 더 높은 데이터 속도를 기존의 WCDMA 네트워크에 도입하게 할 수 있다. 통신사들은 단일의 무선 통신장비 상에서 상당히 많은 수의 높은 데이터 속도 사용자들을 지원하기 위해 이 해결책을 추진할 수 있다. HSDPA는 진정한 대량 판매용의 모바일 IP 멀티미디어를 가능하게 하고 대량 데이터(data-heavy) 서비스의 소비를 구동할 것이며, 동시에 서비스 전송의 비트당 비용을 절감하고, 따라서 총수입 및 실질적인 네트워크 수익을 증대시킬 것이다. 데이터를 갈망하는 모바일 가입자들에 대해서는, HSDPA의 성능 장점들이 더 짧은 서비스 응답 시간, 더 적은 지연 및 더 빠른 인지된 연결로 전환될 수 있다. 사용자들은 또한 음성 통화를 하면서 동시에 HSDPA 상에서 패킷 데이터를 내려받을 수 있다.
HSDPA는 이전의 또는 다른 기술들과 대비될 때 다수의 중대한 성능 개선을 제공할 수 있다. 예컨대, HSDPA는 10 Mbps 까지 WCDMA 비트율을 늘리고, 고차 변조(16-QAM)에 의해 그리고 적응 부호화 및 변조 틀(schemes)에 의해 이론상으로 더 높은 피크율을 달성한다. 최대 직교 위상 편이 방식(quadrature phase shift keying; QPSK) 비트율은 5.3 Mbit/s이고 16-QAM에 의해 10.7 Mbit/s가 된다. 14.4 Mbit/s까지의 이론적인 비트율이 채널 부호화(channel coding) 없이 달성될 수 있다. 단말기 성능 등급은 QPSK에 의해 900 kbit/s 내지 1.8 Mbit/s의 범위이고, 16-QAM 변조에 의해 3.6 Mbit/s 이상이다. 가장 높은 성능 등급은 최대 이론 비트율 14.4 Mbit/s를 지원한다.
그러나, WCDMA 및/또는 HSDPA와 같은 향상된 무선 기술을 구현하기 위해서는 여전히 몇 가지 구축 상의 장애를 극복하여야 한다. 예를 들면, RAKE 수신기는 주로 단순성 및 합리적인 성능에 기인하여 CDMA 시스템에서 가장 널리 사용되는 수신 기이고, WCDMA Release 99 네트워크는 RAKE 수신기가 사용될 수 있도록 설계되어 있다. RAKE 수신기는 각각 개별적인 멀티패스(multipath)를 수신하는 확산 시퀀스 상관기들(spreading sequence correlators)의 뱅크를 포함한다. RAKE 수신기는 다중 개별 경로들(multiple discrete paths)을 처리한다. 수신된 멀티패스 신호들은 몇 가지 방식으로 결합될 수 있는데, 최대 비율 결합(maximum ratio combining; MRC)이 가간섭성의 수신기에서 선호된다. 그러나, RAKE 수신기는 많은 실제 시스템들에 있어서 차선책일 수 있다. 예를 들면, 그것의 성능이 다중 접속 간섭(multiple access interference; MAI), 즉 네트워크 내의 다른 사용자들에 의해 유발된 간섭으로부터 악화될 수 있다.
WCDMA 하향회선의 경우, MAI는 셀간(intercell) 또는 셀내(intracell) 간섭에 기인할 수 있다. 이웃하는 기지국들에서 온 신호들은 셀간 간섭을 구성하고, 이는 바람직한 기지국 신호와 다른 불규칙한 부호들, 채널들 및 도래각들에 의해 특징 지어진다. 공간 등화(spatial equalization)가 셀간 간섭을 억제하기 위해 이용될 수 있다. 동기식 하향회선 적용에 있어서, 직교 확산 부호들을 채택함으로써, 셀내 간섭이 멀티패스 전파에 의해 유발될 수 있다. 몇몇 예들에 있어서, 셀내 간섭은 경로간 간섭(interpath interference; IPI)을 포함할 수 있다. 하나 또는 더 많은 경로들, 또는 RAKE "핑거들"이 상기 RAKE 수신기 내의 다른 경로들과 간섭할 때, 생성된 RAKE 핑거들 상에서 IPI가 발생할 수 있다. 임의의 시간 편이(time shifts)를 갖는 확산 시퀀스들 사이에서 0이 아닌 상호 상관에 기인하여, 역확산(despreading) 후에 전파 경로들 (또는 RAKE 핑거들) 사이에서 간섭이 발생하고, MAI를 유발한다. 셀내 간섭 수준은 채널 응답에 강하게 의존한다. 거의 평탄 페이딩(flat fading) 채널들에 있어서, 물리적 채널들은 거의 완전히 직교하고, 셀내 간섭은 수신기 성능에 미치는 중대한 영향을 갖지 않는다. 반면에, RAKE 수신기의 성능은 주파수 선택성 채널들에서 셀내 간섭에 의해 심하게 손상될 수 있다. 주파수 선택성은 WCDMA 네트워크 내 채널들에 대해 일반적이다.
비선형 채널 등화기들(equalizers)이 WCDMA 하향회선에 적용될 때 당면하는 어려움에 기인하여, 비선형 등화기를 구비한 요구되는 물리적 채널의 검출은 간섭 상쇄기(interference canceller) 또는 최적 다중 사용자 수신기(optimal multi-user receiver)를 구현하는 결과를 낳을 수 있다. 수신기의 양 유형들은 이동 단말기들에 대해서 터무니없이 복잡할 수 있고, 이동 단말기에서 바로 사용할 수 없는 정보를 요구할 수 있다. 택일적으로, 전체 기지국 신호가 바람직한 신호로 간주될 수 있다. 그러나, 비선형 등화기들은 바람직한 신호의 콘스텔레이션(constellation)에 대한 사전 지식에 의존하고, 이 정보는 WCDMA 단말기에서 즉시 사용할 수 없다. 전체 기지국 신호의 콘스텔레이션(constellation), 즉 모든 물리적 채널들의 합은 불규칙한 간격들을 갖는 고차 직교 진폭 변조(QAM) 콘스텔레이션이다. 상기 콘스텔레이션의 간격은 송신 전력 제어(transmission power control; TPC)와, 전용 물리적 채널들에 시간 다중화된(time-multiplexed) 제어 데이터 필드들 사이의 가능한 전력 오프셋에 기인하여 일정하게 바뀐다. 콘스텔레이션 순서 또한 불연속적인 송신에 기인하여 자주 바뀔 수 있다. 이는 콘스텔레이션(constellation)의 정확한 추정을 매우 어렵게 만든다.
이와 관련하여, 다중 송신 및/또는 수신 안테나의 사용이 전체 시스템 성능을 개선시킬 수 있다. 이들 다중 안테나 구성은, 스마트 안테나 기술로도 알려져 있는데, 신호 수신에 대해 멀티패스 및/또는 신호 간섭의 부정적인 효과를 덜기 위해 이용될 수 있다. 스마트 안테나 기술은 셀룰러 시스템에 있어서 기지국 기반구조 및 모바일 가입자 유닛 모두와 관련하여 이들 시스템상에 놓인 증가하는 용량 수요에 대처하기 위해 더욱더 이용될 것으로 예상된다. 이들 수요는 부분적으로 음성 기반 서비스로부터 음성, 영상 및 데이터 통신을 제공하는 차세대 무선 멀티미디어로 진행하는 변화로부터 발생한다.
다중 송신 및/또는 수신 안테나의 이용은 다이버시티 이득(diversity gain)을 도입하고 신호 수신 과정에서 발생되는 간섭을 억제하도록 설계된다. 이러한 다이버시티 이득은, 수신된 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio)를 증가시킴으로써, 신호 간섭에 대해 더 강한 내성을 제공함으로써, 및/또는 고용량을 위해 더 많은 주파수 재사용을 허용함으로써 시스템 성능을 개선한다. 다중 안테나 수신기들을 포함하는 통신 시스템에 있어서, M 수신 안테나들의 세트(set)가, 예컨대, (M-1) 간섭의 효과를 없애기 위해 이용될 수 있다. 따라서, N 신호들이 N 송신 안테나들을 사용하여 동일한 대역폭 내에서 동시에 송신될 수 있으며, 송신된 신호는 그 후 수신기에 배치된 N 안테나들의 세트에 의해 N개의 각 신호들로 분리된다. 다중 송신 및 수신 안테나를 이용하는 시스템은 다중 입력 다중 출력(multiple-input multiple-output; MIMO) 시스템으로 불릴 수 있다. 다중 안테나 시스템, 특히 MIMO 시스템의 하나의 매력은 이들 송신 구성을 이용함으로써 달성될 수 있는 시스템 용 량의 상당한 증가이다. 고정된 전체 송신 전력에 대해, MIMO 구성에 의해 제공된 용량은 증가된 신호 대 잡음비(SNR)에 비례한다. 예컨대, 페이딩 멀티패스 채널의 경우, MIMO 구성은 SNR에 있어서의 각 3-dB 증가에 대해 추가적으로 거의 M 비트/사이클(bits/cycle) 만큼 시스템 용량을 증가시킬 수 있다.
그러나, 무선 통신, 특히 무선 송수화기 장치에 있어서 널리 보급된 다중 안테나 시스템의 활용은 증가된 크기, 복잡성 및 전력 소모에 기인하는 비용 증가에 의해 제한되었다. 각 송신 및 수신 안테나에 대해 분리된 RF 체인(chain)을 제공하는 것은 다중 안테나 시스테의 비용을 증가시키는 직접적인 요인이다. 송신 및 수신 안테나의 수가 증가함에 따라, 시스템의 복잡성, 전력 소모 및 전체 비용이 증가할 수 있다. 더욱이, 무선 통신 시스템의 수신기측에서 신호 처리하는 종래의 방법은 멀티패스 페이딩 환경 내에서 결과하는 IPI 뿐만 아니라 외부 간섭을 고려하지 않는다. 이는 모바일 시스템 설계 및 적용에 대해 문제들을 불러일으킨다.
종래의 통상적인 접근의 다른 제한들 및 단점들은 이러한 시스템을 도면을 참조하여 본 출원의 나머지 부분에서 언급되는 바와 같은 본 발명의 몇몇 태양들과 대비함으로써 당업자에게 자명하게 될 것이다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 레이크(RAKE) 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중 접속(WCDMA) 네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 개선하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
도면들 중 적어도 하나에 도시되거나 그것과 관련하여 설명되고, 청구범위에 더 완전하게 언급되는 바와 같이, 레이크(RAKE) 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중 접속 네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 개선하는 방법 및/또는 장치가 제공된다.
본 발명의 태양에 따르면, 무선 통신 시스템에서 신호를 처리하기 위한 방법이 제공되며, 이 방법은
대응하는 복수개의 가중치들에 기초하여, 송신기로부터 수신된 무선신호에 대해 복수개의 신호 대 간섭 플러스 잡음비(signal-to-intrference-plus-noise ratio; SINR) 값들을 수신기에서 계산하고;
상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 최대치를 결정하고;
상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 상기 결정된 최대치와 관련되고, 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 적어도 하나의 가중치를 상기 송신기에 피드백하는 것을 포함한다.
유익하게, 상기 방법은 적어도 하나의 상향회선(uplink) 통신 채널을 통해 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 상기 적어도 하나의 가중치를 상기 송신기에 전달하는 것을 더 포함한다.
유익하게, 상기 적어도 하나의 상향회선 통신 채널은 고속 전용 물리 제어 채널(HS-DPCCH)을 포함한다.
유익하게, 상기 복수개의 SINR 값들 각각은 적어도 하나의 경로 간 간섭(inter-path interference; IPI) 값을 포함한다.
유익하게, 상기 복수개의 가중치들은 적어도 하나의 폐루프 모드 1(CLM1) 가중치를 포함한다.
유익하게, 상기 복수개의 가중치들은 적어도 하나의 폐루프 모드 2(CLM2) 가중치를 포함한다.
유익하게, 상기 방법은
적어도 하나의 위상 편이값(phase shift value)을 이용하여 상기 무선 신호에 대해 상기 복수개의 SINR 값들을 계산하고;
적어도 하나의 양자화된 스텝 값을 이용하여 [0°;360°]의 범위로부터 상기 적어도 하나의 위상 편이값을 선택하는 것을 더 포함한다.
유익하게, 상기 방법은 위상 편이값 및 진폭값 중 적어도 하나를 이용하여 상기 무선 신호에 대해 상기 복수개의 SINR 값들을 계산하는 것을 더 포함한다.
유익하게, 상기 방법은 상기 무선 신호에 대해 채널 상태 정보 및 시스템 구조(system geometry) 정보 중 적어도 하나를 상기 수신기에서 얻는 것을 더 포함한다.
유익하게, 상기 방법은 상기 채널 상태 정보 및 상기 시스템 구조 정보 중 적어도 하나에 기초하여 상기 무선 신호에 대해 상기 복수개의 SINR 값들을 상기 수신기에서 계산하는 것을 더 포함한다.
본 발명의 태양에 따르면, 무선 통신 시스템에서 신호를 처리하기 위한 시스템이 제공되며, 이 시스템은
수신기 내에 통합되고, 대응하는 복수개의 가중치들에 기초하여, 송신기로부 터 수신된 무선 신호에 대해 수신기에서 복수개의 SINR 값들의 계산을 가능하게 하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하고;
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 최대치의 결정을 가능하게 하고;
상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 상기 결정된 최대치와 관련되고, 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 적어도 하나의 가중치를 상기 송신기에 피드백하는 것을 가능하게 한다.
유익하게, 상기 적어도 하나의 프로세서는 적어도 하나의 상향회선(uplink) 통신 채널을 통해 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 상기 적어도 하나의 가중치를 상기 송신기에 전달하는 것을 가능하게 한다.
유익하게, 상기 적어도 하나의 상향회선 통신 채널은 고속 전용 물리 제어 채널(HS-DPCCH)을 포함한다.
유익하게, 상기 복수개의 SINR 값들 각각은 적어도 하나의 경로 간 간섭(inter-path interference; IPI) 값을 포함한다.
유익하게, 상기 복수개의 가중치들은 적어도 하나의 폐루프 모드 1(CLM1) 가중치를 포함한다.
유익하게, 상기 복수개의 가중치들은 적어도 하나의 폐루프 모드 2(CLM2) 가중치를 포함한다.
유익하게, 상기 적어도 하나의 프로세서는 적어도 하나의 위상 편이값(phase shift value)을 이용하여 상기 무선 신호에 대해 상기 복수개의 SINR 값들의 계산 을 가능하게 한다.
유익하게, 상기 적어도 하나의 프로세서는 적어도 하나의 양자화된 스텝 값을 이용하여 [0°;360°]의 범위로부터 상기 적어도 하나의 위상 편이값의 선택을 가능하게 한다.
유익하게, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 무선 신호에 대해 채널 상태 정보 및 시스템 구조 정보 중 적어도 하나를 상기 수신기에서 얻는 것을 가능하게 한다.
유익하게, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 채널 상태 정보 및 상기 시스템 구조 정보 중 적어도 하나에 기초하여 상기 수신기에서 상기 무선 신호에 대해 상기 복수개의 SINR 값들의 계산을 가능하게 한다.
예시된 실시예의 상세한 내용뿐만 아니라 본 발명의 이들 및 다른 장점들, 태양들 및 새로운 특징들이 다음의 설명 및 도면들에 의해 더 완전하게 이해될 것이다.
본 발명의 특정 실시예들은 레이크(RAKE) 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중 접속(WCDMA) 네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 개선한 방법 및/또는 장치로 제공될 수 있다. 방법의 태양들은 대응하는 복수개의 가중치들(weight values)에 기초하여, 송신기로부터 수신된 무선신호에 대해 복수개의 신호 대 간섭 플러스 잡음비(signal-to-intrference-plus-noise ratio; SINR) 값들을 수신기에서 계산하는 것을 포함할 수 있다. 상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 최대치가 결정될 수 있다. 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나 를 포함하는 적어도 하나의 가중치가 상기 송신기에 피드백될 수 있다. 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 적어도 하나의 가중치는 상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 상기 결정된 최대치와 관련될 수 있다. 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 상기 가중치는 적어도 하나의 상향회선(uplink) 통신 채널을 통해 상기 송신기에 전달될 수 있다. 상기 복수개의 SINR 값들 각각은 적어도 하나의 경로 간 간섭(inter-path interference; IPI) 값을 포함할 수 있다. 상기 무선 신호에 대해 채널 상태 정보 및/또는 시스템 구조 정보가 상기 수신기에서 얻어질 수 있다. 상기 무선 신호에 대해 상기 복수개의 SINR 값들이 상기 채널 상태 정보 및/또는 상기 시스템 구조 정보에 기초하여 상기 수신기에서 계산될 수 있다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예와 관련하여 저지연 링크 적응(low delay link adaptation)을 달성하는 전형적인 무선 분배 구조(wireless distributed architecture)를 나타낸다. 도 1a를 참조하면, 사용자 장치(UE; 110, 112) 및 기지국(BS; 114)이 도시되어 있다. 고속 하향 패킷 접속(high speed downlink packet access; HSDPA)과 같은 WCDMA 데이터 연결이, 키 프로세싱(key processing)을 BS(114)에 배치함으로써 따라서 도시된 바와 같이 에어 인터페이스(air interface)에 더 가깝게 배치함으로써 저지연 링크 적응을 달성하는 분배 구조 상에 구축될 수 있다. 따라서, BS(114)에서 MAC(medium acess control) 계층이 제2 계층에서 제1 계층으로 이동되고, 이는 시스템이 데이터 접속에 더 빠른 방식으로 응답할 수 있다는 것을 함축한다. 빠른 링크 적응 방법은, 기존 GSM/EDGE 표준 내에 일반적으 로 잘 확립되어 있는데, 빠른 물리 계층(L1) 재송신 연결 및 링크 적응 기술들을 포함한다. 이들 기술은 이동 단말들(110 및 112)과 BS(114) 사이에서 상당히 개선된 패킷 데이터 처리 성능을 낼 수 있다.
상기 HSDPA 기술은 몇 가지 중대한 새로운 기술적 진보들을 채택한다. 이들 중 몇 가지는 BS(114)에서의 하향 패킷 데이터 조작에 대한 스케줄링, 고차 변조, 적응 변조 및 부호화, HARQ(hybrid automatic repeat request), 순시 채널 조건(instantaneous channel condition)의 물리 계층 피드백, 및 몇명의 사용자들이 에어 인터페이스 채널을 공유하도록 하는 고속 하향 공용 채널(high-speed downlink shared channel; HS-DSCH)로 알려진 새로운 전송 채널 유형을 포함할 수 있다. HSDPA는, 효율적으로 활용될 때, 현재의 WCDMA 및 범용 이동 통신 시스템(universal mobile telecommunications systems; UMTS) 서비스와 동일한 통신장비 상에 공존할 수 있으며, 통신업자들이 더 큰 용량 및 더 높은 데이터 속도를 기존의 WCDMA 네트워크에 도입하는 것을 허용한다. HSDPA는 가변 확산 인자 및 빠른 전력 제어와 같은 WCDMA의 기본적인 특징들을 적응 변조 및 부호화, 광범위한 다중코드 조작, 및 빠르고 스펙트럼상 효율적인 재송신 전략으로 대체한다.
현재 세대 WCDMA 네트워크에 있어서, 출력 제어 동역학(power control dynamics)은 하향회선(downlink)에서 20 dB, 상향회선(uplink)에서 70 dB의 위수(order) 상에 있다. WCDMA 하향 출력 제어 동역학은 병렬 코드 채널들 상의 사용자들 사이의 가능한 간섭에 의해 그리고 WCDMA 기지국 구현의 속성에 의해 제한된다. 기지국에 가까운 WCDMA 사용자들에 대해서, 전력 제어는 전력을 최적으로 감소 시키지 못하며, 따라서 상기 20 dB 이상으로 전력을 감소시키는 것은 용량에 대해 단지 주변적인 영향을 미칠 뿐이다. 예를 들면, HSDPA는 향상된 회선(link) 적응과 적응 변조 및 부호화(adaptive modulation and coding; AMC)를 이용하여 모든 사용자들이 최고의 가능한 데이터 속도를 즐기도록 보장한다. 그러므로 AMC는 변조 틀(modulation scheme) 및 부호화를 적합한 무선 회선(radio link)에 적응시킨다.
더욱이, HSDPA 네트워크를 포함하는 WCDMA 네트워크는 폐루프 송신 다이버시티 모드(closed-loop transmit diversity mode; CLTDM)를 이용하여 무선 시스템의 성능을 개선할 수 있다. 예컨대, 상기 BS(114)는 하나 또는 더 많은 송신 안테나들이 구비될 수 있으며, 안테나들 각각은 동일한 신호의 하나의 또는 더 많은 가중된 버전들을 송신할 수 있다. 상기 UE(110, 112)는 수신된 무선 신호를 처리할 수 있는 RAKE 수신기를 포함할 수 있다. BS(114)에 의해 사용되는 가중치들은 UE(110) 및/또는 UE(112)에 의해 결정될 수 있으며, 피드백 제어 메시지를 통해 BS(114)에 전달될 수 있다. 송신기의 CLTDM과 수신기의 RAKE의 조합을 이용하는 WCDMA 시스템에 있어서, 가중치들의 복소 값(complex value)은 RAKE 수신기들의 출력에서 수신된 신호 처리 성능을 최적화하기 위해 UE(110) 및/또는 UE(112) 내에서 산출될 수 있다.
폐루프 모드 1(CLM1) 및 폐루프 모드 2(CLM2) 송신 다이버시티 시나리오들(scenarios)에 있어서, 두개의 가중치들(w1 및 w2)이 UE(110) 및/또는 UE(112)로부터 BS(114) 내의 송신기에 전달될 수 있다. CLM1 시나리오에 있어서, 가중치 w1은 1과 같은 상수일 수 있고, 가중치 w2는 UE(110) 및/또는 UE(112)의 RAKE 수신기 내에서 결정될 수 있다. 상기 가중치 w2는 그 후 BS(114) 내의 송신기에 전달될 수 있다. CLM2 시나리오에 있어서, 가중치들 w1 및 w2 모두는 UE(110) 및/또는 UE(112)의 RAKE 수신기 내에서 결정될 수 있다. 상기 가중치들 w1 및 w2는 그 후 BS(114) 내의 송신기에 전달될 수 있다.
몇몇 예들에 있어서, 상기 가중치들 w1 및/또는 w2는 UE(110) 및/또는 UE(112)의 수신된 전력이 최대가 되도록 산출될 수 있다. 이러한 가중치 산출의 예는 "3G 국제 협력 프로젝트"(3G Partnership Project; 3GPP) 명세(specification), "물리 계층 절차"(Physical Layer Procddures; FDD)라는 제목의 TS 25.214 내에서 볼 수 있으며, 이것은 여기서 모두 참고문헌으로 포함된다.
본 발명의 일 실시예에 있어서, UE(110) 및/또는 UE(112)는 RAKE 수신기의 출력에서 SINR이 최대가 되도록 상기 가중치들 w1 및/또는 w2를 계산할 수 있다. 이와 관련하여, 상기 SINR은 UE(110) 및/또는 UE(112)와 BS(114) 사이의 통신 경로에 내재된 경로간 간섭(IPI)을 고려할 수 있다. 멀티패스 페이딩 환경에서 가중치 생성 과정 동안 SINR을 최대화함으로써, RAKE 수신기 성능 및 CLTDM 성능이 더욱 개선될 수 있다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예와 관련하여 이용될 수 있는 전형적인 HSDPA 채널 구조(channel structure)를 나타내는 도면이다. 도 1b를 참조하면, 세개의 추가적인 채널들이 기지국(102c)과 UE(104c) 사이의 HSDPA 연결을 지원하기 위해 사용될 수 있다. 고속 하향 공용 채널(high-speed downlink shared channel; HS-DSCH, 106c) 및 고속 공용 제어 채널(high speed shared control channel; HS-SCCH, 108c)이 기지국(102c)과 UE(104c) 사이의 하향회선(downlink) 상에서 사용될 수 있다. 고속 전용 물리 제어 채널(high-speed dedicated physical control channel; HS-DPCCH, 110c)은 UE(104c)와 기지국(102c) 사이의 상향회선(uplink) 상에서 사용될 수 있다.
상기 HS-DPCCH(110c)는 응답(acknowledge; ACK) 및 비응답(non-acknowledge; NACK) 신호들과 측정 보고들(measurement reports)을 운반하는 신호채널로서 사용될 수 있다. 상기 HS-DSCH(106c)는 복수개의 고속 물리 하향 공용 채널(high-speed physical downlink shared channel; HS-PDSCH)을 포함할 수 있으며, 사용자 데이터를 운반하기 위해 사용될 수 있다. 상기 HS-SCCH(108c)는, 변조, HARQ 덧붙임/콘스텔레이션 (redundancy/constellation) 버전, HARQ 프로세서 ID, 새로운 데이터 지시, 전송 블록 크기의 찾아보기(index), 및/또는 상기 HS-DSCH 채널(106c)에서 운반된 데이터에 대응하는 사용자 장치(UE) 일치 정보와 같은 전형적인 제어 정보를 운반하기 위해 사용될 수 있다. 상기 UE(104c)는 몇 개의 물리 채널 관련 파라미터들을 사용하여 상기 기지국(102c)에 HSDPA 서비스를 지원하는 성능을 지시한다.
본 발명의 일 실시예에 있어서, 무선 시스템(100c)은 UE(104c)에서 신호 처리를 개선하기 위해 CLTDM을 이용할 수 있다. 이와 관련하여, 하나 또는 더 많은 가중치들이이 UE(104c)에서 계산될 수 있고, 상기 HS-DPCCH(110c)를 통해 기지국(102c)에 전달될 수 있다. 상기 UE(104c)는 상기 하나 또는 더 많은 가중치들을, 예컨대 상기 UE(104c) 내의 RAKE 수신기의 출력에서 신호 대 간섭 플러스 잡음비(SINR)를 최대화함으로써 결정할 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기 채널 추정을 구비하는 전형적인 무선 통신 시스템의 블록도이다. 도 2를 참조하면, 무선 통신 시스템(200)은 전용 물리 채널(DPCH) 블록(226), 복수개의 믹서들(228, 230, 232), 제1 결합자(234), 제2 결합자(236), 제1 송신 안테나 Tx 1(238), 추가적인 송신 안테나 Tx 2(240), 및 제1 수신 안테나 Rx 1(206)을 포함할 수 있다. 상기 무선 통신 시스템(200)은 RF 블록(214), 칩 정합 필터(chip matching filter; CMF, 216), 다발 경로 프로세서(cluster path processor; CPP, 218), 베이스밴드(baseband; BB) 프로세서(220), 및 가중치 처리 블록(weight value processing block; WVPB, 221)을 더 포함할 수있다. 더욱이, 상기 수신 안테나(206), RF 블록(214), CMF(216), CPP(218), BB 프로세서(220), 및 WVPB(221)는 사용자 장치(UE, 202a) 내에 위치할 수 있다. 예를 들면, 상기 UE(202a)는, 셀폰 성능을 구비한 스마트폰 또는 PDA와 같은, 무선폰이나 다른 무선 장치일 수 있다.
상기 DPCH(226)는, 복수개의 입력 채널들, 예컨대 전용 물리 제어 채널(DPCCH) 및 전용 물리 데이터 채널(dedicated physical data channel; DPDCH)을 수신할 수 있는 적합한 논리(logic), 회로(circuitry) 및/또는 부호(code)를 포함할 수 있다. 상기 DPCH(226)는 DPCCH 및 DPDCH 채널들 각각에 대한 출력을 동시에 제어할 수 있다. 상기 믹서(228)는, 믹서들(230, 232)의 입력으로 인도될 확산 복소 값 신호를 생성하기 위해 DPCH(226)의 출력을 확산 및/또는 혼합 신호와 곱하는 적합한 논리 및/또는 회로를 포함할 수 있다.
상기 믹서들(230, 232)은 믹서(228)의 상기 확산 복소 값 신호에 폐루프 1(CL1) 및 폐루프 2(Cl2) 송신 다이버시티 가중치 인자들 W1과 W2를 각각 곱하는 적합한 논리 및/또는 회로를 포함할 수 있다. 폐루프 송신 다이버시티 모드(CLTDM)는 3GPP, 기술 명세 그룹 무선 접속 네트워크(Technical Specification Group Radio Access Network), 물리 계층 절차(FDD), 릴리스 6 (3GPP TS 25.214 V5.5.0, 2003-06)에 설명되어 있으며, 이 문서는 모두 여기서 참고문헌으로 포함된다. 예를 들면, 가중치 인자들 W1 및 W2는, 사용되는 공간-시간 부호화의 유형에 기초하여 상기 수신기에 의해 생성될 수 있는 위상 및/또는 진폭 성분 피드백 조정에 대응할 수 있다. 이 접근은 예컨대, WCDMA에서 현재 사용되고 있는 폐루프 송신 다이버시티에 대응할 수 있다. 이와 관련하여, 예컨대, 폐루프 처리 블록이 피드백 전달 회선(201a)을 이용한 상향 피드백 과정을 통해 상기 가중치 인자들 또는 상기 가중치 인자들에 대응하는 파라미터들을 상기 수신기로 전송하기 위해 이용될 수 있다.
믹서(230)의 출력은 제1 결합자(234)로 전송되고, 믹서(232)의 출력은 제2 결합자(236)로 전송될 수 있다. 상기 제1 및 제2 결합자들(234, 236)은 믹서들(230, 232)에 의해 생성된 출력들을 공통 파일럿 채널 1(CPICH1) 신호와 공통 파일럿 채널 2(CPICH2) 신호와 각각 더하거나 결합하는 적합한 논리, 회로 및/또는 부호를 포함할 수 있다. 상기 CPICH1 신호 및 CPICH2 신호는 고정된 채널화 코드 배당(fixed channelization code allocation)을 포함할 수 있으며, 신호 위상과 진폭 및 송신 안테나들과 수신 안테나들 사이의 전파 채널들의 세기를 측정하기 위해 이용될 수 있다.
상기 제1 송신 안테나 Tx 1(238) 및 상기 추가적인 또는 제2 송신 안테나 Tx 2(240)는 무선 송신기 장치로부터 복수개의 SC 통신 신호들(sT)을 송신할 수 있는 적합한 하드웨어를 포함할 수 있다. 상기 제1 수신 안테나 Rx 1(206)은 상기 송신된 SC 통신 신호들의 적어도 일부를 무선 수신기 장치에서 sR로서 수신할 수 있는 적합한 하드웨어를 포함할 수 있다. 상기 송신 안테나들 Tx 1(238) 및 Tx 2(240)로부터 송신되고 상기 수신 안테나 Rx 1(206)에 의해 수신되는 SC 통신 신호들에 의해 취해진 경로들에 대응하는 전파 채널들은 h1 및 h2에 의해 각각 나타내질 수 있다. 이와 관련하여, h1 및 h2는 상기 송신 안테나들 Tx 1(238) 및 Tx 2(240)로부터 송신되고 상기 수신 안테나 Rx 1(206)에 의해 수신되는 SC 통신 신호들에 의해 취해진 무선 주파수(RF) 경로들의 실제 시변 펄스 응답들(actual time varying impulse responses)을 표현할 수 있다.
몇몇 예들에 있어서, 이중 송신 안테나들을 포함하는 무선 송신기 장치는, h1 및 h2의 추정치들을 결정하기 위해 1-Rx 안테나 무선 수신기 장치에 의해 이용될 수 있는 교정 및/또는 파일럿 신호들을 주기적으로 송신할 수 있다. 도 2에서 상기 2-Tx 및 1-Rx 안테나 무선 통신 시스템(200)은 다중 입력 단일 출력(Multiple Input Single Output; MISO) 통신 시스템을 나타낼 수 있으며, 그것에 의해 다이버시티 이득(diversity gain)이 상기 송신된 데이터에 대해 증가될 수 있다.
RF 블록(214)은 결합되어 수신된 SC 통신 신호 sR을 처리하는 적합한 논리 및/또는 회로를 포함할 수 있다. 상기 RF 블록(214)은 예컨대, 필터링, 증폭, 및/ 또는 아날로그-디지털(A/D) 변환 조작을 수행할 수 있다. CMF(216)는 상기 RF 블록(214)의 디지털 출력에 대한 정합 필터로서 작동하는 적합한 논리, 회로, 및/또는 부호를 포함할 수 있다. CMF(216)의 출력은 한층 더 처리하기 위해 예컨대, CPP(218) 및/또는 BB 프로세서(220)로 전송될 수 있다. CPP(218)는 전파 채널들 h1에 관한 정보를 포함하는 제1 베이스밴드 결합 채널 추정 h^1을 결정하기 위해 상기 CMF(216)의 정합된 출력을 처리하는 적합한 논리, 회로, 및/또는 부호를 포함할 수 있다. CPP(218)는 또한 전파 채널들 h2에 관한 정보를 포함하는 제2 베이스밴드 결합 채널 추정 h^2를 결정하기 위해 상기 CMF(216)의 정합된 출력을 처리할 수 있다. 이와 관련하여, 상기 CPP(218)는 수신된 신호들을 다발(cluster)로 처리할 수 있다. 상기 CPP(218)는 또한 예컨대, 상기 채널 추정들이 타당한지 여부의 지시로서 BB 프로세서(220)에 의해 이용될 수 있는 록 지시기 신호(lock indicator signal)를 생성할 수 있다. BB 프로세서(220)는 송신된 SC 통신 신호들의 추정 s^T를 결정하기 위해 CMF(216)의 정합된 출력을 디지탈식으로 처리하는 논리, 회로, 및/또는 부호를 포함할 수 있다.
WVPB(221)는 BB 프로세서(220)로부터 또는 CPP(218)로부터 상기 제1 및 제2 베이스밴드 결합 채널 추정을 수신하는 적합한 논리, 회로, 및/또는 부호를 포함할 수 있으며, 전용 물리 제어 채널(DPCCH, 201a)을 통해 송신기(200a)에 전달될 가중치들 w1 및 w2를 생성할 수 있다. 추가적으로, 상기 WVPB(221)는 상기 가중치들 w1 및 w2를 송신된 SC 통신 신호들의 추정 s^T를 결정하기 위해 그것들을 사용하는 BB 프로세서(220)에 전달하는 적합한 논리, 회로, 및/또는 부호를 포함할 수 있다.
동작시, 무선 통신 시스템(200)은 폐루프 모드 1(CLM1) 또는 폐루프 모드 2(CLM2) 송신 다이버시티를 이용할 수 있다. 이와 관련하여, 상기 WVPB(221)는 피드백 통신 경로(201a)를 통해 송신측(200a)에 피드백될 수 있는 하나 또는 더 많은 가중치들, 예컨대 w1 및 w2를 생성할 수 있다. 예를 들어, CLM1이 이용되면, 가중치 인자 w1은 1과 같은 상수 스칼라(scalar)를 포함하고 가중치 인자 w2는 대응하는 위상 조절치 φ와 같은 복소 값(complex value)을 포함할 수 있다. 무선통신 시스템(200)이 CLM2를 이용하면, w1 및 w2는 모두 서로 다른 값으로 간주될 수 있다.
몇몇 예들에 있어서, 무선 통신 시스템(200)은 CLM1을 이용할 수 있다. UE(202a) 내의 WVPB(221)는 UE(202a)에서 수신 출력이 최대화되도록 모든 슬롯(slot)에 대해 일단 위상 조절치, w 2 =e j φ 를 산출할 수 있다. 이러한 가중치 산출의 예는 "3G 국제 협력 프로젝트"(3G Partnership Project; 3GPP) 명세(specification), "물리 계층 절차"(Physical Layer Procddures; FDD)라는 제목의 TS 25.214 내에서 볼 수 있으며, 이것은 여기서 모두 참고문헌으로 포함된다. 매끄럽지 않은 핸드오버(handover)가 무선 통신 시스템(200) 내에서 발생할 때, WVPB(221)에 의한 피드백 정보의 산출은 예컨대, 다음식을 최대로하는 가중치 벡터 w에 대해 풀어서 수행될 수 있다:
P = w H H H H w
여기서, H = [h 1 h 2], w = [w1, w2]T 이고,
열 벡터들 h 1 및 h 2는, 채널 펄스 응답의 길이와 같은 길이의, 송신 안테나들 1과 2에 대해 추정된 채널 펄스 응답들을 나타낸다. 상기 추정된 채널 펄스 응답들은 CPP(218)로부터 WVPB(221)에 의해 수신될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 있어서, UE(202a) 내의 WVPB(221)는 UE(202a) 내의 RAKE 수신기의 출력에서 수신된 SINR을 최대화하도록 가중치 인자들 w1 및 w2 중 하나 이상을 산출할 수 있다. 이와 관련하여, 상기 SINR은 UE(202a)와 송신측(200a) 사이의 통신 경로에 내재된 경로간 간섭(IPI)을 고려할 수 있다. 멀티패스 페이딩 환경에서 가중치 생성 과정 동안 SINR을 최대화함으로써, RAKE 수신기 성능 및 CLTDM 성능이 더욱 개선될 수 있다.
무선 통신 시스템(200)에 의해 CLM1이 이용되는 경우, 가중치 w1은 상수, 예컨대 1과 동일할 수 있다. UE(202a) 내 RAKE 수신기의 핑거 i에서 수신된 신호는 다음 식에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112007038858711-pat00001
여기서 P s 는 송신 신호 출력을 포함하고, x는 송신된 복소 심볼을 포함할 수 있다. 예컨대, 상기 송신된 복소 심볼은 직교 진폭 변조(quardrature amplitude modulation; QAM) 방식으로 변조되고, (1+j)로 표현될 수 있다. 상기 인자 1/2은 상기 두개의 송신 안테나들(238, 240) 사이의 전체 송신 출력 분할을 나타내기 위해 사용될 수 있다. 변수들 h 1i 및 h 2i 는 핑거 i에서 송신 안테나들(238, 240)에 대한 채널 이득들을 각각 포함할 수 있고, ni는 제로 평균과 σi 2의 분산으로 가우스 분포된 복소 확률 변수를 포함할 수 있다. 예컨대, 분산 σi 2은 부가된 잡음 및 IPI의 측정치를 포함할 수 있다.
IPI가 무선 통신 시스템(200) 내에 있다면, 상기 분산 σi 2은 다음식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007038858711-pat00002
,
여기서, I oc 는, UE(202a)의 수신 안테나(206)에서 측정되는 것으로, 이웃하는 기지국들로부터의 외부 간섭의 형태를 시뮬레이션할 수 있는 밴드 제한 백색 잡음 소스(band limited white noise source)의 출력 스펙트럼 밀도를 포함할 수 있다. I or 은 UE(202a)에서 수신된 하향회선 신호의 총 송신 출력 스펙트럼 밀도를 포함할 수 있다. 상기 인자 1/2은 총 송신 출력이 상기 두개의 송신 안테나들(238, 240) 사이에서 동일하게 분할될 수 있는 것을 고려하여 사용된다.
결국, P s 는 다음식에 의해 표현될 있다.
Figure 112007038858711-pat00003
,
여기서 E c / I or 은 신호의 출력 배당을 포함하고, SF는 확산 인자를 포함할 수 있다. 수학식 1에 따르면, UE(202a)의 수신 안테나(206)에서 핑거 i에서 보여지는 동등한 채널 이득은 h 1i + w 2 h 2i 로 표현될 수 있다. UE(202a)의 RAKE 수신기는 각 핑거에서 수신된 신호에 그것의 대응하는 동등한 채널의 켤레(cunjugate)를 곱할 수 있으며, 이것은 다음식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007038858711-pat00004
곱한 후, UE(202a)의 RAKE 수신기는 RAKE 수신기의 출력에서 함께 신호를 내는 모든 핑거들로부터의 신호들을 더하거나 결합할 수 있다. RAKE 수신기의 출력에서 생성된 신호는 다음식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007038858711-pat00005
그러므로, 송신측(200a)으로부터 전달되고 UE(202a)에 의해 수신된 출력 신호의 SINR은 다음식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007038858711-pat00006
σi 2을 수학식 2의 표현으로 대체하고, Ps를 수학식 3의 표현으로 대체함으로써, SINR은 다음 결과식으로 표현될 수 있다.
Figure 112007038858711-pat00007
수학식 7 내의 분자 및 분모는 I oc 에 의해 표준화될 수 있으며, 그 결과 SINR에 대해 다음식이 된다.
Figure 112007038858711-pat00008
'
여기서, I or / I oc 는 시스템의 구조 또는 시스템 구조로 언급될 수 있다. 송신 안테나들(238, 240)에 대해 상기 시스템 구조 및 채널 펄스 응답들은 알려져 있고, 가중치 인자 w 2 는 SINR이 최대화되도록 산출될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 있어서, 복수개의 가능한 w 2 값들에 대해 조사할 수 있으며, SINR을 최대화하는 가중치가 선택되어 피드백 통신 회선(201a)을 통해 송신측(200a)에 전달될 수 있다.
무선 통신 시스템(200)이 CLM1을 이용하는 경우에, w 2 는 위상 편이를 포함할 수 있으며 식 w 2 =e j φ 로 표현될 수 있다. 이와 관련하여, SINR의 최대값이 얻어지도록 WVPB(221)에 의해 φ 값에 대한 조사가 수행될 수 있다. 채널 펄스 응답들이 슬롯별로 변할 경우, 가중치 w 2 는 각 슬롯에서 다시 계산될 수 있다. φ에 대한 조사는 [0,360]°범위에 걸쳐, 예컨대 X°의 양자화된 단계들로 수행될 수 있으며, 여기서 X는 예컨대 1, 5, 10 또는 45와 동일할 수 있다. 예를 들어, X=45이면, φ에 대해 8개의 가능한 값들이 있을 수 있다. 그 후, SINR이 수학식 8을 이용하여 상기 8개의 값들 각각에 대해 산출될 수 있다. 그 후, 상기 SINR을 최대화하는 φ값이 선택될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 있어서, 상기 무선 통신 시스템(200)은 CLM2을 이용할 수 있다. 이 경우, SINR은 다음식을 표현될 수 있다.
Figure 112007038858711-pat00009
CLM2가 이용될 경우, UE(202a) 내의 WVPB(221)는 가중치들 w 1 =A 1 및 w 2 =A 2 e jφ 모두에 대해 조사를 수행할 수 있다. 이와 관련하여, 상기 조사는 세개의 파라미터들, A 1 , A 2 , φ에 대해 수행될 수 있다. 상기 조사는 이들 세개의 파라미터들의 가능한 조합의 수를 감소시키기 위해 양자화될 수 있다.
도 2를 다시 참조하면, 무선 통신 시스템(200)이 CLM1 및 w 1 =1을 이용하는 경우, 송신 안테나들(238, 240) 모두의 채널 펄스 응답들은 동일한 길이를 갖는다. 이러한 경우, 각 탭(tap), 또는 채널 지연(channel delay)은 레일리 페이드 변수(Rayleigh faded variable)로 표현될 수 있다. 탭들은 서로 다른 상대적인 출력을 가질 수 있으며, 모든 탭들의 합은 1로 표준화될 수 있다. 더욱이, 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 예시하기 위한 목적으로, -16.8 dB의 출력 배당(Ec/Ior) 및 128의 확산 인자가 가정될 수 있다.
도 3a~3d는 본발명의 실시예에 따른 레이크(RAKE) 수신기를 사용하는 무선 시스템에서 간섭 억제를 통한 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 나타내는 그래프들이다. 도 3x 각각은, 도 2의 UE(202a) 내 RAKE 수신기와 같은 RAKE 수신기의 출력에서 평균 SINR을 시스템 구조의 함수 Ior/Ioc로서 표현하는 그래프들 302x, 304x 및 306x를 예시하고 있으며, 여기서 x=[a;b;c;d]이다. 그래프 302x는 다이버시티가 없는 시스템의 성능을 표현하는데, 여기서는 단지 하나의 송신 안테나가 사용된다. 그래프 304x는 CLM1 다이버시티를 갖는 시스템의 성능을 표현하는데, 여기서는 본 발명의 태양들에 따라 가중치 해가 SINR을 최대화하도록 계산된다.
그래프 306x는 CLM1 다이버시티를 갖는 시스템의 성능을 표현하는데, 여기서는 가중치 해가 다른 기준에 따라, 예컨대 UE(202a)에서 수신된 출력을 최대화하도록 계산된다. 더욱이, 그래프 306a에 대응하는 시스템에 의해 생성된 가중치 해에 대해서는 양자화가 적용되지 않았으며, 그래프 304a에 대응하는 시스템에 의해 생성된 가중치 해에 대해서는 X=45의 양자화 단계가 적용될 수 있다. 이와 관련하여, 그래프 306a에 대응하는 시스템에 대한 가중치 해를 생성하기 위해 φ에 대해 8개의 가능한 값들에 대한 조사가 이용될 수 있다.
도 3a를 참조하면, 그래프들 302a, 304a 및 306a는 채널 응답이 2개의 동일한 출력 탭들을 포함할 때의 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 나타낸다. 도 3a에 도시된 바와 같이, 1-안테나 시스템인 그래프 302a에 대해 종래기술인 그래프 306a에 의한 CLM1의 이득은 시스템 구조가 증가함에 따라 감소한다. 그러나, 그래프 304a에 도시된 바와 같은 최대 SINR 기준을 사용한 CLM1의 이득은 수신 출력을 최대화하는 종래의 기술을 사용하는 CLM1에 대해 증가하는 갭들(310a, 312a)로 나 타낸 바와 같이 증가한다. 이들 채널 조건들 하에서 종래기술에 대한 최대 SINR 기준을 사용하는 CLM1의 이득값들(310a, 312a)은, 시스템 구조 값들이 각각 5 및 10 dB 일때, 각각 0.65 dB 및 1.75 dB로 추정될 수 있다.
도 3b를 참조하면, 그래프들 302a, 304a 및 306a는 채널 응답이 상대적인 출력 [0,-10] dB의 2개의 출력 탭들을 포함할 때의 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 나타낸다. 도 3b에 도시된 바와 같이, SINR을 최대화하는 기준을 사용한 CLM1(그래프 304b)의 이득은, 증가하는 갭들(310b, 312b)로 도시된 바와 같이, 수신기 출력을 최대화하는 종래 기술을 사용한 CLM1에 대해 증가한다.
도 3를 참조하면, 그래프들 302a, 304a 및 306a는 채널 응답이 상대적인 출력 [0,-3,-6,-9] dB의 4개의 출력 탭들을 포함할 때의 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 나타낸다. 도 3c에 도시된 바와 같이, 종래기술에 따른 CLM1(그래프 306a)의 이득은 1-안테나 시스템(그래프 302a)에 대해 시스템 구조가 증가함에 따라 감소한다. 그러나, 그래프 304c에 도시된 바와 같이, 최대 SINR 기준을 사용한 CLM1의 이득은, 증가하는 갭들(310c, 312c)로 도시된 바와 같이, 수신기 출력을 최대화하는 종래 기술을 사용한 CLM1에 대해 증가한다. 이들 채널 조건 하에서 종래기술에 대해 최대 SINR 기준을 사용한 CLM1의 이득값들(310c, 312c)은 시스템 구조 값들이 각각 5 및 10 dB 일때, 각각 0.33 dB 및 0.75 dB로 추정될 수 있다.
도 3d를 참조하면, 302a, 304a 및 306a는 평탄 페이딩(flat fading)의 경우 채널 응답이 단일 탭을 포함할 때의 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 나타낸다. 두 가지 방법들의 기준이 평판 페이딩에서 동일하게 되기 때문에, 도 3d에 도 시된 바와 같이, 그래프들 304d 및 306d로 표현된 CLM1 성능은 이 경우에 서로 겹친다. 1-안테나 시스템(그래프 302d)에 대해 그래프 304d에 도시된 바와 같은 SINR을 최대화하는 기준을 사용한 CLM1의 이득은 시스템 구조의 전 영역에 걸쳐서 2.5 dB이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 레이크 수신기가 구비된 WCDMA 네트워크에서 무선 신호들을 처리하기 위한 전형적인 단계들을 나타내는 흐름도이다. 도 2 및 4를 참조하면, 채널 상태 정보 및 시스템 구조 정보는 송신기측(200a)으로부터 안테나(206)를 통해 수신된 무선 신호에 대해 WVPB(221)에 의해 얻어질 수 있다. 404에서, WVPB(221)는 복수개의 가중치들에 대해 루프 조사를 시작한다. 406에서, WVPB(221)는, 채널 상태 정보 및/또는 시스템 구조 정보에 기초하여, 주어진 가중치에 대해 SINR 값을 계산한다. 408에서, 루프 내의 모든 가중치들이 고려되었는지 여부가 결정된다. 루프 내의 모든 가중치들이 고려되지 않으며, 다음의 가중치에 대해 단계 406에서 처리가 다시 시작된다. 루프 내의 모든 가중치들이 고려되면, 410에서, WVPB(221)는 복수개의 SINR 값들 중 최대치를 결정한다. 412에서, WVPB(221)는 상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 상기 결정된 최대치와 관련된 하나 또는 더 많은 대응하는 복수개의 가중치들을 회선(201a)을 통해 송신측(200a)에 피드백한다.
본 발명의 실시예에 있어서, 기계 판독이 가능한 기억장치가 제공될 수 있으며, 기계에 의해 실행할 수 있는 적어도 하나의 부호 섹션(code section)을 갖는 컴퓨터 프로그램이 거기에 저장되어서, RAKE 수신기를 구비한 WCDMA 네트워크에서 간섭 억제를 통해 CL 송신 다이버시티 모드 성능을 개선하기 위해 무선 통신 시스템에서 신호를 처리하기 위해 여기서 설명된 단계들을 상기 기계로 하여금 수행하게 할 수 있다.
따라서, 본 발명은 하드웨어, 소프트웨어 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 실현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템에 집중된 방식으로 또는 서로 다른 요소들이 몇개의 상호 연결된 컴퓨터 시스템들에 퍼져 있는 분산된 방식으로 실현될 수 있다. 어떠한 종류의 컴퓨터 시스템이든 또는 여기서 설명된 방법들을 수행하기 위해 응용된 다른 장치들이 적합하게 사용될 수 있다. 하드웨어와 소프트웨어의 전형적인 조합은, 로딩되거나 실행될 때, 여기서 설명된 방법들을 수행하도록 컴퓨터 시스템을 제어하는 컴퓨터 프로그램을 구비한 범용의 컴퓨터 시스템일 수 있다.
본 발명은 또한, 여기서 설명된 방법들을 구현할 수 있게 하는 모든 특징들을 포함하고, 컴퓨터 시스템에서 로딩될 때, 이들 방법들을 수행할 수 있는 컴퓨터 프로그램 제품으로 실현될 수 있다. 본 명세서에서 컴퓨터 프로그램은, 어떠한 언어, 부호(code) 또는 기호(notation)로 되었든, 정보 처리 능력을 갖는 시스템이 직접적으로 또는 다음의 둘 중 어느 하나 또는 모두, 즉 a) 다른 언어, 부호 또는 기호로 전환; b) 다른 물질 형태로의 복제 중 어느 하나 또는 둘 모두 후에 특정 기능을 수행하도록 하는 지시들의 세트의 표현을 의미한다.
본 발명이 특정 실시예들을 참조하여 설명되었지만, 다양한 변경들이 만들어질 수 있으며, 동등한 것들이 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서 대체될 수 있음 이 당업자들에 의해 이해될 것이다. 이에 더하여, 많은 변형들이 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서 특정 상황 또는 재료에 적합하도록 이루어질 수 있다. 그러므로, 본 발명은 개시된 특정 실시예들에 제한되지 않으며, 본 발명은 다음의 청구범위 내에 있는 모든 실시예들을 포함한다.
본 발명의 실시예들에 따르면, 레이크(RAKE) 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중 접속(WCDMA) 네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티 모드 성능을 개선한 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

Claims (10)

  1. 무선 통신 시스템에서 신호들을 처리하기 위한 방법에 있어서,
    대응하는 복수개의 가중치들에 기초하여, 송신기로부터 수신된 무선신호에 대해 복수개의 신호 대 간섭 플러스 잡음비(signal-to-intrference-plus-noise ratio; SINR) 값들을 수신기에서 계산하는 단계;
    상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 최대치를 결정하는 단계;
    상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 상기 결정된 최대치와 관련되고, 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 적어도 하나의 가중치를 상기 송신기에 피드백하는 단계를 포함하되,
    상기 복수개의 SINR을 계산하는 단계는 채널 상태 정보 및 시스템 구조 정보 중 적어도 하나에 기초하여 수행되며,
    상기 시스템 구조 정보는 밴드 제한 백색 잡음 소스(band limited white noise source)의 출력 스펙트럼 밀도, 및 수신된 하향 회선 신호의 총 송신 출력 스펙트럼 밀도에 기초하고 있고,
    상기 방법은,
    적어도 하나의 위상 편이값(phase shift value)을 이용하여 상기 무선 신호에 대해 상기 복수개의 SINR 값들을 계산하는 단계; 및
    적어도 하나의 양자화된 스텝 값을 이용하여 [0°;360°]의 범위로부터 상기 적어도 하나의 위상 편이값을 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    적어도 하나의 상향회선(uplink) 통신 채널을 통해 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 상기 적어도 하나의 가중치를 상기 송신기에 전달하는 것을 더 포함하는 신호 처리 방법.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 적어도 하나의 상향회선 통신 채널은 고속 전용 물리 제어 채널(HS-DPCCH)을 포함하는 신호 처리 방법.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 복수개의 SINR 값들 각각은 적어도 하나의 경로 간 간섭(inter-path interference; IPI) 값을 포함하는 신호 처리 방법.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 복수개의 가중치들은 적어도 하나의 폐루프 모드 1(CLM1) 가중치를 포함하는 신호 처리 방법.
  6. 무선 통신 시스템에서 신호를 처리하기 위한 시스템에 있어서,
    수신기 내에 통합되고, 대응하는 복수개의 가중치들에 기초하여, 송신기로부터 수신된 무선 신호에 대해 수신기에서 복수개의 SINR 값들의 계산을 가능하게 하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하고;
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 최대치의 결정을 가능하게 하고;
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 계산된 복수개의 SINR 값들 중 상기 결정된 최대치와 관련되고, 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 적어도 하나의 가중치를 상기 송신기에 피드백하는 것을 가능하되,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 채널 상태 정보 및 상기 시스템 구조 정보 중 적어도 하나에 기초하여 상기 수신기에서 상기 무선 신호에 대해 상기 복수개의 SINR 값들의 계산을 가능하게 하고,
    상기 시스템 구조 정보는 밴드 제한 백색 잡음 소스(band limited white noise source)의 출력 스펙트럼 밀도, 및 수신된 하향 회선 신호의 총 송신 출력 스펙트럼 밀도에 기초하고 있고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 적어도 하나의 위상 편이값(phase shift value)을 이용하여 상기 무선 신호에 대해 상기 복수개의 SINR 값들의 계산을 가능하게 하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 적어도 하나의 양자화된 스텝 값을 이용하여 [0°;360°]의 범위로부터 상기 적어도 하나의 위상 편이값의 선택을 가능하게 한 것을 특징으로 하는 신호 처리 시스템.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 적어도 하나의 상향회선(uplink) 통신 채널을 통해 상기 대응하는 복수개의 가중치들 중 하나를 포함하는 상기 적어도 하나의 가중치를 상기 송신기에 전달하는 것을 가능하게 하는 신호 처리 시스템.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 적어도 하나의 상향회선 통신 채널은 고속 전용 물리 제어 채널(HS-DPCCH)을 포함하는 신호 처리 시스템.
  9. 청구항 6에 있어서,
    상기 복수개의 SINR 값들 각각은 적어도 하나의 경로 간 간섭(inter-path interference; IPI) 값을 포함하는 신호 처리 시스템.
  10. 청구항 6에 있어서,
    상기 복수개의 가중치들은 적어도 하나의 폐루프 모드 1(CLM1) 가중치를 포함하는 신호 처리 시스템.
KR1020070051499A 2006-05-30 2007-05-28 레이크 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중 접속네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티모드 성능을 개선한 방법 및 장치 Expired - Fee Related KR100978841B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/442,860 2006-05-30
US11/442,860 US7634235B2 (en) 2006-05-30 2006-05-30 Method and apparatus to improve closed loop transmit diversity modes performance via interference suppression in a WCDMA network equipped with a rake receiver

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20070115661A KR20070115661A (ko) 2007-12-06
KR100978841B1 true KR100978841B1 (ko) 2010-08-30

Family

ID=38434534

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070051499A Expired - Fee Related KR100978841B1 (ko) 2006-05-30 2007-05-28 레이크 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중 접속네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티모드 성능을 개선한 방법 및 장치

Country Status (5)

Country Link
US (3) US7634235B2 (ko)
EP (1) EP1863205A3 (ko)
KR (1) KR100978841B1 (ko)
CN (1) CN101090287B (ko)
TW (1) TWI373218B (ko)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7634235B2 (en) * 2006-05-30 2009-12-15 Broadcom Corporation Method and apparatus to improve closed loop transmit diversity modes performance via interference suppression in a WCDMA network equipped with a rake receiver
EP2890183B1 (en) 2006-10-31 2019-05-08 InterDigital Technology Corporation Determining channel quality indicators (cqis) and transmission time intervals (ttis) to send cqis
US8644263B2 (en) * 2006-11-01 2014-02-04 Unwired Planet, Llc Method and arrangement for SINR feedback in MIMO based wireless communication systems
US9191148B2 (en) 2007-06-05 2015-11-17 Constellation Designs, Inc. Methods and apparatuses for signaling with geometric constellations in a Raleigh fading channel
US8265175B2 (en) 2007-06-05 2012-09-11 Constellation Designs, Inc. Methods and apparatuses for signaling with geometric constellations
EP3982605A1 (en) 2007-06-05 2022-04-13 Constellation Designs, LLC Method and apparatus for signaling with capacity optimized constellations
JP5130364B2 (ja) * 2007-07-19 2013-01-30 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） ユーザの干渉除去能力に基づくアンテナ重みの計算
US8116404B2 (en) * 2007-10-10 2012-02-14 Intel Corporation Diversity receiver and method for controlling power thereof
WO2009115541A2 (en) * 2008-03-19 2009-09-24 Nokia Siemens Networks Oy Transmission power reduction in interference limited nodes
JP5084952B2 (ja) * 2008-07-25 2012-11-28 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 無線通信システムでの信号を伝送するための装置及びその方法
WO2010024536A2 (ko) * 2008-08-27 2010-03-04 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서의 신호를 전송하기 위한 장치 및 그 방법
US12289192B2 (en) 2008-12-30 2025-04-29 Constellation Designs, LLC Systems and methods for receiving data transmitted using non-uniform QAM 256 constellations
WO2010078472A1 (en) * 2008-12-30 2010-07-08 Constellation Designs, Inc. Methods and apparatuses for signaling with geometric constellations
CN102986269B (zh) 2009-03-17 2016-03-30 华为技术有限公司 一种估计下行信道质量的方法和装置
GB0905357D0 (en) * 2009-03-27 2009-05-13 Icera Inc Estimation of signal and interference power
US8761779B2 (en) * 2011-02-04 2014-06-24 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for reducing intercell interference
US9232405B2 (en) 2012-07-30 2016-01-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for inter-cell interference coordination in a wireless communication network
US9397742B2 (en) * 2012-08-21 2016-07-19 Intel Deutschland Gmbh Receiver circuit and method performed by such receiver circuit
US9531483B2 (en) * 2013-06-19 2016-12-27 Qualcomm Incorporated Devices and methods for facilitating signal-to-interference ratio estimates for closed-loop transmission diversity communications

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20040098676A (ko) * 2003-05-15 2004-11-26 삼성전자주식회사 이동 통신 시스템에서 다중안테나를 사용하는송신다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는장치 및 방법

Family Cites Families (50)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1998009385A2 (en) * 1996-08-29 1998-03-05 Cisco Technology, Inc. Spatio-temporal processing for communication
US6269239B1 (en) * 1998-12-11 2001-07-31 Nortel Networks Corporation System and method to combine power control commands during soft handoff in DS/CDMA cellular systems
US6633552B1 (en) * 1999-08-06 2003-10-14 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for determining the closed loop power control set point in a wireless packet data communication system
US6831943B1 (en) * 1999-08-13 2004-12-14 Texas Instruments Incorporated Code division multiple access wireless system with closed loop mode using ninety degree phase rotation and beamformer verification
EP1145459B1 (en) * 1999-11-26 2006-05-24 Nokia Corporation Rake receiver
KR100493152B1 (ko) * 2000-07-21 2005-06-02 삼성전자주식회사 이동 통신 시스템에서의 전송 안테나 다이버시티 방법 및이를 위한 기지국 장치 및 이동국 장치
US6778612B1 (en) * 2000-08-18 2004-08-17 Lucent Technologies Inc. Space-time processing for wireless systems with multiple transmit and receive antennas
US7173899B1 (en) * 2000-08-28 2007-02-06 Lucent Technologies Inc. Training and synchronization sequences for wireless systems with multiple transmit and receive antennas used in CDMA or TDMA systems
US7110378B2 (en) * 2000-10-03 2006-09-19 Wisconsin Alumni Research Foundation Channel aware optimal space-time signaling for wireless communication over wideband multipath channels
US7085239B2 (en) * 2001-01-05 2006-08-01 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for determining the forward link closed loop power control set point in a wireless packet data communication system
US6940827B2 (en) * 2001-03-09 2005-09-06 Adaptix, Inc. Communication system using OFDM for one direction and DSSS for another direction
US6611231B2 (en) * 2001-04-27 2003-08-26 Vivato, Inc. Wireless packet switched communication systems and networks using adaptively steered antenna arrays
US6990137B2 (en) * 2001-05-17 2006-01-24 Qualcomm, Incorporated System and method for received signal prediction in wireless communications systems
US20020183010A1 (en) * 2001-06-05 2002-12-05 Catreux Severine E. Wireless communication systems with adaptive channelization and link adaptation
US7197282B2 (en) * 2001-07-26 2007-03-27 Ericsson Inc. Mobile station loop-back signal processing
US6990059B1 (en) * 2001-09-05 2006-01-24 Cisco Technology, Inc. Interference mitigation in a wireless communication system
US7236515B1 (en) * 2001-11-19 2007-06-26 Sprint Spectrum L.P. Forward link time delay for distributed antenna system
US7149258B2 (en) * 2001-11-28 2006-12-12 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for estimation of phase offset between communication channels
US7116944B2 (en) * 2002-02-07 2006-10-03 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for feedback error detection in a wireless communications systems
US7499709B2 (en) * 2002-02-07 2009-03-03 Alcatel-Lucent Usa Inc. Method and apparatus for closed loop transmit diversity in a wireless communications system
US6687492B1 (en) * 2002-03-01 2004-02-03 Cognio, Inc. System and method for antenna diversity using joint maximal ratio combining
US20040198276A1 (en) * 2002-03-26 2004-10-07 Jose Tellado Multiple channel wireless receiver
US7031679B2 (en) * 2002-03-27 2006-04-18 Arraycomm, Llc Estimating power on spatial channels
US6801580B2 (en) * 2002-04-09 2004-10-05 Qualcomm, Incorporated Ordered successive interference cancellation receiver processing for multipath channels
KR100896682B1 (ko) * 2002-04-09 2009-05-14 삼성전자주식회사 송/수신 다중 안테나를 포함하는 이동 통신 장치 및 방법
GB0212165D0 (en) * 2002-05-27 2002-07-03 Nokia Corp A wireless system
AU2002313159A1 (en) * 2002-05-30 2003-12-19 Linkair Communications, Inc. A receiving method based on mimo cdma
US7630321B2 (en) * 2002-09-10 2009-12-08 Qualcomm Incorporated System and method for rate assignment
US7412212B2 (en) * 2002-10-07 2008-08-12 Nokia Corporation Communication system
KR20040060274A (ko) * 2002-12-30 2004-07-06 엘지전자 주식회사 무선링크의 전력제어방법
US7155177B2 (en) * 2003-02-10 2006-12-26 Qualcomm Incorporated Weight prediction for closed-loop mode transmit diversity
US7272176B2 (en) * 2003-02-18 2007-09-18 Qualcomm Incorporated Communication receiver with an adaptive equalizer
US7340268B2 (en) * 2003-02-26 2008-03-04 Qualcomm Incorporated Reliability determination and combining of power control commands received in a wireless communication system
US7483675B2 (en) * 2004-10-06 2009-01-27 Broadcom Corporation Method and system for weight determination in a spatial multiplexing MIMO system for WCDMA/HSDPA
KR20060012286A (ko) * 2003-05-13 2006-02-07 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 1차 스테이션, 2차 스테이션, 통신 시스템 및 통신 시스템동작 방법
US6947403B2 (en) * 2003-06-27 2005-09-20 Nokia Corporation Advanced whitener-rake receiver for WCDMA terminal
US7245879B2 (en) * 2003-08-08 2007-07-17 Intel Corporation Apparatus and associated methods to perform intelligent transmit power control with subcarrier puncturing
EP1671432B1 (en) * 2003-10-01 2018-02-21 Avago Technologies General IP (Singapore) Pte. Ltd. System and method for antenna selection
US7339980B2 (en) * 2004-03-05 2008-03-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Successive interference cancellation in a generalized RAKE receiver architecture
KR20050089698A (ko) * 2004-03-05 2005-09-08 삼성전자주식회사 어레이 안테나를 갖는 이동통신시스템에서 데이터 송/수신장치 및 방법
WO2005125044A1 (en) * 2004-06-22 2005-12-29 Nortel Networks Limited Closed loop mimo systems and methods
US7570696B2 (en) * 2004-06-25 2009-08-04 Intel Corporation Multiple input multiple output multicarrier communication system and methods with quantized beamforming feedback
KR100876797B1 (ko) * 2004-07-13 2009-01-07 삼성전자주식회사 다중 안테나 시스템에서의 빔포밍 장치 및 방법
US7471694B2 (en) * 2004-10-06 2008-12-30 Broadcom Corporation Method and system for channel estimation in a single channel (SC) multiple-input multiple-output (MIMO) system comprising two-transmit (2-Tx) and multiple-receive (M-RX) antennas for WCDMA/HSDPA
US7684761B2 (en) * 2004-11-04 2010-03-23 Nokia Corporation Closed-loop signalling method for controlling multiple transmit beams and correspondingly adapted transceiver devices
KR20060059553A (ko) 2004-11-29 2006-06-02 삼성전자주식회사 부유 확산층을 갖는 이미지 센서 및 그 형성 방법
KR100849328B1 (ko) * 2005-11-22 2008-07-29 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 통신 시스템에서 송수신 안테나결정 장치 및 방법
US7634235B2 (en) * 2006-05-30 2009-12-15 Broadcom Corporation Method and apparatus to improve closed loop transmit diversity modes performance via interference suppression in a WCDMA network equipped with a rake receiver
JP4189410B2 (ja) * 2006-06-12 2008-12-03 株式会社東芝 無線通信装置及び送信制御方法
US7839835B2 (en) * 2006-08-22 2010-11-23 Nec Laboratories America, Inc. Quantized precoding over a set of parallel channels

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20040098676A (ko) * 2003-05-15 2004-11-26 삼성전자주식회사 이동 통신 시스템에서 다중안테나를 사용하는송신다이버시티 방식을 사용하여 데이터를 송수신하는장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US8005432B2 (en) 2011-08-23
TWI373218B (en) 2012-09-21
HK1115684A1 (en) 2008-12-05
EP1863205A3 (en) 2012-05-02
CN101090287B (zh) 2011-09-07
EP1863205A2 (en) 2007-12-05
KR20070115661A (ko) 2007-12-06
US20070280147A1 (en) 2007-12-06
US20110217936A1 (en) 2011-09-08
US8160500B2 (en) 2012-04-17
US7634235B2 (en) 2009-12-15
US20100330925A1 (en) 2010-12-30
CN101090287A (zh) 2007-12-19
TW200828846A (en) 2008-07-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100978841B1 (ko) 레이크 수신기가 구비된 광대역 코드분할 다중 접속네트워크에서 간섭 억제를 통해 폐루프 송신 다이버시티모드 성능을 개선한 방법 및 장치
US7881673B2 (en) Method and system for weight determination in a spatial multiplexing MIMO system for WCDMA/HSDPA
KR100950206B1 (ko) Ｈｓｄｐａ 채널 품질 지시자 선택에서 적응 잡음 내지신호 필터링을 위한 방법 및 장치
US8391322B2 (en) Method and system for single weight (SW) antenna system for spatial multiplexing (SM) MIMO system for WCDMA/HSDPA
US8363567B2 (en) Method and system for channel estimation in a single channel (SC) multiple-input multiple-output (MIMO) system comprising two-transmit (2-Tx) and multiple-receive (M-Rx) antennas for WCDMA/HSDPA
US8670510B2 (en) Method and system for channel estimation in a single channel MIMO system with multiple RF chains for WCDMA/HSDPA
US8477803B2 (en) Method and system for implementing a single weight (SW) single channel (SC) MIMO system with no insertion loss
US9094062B2 (en) Method and system for implementing a single weight (SW) single channel (SC) MIMO system
US7894507B2 (en) Method and system for HSDPA maximum ratio combination (MRC) and equalization switching
US8340139B2 (en) Method and system for weight determination in a single channel (SC) multiple-input multiple-output (MIMO) system for WCDMA/HSDPA
HK1115684B (en) Method and system for signal processing in wireless communication system

Legal Events

Date Code Title Description
PA0109 Patent application

St.27 status event code: A-0-1-A10-A12-nap-PA0109

R18-X000 Changes to party contact information recorded

St.27 status event code: A-3-3-R10-R18-oth-X000

A201 Request for examination
PA0201 Request for examination

St.27 status event code: A-1-2-D10-D11-exm-PA0201

PG1501 Laying open of application

St.27 status event code: A-1-1-Q10-Q12-nap-PG1501

D13-X000 Search requested

St.27 status event code: A-1-2-D10-D13-srh-X000

D14-X000 Search report completed

St.27 status event code: A-1-2-D10-D14-srh-X000

E902 Notification of reason for refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

St.27 status event code: A-1-2-D10-D21-exm-PE0902

R17-X000 Change to representative recorded

St.27 status event code: A-3-3-R10-R17-oth-X000

AMND Amendment
P11-X000 Amendment of application requested

St.27 status event code: A-2-2-P10-P11-nap-X000

P13-X000 Application amended

St.27 status event code: A-2-2-P10-P13-nap-X000

E90F Notification of reason for final refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

St.27 status event code: A-1-2-D10-D21-exm-PE0902

AMND Amendment
P11-X000 Amendment of application requested

St.27 status event code: A-2-2-P10-P11-nap-X000

E601 Decision to refuse application
E801 Decision on dismissal of amendment
PE0601 Decision on rejection of patent

St.27 status event code: N-2-6-B10-B15-exm-PE0601

PE0801 Dismissal of amendment

St.27 status event code: A-2-2-P10-P12-nap-PE0801

J201 Request for trial against refusal decision
PJ0201 Trial against decision of rejection

St.27 status event code: A-3-3-V10-V11-apl-PJ0201

AMND Amendment
P11-X000 Amendment of application requested

St.27 status event code: A-2-2-P10-P11-nap-X000

P13-X000 Application amended

St.27 status event code: A-2-2-P10-P13-nap-X000

PB0901 Examination by re-examination before a trial

St.27 status event code: A-6-3-E10-E12-rex-PB0901

B701 Decision to grant
PB0701 Decision of registration after re-examination before a trial

St.27 status event code: A-3-4-F10-F13-rex-PB0701

GRNT Written decision to grant
PR0701 Registration of establishment

St.27 status event code: A-2-4-F10-F11-exm-PR0701

PR1002 Payment of registration fee

St.27 status event code: A-2-2-U10-U11-oth-PR1002

Fee payment year number: 1

PG1601 Publication of registration

St.27 status event code: A-4-4-Q10-Q13-nap-PG1601

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130820

Year of fee payment: 4

PR1001 Payment of annual fee

St.27 status event code: A-4-4-U10-U11-oth-PR1001

Fee payment year number: 4

LAPS Lapse due to unpaid annual fee
PC1903 Unpaid annual fee

St.27 status event code: A-4-4-U10-U13-oth-PC1903

Not in force date: 20140825

Payment event data comment text: Termination Category : DEFAULT_OF_REGISTRATION_FEE

PC1903 Unpaid annual fee

St.27 status event code: N-4-6-H10-H13-oth-PC1903

Ip right cessation event data comment text: Termination Category : DEFAULT_OF_REGISTRATION_FEE

Not in force date: 20140825

P22-X000 Classification modified

St.27 status event code: A-4-4-P10-P22-nap-X000