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KR100966972B1 - 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치 - Google Patents

가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치 Download PDF

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KR100966972B1
KR100966972B1 KR1020080069710A KR20080069710A KR100966972B1 KR 100966972 B1 KR100966972 B1 KR 100966972B1 KR 1020080069710 A KR1020080069710 A KR 1020080069710A KR 20080069710 A KR20080069710 A KR 20080069710A KR 100966972 B1 KR100966972 B1 KR 100966972B1
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switching
transformer
power supply
series
power
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홍성수
노정욱
한상규
김종선
오동성
허태원
김동중
김돈식
김학용
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삼성전기주식회사
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Abstract

본 발명은 스위칭 듀티를 50%로 고정하고 스위칭 주파수를 가변하여 고효율화를 달성할 수 있는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치에 관한 것으로, 입력 전원을 스위칭하는 스위칭부와, 상기 스위칭부에 의해 스위칭된 전원의 전압 레벨을 사전에 설정된 전압 레벨로 변환하는 변압부와, 상기 변압부에 의해 변환된 전원을 정류하는 정류부와, 상기 스위칭부의 스위칭 듀티비를 사전에 설정된 스위칭 듀티비로 고정시키고, 상기 정류부의 출력 전원의 전압 레벨에 따라 상기 스위칭부의 스위칭 주파수를 가변하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치를 제공하는 것이다.
전원 장치(Power Supply), 직렬 승압 캐패시터(Series Boost Capacitor;SBC), 스위칭 주파수 가변(Variable Switching Frequency)

Description

가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치{VARIABLE SWITCHING FREQUENCY TYPE POWER SUPPLY }
본 발명은 전원 공급 장치에 관한 것으로 보다 상세하게는 스위칭 듀티를 50%로 고정하고 스위칭 주파수를 가변하여 고효율화를 달성할 수 있는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치에 관한 것이다.
일반적으로, 전원 공급 장치는 외부로부터 입력되는 입력 전원을 사용자가 원하는 크기의 전압 또는 전류 레벨을 갖는 전원으로 변환하여 해당 장치에 공급하는 장치로서, 휴대용 단말기, 노트북, LCD모니터, 네트워크 서버 등의 가전 제품, 정보통신제품 등에 광범위하게 사용되고 있다.
이러한, 전원 공급 장치는 입력 전원을 스위칭 듀티에 따라 교번 스위칭하여 사용 전원으로 변환하는데, 이때 순간 정전 또는 입력 전원의 변동에 대비한 동작 마진을 확보하기 위해 스위칭 듀티를 대략 0.3~0.35 정도로 하는 것이 일반적이다.
이에 따라, 입력된 에너지가 출력단으로 전달되지 못하고 입력단에서 환류하는 순환 전류 구간이 발생하여 영전압 스위칭이 보장되지 못하므로 스위칭시의 도통 손실 및 스위칭에 관계된 소자의 발열이 높고, 전원 공급 장치의 효율이 낮으며 출력 리플(Ripple) 전류가 증가하는 문제점이 있다.
상술한 문제점을 해결하기 위해, 본 발명의 목적은 스위칭 듀티를 50%로 고정하고 스위칭 주파수를 가변하여 고효율화를 달성할 수 있는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치를 제공하는 것이다.
상술한 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 하나의 기술적인 측면은 입력 전원을 스위칭하는 스위칭부와, 상기 스위칭부에 의해 스위칭된 전원의 전압 레벨을 사전에 설정된 전압 레벨로 변환하는 변압부와, 상기 변압부에 의해 변환된 전원을 정류하는 정류부와, 상기 스위칭부의 스위칭 듀티비를 사전에 설정된 스위칭 듀티비로 고정시키고, 상기 정류부의 출력 전원의 전압 레벨에 따라 상기 스위칭부의 스위칭 주파수를 가변하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 하나의 기술적인 측면을 따르면, 상기 변압부는 상기 스위칭부에 전기적으로 연결된 일차 권선과 상기 정류부에 전기적으로 연결된 이차 권선간의 사전에 설정된 권선비에 따라 상기 스위칭부로부터의 스위칭된 전원의 전압 레벨을 변환하는 트랜스포머와, 상기 스위칭부와 상기 트랜스포머의 일차권선 사이에 직렬 연결되어 상기 스위칭부로부터의 스위칭된 전원을 충방전하는 캐패시터와, 상기 트랜스포머의 일차 권선에 병렬 연결되고, 상기 캐패시터와 공진하는 자화 인덕터를 포함할 수 있다.
본 발명의 하나의 기술적인 측면을 따르면, 상기 캐패시터와 상기 자화 인덕터의 공진 주파수는 상기 스위칭부의 스위칭 주파수보다 낮을 수 있다.
본 발명의 하나의 기술적인 측면을 따르면, 상기 스위칭부는 입력 전원단에 병렬 연결되고 둘의 스위치가 서로 직렬 연결된 2개의 스위치쌍을 갖는 풀 브릿지 스위칭 방식, 또는 상기 입력 전원단에 병렬 연결되고 둘의 스위치가 서로 직렬 연결된 하나의 스위치쌍을 갖는 하프 브릿지 스위칭 방식 중 하나의 스위칭 방식으로 상기 입력 전원을 스위칭할 수 있다.
본 발명의 하나의 기술적인 측면을 따르면, 상기 하프 브릿지 방식은 상기 입력 전원단에 병렬 연결되고 둘의 캐패시터가 서로 직렬 연결된 하나의 캐패시터쌍을 더 가질 수 있다.
본 발명의 하나의 기술적인 측면을 따르면, 상기 트랜스포머의 이차권선에는 상기 이차권선의 권선수를 양분하는 중간탭이 형성될 수 있다.
본 발명의 하나의 기술적인 측면을 따르면, 상기 정류부는 상기 트랜스포머의 이차 권선과 출력 전원단 사이에 전기적으로 연결된 4개의 다이오드를 갖는 전 파 정류 방식, 상기 이차 권선과 출력 전원단 사이에 직렬 연결된 2개의 다이오드를 갖는 반파 정류 방식, 또는 상기 이차 권선에 병렬 연결되는 2개의 다이오드를 가지며, 상기 2개의 다이오드는 애노드끼리 직렬 연결되는 정류 방식 중 하나의 정류 방식으로 상기 변압부로부터의 변환된 전원을 정류할 수 있다.
본 발명의 하나의 기술적인 측면을 따르면, 상기 정류부는 상기 다이오드로부터의 정류된 전원의 맥동 전류를 저감하는 출력 인덕터와, 상기 다이오드로부터의 정류된 전원을 충전하여 전원을 안정화시키는 출력 캐패시터를 더 포함할 수 있다.
본 발명에 따르면, 스위칭 듀티를 50%로 고정하고 스위칭 주파수를 가변하여 고효율화를 달성할 수 있는 효과가 있다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 전원 장치의 구성도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 전원 장치(100)는 스위칭부(110), 변압부(120), 정류부(130) 및 제어부(140)를 포함한다.
스위칭부(110)는 입력 전원(Vin)을 스위칭한다. 이에 따라, 스위칭부(110)는 입력 전원(Vin)을 교번 스위칭하는 제1 내지 제4 스위치(M1~M4)를 구비하며, 제1 내지 제4 스위치(M1~M4)는 제1 및 제2 스위치(M1,M2)가 동시에 스위칭 온/오프하고, 제3 및 제4 스위칭(M3,M4)가 제1 및 제2 스위치(M1,M2)와 교번하여 스위칭 온/오프하는 풀 브릿지(Full Bridge) 방식으로 구성될 수 있다.
또한, 스위칭부(110)는 도 3의 (a) 및 (b)에 도시된 바와 같이 서로 직렬 연결된 2개의 스위치(M1,M2)가 전원 입력단에 병렬 연결되어 입력 전원(Vin)을 교번 스위칭하는 하프 브릿지(Half Bridge) 방식으로 구성될 수 있으며, 도 3의 (a)와 같이 전원 입력단과 스위치쌍(M1,M2)사이에는 서로 직렬 연결된 2개의 입력 캐패시터(C1,C2)가 병렬로 연결될 수 있다.
변압부(120)는 스위칭부(110)로부터의 스위칭된 전원의 전압 레벨을 사전에 설정된 전압 레벨로 변환한다. 이에 따라, 변압부(120)는 스위칭부(110)로부터의 직류 전원의 전압 레벨을 변환하는 트랜스포머(T)를 포함하며, 트랜스포머(T)는 일차 권선(Np)과 이차권선(Ns1,Ns2)을 구비하고, 일차 권선(Np)과 이차권선(Ns1,Ns2)간의 권선비는 상기 직류 전원의 전압 레벨 변환 비율을 결정한다.
트랜스포머(T)의 일차 권선(Np)과 스위칭부(110) 사이에는 누설 인덕터(Lk)와 직렬 승압 캐패시터(Cr)가 각각 직렬 연결될 수 있으며, 일차 권선(Np)에는 자화 인덕터(Lm)가 병렬로 형성될 수 있다. 누설 인덕터(Lk) 및 자화 인덕터(Lm)는 트랜스포머(T) 자체에 의해 형성될 수 있고 별도의 인덕터 소자에 의해 형성될 수도 있다.
직렬 승압 캐패시터(Cr)는 스위칭부(110)로부터의 스위칭된 전원을 승압하여 트랜스포머(T)에 전달한다.
변압부(120)의 트랜스포머(T)의 이차 권선(Ns1,Ns2)로부터의 변환된 전원은 정류부(130)에 전달된다. 정류부(130)는 변압부(120)로부터의 변환된 전원을 정류하여 출력한다. 이에 따라, 정류부(130)는 변압부(120)로부터의 변환된 전원을 정류하는 복수의 다이오드(Ds1,Ds2)를 구비할 수 있고, 복수의 다이오드(Ds1,Ds2)로부터 정류된 전원의 맥동 전류를 억제하는 출력 인덕터(Lo) 및 출력 인덕터(Lo)로부터의 필터링된 전원을 안정화시키는 출력 캐패시터(Co)를 더 구비할 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이 상술한 변압부(120)에는 트랜스포머(T)의 2차 권선(Ns1,Ns2)에 중간탭이 형성될 수 있고, 정류부(130)에는 이차 권선(Ns1,Ns2)의 각 일단에 2개의 다이오드(Ds1,Ds2)가 각각 연결되고 2개의 다이오드(Ds1,Ds2)의 출력은 합쳐져 출력 인덕터(Lo)로 입력된다.
또한, 도 4의 (a) 및 (b)는 도시된 변압부(120) 및 정류부(130)의 실시형태들과 같이, 변압부(120)에는 이차 권선(Ns)에 중간탭이 형성되지 않을 수 있으며(도 4의 (a), (b) 참조), 정류부(130)에는 이차 권선(Ns)의 양단에 4개의 다이오드(Ds1~Ds4)가 연결된 전파 정류 방식이 구성될 수 있고(도 4의 (a) 참조), 이차 권선(Ns)의 양단에는 2개의 다이오드(Ds1,Ds2)가 연결되며 2개의 다이오드(Ds1,Ds2)의 애노드는 서로 직렬 연결되고, 2개의 다이오드(Ds1,Ds2)의 캐소드는 각각 이차 권선(Ns)의 일단 또는 타단에 연결되는 정류 방식이 구성될 수 있다.(도 4의 (b) 참조)
더하여, 다이오드(Ds1,Ds2)의 출력 전원은 각각 제1 또는 제2 출력 인덕터(Lo1,Lo2)에 전달되고, 제1 및 제2 출력 인덕터(Lo1,Lo2)로부터의 필터링된 전원은 출력 캐패시터(Co)에 전달될 수 있다.(도 4의 (b) 참조)
제어부(140)는 정류부(130)로부터의 출력 전원을 검출하여 스위칭부(110)의 스위칭을 제어한다. 제어부(140)는 스위칭부(110)의 스위칭 듀티(duty)는 고정시키고, 정류부(130)로부터의 출력 전원을 검출하여 검출된 전원에 따라 스위칭부(110)의 스위칭 주파수를 가변한다. 제어부(140)로부터의 제1 내지 제4 스위칭 제어 신호(S1~S4)는 각각 스위칭부(110)의 제1 내지 제4 스위치(M1~M4)에 전달되어 각 스위치의 동작을 제어한다.
도 2는 본 발명의 전원 장치의 주요 부분의 동작 파형도이고, 도 5의 (a), (b) 및 (c)는 본 발명의 전원 장치의 전기적 도통 경로를 나타내는 도면이다.
도 1 및 도 2와 함께, 도 5의 (a), (b) 및 (c)를 참조하여 본 발명의 전원 장치의 동작을 살펴보면, 먼저 제1 및 제3 스위치(M1, M3) 또는 제2 및 제4 스위치(M2, M4)의 동작 듀티는 항상 50%로 고정되고 제1 및 제3 스위치(M1, M3) 또는 제2 및 제4 스위치(M2, M4) 사이의 데드 타임(Dead Time)은 무시할 수 있을 만큼 작다.
도 2의 동작 파형도에서 t0 시점 이전에는 제3 및 제4 스위치(M3, M4)가 도 통하고 있으므로 도 5의 (a)에 도시된 실선과 같은 도통 경로를 형성하고 제2 정류 다이오드(Ds2)를 통해 출력단으로 정류된 전원이 전달된다. t0시점에서는 상술한 동작이 끝나며 이때의 직렬 승압 캐패시터(Cr)의 전압(VCr(t0))은 -Vv까지 방전되며, 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm(t0))는 -Iv까지 감소한다.(여기서,-Vv, -Iv는 최소 전압, 최소 전류를 의미하며, 반대로 Vv, Iv는 최대 전압, 최대 전류를 의미한다.)
다음으로, t0 시점에서 제1 및 제2 스위치(M1,M2)가 턴 온(turn on)하면 도 5의 (b)에 도시된 실선과 같은 도통 경로를 형성하고 제1 정류 다이오드(Ds1)를 통해 출력단으로 정류된 전원이 전달된다. 이때 트랜스포머(T)의 일차권선(Np)에 인가되는 전압(Vpri)은 입력전원의 전압(Vin)과 직렬 승압 캐패시터로부터의 전압(Vcr)이 인가되어 자화 인덕터(Lm)에 흐르는 전류(iLm)과 트랜스포머(T)의 일차권선(Np)에 흐르는 전류(ipri)는 다음의 수식1과 같이 증가한다.
(수식1)
Figure 112008051541895-pat00001
이때, 직렬 승압 캐패시터(Cr)는 트랜스포머(T)의 일차권선(Np)에 흐르는 전류(ipri)에 의해 수식2와 같이 충전된다.
(수식2)
Figure 112008051541895-pat00002
마지막으로, t1 시점에서 제3 및 제4 스위치(M3,M4)가 턴 온 하면 도 5의 (c)에 도시된 실선과 같은 도통 경로를 형성하고, 제2 정류 다이오드(Ds2)를 통해 출력단으로 정류된 전원이 전달된다. 이때 트랜스포머(T)의 일차권선(Np)에 인가되는 전압(Vpri)은 입력전원의 전압(Vin)과 직렬 승압 캐패시터로부터의 전압(Vcr)의 차가 인가되어 자화 인덕터(Lm)에 흐르는 전류(iLm)과 트랜스포머(T)의 일차권선(Np)에 흐르는 전류(ipri)는 다음의 수식3과 같이 감소한다.
(수식3)
Figure 112008051541895-pat00003
이때, 직렬 승압 캐패시터(Cr)는 트랜스포머(T)의 일차권선(Np)에 흐르는 전류(ipri)에 의해 수식4와 같이 방전된다.
(수식4)
Figure 112008051541895-pat00004
이후, 상술한 동작이 계속 반복된다.
상술한 본 발명의 전원장치의 동작에서 몇가지 전기적인 가정을 할 수 있는데, 제1 및 제2 정류 다이오드에 흐르는 전류(iDS1,iDS2)의 평균전류는 출력 전류(Io)의 1/2로 동일하고 트랜스포머 1차측 전류(ipri)는 직렬 승압 캐패시터(Cr)에 의해 평균전류가 '0'이므로 트랜스포머 자화 인덕터 전류(iLm)의 옵셋 전류(offset)는 '0'이다. 누설 인덕터(Lk)의 인덕턴스는 자화 인덕터(Lm)의 인덕턴스에 비해 무시할 수 있을 만큼 작으므로 동작 해석시 생략할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 전원장치에서 변압부(120)의 직렬 부스트 캐패시터(Cr)의 전압은 스위칭 주파수에 따라 증감하며, 이에 따라 출력 전원의 전압 레벨을 제어한다. 이에 관하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하도록 한다.
도 6의 (a), (b) 및 (c)는 본 발명의 전원 장치의 정전압 출력 전원의 원리를 나타내는 도면이고, 도 7은 본 발명의 전원 장치의 등가 회로도이다.
도 6의 (a), (b) 및 (c)에는 스위칭 주파수에 따른 정류된 전압(Vrec)을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이 도 6의 (a)는 스위칭 주파수가 높은 경우, 도 6의 (c)는 스위칭 주파수가 낮은 경우 그리고, 도 6의 (b)는 스위칭 주파수가 도 6의 (a) 및 (c)의 주파수에 중간인 경우의 정류된 전압(Vrec)을 도시하고 있다.
정류된 전압(Vrec)은 입력전압(Vin)과 직렬 승압 캐패시터 전압(Vcr)을 트랜스포머(T)의 일이차 권선비(N)로 나눈 전압이며, 입력 전압(Vin)은 일정한 것으로 가정할 때, 직렬 승압 캐패시터 전압(Vcr)에 따라 정류된 전압(Vrec)의 파형이 달라진다. 이때, 직렬 승압 캐패시터의 전압(Vcr)은 직렬 승압 캐패시터(Cr)과 자화 인덕터(Lm)의 공진으로 인한 공진 주파수가 작을수록 그 최대치는 커진다.
한편, 출력 전압(Vo)은 정류된 전압이 출력 인덕터(Lo) 및 출력 캐패시터(Co)에 의해 평활 되어 나타나므로 출력 전압(Vo)은 정류된 전압(Vrec)의 평균이 된다.
또한, 스위칭 주파수가 낮을수록 도 6의 (c)에 도시된 바와 같이 면적 A보다 면적 B가 더 커지게 되어 정류된 전압(Vrec)의 평균인 출력전압(Vo)이 증가하게 된다. 즉, 본 발명의 전원 장치는 고효율을 확보하기 위해 스위칭 듀티를 고정시키고, 이에 따라 출력 전압의 레귤레이션(Regulation)을 위해 스위칭 주파수를 가변한다. 스위칭 주파수가 가변하면 이에 따른 직렬 승압 캐패시터(Cr)의 전압이 가변하므로 도 6에 도시된 바와 같이 면적 A와 면적 B의 크기가 스위칭 주파수에 따라 가변하여 출력전압을 레귤레이션(Regulation) 하게 된다.
상술한 출력 전압의 레귤레이션에 관하여, 도 7을 참조하여 보다 상세히 설 명하면, 그림 7은 도 2에 도시된 t0 에서 t1 까지 동작하는 본 발명의 전원 장치의 등가회로를 도시한다.
도 7의 LC공진회로에서 직렬 승압 캐패시터(Cr)의 전압(Vcr)과 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm(t))를 미분방정식으로 표현하면 다음의 수식5와 같다.
(수식5)
Figure 112008051541895-pat00005
이때, 직렬 승압 캐패시터(Cr)와 자화 인덕터(Lm)의 초기치는 다음의 수식(6)과 같다.
(수식6)
Figure 112008051541895-pat00006
수식5 및 6을 풀면 다음의 수식7과 같이 직렬 승압 캐패시터(Cr)의 전압(Vcr)과 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm(t))에 관한 수식을 얻을 수 있다.
(수식7)
Figure 112008051541895-pat00007
여기서 특성 임피던스(Z)와 공진 각주파수(w)는 다음의 수식8과 같이 정의된 다.
(수식8)
Figure 112008051541895-pat00008
상술한 수식에 따라 직렬 승압 캐패시터(Cr)의 전압(Vcr)과 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm(t))는 t0 에서 t1 까지의 스위칭 반주기 후 각각 최대 전압(Vv) 및 최대 전류(Iv)가 되므로 다음의 수식9와 같은 관계가 성립된다.
(수식9)
Figure 112008051541895-pat00009
상술한 수식으로부터 최대 전압(Vv) 및 최대 전류(Iv)를 다음의 수식10과 같이 구할 수 있다.
Figure 112008051541895-pat00010
한편, 출력 전압(Vo)은 도 6과 같이 정류된 이차측 전압(Vrec)의 평균이 출력 전압(Vo)과 같음을 이용하면 다음의 수식11과 같이 나타낼 수 있다.
(수식11)
Figure 112008051541895-pat00011
수식10에서 구한 최대 전압(Vv) 및 최대 전류(Iv)를 수식11에 대입하면 스위칭 주파수에 대한 출력 전압은 다음의 수식12와 같이 구할 수 있다.
(수식12)
Figure 112008051541895-pat00012
수식10부터 수식12 까지를 살펴보면, 출력전압(Vo)은 부하에 관계없으며 스위칭 주파수(fsw), 공진 주파수(fo), 트랜스포머의 일이차 권선비(N)에 따라 달라짐을 알 수 있다.
여기서, 트랜스포머(T)의 권선비(N)은 한번 설정하면 가변하기가 어렵고, 공진 주파수(fo) 또한 직렬 승압 캐패시터(Cr)의 캐패시턴스와 자화 인덕터(Lm)의 인덕턴스를 한번 설정하면 가변하기가 어려우므로, 제어부(140)의 제어신호(S1~S4)에 의한 스위칭 주파수(fsw)를 가변함으로써 출력 전압(Vo)을 가변하여 출력 전압(Vo)의 레귤레이션을 유지할 수 있다. 이때, 직렬 승압 캐패시터(Cr)는 스위칭 주파 수(fsw)에 민감하게 반응하기 위해 캐패시턴스 값이 작게 설정되는 것이 바람직하고, 직렬 승압 캐패시터(Cr)의 캐패시턴스와 자화 인덕터(Lm)의 인덕턴스에 의한 공진 주파수(fo)는 스위칭 주파수(fsw)보다 낮은 것이 바람직하다.
이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니고 후술하는 특허청구범위에 의해 한정되며, 본 발명의 구성은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 그 구성을 다양하게 변경 및 개조할 수 있다는 것을 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 쉽게 알 수 있다.
도 1은 본 발명의 전원 장치의 구성도.
도 2는 본 발명의 전원 장치의 주요 부분의 동작 파형도.
도 3의 (a) 및 (b)는 본 발명의 전원 장치에 채용된 스위칭부의 실시형태들을 나타내는 구성도.
도 4의 (a) 및 (b)는 본 발명의 전원 장치에 채용된 변압부 및 정류부의 실시형태들을 나타내는 구성도.
도 5의 (a), (b) 및 (c)는 본 발명의 전원 장치의 전기적 도통 경로를 나타내는 도면.
도 6의 (a), (b) 및 (c)는 본 발명의 전원 장치의 정전압 출력 전원의 원리를 나타내는 도면.
도 7은 본 발명의 전원 장치의 등가 회로도.
<도면의 주요 부호에 대한 상세한 설명>
100...전원 장치 110...스위칭부
120...변압부 130...정류부
140...제어부 M1~M4...제1 내지 제4 스위치
Lk...누설 인덕터 Lm...자화 인덕터
Cr...직렬 승압 캐패시터 Lo...출력 인덕터
Co...출력 캐패시터

Claims (8)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 입력 전원을 스위칭하는 스위칭부;
    상기 스위칭부에 의해 스위칭된 전원의 전압 레벨을 사전에 설정된 전압 레벨로 변환하는 변압부;
    상기 변압부에 의해 변환된 전원을 정류하는 정류부; 및
    상기 스위칭부의 스위칭 듀티비를 사전에 설정된 스위칭 듀티비로 고정시키고, 상기 정류부의 출력 전원의 전압 레벨에 따라 상기 스위칭부의 스위칭 주파수를 가변하는 제어부를 포함하고,
    상기 변압부는
    상기 스위칭부에 전기적으로 연결된 일차 권선과 상기 정류부에 전기적으로 연결된 이차 권선간의 사전에 설정된 권선비에 따라 상기 스위칭부로부터의 스위칭된 전원의 전압 레벨을 변환하는 트랜스포머;
    상기 스위칭부와 상기 트랜스포머의 일차권선 사이에 직렬 연결되어 상기 스위칭부로부터의 스위칭된 전원을 승압하는 직렬 승압 캐패시터; 및
    상기 트랜스포머의 일차 권선에 병렬 연결되고, 상기 직렬 승압 캐패시터와 공진하는 자화 인덕터를 포함하며,
    상기 직렬 승압 캐패시터와 상기 자화 인덕터의 공진 주파수는 상기 스위칭부의 스위칭 주파수보다 낮은 것을 특징으로 하는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 스위칭부는 입력 전원단에 병렬 연결되고 둘의 스위치가 서로 직렬 연결된 2개의 스위치쌍을 갖는 풀 브릿지(Full Bridge) 스위칭 방식, 또는 상기 입력 전원단에 병렬 연결되고 둘의 스위치가 서로 직렬 연결된 하나의 스위치쌍을 갖는 하프 브릿지(Half Bridge) 스위칭 방식 중 하나의 스위칭 방식으로 상기 입력 전원을 스위칭하는 것을 특징으로 하는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 하프 브릿지 방식은 상기 입력 전원단에 병렬 연결되고 둘의 캐패시터가 서로 직렬 연결된 하나의 캐패시터쌍을 더 갖는 것을 특징으로 하는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 트랜스포머의 이차권선에는 상기 이차권선의 권선수를 양분하는 중간탭 이 형성되는 것을 특징으로 하는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치.
  7. 제3항에 있어서,
    상기 정류부는 상기 트랜스포머의 이차 권선과 출력 전원단 사이에 전기적으로 연결된 4개의 다이오드를 갖는 전파 정류 방식, 상기 이차 권선과 출력 전원단 사이에 직렬 연결된 2개의 다이오드를 갖는 반파 정류 방식, 또는 상기 이차 권선에 병렬 연결되는 2개의 다이오드를 가지며, 상기 2개의 다이오드는 애노드끼리 직렬 연결되는 정류 방식 중 하나의 정류 방식으로 상기 변압부로부터의 변환된 전원을 정류하는 것을 특징으로 하는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 정류부는
    상기 다이오드로부터의 정류된 전원의 맥동 전류를 저감하는 출력 인덕터; 및
    상기 다이오드로부터의 정류된 전원을 충전하여 전원을 안정화시키는 출력 캐패시터
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 가변 스위칭 주파수 방식 전원 공급 장치.
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