KR100913883B1

KR100913883B1 - 스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100913883B1
Application number: KR1020020021648A
Authority: KR
Inventors: 윤순영; 윤수웅
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2002-04-19
Filing date: 2002-04-19
Publication date: 2009-08-26
Anticipated expiration: 2022-04-19
Also published as: CA2522704A1; KR20030083207A; US20040214604A1; AU2003218842A1; AU2003218842A8; WO2003090386A1; US7292877B2

Abstract

가. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야

스마트 안테나 송수신 신호의 왜곡을 측정하여 보상하기 위한 장치 및 방법에 관한 기술이다.

나. 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제

스마트 안테나가 적용된 코드분할 다중접속 시스템에서 출력되는 신호의 왜곡을 측정하기 위하여 별도로 발생시키는 기준 신호가 시스템 용량에 최소한의 영향을 미치도록 하며, 우수한 성능을 가지며, 부가적인 장치를 최소화하며, 출력 신호들의 위상 및 진폭 왜곡을 용이하게 측정하며, 이때 스마트 안테나 어레이로 출력되는 신호의 위상 및 진폭 왜곡을 일괄적으로 측정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

다. 발명의 해결방법의 요지

본 발명은 스마트 어레이 안테나 기술이 적용된 코드분할 다중접속 시스템에서 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치로서, 상기 코드분할 다중접속 시스템에서 사용되는 월시 코드의 확장된 월시 코드를 발생하고, 상기 코드분할 다중접속 시스템의 월시 코드 동기 신호에 동기되어 출력하는 측정 신호 발생기와, 단말의 위치로 빔 패턴을 형성하기 위한 트래픽 신호를 발생하여 출력하는 코드분할 다중접속 신호 발생기와, 오차 보정 값과 상기 코드분할 다중접속 신호 발생기의 출력 신호를 승산하여 출력하는 승산부와, 상기 승산부의 출력과 상기 측정 신호 발생기의 신호를 가산하여 출력하는 가산부와, 상기 가산부의 출력 신호를 무선 대역으로 상승 변환하고, 상기 상승 변환된 신호를 안테나 어레이들로 출력하며 상기 안테나 어레이들로 출력되는 신호들 중 일부를 추출하여 궤환하는 무선부와, 상기 궤환된 신호로부터 각 안테나 어레이의 오차를 측정하고, 이를 보상하기 위한 보상값을 계산하여 상기 승산부로 출력하는 오차 측정 및 보상값 계산부를 포함함을 특징으로 한다.

라. 발명의 중요한 용도

스마트 안테나 기술이 적용된 이동 통신 시스템에 사용된다.

스마트 안테나, 왜곡 신호, 측정, 보상

Description

스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CALIBRATING AND COMPENSATING OUTPUT SIGNAL DISTORTION OF SMART ANTENNA}

도 1은 스마트 안테나를 적용한 이동통신 시스템에서 단말로 트래픽 신호 송신 시 출력되는 정상적인 빔 패턴을 도시한 도면,

도 2는 스마트 안테나를 적용한 이동통신 시스템에서 단말로 트래픽 신호 송신 시 출력되는 정상적인 빔 패턴과 위상 및 진폭 오류로 인한 실제 빔 패턴을 도시한 도면,

도 3은 이동통신 시스템의 스마트 어레이 안테나에서 단말로 트래픽 신호 송신 시 출력되는 정상적인 빔 패턴과 위상 오류로 인한 실제 빔 패턴 및 보정을 위한 신호를 도시한 도면,

도 4는 종래기술에 일반적으로 사용되는 스마트 어레이 안테나 출력 신호의 측정 및 보정을 위한 장치의 블록 구성도,

도 5는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 코드분할 다중접속 시스템의 내부에 구성되는 스마트 안테나 어레이 출력 신호의 위상 왜곡 보상 장치의 블록 구성도.

본 발명은 이동통신 시스템에서 스마트 안테나의 제어 장치 및 방법에 관한 것으로 특히, 이동통신 시스템에서 스마트 안테나가 설치된 기지국의 스마트 안테나로 제공되는 신호의 제어 장치 및 방법에 관한 것이다.

통상적으로 코드분할 다중접속 이동통신 시스템은 직교부호를 통해 사용자를 구분하고, 이동통신 단말과 라디오 채널을 통해 사용자와 기지국간 통신을 수행한다. 상기 이동통신 시스템의 기지국에서는 라디오 채널을 통해 사용자와 원활하게 통신을 수행하기 위해 스마트 안테나가 도입되고 있다. 스마트 안테나의 기법은 각 안테나 어레이로 입력되는 신호들마다 공간 벡터에 대한 가중치 값을 두어 일정한 방향으로 빔을 형성(Beam Forming)하여 신호를 송신하기 위한 방법이다. 이와 같이 코드분할 다중접속 이동통신 시스템에서 스마트 안테나를 사용하여 순방향 채널로 데이터를 송신함으로써 인접한 단말에 간섭을 줄이며, 기지국의 전력 효율을 높일 수 있게 된다.

상술한 바와 같은 스마트 안테나가 코드분할 다중접속 이동통신 시스템에서 사용되는 경우를 예를 들어 설명한다. 사용자가 기지국의 전방향으로부터 +30°의방향에 위치하고 있고, 안테나 어레이의 개수가 4개인 경우 이상적인 경우 도 1과 같은 빔 패턴을 가져야 한다. 즉, 기지국의 전방향으로부터 +30°의 방향으로 신호의 빔 패턴이 발생해야만 사용자(user) 단말은 이를 정확히 수신하여 복원할 수 있다.

그런데 이동통신 시스템에서 스마트 안테나를 사용하여 순방향 및 역방향 링크로 채널을 형성하는 경우에 기지국 시스템의 초기 설치 시 오류로 인하여 또는 운용 중의 무선 장치(RF Device) 및 시스템 내부의 하드웨어(H/W)의 부정확성 등에 의해서 송신하고자 하는 신호의 위상 변화가 발생할 수 있다. 이와 같이 송신하고자 하는 신호의 위상이 변경되는 경우를 상술하면 하기와 같다. 이동통신 시스템의 초기 설치 시에 또는 무선 장치 및 시스템 내부의 하드웨어가 계속적으로 사용됨으로 인해 장비의 노화 또는 열에 의한 성능 변화 등에 의해 원하는 위상과 다른 위상의 신호가 송신될 수 있다. 즉, 도 1과 같은 빔 패턴을 가져야만 사용자 단말로 양호한 신호를 송신할 수 있음에도 불구하고 상기한 이유 등으로 도 2에 실선으로 도시된 바와 같이 위상의 오류가 발생할 수 있다. 도 2에서 점선으로 표시된 곡선 a는 실제 전송되어야할 위상의 빔 패턴이며, 실선으로 표시된 곡선 b는 위상 오류에 의한 빔 패턴이다.

이와 같이 실제 전송되어야 할 빔 패턴의 위상이 틀어지는 경우 기지국에서 실제로 전송해야 하는 송신 전력으로 신호를 송신한다면 사용자 단말에서는 정확한 신호를 수신하기 어려운 문제가 있다. 따라서 기지국에서는 더 높은 전력으로 데이터를 송신해야 하며 이는 시스템의 부하로 작용하여 다른 단말에 할당할 수 있는 전력이 줄어드는 문제를 초래한다. 또한 이상적인 경우보다 높은 전력으로 신호를 송신해야 하므로 상기 전송되는 신호는 다른 단말들에게 간섭 효과를 나타내어 통화 품질을 저하시키는 원인이 되기도 한다.

따라서 스마트 안테나를 사용하는 경우에는 이러한 위상 변화를 보상해야만 한다. 이를 도 3을 참조하여 설명하면 하기와 같다. 도 3에 점선으로 도시된 a 곡선은 원하는 각도가 30°인 이상적인 빔 패턴이다. 또한 가는 실선으로 표시된 b 곡선은 기지국에서 실제로 출력되는 빔 패턴의 곡선이며, 굵은 실선으로 표시된 c 곡선은 보상을 위해 제공되는 빔 패턴의 곡선이다. 도 3에 도시한 바와 같이 실제 전송되는 빔 패턴 곡선인 b의 위상을 측정하고, 상기 측정된 위상과 실제 전송되어야 하는 빔 패턴 곡선인 a의 위상의 차를 이용하여 미리 틀어질 위상 값을 예측할 수 있다. 이와 같은 예측이 가능함으로써, 기지국은 상기 예측된 값을 이용하여 미리 위상을 소정 값만큼 틀어서 곡선 c와 같이 전송할 수 있게 된다. 이와 같은 과정을 통해 실제 전송되는 신호의 빔 패턴을 a와 같이 송신되도록 하는 방법이 사용할 수 있다.

따라서 상기한 방법을 이용하는 경우 위상 변화를 보상하기 위해서는 우선 위상의 틀어진 정도를 측정(calibration)하여 이 값을 보상해 줘야만 한다. 이와 같이 위상의 틀어진 정도를 측정하는 방법은 여러 가지 방법이 있으며, 대표적으로 하기 4가지 방법들이 사용된다. 첫째로, 피엔 코드 확산(PN code spreading) 방법과, 둘째로, 월시 코드 확산(Walsh code spreading) 방법과, 셋째로, 송신 경로(Tx path)에서 직교 코드(orthogonal code)와 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하는 방법과, 넷째로, 트래픽 시그널(Traffic signal)을 궤환(feedback)하여 측정하는 방법 등이 있다.

먼저 종래기술에 많이 사용되는 대표적인 도면인 도 4를 참조하여 송신 신호의 위상 측정 과정을 살펴본다. 코드분할 다중접속 신호 발생기(100)는 송신할 신호를 발생하여 출력한다. 그러면 상기 출력되는 신호들은 승산부(120)에서 후술될 오차 측정 및 보상값 계산부(180)로부터 입력되는 신호와 승산되어 출력된다. 상기 승산부(120)에서 승산되어 출력되는 신호는 측정신호 발생기(110)로부터 스위치(130)를 통해 출력된 측정 신호와 가산부(140)에서 가산된 후 무선부(150)로 출력된다. 그러면 무선부(150)는 송신할 신호를 송신 대역의 신호로 변환하여 결합기(160)를 통해 어레이 안테나들(ANT0, ANT1, ..., ANTn)로 출력한다. 또한 결합기(160)는 송신되는 트래픽 신호와 측정 신호가 합쳐진 신호 중 일부를 추출하여 스위치(170)로 궤환한다. 이와 같이 궤환된 값은 스위치(170)를 통해 오차 측정 및 보상값 계산부(180)로 입력된다. 상기 오차 측정 및 보상값 계산부(180)는 궤환된 값의 오차를 측정하고, 이에 따른 보상 값을 계산하여 상기 승산부(120)로 출력한다. 따라서 상기 승산부(120)는 CDMA 신호 발생기(100)로부터 출력된 신호와 오차 측정 및 보상값 계산부(180)로부터 출력된 값을 출력한다. 이러한 과정을 통해 상기 도 2에 도시한 바와 같이 위상의 왜곡이 발생하는 신호를 도 3에 도시한 바와 같이 미리 소정 값만큼 왜곡을 부여하여 이상적인 빔 패턴을 형성한다.

그러면 먼저 첫 번째 방법인 피엔 코드 확산(PN code spreading) 방법을 상기 도 4를 참조하여 살펴본다. PN 코드 확산 방법은 송신 경로 측정(Tx path calibration) 시에 PN 코드를 기준(reference) 신호로 사용하여 측정에 이용한다. 즉, 측정신호 발생기(110)에서 발생되는 기준 신호는 PN 신호가 된다. 상기 기준 신호는 가산부(140)에서 트래픽(traffic) 신호와 합쳐지게 되는데, 상기 측정을 위해 생성된 PN 신호는 신호를 수신하는 단말기에서 보면 트래픽(traffic) 신호에 간섭(interference)으로 작용한다. 즉, 트래픽 채널(Traffic channel)에 할당되는 월시 코드(Walsh code)와 직교성을 이루지 않기 때문에 단말기에서는 측정 신호만을 정확하게 추출할 수 없다. 따라서, C/I의 손실을 가져온다.

간단한 분석을 위해 시스템 환경을 단순화하여 측정 신호의 트래픽 신호에 대한 간섭 영향을 살펴보면 하기와 같다. 셀 내의 다른 사용자 신호와는 완벽한 직교성을 유지한다고 가정한다. 그러면 간섭으로 작용하는 신호는 측정에 사용되는 기준신호만이 존재하게 된다. 기준 신호로 CDMA 사용자 및 제어 채널 신호와 직교하지 않는 신호를 사용할 경우 즉, 위에서 언급된 첫 번째 방법인 PN 코드 확산 방식을 사용하는 경우 CIR(carrier to interference power ratio)은 하기와 같이 계산된다. 먼저 데이터 신호를

로 하고, 월시 코드는 w(t), PN 코드를 c(t)라고 하면, 트래픽 신호는 하기 <수학식 1>과 같이 도시할 수 있다.

상기 <수학식 1>에서 상기 A는 더미(dummy) 값으로 상수이다.

또한 PN 확산 코드를 사용한 측정 신호는

로 나타낼 수 있으며, 단말기는 하기 <수학식 2>와 같은 신호를 수신한다.

상기 <수학식 2>에서 상기 A'는 더미(dummy) 값으로 측정 신호의 Level 이며, n(t)는 AWGN(additive white Gaussian noise)이다. 또한 상기 <수학식 2>를 역확산하기 위해 c(t)를 곱하면 하기 <수학식 3>과 같이 도시할 수 있다.

상기 <수학식 3>은 하기 <수학식 4>와 같은 PN 코드의 특성을 이용한 것이다.

따라서 상기 <수학식 2>에서 상기 <수학식 3>으로의 변환을 살펴보면 트래픽과 측정을 위한 수식들은 c(t)가 제거되었으며, 잡음은 c(t)가 곱해져서 확산되었음을 알 수 있다. 또한 상기 <수학식 3>의 신호를 복조(demodulation) 하기 위해 캐리어 주파수인 f_c를 곱하면 하기 <수학식 5>와 같이 도시할 수 있다.

상기 <수학식 5>를 코사인 정리(Trigonometric relations)를 사용하여 정리하면, 하기 <수학식 6>과 같이 전개된다.

상기 <수학식 6>의 신호로부터 기저대역(baseband) 신호를 추출하기 위해서는 저역 통과 필터(Loss Pass Filter)를 거쳐야 한다. 상기 <수학식 6>의 신호로부 터 저역 통과 필터를 거쳐 출력되는 신호는 캐리어 주파수(carrier frequency, f_c)성분이 제거된 신호로 하기 <수학식 7>과 같이 정리할 수 있다.

상기 <수학식 7>을 상술한 월시 코드의 직교 특성을 이용하여 월시 복조하고, 이를 다시 정리하면 하기 <수학식 8>과 같이 정리할 수 있다.

그러면 CIR(Carrier to interference power ratio)에 대하여 살펴본다. CIR이 하기 <수학식 9>와 같이 정의될 때, 상기 첫 번째 방법인 PN 확산 방법에 의한 CIR은 하기 <수학식 10>과 같이 도시할 수 있다.

상기 <수학식 9>에서 I_C는 mobile received carrier power이고, I_OR은 interference same cell이며, N_t는 noise power이다. 따라서 전제한 바와 같이 셀 내의 간섭이 측정 신호만 존재하고, 노이즈 성분은 무시될 수 있을 정도로 작은 경우 CIR은 하기 <수학식 11>과 같이 근사화 할 수 있다.

상기 <수학식 11>에 도시한 바와 같이 잡음은 c(t)를 곱하면서 확산되어 그 레벨이 상대적으로 무시해도 좋을 만큼 낮아진다. 따라서 측정 신호 전력의 크기 여부에 따라서 CIR이 영향을 받는다고 할 수 있다. 그러므로 상기 코드분할 다중접속 시스템에 상기 첫 번째 방법인 PN 코드 확산 방법을 사용하는 경우 위상의 틀어짐을 측정하기 위한 측정 신호인 PN 신호의 전력 크기에 따라 C/I 신호 손실이 존재하게 되는 문제를 가진다.

다음으로 두 번째 방법인 월시 코드 확산(Walsh code spreading) 방법에 대하여 살펴본다. 상기 월시 코드 확산 방법은 첫 번째 방법과 동일한 방법으로 측정을 한다. 다만 직교 코드인 월시(Walsh) 코드 중 하나를 측정 기준(calibration reference) 신호에 할당하여 사용한다. 즉, 상기 측정 신호 발생기(110)에서 출력되는 측정 신호를 코드분할 다중접속 시스템에서 사용하는 월시 코드를 사용한다. 이와 같이 코드분할 다중접속 시스템에서 사용하는 월시 코드를 사용함으로써, 측정 신호(calibration signal)와 트래픽(traffic) 신호간에 직교성을 가진다. 따라 서 기준 신호가 트래픽 신호에 대하여 간섭(interference)으로 작용하는 것을 막는 방법이다. 그러나, 사용자(user) 코드로 사용할 수 있는 월시(Walsh) 코드를 사용함으로써 사용할 월시 코드의 수가 줄어들어 결과적으로 시스템 용량이 줄어들게 된다. 특히 고속의 데이터 율(Data Rate)을 요구하는 시스템 예를 들어 EV-DO 시스템에는 사용 가능한 월시(Walsh) 자원이 부족하므로 적용하기에 곤란한 문제가 있다.

다음으로 세 번째 방법인 송신 경로(Tx path)에서 직교 코드(orthogonal code)와 DFT를 이용하는 방법에 대하여 살펴본다. 상기 방법은 측정 신호(Calibration signal)로 m-sequence를 사용하는 방법이다. 이 방법은 안테나 소자 개수만큼의 N개의 m-sequence를 사용하고, m-sequence를 DFT를 취하여 각각의 측정 신호에 위상(phase)을 주는 방법이다. 측정 신호와 트래픽 신호 사이의 오류는 다른 측정 방법과 달리 단말 또는 기지국 외부에 별도로 구비되는 소정의 수신부에서 측정한다. 즉, 상기 수신부에서는 m-sequence의 자기상관(autocorrelation) 특성과 DFT를 사용하여 보상(compensation) 정보를 측정한다. 즉, m-sequence의 자기상관 특성과 DFT를 사용하여 보상 정보를 측정함으로써 위상의 틀어진 정도를 측정한다. 그리고 상기 측정된 틀어진 위상 값을 송신부로 전달한다. 이 방법은 수신부에서 오류를 계산하여 송신부로 전달하므로 수신부에 부가 장치를 더 구비해야 하는 문제가 있다. 즉, 수신부를 별도로 구비하거나 또는 기지국 내부에 구성하는 경우 상기 도 4의 구성 외에 m-sequence의 자기상관(autocorrelation) 특성과 DFT를 사용하여 틀어진 위상 값을 계산하기 위한 구성을 더 구비해야 한다. 따라서 기지국 장치를 구성하는데 비용의 상승을 초래하는 결과를 가져온다.

마지막으로 네 번째 방법은 트래픽 신호(Traffic signal)를 궤환(feedback)하여 측정(calibration) 하는 방법이다. 송신 경로 측정(Tx path calibration)을 위하여 기준 신호(reference signal)를 발생시키지 않고 트래픽(traffic) 신호를 궤환(feedback)하여 기준(reference) 신호로 이용하는 방법이다. 이 방법은 부가적인 신호가 없기 때문에 트래픽(traffic) 신호에 기준 신호가 간섭으로 작용하는 문제점이 전혀 없다. 그러나, 기준 신호와의 비교를 위하여 전송된 트래픽 신호를 저장하고 있어야 하는 데이터 저장 영역(data storage)이 반드시 필요하다. 즉, 상기 코드분할 다중접속 신호 발생기(100)로부터 출력되는 신호를 분기하여 저장하기 위한 별도의 저장 영역을 가져야 한다. 그리고 상기 오차 측정 및 보상값 계산부(180)는 저장된 신호와 입력되는 신호의 동기를 맞춰 읽어들여 위상의 틀어짐 정도를 검사해야 한다. 또한, 각 안테나 소자별로 출력되는 각 신호의 틀어지는 위상을 측정하기 위해서는 궤환되는 트래픽 신호가 switched power combiner를 사용해야 한다. 즉, 모든 안테나 소자를 동시에 측정하기가 곤란한 문제가 있다.

상술한 바와 같이 첫 번째 방법인 피엔 코드 확산(PN code spreading) 방법은 C/I의 손실을 초래하는 문제를 가진다. 그리고 두 번째 방법인 월시 코드 확산(Walsh code spreading) 방법은 사용되는 월시 코드의 수가 줄어들게 되므로 시스템의 사용 용량이 감소하여 EV-DO와 같은 고속의 데이터 전송 시스템에서는 사용이 곤란한 문제가 있다. 또한 세 번째 방법인 송신 경로(Tx path)에서 직교 코드(orthogonal code)와 DFT를 이용하는 방법은 별도의 장비를 구비해야 하며, 이로 인해 시스템 설치비용의 증가 또는 단말의 가격 상승을 초래하는 문제가 있다. 마지막으로 트래픽 시그널(Traffic signal)을 궤환(feedback)하여 측정하는 방법은 기지국에 송신되는 신호를 저장하는 메모리를 더 구비해야 하며, 저장된 신호의 동기를 맞춰야 하므로 회로가 복잡해지는 문제가 있다. 뿐만 아니라 모든 안테의 위상 틀어짐을 일괄적으로 측정할 수 없는 문제가 있다.

따라서 본 발명의 목적은 스마트 안테나를 적용한 코드분할 다중접속 시스템에서 출력되는 신호의 측정 시에 시스템 용량에 영향을 미치지 않고 송신 신호의 위상을 측정하기 위한 송신 신호 측정 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 이동통신 시스템에서 스마트 안테나로 출력되는 신호의 측정 시에 우수한 성능을 가지며, 부가적인 장치를 최소하기 위한 송신 신호 측정 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 코드분할 다중접속 시스템에서 스마트 안테나로 안테나 어레이의 출력 신호들의 위상 틀어짐을 용이하게 측정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 코드분할 다중접속 시스템에서 스마트 안테나 어레이로 출력되는 신호의 위상 및 진폭 왜곡을 일괄적으로 측정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명은 스마트 어레이 안테나를 사용하는 코드분할 다중접속 시스템에서 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치로서, 상기 코드분할 다중접속 시스템에서 사용되는 월시 코드의 확장된 월시 코드를 발생하고, 상기 코드분할 다중접속 시스템의 월시 코드 동기 신호에 동기되어 출력하는 측정 신호 발생기와, 단말의 위치로 빔 패턴을 형성하기 위한 트래픽 신호를 발생하여 출력하는 코드분할 다중접속 신호 발생기와, 오차 보정 값과 상기 코드분할 다중접속 신호 발생기의 출력 신호를 승산하여 출력하는 승산부와, 상기 승산부의 출력과 상기 측정 신호 발생기의 신호를 가산하여 출력하는 가산부와, 상기 가산부의 출력 신호를 무선 대역으로 상승 변환하고, 상기 상승 변환된 신호를 안테나 어레이들로 출력하며 상기 안테나 어레이들로 출력되는 신호들 중 일부를 추출하여 궤환하는 무선부와, 상기 궤환된 신호로부터 각 안테나 어레이의 오차를 측정하고, 이를 보상하기 위한 보상값을 계산하여 상기 승산부로 출력하는 오차 측정 및 보상값 계산부를 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명에 따른 방법은 스마트 어레이 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 안테나의 출력 신호의 왜곡 측정 및 보상 방법으로서, 상기 이동통신 시스템에서 사용되는 월시 코드의 확장된 월시 코드를 발생하고, 상기 이동통신 시스템의 월시 코드 동기 신호에 동기되어 측정 신호를 발생하여 출력하는 단계와, 통신 중인 단말의 위치로 빔 패턴을 형성하기 위한 트래픽 신호를 발생하여 출력하는 단계와, 상기 측정 신호와 상기 트래픽 신호를 가산하여 출력하는 단계와, 상기 가산된 신호를 무선 대역으로 상승 변환하고, 상기 상승 변환된 신호를 안테나 어레이들로 출력하며 상기 안테나 어레이들로 출력되는 신호들 중 일부를 추출하여 궤환하는 단계와, 상기 궤환된 신호로부터 각 안테나 어레이의 오차를 측정하고, 이를 보상하기 위한 보상 값을 계산하는 단계와, 상기 계산된 값을 상기 트래픽 신호와 승산하여 출력하는 단계를 포함함을 특징으로 한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

본 발명에서는 최적의 시스템 성능을 갖기 위하여 직교 코드의 하나인 월시(Walsh) 코드를 사용하여 측정(calibration) 신호를 확산하고 트래픽 신호에 사용되는 월시 코드와 직교성을 갖도록 하여 측정 신호의 간섭 영향을 최소화하는 장치와 그 방법을 제공한다. 즉, 시스템에서 사용하는 월시 코드를 사용하는 경우에 사용자 신호에 사용되는 월시 코드의 수가 감소되어 시스템 용량이 감소되므로 월시 코드를 확장하여 측정 신호를 사용하는 방법이 설명된다. 또한, 순방향 링크에서 각각의 안테나 별로 측정 신호가 시분할 되어 전송되는 문제점을 해결하기 위한 방법을 제안한다. 이 방법은 Hadamard transform을 사용 월시 코드의 직교 특성을 이용하여 모든 안테나에 대한 측정 신호를 동시에 전송하고 또한, 간섭의 영향을 최소화하면서 각 안테나 별 기준 신호를 추출해 낼 수 있다.

그러면 본 발명이 적용된 기지국 내에 구성되는 블록 구성도를 참조하여 살펴본다. 도 5는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 코드분할 다중접속 시스템의 내부에 구성되는 스마트 안테나 어레이 출력 신호의 위상 왜곡 보상 장치의 블록 구성도이다. 그럼 도 5를 참조하여 본 발명에 따른 장치와 그 동작에 대하여 살펴본다.

코드분할 다중접속 신호 발생기(100)는 전송할 트래픽 신호를 생성하여 빔 포밍을 형성하기 전까지의 처리 절차가 완료된 신호를 출력한다. 상기 코드분할 다중접속 신호 발생기(100)의 출력 신호는 승산부(120)로 출력되어 후술될 오차 측정 및 보상값 계산부(180)에서 계산된 값과 승산되어 가산부(140)로 출력된다. 상기 가산부(140)는 측정 신호 발생기(200)로부터 출력된 신호와 상기 승산부(120)로부터 출력된 신호를 가산하여 출력한다. 상기 측정신호 발생기(200)에서 출력되는 신호는 본 발명이 적용되는 시스템에서 사용되는 월시 코드의 신호이다. 따라서 상기 측정신호 발생기(200)에서 출력되는 신호는 본 발명이 적용되는 시스템에서 사용되는 월시 코드의 동기 신호에 동기가 맞추어져 출력된다.

그러면 먼저 측정 신호 발생기(200)에서 출력되는 신호에 대하여 살펴본다. 본 발명에서는 트래픽에 사용되는 월시 코드와 직교성을 가지며, 측정 신호의 간섭 영향을 최소화하기 위해 시스템에서 사용하고 있는 월시 코드를 측정 신호로 사용한다. 이와 같이 시스템에서 트래픽의 전달 시에 사용하는 월시 코드를 사용하면, 트래픽 신호와 측정 신호간의 직교성으로 인하여 측정 신호가 간섭으로 작용하지 않게 된다. 즉, 최적의 측정 방법이 될 수 있다. 그러나 시스템에서 사용되는 월시를 그대로 사용할 경우 트래픽 채널에 사용할 수 있는 월시를 낭비하게 되므로 시스템의 용량이 감소하게 된다. 따라서 본 발명에서는 시스템에서 사용되는 월시 코드는 확장한 확장 월시 코드를 사용하여 시스템의 용량 감소를 방지한다. 이러한 확장 월시를 구하는 방법을 설명하면 하기와 같다.

우선, 길이 N을 갖는 N개의 월시 코드 집합을 하기 <수학식 12>와 같이 정의하기로 한다.

상기 <수학식 12>의 행렬에서 각 열은 길이 N을 갖고, 인덱스 i(i = 0, 1, ..., N-1)를 갖는 월시 코드 시퀀스

가 된다. 그러면 본 발명에서 사용되는 확장 월시 코드를 CDMA 2000 1x 시스템을 예를 들어 설명한다. 상기 CDMA 2000 1x 시스템에서 사용되는 월시 코드의 길이는 RC(radio configuration)에 따라 다르게 적용되지만 최대 128이다. 따라서, 확장 월시 코드는 그 길이가 128보다 큰 값을 갖도록 구성한다. 길이가 128인 월시 코드는 128개가 있으나, 본 발명에서는 구현의 편의 즉, 코드 내에서 그 값이 변하지 않는 첫 번째 월시 코드를 사용하여 확장하는 것을 원칙으로 한다. 확장 후 길이 512를 갖는 월시 코드를 얻기 위해서는 월시 코드 집합의 정의부분과 같이 하기 <수학식 13>과 같은 방법으로 확장되어야 한다. 또한 하기 <수학식 13>은 CDMA 1x 시스템을 예로 하여 설명하기 위한 식이다. 따라서 이를 일반화하면 하기 <수학식 14>와 같이 일반화된다.

상기 <수학식 13>과 같이 도시한 512의 크기를 갖는 확장 월시 코드 시퀀스는 어레이 안테나 중 한 개의 안테나에 할당되어 측정의 기준 신호에 사용된다. 위의 길이 512를 갖는 확장 코드는 어레이 안테나 개수가 4개 이하인 경우 각각의 시퀀스가 각각의 안테나에 할당되어 사용될 수 있다. 어레이 개수가 늘어나는 경우 위와 같은 확장 방법으로 코드 시퀀스의 개수를 늘일 수 있다. 안테나 어레이 개수가 N으로 늘어나는 경우, 확장 월시 코드의 길이는 하기 <수학식 14>와 같은 관계를 갖는다.

확장 월시 길이(extended Walsh length) =

즉, 상기 <수학식 15>를 이용하여 시스템에서 사용되는 Walsh의 길이가 128인 CDMA 1x의 예를 들어 설명하면, 하기와 같다. 예를 들면, 어레이 개수가 5개인 경우, 상기 <수학식 15>에 의해

= 3이 된다. 따라서 길이 128개인 월시를 확장하여, 5개인 어레이 안테나에 적용하려면 적어도 상기 <수학식 15>에 따라 128 ×3 = 384로 확장해야 한다.

상기한 방법을 통해 상기 트래픽 신호와 직교성을 유지하는 측정 신호를 발생한다. 따라서 상기 측정 신호 발생기(200)에서 발생된 신호는 가산부(140)로 입력된다. 상기 가산부(140)는 상기 측정 신호 발생기(200)로부터 출력된 신호와 승산부(120)에서 승산된 신호가 가산부(140)에서 가산되어 무선부(150)로 입력된다. 그러면 무선부(150)는 상기 입력된 신호를 송신하기 위한 대역의 신호로 상승 변환하고 결합기(160)를 통해 각 안테나 어레이들(ANT0, ANT1, ..., ANTn)을 통해 출력한다. 상기 결합기(160)는 안테나 어레이들(ANT0, ANT1, ..., ANTn)로 출력되는 신호들을 일부 추출하여 합산부(210)로 출력한다. 그러면 상기 합산부(210)에서 각 신호들이 가산되어 오차 측정 및 보상값 계산부(180)로 입력된다.

상기한 신호들이 가산되는 이유는 각 안테나별 측정 신호가 가산되어도 후술될 역 하다마드 변환의 적용을 통하여 각 안테나별 위상 및 진폭 변화 값을 추출할 수 있기 때문이다. 그러면 이하에서 역 하다마드 변환의 적용에 관하여 살펴본다.

순방향 링크의 정확한 빔 형성을 위해서는 각각의 안테나별 측정이 필수적이다. 기준 신호를 시분할 하여 안테나별로 측정하는 방법이 있을 수 있으나 모든 안테나에 대하여 동시에 측정하는 경우보다 효율이 떨어질 수 있다. 따라서, 이와 같은 문제점을 해결하기 위해 본 발명에서는 확장 월시 코드 집합 중 안테나 개수만큼의 월시를 모든 안테나에 대하여 동시에 전송하는 방법을 사용한다. 즉, 각 안테나 별 기준 신호는 월시 코드의 직교 특성을 이용하여 추출해 낸다.

이를 예를 들어 상술하면 하기와 같다. 안테나 어레이 개수를 N이라고 하고, 월시 코드의 길이는 n이라고 하면, 상기 <수학식 15>에 따른 길이를 갖는 월시로 확장한 후, 그 중에 N개를 각 안테나로 각각 동시에 전송하는 방법이다. 각 안테나로 전송되는 월시는 사전에 할당이 되어야 한다. N개의 월시 코드는 지향성 커플러(directional coupler)를 통하여 궤환되고 합산부(210)에서 가산된다. 즉, 상기 지향성 커플러는 상기 도 5의 결합기(160)가 된다. 따라서 안테나 별로 측정 오차 측정 및 보상값 계산을 하기 위해서는 합쳐진 신호에서 각각의 안테나로 사전에 할당된 측정 신호를 각각 추출해야 한다. 기존 방법과 같이 시스템에서 사용되는 PN 코드를 측정에 사용한다면 무선부(150)를 통하여 궤환되어 오차 측정 및 보상값 계산부(180)로 입력되는 위상 및 진폭이 왜곡된 측정신호의 왜곡을 추출하기 위하여 자기 상관 특성(auto-correlation property)을 이용하여 추출하는 방법이 있을 수 있다. 그러나 본 발명에서는 역 하다마드(Hadamard) 변환을 사용한다. 이와 같이 역 하다마드 방법을 사용하는 경우에 계산 량을 줄일 수 있다.

우선, 길이 m을 갖는 Walsh 코드집합을 하기 <수학식 16>와 같이 정의한다.

(N≤m)

상기 N번째 안테나로 전송되는 기준 측정 신호를 r_N이라고 하면, 본 발명에 따라 상기 r_N은 확장 월시 코드 W_N이 된다. 궤환되는 신호 V는 안테나별로 위상 및 진폭이 왜곡된 신호로, 하기 <수학식 17>과 같이 도시할 수 있다.

상기 <수학식 17>에서 궤환된 신호는 각 안테나마다 수신되므로 합산부(210)에서 합쳐져 하기 <수학식 18>과 같이 도시된다.

그러므로 상기 <수학식 18>과 같이 합쳐진 N번째 안테나에 대한 신호를 추출하여 추출된 신호를

라 하면 상기 추출된 신호는 하기 <수학식 19>과 같이 도시할 수 있다.

따라서 기준 신호 R_N은 W_N으로부터 위상 및 진폭이 얼마만큼 변화하였는지를 알 수 있다. 만약, PN 코드를 측정의 기준 신호로 사용하고, 모든 안테나에 대하여 동시에 측정을 하기 위해 안테나 개수만큼 서로 다른 PN을 발생시키는 경우를 본 발명을 적용하여 살펴보면 다음과 같다.

예를 들어, 안테나 어레이 개수를 N개라고 하고, 각각의 PN 코드를 각각 pn₁, pn₂, ..., pn_N-1, pn_N이라고 가정한다. 이때, 각각의 PN 코드는 서로 다른 생성 함수(generator function)를 통하여 생성할 수도 있고, 하나의 PN에 옵셋(offset(delay))을 주어 생성할 수도 있다. 그리고, 자기 상관 함수 R은 하기 <수학식 20>와 같이 정의한다.

삭제

그러면 상기 <수학식 20>과 같이 도시된 자기 상관 함수를 이용하여 결합기(160)로부터 궤환 되어 합쳐진 신호는 하기 <수학식 21>와 같이 도시할 수 있다.

상기 <수학식 21>에 사용되는 PN 코드의 길이가 chip level로 sampling되어 있고, 그 길이가 L이라고 가정하면, 자기 상관 함수를 통하여 추출된 N번째 안테나의 신호는 하기 <수학식 22>과 같다.

상기 <수학식 22>에서 N번째 안테나에 대한 진폭왜곡을 정확하게 추출하기 위해서는 즉, 다른 안테나에 대한 값이 무시할 수 있을 정도로 작아지도록 L값이 큰 값이어야 한다. 또한, 위 <수학식 22>자체로는 모든 안테나에 대한 위상 성분이 남아있게 되어 정확한 위상왜곡 추출할 수 없다. 따라서 PN 코드를 안테나 개수만큼 사용하여 동시에 전송하는 방법을 사용하여도 여러 개의 안테나를 동시에 측정할 수 없다. 다시 말하면, PN 코드를 동시에 전송하여 여러 개의 안테나를 동시에 측정하는 방법은 그 성능이 나쁘다. 그러므로 여러 개의 안테나를 동시에 측정하 며, PN 코드를 사용하기 위해서는 안테나마다 사용되는 PN 코드에 옵셋(offset(delay))을 주는 방법을 사용하거나 또는 각 안테나들을 하나씩 측정하는 방법이 좋다.

이와 같은 본 발명을 사용하면 CIR 값이 향상된다. 이를 상술하면 하기와 같다. 본 발명에서 제안된 확장 월시 코드를 사용하여 측정 신호를 확산하는 경우에는 I_C와 I_OR사이에 직교성 여부에 따라서 CIR 값이 달라진다. 확장 월시 코드를 w'(t)라고 하고, 본 발명에 따른 방법을 적용하여 CIR 전개 방법을 설명하면 하기와 같다. 먼저 상기 CDMA 이동통신 시스템의 기지국에서 송신된 신호를 단말기에서 수신하는 신호 모델을 수학식으로 도시하면 하기 <수학식 23>와 같이 도시할 수 있다.

상기 <수학식 23>와 같이 수신된 신호를 역확산(despreading)하기 위하여 c(t)를 곱하여 전개하면 하기 <수학식 24>와 같이 도시할 수 있다.

그런 후 상기 <수학식 24>과 같이 전개된 역확산 신호를 복조하는 과정을 순차적으로 전개하면 하기 <수학식 25>와 같이 전개된다.

상기 <수학식 25>와 같이 전개되는 복조 과정은 모두 캐리어 주파수(Carrier frequency)를 없앤 후 기저대역 신호(Baseband signal)로써 신호 처리(Signal processing)를 하기 위한 작업이다. 따라서 상기 과정을 거쳐 출력되는 기저대역 신호를 수식으로 표시하면 하기 <수학식 26>와 같이 도시할 수 있다.

상기 <수학식 26>에서 이상적인 경우라면 w'(t)·w(t)의 곱의 값은 "0"가 되어야 한다. 그러나 실제 필터 등의 부정합으로 인하여 두 월시 코드의 직교성이 완벽하게 이루어지기 어렵게 된다. 따라서 상기 <수학식 26>로부터 본 발명에 따른 CIR 값을 도시하면 하기 <수학식 27>와 같이 도시할 수 있다.

상기 <수학식 27>은 종래기술에서 설명한 바와 같이 셀 내의 간섭은 측정 신호만 존재하고, 노이즈 성분은 무시될 수 있을 정도로 작은 경우에 하기 <수학식 28>과 같이 근사화 할 수 있다.

상기 <수학식 28>과 같이 근사화된 값으로부터 CIR은 두 월시 코드간의 교차 상관관계(cross correlation)에 비례함을 알 수 있다. 상기 교차 상관관계(Cross correlation)는 ISI(InterSymbol Interference)로써 영향을 미친다. 본 발명이 적용되지 않은 CIR (Ic/Ior)에 대하여, 본 발명을 적용하는 경우 얻어지는 상대적인 이득은 하기 <수학식 29>과 같이 계산된다.

그러면 교차 상관관계(Cross correlation)의 측정에 관하여 살펴본다. 월시 코드간의 교차 상관관계로 발생하는 ISI는 이상적인 송수신 필터를 사용하는 경우 항상 0(zero)가 될 것이다. 그러나 실제 송수신 필터가 완벽하게 정합되지 않은 경우 발생할 수 있다. IS-2000의 필터 spec.을 기준으로 예를 들어본다. IS-2000 표준에는 48탭의 필터 계수를 사용하며 chip ×4 레벨의 샘플링 신호를 필터링 한다. 입력 신호가 p(n), 필터 계수가 g(m), (-24≤m ≤23) 필터 출력이 r(n) 이라고 할 때 상기 필터 출력을 수학식으로 도시하면 하기 <수학식 30>와 같이 도시할 수 있다.

따라서 ISI의 계산식을 도시하면 하기 <수학식 31>과 같이 도시할 수 있다.

상기 <수학식 31>로부터 IS-2000 표준의 필터 계수를 이용하여 ISI를 계산하면 약 10^-1.63233의 ISI가 생긴다. 따라서, 본 발명에서 제안된 확장 월시 코드를 사용하면 약 16.3233dB의 상대적인 이득을 얻을 수 있다.

그러면 다음으로 상기 오차 측정 및 보상값 계산부(180)에서 수행되는 위상 변화의 측정 및 오류 보상에 대하여 살펴본다. 기준 신호는 송신 안테나 전단에서 결합기(160)를 통하여 궤환된 후 측정 오차 측정 및 보상이 이루어진다. 오차 측정 및 보상에 사용되는 신호는 무선 장치(RF device) 및 시스템 내부 하드웨어의 성능에 따라 진폭 및 위상이 왜곡된 chip ×n 레벨의 샘플링 신호이다. 위상 오차의 특성이 정규 분포를 갖는다고 가정하면, chip ×n 레벨마다 측정하는 것보다는 궤환된 신호를 임의의 구간동안 누적하여 위상 및 진폭에 대한 보상을 하는 것이 효과적이다. 우선, 위상 및 진폭에 대한 정보를 알고 있는 기준 신호를 r, 오차가 발생한 궤환된 신호를

이라고 하면 기준 신호와 궤환된 신호는 하기 <수학식 32>과 같이 도시할 수 있다.

따라서 진폭에 대한 오류는 a₀-a₁이고, 위상에 대한 오류는

가 됨을 알 수 있다. 여기서 r 신호에 대한 정보는 이미 알고 있으므로 진폭 및 위상에 대한 오류는 간단하게 측정될 수 있다. 따라서, 측정된 오류만큼 트래픽 신호에 가감하여 정확한 송수신 빔형성을 하도록 한다.

위상 측정 및 보상에 대한 실제 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 사용자가 기지국의 전방향으로부터 +30°방향에 위치하고 있고 안테나 수는 4개, 무선 장치(RF Device) 및 하드웨어로 인한 오류로 각 안테나별 위상 오류가 +30°+8° +45°+88°이고, 진폭에 대한 오류는 없다고 가정한다. 그러면 스마트 안테나 시스템을 통하여 전방향으로부터 +30°에 위치하고 있는 사용자에게는 상기 도 1과 같이 빔이 형성되어야 한다. 그러나 상기한 위상 오류로 빔 패턴은 도 2와 같이 발생 한다. 따라서, 상기 도 2와 같이 발생하는 오류를 측정하여 도 3과 같이 빔을 형성하여 시스템 자체의 오류를 반영함으로써 실제 형성되는 빔은 도 1과 같게 된다.

상술한 바와 같이 스마트 안테나를 사용하는 코드분할 다중접속 시스템에서 트래픽 데이터를 전송하는 월시를 이용한 확장 월시 코드를 사용하여 측정 신호를 생성하여 신호 측정을 수행함으로써 자신의 트래픽 신호에 미치는 영향을 최소화하면서 시스템 신호의 측정을 수행할 수 있는 이점이 있다. 또한 상기와 같이 구성하여 시스템의 복잡성을 줄일 수 있으며, 안테나 어레이들에 대한 일괄적인 측정이 가능해지는 이점이 있다.

Claims

스마트 어레이 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 안테나의 출력 신호의 왜곡 측정 및 보상 장치에 있어서,

상기 이동통신 시스템에서 사용되는 월시 코드의 확장된 월시 코드를 발생하고, 상기 이동통신 시스템의 월시 코드 동기 신호에 동기되어 측정 신호를 발생하여 출력하는 측정 신호 발생기와,

통신 중인 단말의 위치로 빔 패턴을 형성하기 위한 트래픽 신호를 발생하여 출력하는 이동통신 신호 발생기와,

오차 보정 값과 상기 이동통신 신호 발생기의 출력 신호를 승산하여 출력하는 승산부와,

상기 승산부의 출력과 상기 측정 신호 발생기의 신호를 가산하여 출력하는 가산부와,

상기 가산부의 출력 신호를 무선 대역으로 상승 변환하고, 상기 상승 변환된 신호를 안테나 어레이들로 출력하며 상기 안테나 어레이들로 출력되는 신호들 중 일부를 추출하여 궤환하는 무선부와,

상기 궤환된 신호로부터 각 안테나 어레이의 오차를 측정하고, 이를 보상하기 위한 상기 오차 보정 값을 계산하여 상기 승산부로 출력하는 오차 측정 및 보상값 계산부를 포함하는 스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치.
제1항에 있어서, 상기 무선부는,

상기 안테나 어레이들로 출력되는 신호들 중 일부를 추출하여 궤환하기 위한 결합기를 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치.
제2항에 있어서, 상기 결합기는,

지향성 커플러(directional coupler)임을 특징으로 하는 스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치.
제1항에 있어서, 상기 무선부에서 궤환되는 각 신호를 가산하여 상기 오차 측정 및 보상값 계산부로 출력하는 합산부를 더 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치.
제1항에 있어서, 상기 측정 신호 발생기의 확장 월시 코드는 하기 <수학식 33>를 통해 계산된 값을 이용함을 특징으로 하는 스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치.

여기서, "L"은 왈시 코드의 길이를 나타내며, "K"는 왈시 코드의 길이에 상기 안테나 어레이들의 개수를 곱한 값을 나타내며, “
”는 왈시 코드 시퀀스를 나타내고, “
”는 상기 확장 왈시 코드를 나타내고, 이때, "
"은 왈시 코드의 길이에 상기 안테나 어레이의 개수인 2를 곱한 값을 나타냄.
제1항 또는 제2항 또는 제4항 또는 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 오차 측정 및 보상값 계산부는,

궤환된 신호를 소정 구간동안 누적하여 위상 및 진폭에 대한 보상을 수행함을 특징으로 하는 스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치.
제1항에 있어서, 상기 오차 측정 및 보상값 계산부는,

안테나별 기준 신호를 추출할 때 역 하다마드 변환 방법을 사용하여 기준 신호를 추출함을 특징으로 하는 스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치.
제1항에 있어서, 상기 측정 신호 발생기는 확장 월시 길이 결정 시 하기 <수학식 34>을 통해 계산하여 측정 신호를 발생함을 특징으로 하는 스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 장치.

확장 월시 길이(extended Walsh length) =

여기서, n은 시스템에서 사용되는 월시 길이이고, N은 안테나 어레이 개수이다.
스마트 어레이 안테나를 사용하는 이동통신 시스템에서 안테나의 출력 신호의 왜곡 측정 및 보상 방법에 있어서,

상기 이동통신 시스템에서 사용되는 월시 코드의 확장된 월시 코드를 발생하고, 상기 이동통신 시스템의 월시 코드 동기 신호에 동기되어 측정 신호를 발생하여 출력하는 단계와,

통신 중인 단말의 위치로 빔 패턴을 형성하기 위한 트래픽 신호를 발생하여 출력하는 단계와,

상기 측정 신호와 상기 트래픽 신호를 가산하여 출력하는 단계와,

상기 가산된 신호를 무선 대역으로 상승 변환하고, 상기 상승 변환된 신호를 안테나 어레이들로 출력하며 상기 안테나 어레이들로 출력되는 신호들 중 일부를 추출하여 궤환하는 단계와,

상기 궤환된 신호로부터 각 안테나 어레이의 오차를 측정하고, 이를 보상하기 위한 보상 값을 계산하는 단계와,

상기 계산된 값을 상기 트래픽 신호와 승산하여 출력하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 스마트 안테나의 출력 신호 왜곡 측정 및 보상 방법.