KR100909570B1

KR100909570B1 - 다중 입출력 직교 주파수 분할 시스템을 위한 반복 채널 및잡음 분산 추정 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100909570B1
Application number: KR1020070132202A
Authority: KR
Inventors: 김성락; 남준영; 정현규
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2007-12-17
Filing date: 2007-12-17
Publication date: 2009-07-24
Anticipated expiration: 2027-12-17
Also published as: US20110158302A1; US8411802B2; KR20090064845A; WO2009078603A1

Abstract

본 발명은 이전 반복 과정에 얻어진 임시 심볼 결정부의 출력, 채널 추정부의 출력 및 잡음 분산 추정부의 출력을 이용하여 외인성 정보(extrinsic information)를 출력하는 검출부와, 상기 외인성 정보를 이용하여 인터리빙된 비트(encoded and interleaved bit) 또는 이의 사후 정보(a posteriori information)를 출력하는 CRC 도움을 받는 채널 복호화부와, 상기 CRC 도움을 받는 채널 복호화부의 출력을 이용하여 송신 심볼을 임시 결정하는 임시 심볼 결정부와, 상기 임시 심볼 결정부의 출력 또는 파일럿을 이용하여 채널을 추정하는 채널 추정부 및 상기 임시 심볼 결정부의 출력 및 상기 채널 추정부의 출력을 이용하여 잡음 분산 또는 초기 잡음 분산을 추정하는 잡음 분산 추정부를 포함하는 수신 장치를 제공한다.

MIMO, OFDM, 반복 채널 추정, 반복 분산 추정

Description

다중 입출력 직교 주파수 분할 시스템을 위한 반복 채널 및 잡음 분산 추정 장치 및 방법{ITERATIVE ESTIMATOR AND METHOD OF CHANNEL AND NOISE VARIANCE FOR MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SYSTEM}

본 발명은 다중 입출력 직교 주파수 분할 시스템에서 채널 및 잡음 분산 추정 성능을 높이고 복잡도를 줄이기 위한 반복 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다.

본 발명은 정보통신부 및 정보통신연구진흥원의 IT성장동력기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: 2006-S-001-02, 과제명: 4세대 이동통신용 적응 무선접속 및 전송 기술개발].

일반적으로 다중 입출력(Multiple Input Multiple Output: 이하 MIMO라고 함) 직교 주파수 분할(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 OFDM이라 함) 시스템은 수신 신호에서 바로 주파수 영역 채널을 추정하는 방식에 비해 먼저 시간 영역 채널을 추정하고, 이를 이용하여 최종적으로 주파수 영역 채널을 추정하는 방식이 잡음의 영향을 줄이고 파일럿 부분송파 사이의 보간(interpolation)을 효율적으로 수행하여 채널 추정 성능을 향상시킨다. 이러한 채널을 추정하는 방식은 크게 개별 채널 추정(disjoint channel estimation)과 결합 채널 추정(joint channel estimation)으로 구분할 수 있다.

개별 채널 추정 방식은 자신의 신호에는 다른 신호들을 간섭으로 간주하고 채널을 추정한다. 예를 들어 시간 영역 채널의 다중 경로 수를

로 가정하면, 종래에 제시된 개별(disjoint) 채널 추정(channel estimation)을 사용할 경우 매 OFDM 심볼마다

크기의 매트릭스 역행렬(matrix inversion)이 요구된다.

송신 안테나 수가 라고 가정하면, 결합 채널 추정 방식은 모든 송신 안테나에 해당하는 채널을 동시에 추정하므로 매 OFDM 심볼마다

크기의 매트릭스 역행렬이 요구된다. 통상적으로

이므로 결합 채널 추정 방식의 구현이 매우 힘들다. 종래에는 다른 안테나에 의한 간섭 성분을 반복 수신 과정에서 얻어지는 간섭 추정을 이용하여 연성 제거함으로 채널 추정 성능을 높이는 방법을 제안하였다. 그러나, 종래에는 시간 영역 채널 추정 과정을 거치지 않으므로 주파수 선택성(frequency-selectivity) 또는 시간 선택성(time-selectivity)이 큰 경우에 성능이 크게 저하된다.

상기 종래 방식들을 혼합할 경우는 결합 채널 추정에 근접한 성능을 보이면서 개별 채널 추정의 복잡도를 가질 수 있다. 그러나 이 방식도 매 OFMD 심볼마다

크기의 매트릭스 역행렬이 요구되므로 복잡도가 매우 높은 문제점이 있다.

또한 파일롯 심볼(pilot symbol)을 이용하여 이루어지는 초기 채널 추정 방식은 간섭 제거를 위한 이전 반복에서의 채널 추정 값이 존재하지 않으므로 간섭 제거가 불가능하여 종래 결합 채널 추정 방식을 적용할 수 없다.

한편 종래 잡음 분산 추정(noise variance estimation) 방식은 부반송파별로 추정하게 되면, 잡음 성분에 의해 성능이 저하되는 문제점이 있다.

본 발명은 MIMO OFDM 시스템에서 결합 채널 추정에 근접한 성능을 보이면서 매트릭스 역행렬이 요구되지 않은 복잡도가 낮은 채널 추정 방식을 이용하는 송수신 장치 및 방법을 제공한다.

또한 본 발명은 초기 채널 추정에서 이전 OFDM 심볼에서 추정된 값을 이용하여 연성 간섭 제거를 수행하여 채널 추정 성능을 개선시키고 복잡도를 낮출 수 있는 송수신 장치 및 방법을 제공한다.

또한 본 발명은 MIMO OFDM 시스템에서 잡음 분산을 추정할 때 이전 유효 반송파의 모든 정보를 이용하여 간섭 잡음 분산 추정의 성능을 높일 수 있는 송수신 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명의 일실시예에 따른 송신 장치는, 송신 패킷을 부호화하는 부호화부와, 부호화된 송신 패킷을 인터리빙하는 인터리빙부와, 인터리빙된 송신 패킷을 매핑하는 매핑부와, 송신 패킷의 부반송파에 파일럿 심볼(pilot symbol)을 삽입하고, 정보 심볼(information symbol)을 삽입하는 파일럿 삽입부 및 상기 파일럿 심볼 및 상기 정보 심볼이 삽입된 송신 패킷을 전송하는 송신 안테나를 포함한다.

본 발명의 일실시예에 따른 수신 장치는, 이전 반복 과정에서 얻은 임시 심볼 결정부의 출력, 채널 추정부의 출력 및 잡음 분산 추정부의 출력을 이용하여 외인성 정보(extrinsic information)를 검출하는 MMSE-SC(Minimum Mean Squared Error with Soft Cancellation) 검출부와, 상기 외인성 정보를 이용하여 인터리빙된 비트(encoded and interleaved bit) 또는 이의 사후 정보(a posteriori information)를 출력하는 CRC 도움을 받는 채널 복호화부와, 상기 CRC 도움을 받는 채널 복호화부의 출력을 이용하여 송신 심볼을 임시 결정하는 임시 심볼 결정부와, 상기 임시 심볼 결정부의 출력을 이용하여 채널을 추정하는 채널 추정부 및 상기 임시 심볼 결정부의 출력 및 상기 채널 추정부의 출력을 이용하여 잡음 분산 또는 추기 잡음 분산을 추정하는 잡음 분산 추정부를 포함한다.

본 발명의 일실시예에 따른 송신 방법은, 송신 패킷을 부호화하는 단계와, 부호화된 송신 패킷을 인터리빙하는 단계와, 인터리빙된 송신 패킷을 매핑하는 단계와, 매핑된 송신 패킷의 부반송파에 파일럿 심볼(pilot symbol)을 삽입하고, 정보 심볼(information symbol)을 삽입하는 단계 및 상기 파일럿 심볼 및 정보 심볼이 삽입된 송신 패킷을 송신 안테나를 통해 전송하는 단계를 포함한다.

본 발명의 일실시예에 따른 수신 방법은, 이전 반복 과정에서 얻은 임시 심볼 결정, 채널 추정 및 잡음 분산 추정을 이용하여 외인성 정보(extrinsic information)를 검출하는 단계와, 상기 외인성 정보를 이용하여 인터리빙된 비트(encoded and interleaved bit) 또는 이의 사후 정보(a posteriori information)를 출력하는 단계와, 상기 출력을 이용하여 송신 심볼을 임시 결정하는 단계와, 임시 심볼 결정을 이용하여 채널을 추정하는 단계 및 상기 임시 심볼 결정 및 채널 추정을 이용하여 잡음 분산을 추정하는 단계를 포함한다.

본 발명에 따르면, MIMO OFDM 시스템에서 결합 채널 추정에 근접한 성능을 보이면서 매트릭스 역행렬이 요구되지 않은 복잡도가 낮은 채널 추정 방식을 제공할 수 있다.

또한 본 발명에 따르면, 초기 채널 추정에서 이전 OFDM 심볼에서 추정된 값을 이용하여 연성 간섭 제거가 가능하여 성능을 개선시키고 복잡도를 낮출 수 있다.

또한 본 발명에 따르면, MIMO OFDM 시스템에서 잡음 분산을 추정할 때 이전 유효 부반송파의 모든 정보를 이용하여 간섭 잡음 분산 추정의 성능을 향상시키는 방법을 제공할 수 있다.

이하 첨부된 도면들을 참조하여 MIMO OFDM 시스템을 위한 반복 송수신 장치 및 그 방법을 상세하게 설명하기로 한다. 예를 들어, 본 발명에서는

개의 송신 안테나와

개의 수신 안테나를 갖는 MIMO OFDM 시스템을 고려하여 설명하기로 한다. 전체 부반송파 수는

개이고, 이 중에

개가 실제로 데이터를 전송하고,

개 부반송파는 사용되지 않는다.

개의 유효 부반송파 중에

개는 파일럿 심볼(pilot symbol)에 할당되고, 나머지는 정보 심볼(information symbol)에 할당된다. 한 파일럿(pilot) 부반송파에 모든 송신 안테나에서 전송된

개의 파일럿 심볼(pilot symbol)들이 중첩되어 전송된다.

도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO OFDM 시스템을 위한 반복 송신 장치의 구성을 나타내는 도면이다.

도 1을 참조하면, 본 발명에 따른 MIMO OFDM 시스템을 위한 반복 송신 장치(100)는 부호화(encoding)부(110-1~110-n), 인터리빙(interleaving)부(120-1~120-n), 그레이 매핑(gray mapping)부(130-1~130-n), 파일럿 삽입(pilot insertion)부(140-1~140-n) 및 송신 안테나(150-1~150-n)을 포함한다. 즉, 송신 장치(100)는 수평 부호화(horizontal encoding) 구조를 가지며, 각 송신 안테나(150-1~150-n)마다 별개의 스트림(stream) 또는 패킷(packet)을 전송한다.

부호화부(110-1~110-n)는 정보 비트 스트림(information bit stream)(b)을 입력 받고, 상기 정보 비트 스트림(information bit stream)(b)을 부호화하여 부호화된 비트 스트림(encoded bit stream)(c)을 출력한다. 또한 부호화부(110-1~110-n)는 송신 패킷을 입력 받고, 상기 송신 패킷을 부호화하여 부호화된 송신 패킷을 출력한다. 상기 정보 비트 스트림(information bit stream)(b)는 부호화부(110-1~110-n)를 통과하면, 상기 부호화된 비트 스트림(encoded bit stream)(c)으로 변환된다. 상기 송신 패킷은 부호화부(110-1~110-n)를 통과하면, 상기 부호화된 송신 패킷으로 변환된다.

이때, 송신 장치(100)가 제대로 동작하기 위해서는 부호화된 비트(coded bit)간 독립성이 보장되어야 한다. 이를 위해 인터리빙부(120-1~120-n)는 부호화된 비트(encoded bit)(c)를 입력 받고, 상기 부호화된 비트(encoded bit)(c)를 인터리빙하여 인터리빙된 비트 스트림(interleaved bit stream)(x)를 출력한다. 상 기 부호화된 비트(encoded bit)(c)는 인터리빙부(120-1~120-n)를 통과하면, 상기 인터리빙된 비트 스트림(interleaved bit stream)(x)로 변환된다. 또한 인터리빙부(120-1~120-n)는 부호화된 송신 패킷을 입력 받고, 상기 부호화된 송신 패킷을 인터리빙하여 인터리빙된 송신 패킷을 출력한다.

그레이 매핑부(130-1~130-n)는 상기 인터리빙된 비트 스트림(interleaved bit stream)(x)를 입력 받고, 상기 인터리빙된 비트 스트림(interleaved bit stream)(x)를 그레이 매핑하여 정보 심볼(information symbol)(s)을 출력한다.

개의 인터리빙된 비트 스트림(interleaved bit stream)(x)은 그레이 매핑부(130-1~130-n)를 통과하면, 상기 정보 심볼(information symbol)(s)로 변환된다. 또한 그레이 매핑부(130-1~130-n)는 상기 인터리빙된 송신 패킷을 입력 받고, 상기 인터리빙된 송신 패킷을 그레이 매핑하여 매핑된 송신 패킷을 출력한다.

파일럿 삽입부(140-1~140-n)는

번째 부반송파에

개의 파일럿 심볼(pilot symbol)을 첨가하고,

개의 정보 심볼(information symbol)을 첨가하여

개의 심볼(symbol)로 구성된 한 패킷을 만든다. 이 후에 각 스트림(stream)은 해당 송신 안테나(150-1~150-n)를 통하여 송신된다. 일례로

에서

는 k번째 송신 안테나(150-k)로 전송되는 스트림을 지칭한다.

는

번째 부반송파를 통하여

번째 송신 안테나(150-j)로 전송되는 심볼(symbol)이고,

는

번째 부반송파를 통하여

번째 수신 안테나로 수신되는 신호로 정의한다. 이 경우,

개의 유효 부반송파를 가진 MIMO OFDM 시스템에서

번째 부반송파의 수신 신호 벡터

는 수학식 1과 같이 표현된다.

[수학식 1]

상기 수학식 1에서

은 송신 심볼 벡터이고,

은 잡음 신호 백터이고,

의 가우시안 확률밀도함수(Gaussian Probability Density Function)를 가지며,

이다. n번째 부반송파의 주파수 영역의 MIMO 채널은 수학식 2와 같이 정의한다.

[수학식 2]

여기서,

은

번째 송신 안테나와

번째 수신 안테나 사이의

번째 부반송파의 주파수 영역의 채널 계수이다.

도 2은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO OFDM 시스템을 위한 수신 장치의 구성을 나타내는 도면이다.

도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 MIMO OFDM 시스템을 위한 수신 장치(200)는 MMSE-SC 검출(detection)부(210), CRC 도움을 받는 채널 복호화(Cyclic Redundancy Check Aided Channel Decoding)부(220), 임시 심볼 결정(Tentative Symbol Decision)부(230), 채널 추정(Channel Estimation)부(240) 및 잡음 분산 추정(noise variance Estimation)부(250)를 포함한다.

MMSE-SC 검출부(210)는 안테나별 인터리빙된 비트 스트림(interleaved bit stream)에 대한 비트 외인성(bit extrinsic) 로그 우도율(log Likelihood Ratio: 이하 LLR이라 함)

를 CRC 도움을 받는 채널 복호화부(220)로 출력한다.

이하 도 3을 참조하여 CRC 도움을 받는 채널 복호화부(220)의 구성 및 동작 을 보다 상세하게 설명하기로 한다.

도 3은 CRC 도움을 받는 채널 복호화부의 구성을 나타내는 도면이다.

도 3을 참조하면, CRC 도움을 받는 채널 복호화부(220)는 디인터리빙(deinterleaving)부(310-1~310-n), 채널 복호화(channel decoding)부(320-1~320-n), CRC 체킹(Cyclic Redundancy Check checking)부(330-1~330-n), 부호화(encoding)부(340-1~340-n) 및 인터리빙(interleaving)부(350-1~350-n)를 포함한다.

CRC 도움을 받는 채널 복호화부(220)는 MMSE-SC 검출부(210)로부터 외인성 비트 LLR(

)를 입력하여 디인터리빙(deinterleaving)부(310-1~310-n)를 거쳐 채널 복호화(channel decoding)부(320-1~320-n)의 사전(a priori) LLR(

)을 만든다.

채널 복호화부(320-1~320-n)는 상기 사전(a priori) LLR(

)을 이용하여 송신 정보 비트 외인성 LLR(

)을 계산하여 CRC 체킹부(330-1~330-n)로 출력한다.

CRC 체킹부(330-1~330-n)는 상기 송신 정보 비트 외인성 LLR(

)을 CRC 체크하여 패킷 수신 오류 여부를 판별한다. 즉, CRC 체킹부(330-1~330-n)는 상기 패킷 수신 오류 여부를 체크한 결과에 상기 패킷 수신 오류가 없는 경우 Rx_check를 "1"로 만들고, 상단 스위치를 닫아서 해당 수신 정보 비트를 부호화부(340-1~340-n)를 통해 부호화하여 인터리빙부(350-1~350-n)로 출력한다. 일례로 CRC 체크한 결과로 상기 패킷 수신 오류가 있는 경우, CRC 체킹부(330-1~330-n)는 Rx_check를 "0"으로 만들고, 하단 스위치를 닫아서 채널 복호화부(320-1~320-n)에서 출력된 사후 LLR(

)을 인터리빙부(350-1~350-n)를 거쳐 임시 심볼 결정부(230)의 사전 LLR(

)으로 만든다. 상기 상단 스위치는 상기 수신 오류 체크 신호(Rx_check)에 따라 CRC 체킹부 CRC 체킹부(330-1~330-n)의 출력이 부호화부(340-1~340-n)로 전달되도록 스위칭되고, 상기 하단 스위치는 채널 복호화부(320-1~320-n)의 출력이 인터리빙부(350-1~350-n)로 전달되도록 스위칭된다.

한편, 채널 복호화부(320-1~320-n)는 코딩된 비트(coded bit)의 사후 LLR(

)을 출력하고, 이는 인터리빙부(350-1~350-n)를 거쳐 임시 심볼 결정부(230)의 사전(a priori) LLR(

)로 된다.

임시 심볼 결정부(230)는 CRC 도움을 받는 채널 복호화부(220)의 출력을 이용하여 임시 심볼(tentative symbol)(

)을 결정한다. 즉, 임시 심볼 결정부(230)는 CRC 도움을 받는 채널 복호화부(220)의 출력을 이용하여 송신 심볼을 임 시로 결정할 수 있다. 이하 도 4를 참조하여 임시 심볼 결정부(230)의 구성 및 동작을 보다 상세하게 설명하기로 한다.

도 4는 임시 심볼 결정부의 구성을 나타내는 도면이다.

도 4를 참조하면, 임시 심볼 결정부(230)는 결정 선택(decision selection)부(410), 파일럿 대치(pilot replacement)부(420), 경성 결정(hard decision)부(430) 및 연성 결정(soft decision)부(440)를 포함한다.

결정 선택부(410)는 Rx_check와 부반송파 인덱스(n)를 근거로 임시 결정 방식을 선택한다. 일례로 결정 선택부(410)는 상기 Rx_check와 상기 부반송파 인덱스(n)를 근거로 3가지의 임시 심볼 결정 방식 중 어느 하나의 결정 방식을 선택한다.

부반송파 인덱스가 점검하여 송신 심볼이 파일럿으로 판명될 경우, 파일럿 대치부(420)는

의 임시 심볼 결정(

)은 알고 있는 파일럿 심볼(

)로 대치한다. 즉,

가 된다. 분산 계산부(421)는 상기 임시 심볼 결정(

)에 대한 분산을 계산한다. 상기 임시 심볼 결정(

)에 대한 분산은

이다.

부반송파 인덱스가 점검하여 송신 심볼이 정보 심볼로 판명되고 상기 Rx_check가 "1"인 경우, 경성 결정부(430)는 입력된 오류 없는 수신 인터리빙된 비 트(interleaved bit)를 그레이 매핑부(431)를 통해 그레이 매핑하여 임시 심볼 결정(

)을 생성한다. 즉,

가 된다. 또한, 경성 결정부(430)는 분산 계산부(432)를 통해 입력된 오류 없는 수신 인터리빙된 비트(interleaved bit)에 대한 분산을 계산한다. 이때,

의 분산은

이다.

부반송파 인덱스가 점검하여 송신 심볼이 정보 심볼로 판명되고 상기 Rx_check가 "0"인 경우, 연성 결정부(440)는 사전 확률 계산(a priori probability calculation)부(441)를 통해 비트 확률(bit probability)과 심볼 확률(symbol probability)을 계산한다. 상기 비트 확률은 채널 복호화의 사후(a posterior) LLR(

)을 이용하여 수학식 3과 같이 계산된다.

[수학식 3]

상기 심볼 확률은 수학식 4와 같이 계산된다.

[수학식 4]

연성 결정부(442)는 수학식 5와 같이

를 결정한다.

[수학식 5]

여기서, 상기

는

의 전체

개의 집합이다.

분산 계산부(443)는 수학식 6과 같이 심볼 분산(symbol variance)을 계산한다.

[수학식 6]

도 5는 채널 추정부의 구성을 나타내는 도면이다.

도 5를 참조하면, 채널 추정부(240)는 연성 간섭 제거(soft interference cancellation)부(510-1~510-n), 초기 주파수 영역 채널 추정(initial frequency domain estimation)부(520-1~520-n), 시간 영역 채널 추정(time domain channel estimation)부(530-1~530-n) 및 최종 주파수 영역 채널 추정(final frequency domain channel estimation)부(540-1~540-n)를 포함한다.

채널 추정을 위한 수신 신호 벡터는

로 정의하면, 수학식 7과 같이 표현된다.

[수학식 7]

여기서,

를

번째 송신 안테나와

번째 수신 안테나 사이의

번째 다중 경로 채널에 대한 시간 영역의 채널 임펄스 응답(channel impulse response: 이하 CIR이라고 함)이라고 정의하면, 주파수 영역과 시간 영역의 채널 사이에는 수학식 8과 같은 관계가 성립된다.

[수학식 8]

여기서,

는 다중 경로 수이고,

로 정의하면, 수학식 9와 같은 관계를 가진다.

[수학식 9]

여기서,

는 CIR을 위한 DFT 매트릭스(Discrete Fourier Transform matrix)이고,

이다.

통상적으로

의 각 열(column)은 서로 직교(orthogonal)하지 않으며, 수학식 10과 같이 주어진다.

[수학식 10]

여기서,

는

의 의사 역행렬 매트릭스(pseudo-inverse matrix)이다. 상기 수학식 9와 상기 수학식 10에서 수학식 11과 같은 관계를 유도할 수 있다.

[수학식 11]

따라서, 상기 수학식 7은 수학식 12와 같은 표현이 가능하다.

[수학식 12]

채널을 추정하는 방법은 크게 개별 채널 추정 방식과 결합 채널 추정 방식으로 구분할 수 있다.

상기 개별 채널 추정 방식은 수학식 12의 두번째 항을 다른 안테나로 전송되는 신호들을 간섭으로 간주하고, 시간 영역 채널

을 추정하고, 수학식 9를 이용하여 최종적으로 주파수 영역

을 추정한다.

상기 결합 채널 추정은 모든 안테나의

를 동시에 추정하므로, 매 OFDM 심볼마다

크기의 매트릭스 역행렬이 요구된다.

반복 수신기에서는 채널 추정을 위하여 파일럿 심볼뿐만 아니라 이전 반복 과정에서 얻어진 정보 심볼의 임시 결정치를 이용하므로 채널 추정 성능을 높일 수 있다. 이러한 반복 채널 추정의 대표적인 예가 EM(Expectation and Maximization: 이하 EM이라고 함) 채널 추정이다.

통상적인 개별 EM 채널 추정 방식을 사용할 경우 수학식 13과 같이 이루어진다.

[수학식 13]

여기서,

는 각 현재 반복 과정에서 임시 심볼 결정부(230)에서 얻어진

의 추정치이고,

는 이전 반복 과정의 채널 추정부(240)에서 얻어진

의 추정치이며,

는 이전 반복 과정의 잡음 분산 추정부(250)에서 얻어진

의 추정치이다.

상기 개별 EM 채널 추정은 다른 안테나로 전송된 신호들을 간섭으로 간주하므로 채널 추정 성능이 나쁘다. 따라서, 본 발명은 다른 안테나에 의한 간섭 성분을 반복 수신 과정에서 얻어지는 간섭 추정을 이용하여 연성 제거함으로 채널 추정 성능을 높이는 방법을 제안한다. 개별 채널 추정 방식과 결합 채널 추정 방식을 혼합할 경우, 수학식 14와 같은 채널 추정이 가능하다.

[수학식 14]

상기 수학식 13과 상기 수학식 14의 차이점은 수신 신호 벡터

가 수학 식 15와 같이 표현되는

로 바뀐다는 점이다.

[수학식 15]

상기 수학식 14와 같은 방식은 결합 추정 방식에 비해 연성 간섭 제거 후 분배 추정 방식을 취하므로 결합 추정의 성능을 유지하면서 계산량을 줄일 수 있다.

그러나, 상기 수학식 14와 같은 방식은 아직 매 OFDM 심볼마다

크기의 매트릭스 역행렬이 요구되어 복잡도가 매우 크다.

이러한 계산량을 줄이기 위해서 본 발명에서는 수학식 16과 같은 채널 추정을 제시한다.

[수학식 16]

여기서,

는 항상 고정된 값이므로 미리 계산하여 저장함으로 매트릭스 역행렬을 피할 수 있다. 본 발명에서 제안된 채널 추정 방식에서는 OFDM 심볼마다의

크기의 매트릭스 역행렬이 요구되지 않으므로 복잡도를 크게 줄일 수 있다.

연성 간섭 제거부(510-1~510-n)는 수신 심볼에 대한 연성 간섭을 제거하기 위해 하기 수학식 17과 같이 구현된다.

[수학식 17]

본 발명에서 채널 추정부(240)는 패킷 오류가 없는 경우 오류가 없는 수신 심볼을 사용하므로 채널 추정 성능을 높일 수 있다.

초기 주파수 영역 채널 추정부(520-1~520-n)는 수신 심볼에 대한 초기 주파수 영역 채널을 추정하기 위해 수학식 18과 같이 구현된다.

[수학식 18]

시간 영역 채널 추정부(530-1~530-n)는 수신 심볼에 대한 시간 영역 채널을 추정하기 위해 수학식 19과 같이 구현된다.

[수학식 19]

최종 주파수 영역 채널 추정부(540-1~540-n)는 수신 심볼에 대한 최종 주파수 영역 채널을 추정하기 위해 수학식 20과 같이 구현된다.

[수학식 20]

반복 EM 채널 추정에서는 연성 간섭 제거를 수행하여 계산량을 줄일 수 있다. 그러나, 초기 반복(

)에는

이 존재하지 않으므로 수학식 17을 이용한 연성 간섭 제거가 불가능하다. 따라서, 본 발명에서는 이전 OFDM 심볼에서 얻어진 채널 추정을 이용하여 파일럿 심볼에 대한 연성 간섭 제거 방식을 제시한다.

는

번째 부반송파를 통하여 전송되는

번째 송신 안테나의 pilot symbol로 정의하고,

로 정의하며, 파일럿 부반송파에 대한 수신 신호는 수학식 21과 같이 표현된다.

[수학식 21]

여기서,

는 CIR을 위한 파일럿 DFT 매트릭스이고,

로 정의하면, 수학식 22와 같은 관계가 성립된다.

[수학식 22]

통상적으로

의 각 열(column)은 서로 직교(orthogonal)하지 않으며, 수학식 23과 같이 주어진다.

[수학식 23]

여기서,

는

의 의사 역행렬 매트릭스(pseudo-inverse matrix)이다. 따라서, 수학식 24와 같은 관계를 유도할 수 있다.

[수학식 24]

최종적으로 상기 수학식 21은 수학식 25와 같이 표현이 가능하다.

[수학식 25]

본 발명에서는 수학식 26과 같이 이전 OFDM 심볼에서 얻어진 채널 추정을 이용하여 파일럿 심볼에 대한 연성 간섭 제거를 수행한다.

[수학식 26]

여기서,

이며,

은 이전 OFDM 심볼(symbol)에서 최종적으로 얻어진

의 채널 추정 값이다. 최초의 값은 프리앰블(preamble) OFDM 심볼(symbol)에서 구해진다.

따라서, 파일럿 심볼을 이용한 초기 채널 추정은 수학식 27과 같이 이루어진다.

[수학식 27]

여기서,

는 항상 고정된 값이므로 미리 계산하여 저장함으로써 매트릭스 역행렬(matrix inversion)을 피할 수 있다.

도 6은 파일럿을 이용한 채널 추정부(600)에 대한 구성의 일례를 나타내는 도면이다.

도 6을 참조하면, 연성 파일럿 간섭 제거(soft pilot interference cancellation)부(610-1~610-n)는 파일럿 심볼에 대한 간섭을 제거하기 위해 수학식 28과 같이 구현된다.

[수학식 28]

초기 파일럿 기반 주파수 영역 채널 추정(initial pilot-based frequency-domain channel estimation)부(620-1~620-n)는 파일럿 심볼에 대한 초기 주파수 영역 채널을 추정하기 위해 수학식 29와 같이 구현된다.

[수학식 29]

파일럿 기반 시간 영역 채널 추정(initial pilot-based time-domain channel estimation)부(630-1~630-n)는 파일럿 심볼에 대한 시간 영역 채널을 추정하기 위해 수학식 30과 같이 구현된다.

[수학식 30]

최종 파일럿 기반 주파수 영역 채널 추정(final pilot-based time frequency domain channel estimation)부(640-1~640-n)는 파일럿 심볼에 대한 최종 주파수 영역 채널을 추정하기 위해 수학식 31과 같이 구현된다.

[수학식 31]

도 7은 잡음 분산 추정부에 대한 구성의 일례를 나타내는 도면이다.

도 7을 참조하면, 잡음 분산 추정부(250)는 부반송파별 잡음 분산 추정부(710-1~710-n) 및 최종 잡음 분산 추정부(720)를 포함한다. 잡음 분산 추정부(250)는 임시 심볼 결정부(230)의 출력(

), 채널 추정부(240)의 출 력(

)과 수신 신호(

)를 이용하여

를 추정한다.

번째 반복(iteration)에서

의 추정 값은 수학식 32와 같다.

[수학식 32]

부반송파별 잡음 분산 추정부(710-1~710-n)는 수학식 33과 같이 각 부반송파 별 잡음 분산을 추정한다.

[수학식 33]

이후 최종 잡음 분산 추정부(720)는 수학식 34와 같이 전 내역을 평균하여 최종 잡음 분산을 추정한다.

[수학식 34]

도 8은 초기 잡음 분산 추정부에 대한 구성의 일례를 나타내는 도면이다.

도 8을 참조하면, 초기 잡음 분산 추정부(800)는 잡음 분산 매트릭스의 초기값을 파일럿 심볼에 의해 구한다. 초기 잡음 분산 매트릭스는 수학식 35와 같이 추정된다.

[수학식 35]

초기 부반송파별 잡음 분산 추정부(810-1~810-n)는 파일럿 심볼에 대한 각 부반송파별 잡음 분산을 수학식 36과 같이 추정한다.

[수학식 36]

초기 최종 잡음 분산 추정부(820)는 수학식 37과 같이 파일럿 심볼에 대한 각 부반송파별 잡음 분산을 추정한 결과를 평균하여 파일럿 심볼에 대한 최종 잡음 분산을 추정한다.

[수학식 37]

이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.

그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO OFDM 시스템에서 송신 장치의 구성을 나타내는 도면이다.

도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 MIMO OFDM 시스템에서 수신 장치의 구성을 나타내는 도면이다.

도 3은 CRC 도움을 받는 채널 복호화부에 대한 구성의 일례를 나타내는 도면이다.

도 4는 임시 심볼 결정부에 대한 구성의 일례를 나타내는 도면이다.

도 5는 채널 추정부에 대한 구성의 일례를 나타내는 도면이다.

도 6은 파일럿을 이용한 채널 추정부에 대한 구성의 일례를 나타내는 도면이다.

도 7은 잡음 분산 추정부에 대한 구성의 일례 나타내는 도면이다.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

100: 송신 장치

110-1, 110-n: 부호화(encoding)부

120-1, 120-n: 인터리빙(interleaving)부

130-1, 130-n: 그레이 매핑(Gray Mapping)부

140-1, 140-n: 파일럿 삽입(pilot insertion)부

200: 수신 장치

210: MMSE-SC 검출(Minimum Mean Squared Error with Soft Cancellation detection)부

220: CRC 도움을 받는 채널 복호화(Cyclic Redundancy Check Aided Channel Decoding)부

230: 임시 심볼 결정(Tentative Symbol Decision)부

240: 채널 추정(Channel Estimation)부

250: 잡음 분산 추정(noise variance Estimation)부

310-1~310-n: 디인터리빙(deinterleaving)부

320-1~320-n: 채널 복호화(channel decoding)부

330-1~330-n: CRC 체킹(Cyclic Redundancy Check Checking)부

340-1~340-n: 부호화(encoding)부

350-1~350-n: 인터리빙(interleaving)부

410: 결정 선택(decision selection)부

420: 파일럿 대치(pilot replacement)부

430: 경성 결정(hard decision)부

440: 연성 결정(soft decision)부

510-1~510-n: 연성 간섭 제거(soft interference cancellation)부

520-1~520-n: 초기 주파수 영역 채널 추정(initial frequency domain channel estimation)부

530-1~530-n: 시간 영역 채널 추정(time domain channel estimation)부

540-1~540-n: 최종 주파수 영역 채널 추정(final frequency domain channel estimation)부

610-1~610-n: 연성 파일럿 간섭 제거(soft pilot interference cancellation)부

620-1~620-n: 초기 파일럿 주파수 영역 채널 추정(initial pilot-based frequency-domain channel estimation)부

630-1~630-n: 파일럿 기반 시간 영역 채널 추정(pilot-based time domain channel estimation)부

540-1~540-n: 최종 파일럿 기반 주파수 영역 채널 추정(final pilot-based time frequency domain channel estimation)부

710-1~710-n: 부반송파별 잡음 분산 추정(per-subcarrier covariance estimation)부

720: 최종 잡음 분산 추정(final noise variance estimation)부

800: 초기 잡음 분산 추정(initial noise variance estimation)부

810-1~810-n: 초기 부반송파별 잡음 분산 추정(initial per-subcarrier noise variance estimation)부

820: 초기 최종 잡음 분산 추정(initial final noise variance estimation)부

Claims

송신 패킷을 부호화하는 부호화부(110-1~110-n);

부호화된 송신 패킷을 인터리빙하는 인터리빙부(120-1~120-n);

인터리빙된 송신 패킷을 매핑하는 매핑부(130-1~130-n);

매핑된 송신 패킷의 부반송파에 파일럿 심볼(pilot symbol)을 삽입하고, 정보 심볼(information symbol)을 삽입하는 파일럿 삽입부(140-1~140-n); 및

상기 파일럿 심볼 및 상기 정보 심볼이 삽입된 송신 패킷을 전송하는 송신 안테나(150-1~150-n)

를 포함하고,

한 파일럿 부반송파에 모든 상기 송신 안테나(150-1~150-n)에서 전송된 파일럿 심볼들을 동시에 중첩하여 전송하는 송신 장치.
현재 과정이 수행되기 이전 과정에서 얻어진 임시 심볼 결정에 대한 출력, 채널 추정에 대한 출력 및 잡음 분산 추정에 대한 출력을 이용하여 검출되는 정보인 외인성 정보(extrinsic information)를 출력하는 검출부;

상기 외인성 정보를 이용하여 부호화되고 인터리빙된 비트(encoded and interleaved bit) 또는 상기 외인성 정보의 채널 복호화 결과인 사후 정보(a posteriori information)를 출력하고, CRC(Cyclic Redundancy Check) 도움을 받는 채널 복호화부;

상기 채널 복호화부의 출력을 이용하여 송신 심볼을 임시 결정하는 임시 심볼 결정부;

상기 임시 심볼 결정부의 출력 또는 파일럿을 이용하여 채널을 추정하는 채널 추정부; 및

상기 임시 심볼 결정부의 출력 및 상기 채널 추정부의 출력을 이용하여 잡음 분산 또는 초기 잡음 분산을 추정하는 잡음 분산 추정부

를 포함하는 수신 장치.
제2항에 있어서,

상기 채널 복호화부는,

상기 검출부로부터 비트 외인성 로그 우도율(log Likelihood Ratio: 이하 LLR라고 함)을 입력 받아 디인터리빙하여 채널 복호화부의 사전 LLR을 생성하는 디인터리빙부;

상기 사전 LLR을 복호화하여 송신 정보 비트 외인성 LLR 및 부호화된 비트의 사후 LLR을 출력하는 채널 복호화부;

상기 송신 정보 비트 외인성 LLR을 체크하여 패킷 수신 오류를 판별하는 CRC 체킹부;

상기 CRC 체킹부의 출력인 수신 정보 비트를 부호화하는 부호화부; 및

부호화된 비트 또는 부호화된 비트의 사후 LLR을 인터리빙하여 상기 임시 심볼 결정부의 사전 LLR를 생성하는 인터리빙부

를 포함하는 수신 장치.
제3항에 있어서,

상기 임시 심볼 결정부는,

임시 심볼 결정 방식들 중 어느 하나의 결정 방식을 선택하는 결정 선택부;

파일롯 심볼인 경우, 임시 심볼 결정을 알고 있는 파일럿 심볼로 대치하는 파일롯 대치부;

상기 패킷 수신 오류를 판별한 결과로 오류가 없는 경우, 상기 CRC 체킹부의 출력인 수신 부호화된 비트를 매핑하여 임시 심볼을 결정하는 경성 결정부; 및

상기 패킷 수신 오류를 판별한 결과로 오류가 있는 경우, 상기 채널 복호화부의 출력인 인터리빙된 비트의 사후 LLR을 이용하여 송신 심볼에 대한 임시 심볼을 결정하는 연성 결정부

를 포함하는 수신 장치.
제2항에 있어서,

상기 채널 추정부는,

임시 심볼 결정 및 이전 과정에서 얻어진 채널 추정을 이용하여 간섭 성분을 제거하는 연성 간섭 제거부;

수신 신호와 상기 임시 심볼 결정을 이용하여 초기 주파수 영역 채널을 추정하는 초기 주파수 영역 채널 추정부;

초기 주파수 영역 채널 추정을 이용하여 시간 영역 채널을 추정하는 시간 영역 채널 추정부; 및

시간 영역 채널 추정을 이용하여 최종 주파수 영역 채널을 추정하는 최종 주파수 영역 채널 추정부

를 포함하는 수신 장치.
제2항에 있어서,

상기 채널 추정부는,

파일럿 심볼, 이전 OFDM 심볼에서 얻어진 채널 추정을 이용하여 파일럿 간섭 성분을 제거하는 연성 파일럿 간섭 제거부;

파일럿 수신 신호와 상기 파일럿 심볼을 이용하여 초기 주파수 영역 채널을 추정하는 초기 파일럿 기반 주파수 영역 채널 추정부;

초기 파일럿 기반 주파수 영역 채널 추정을 이용하여 시간 영역 채널을 추정하는 파일럿 기반 시간 영역 채널 추정부; 및

파일럿 기반 시간 영역 채널 추정을 이용하여 최종 주파수 영역 채널을 추정하는 최종 파일럿 기반 주파수 영역 채널 추정부

을 포함하는 수신 장치.
제2항에 있어서,

상기 잡음 분산 추정부는,

수신 신호, 임시 심볼 결정과 이전 과정에서 얻어진 채널 추정을 이용하여 부반송파별 잡음 분산을 추정하는 부반송파별 잡음 분산 추정부; 및

상기 추정된 부반송파별 잡음 분산들을 평균하여 최종 잡음 분산을 추정하는 최종 잡음 분산 추정부

를 포함하는 수신 장치.
제2항에 있어서,

상기 잡음 분산 추정부는,

파일럿 수신 신호, 파일럿 심볼과 이전 과정에서 얻어진 채널 추정을 이용하여 파일럿 부반송파별 잡음 분산을 추정하는 초기 부반송파별 잡음 분산 추정부; 및

상기 추정된 파일럿 부반송파별 잡음 분산들을 평균하여 최종 파일럿 잡음 분산을 추정하는 초기 최종 잡음 분산 추정부

를 포함하는 수신 장치.
송신 패킷을 부호화하는 단계;

부호화된 송신 패킷을 인터리빙하는 단계;

인터리빙된 송신 패킷을 매핑하는 단계;

매핑된 송신 패킷의 부반송파에 파일럿 심볼(pilot symbol)을 삽입하고, 정보 심볼(information symbol)을 삽입하는 단계; 및

상기 파일럿 심볼 및 정보 심볼이 삽입된 송신 패킷을 송신 안테나를 통해 전송하는 단계

를 포함하고,

상기 파일럿 심볼 및 정보 심볼이 삽입된 송신 패킷을 송신 안테나를 통해 전송하는 단계는,

한 파일럿 부반송파에 모든 송신 안테나에서 전송된 파일럿 심볼들을 동시에 중첩하여 전송하는 MIMO OFDM 시스템의 송신 방법.
현재 과정이 수행되기 이전 과정에서 얻어진 임시 심볼 결정, 채널 추정 및 잡음 분산 추정을 이용하여 검출되는 정보인 외인성 정보(extrinsic information)를 출력하는 단계;

상기 외인성 정보를 이용하여 부호화되고 인터리빙된 비트(encoded and interleaved bit) 또는 상기 외인성 정보에 대한 채널 복호화 결과인 사후 정보(a posteriori information)를 출력하는 단계;

상기 부호화되고 인터리빙된 비트 또는 상기 사후 정보에 대한 출력을 이용하여 송신 심볼을 임시 결정하는 단계;

상기 송신 심볼을 임시 결정하는 단계의 결과 또는 파일럿을 이용하여 채널을 추정하는 단계; 및

상기 송신 심볼을 임시 결정하는 단계의 결과 및 상기 채널을 추정하는 단계의 결과를 이용하여 초기 잡음 분산 또는 잡음 분산을 추정하는 단계

를 포함하는 수신 방법.
제10항에 있어서,

송신 심볼을 임시 결정하는 단계는,

임시 심볼 결정 방식들 중 어느 하나의 결정 방식을 선택하는 단계;

파일롯 심볼인 경우, 임시 심볼 결정을 알고 있는 파일럿 심볼로 대치하는 단계;

패킷 수신 오류를 판별한 결과로 오류가 없는 경우, 수신 부호화된 비트를 매핑하여 임시 심볼을 결정하는 단계; 및

패킷 수신 오류를 판별한 결과로 오류가 있는 경우, 상기 인터리빙된 비트의 사후 LLR을 이용하여 송신 심볼에 대한 임시 심볼을 결정하는 단계

를 포함하는 수신 방법.
제10항에 있어서,

임시 심볼 결정을 이용하여 채널을 추정하는 단계는,

임시 심볼 결정 및 이전 과정에서 얻어진 채널 추정을 이용하여 간섭 성분을 제거하는 단계;

수신 신호와 상기 임시 심볼 결정을 이용하여 초기 주파수 영역 채널을 추정하는 단계;

초기 주파수 영역 채널 추정을 이용하여 시간 영역 채널을 추정하는 단계; 및

시간 영역 채널 추정을 이용하여 최종 주파수 영역 채널을 추정하는 단계

를 포함하는 수신 방법.
제10항에 있어서,

임시 심볼 결정을 이용하여 채널을 추정하는 단계는,

파일럿 심볼, 이전 OFDM 심볼에서 얻어진 채널 추정을 이용하여 파일럿 간섭 성분을 제거하는 단계;

파일럿 수신 신호와 상기 파일럿 심볼을 이용하여 초기 파일럿 기반 주파수 영역 파일럿 채널을 추정하는 단계;

초기 주파수 영역 파일럿 채널 추정을 이용하여 파일럿 기반 시간 영역 채널 을 추정하는 단계; 및

파일럿 기반 시간 영역 채널 추정을 이용하여 최종 파일럿 기반 주파수 영역 파일럿 채널을 추정하는 단계

를 포함하는 수신 방법.
제10항에 있어서,

상기 임시 심볼 결정 및 채널 추정을 이용하여 잡음 분산을 추정하는 단계는,

수신 신호, 상기 임시 심볼 결정과 이전 과정에서 얻어진 채널 추정을 이용하여 부반송파별 잡음 분산을 추정하는 단계; 및

상기 추정된 부반송파별 잡음 분산들을 평균하여 최종 잡음 분산을 추정하는 단계

를 포함하는 수신 방법.
제10항에 있어서,

상기 임시 심볼 결정 및 채널 추정을 이용하여 잡음 분산을 추정하는 단계는,

파일럿 수신 신호, 파일럿 심볼과 이전 과정에서 얻어진 채널 추정을 이용하여 초기 부반송파별 잡음 분산을 추정하는 단계; 및

상기 추정된 초기 부반송파별 잡음 분산들을 평균하여 초기 최종 파일럿 잡음 분산을 추정하는 단계

를 포함하는 수신 방법.