KR100894922B1

KR100894922B1 - 상호 배타적인 부반송파 서브셋을 이용한 ｏｆｄｍ 위치측정 시그널링

Info

Publication number: KR100894922B1
Application number: KR1020077007899A
Authority: KR
Inventors: 노르만 에프. 크라스너
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 2004-09-07
Filing date: 2005-09-07
Publication date: 2009-04-27
Anticipated expiration: 2025-09-07
Also published as: IL181774A0; WO2006029276A1; AU2005282398C1; US7826343B2; CN101048994A; AU2005282398B2; AU2005282398A1; EP1787447A1; JP2008512960A; MX2007002757A; KR20070083636A; US20060050625A1

Abstract

위치측정 시그널링 시스템, 장치, 및 방법들이 제시된다. 위치측정 비콘들은 각기 전 채널 대역폭에 충분히 걸쳐 있는 직교 주파수들의 주파수 인터레이스(interlace)된 서브셋을 전송하도록 설정될 수 있다. 상기 직교 주파수들은 의사난수적으로(pseudorandomly) 또는 균일하게 이격(space)될 수 있고, 각 비콘은 동일한 수의 직교 주파수들을 할당받을 수 있다. 인접 비콘들은 미리 결정된 데이터 시퀀스의 원소로써 변조가능한 상호 배타적인 주파수 서브셋을 할당받는다. 이동 장치는 하나 이상의 상기 비콘 신호를 수신하고 상기 비콘 신호의 도착 시간에 일부 근거하여 위치를 결정하는 위치측정 알고리듬을 이용하여 위치를 결정할 수 있다. 상기 이동 장치가 셋 이상의 비콘 신호를 수신할 수 있는 곳에서, 상기 이동 장치는 예컨대, 도착 시간 차이에 기반하여 상기 비콘 위치들에 대한 삼변측량(trilateration)을 함으로써 위치측정을 수행할 수 있다.

Description

상호 배타적인 부반송파 서브셋을 이용한 ＯＦＤＭ 위치 측정 시그널링{OFDM POSITION LOCATION SIGNALING UTILIZING MUTUALLY EXCLUSIVE SUBSETS OF SUBCARRIERS}

본 명세서는 위치측정(position location) 분야에 관한 것이다. 더욱 상세하게는, 본 명세서는 무선 위치측정 시스템, 시그널링(signalling) 및 장치에 관한 것이다.

많은 응용예에서, 이동 장치의 위치를 결정하는 능력을 갖는 것은 유리할 수 있다. 위치측정은 항법(navigation), 트래킹(tracking) 또는 방위측정(orientation)에 유용할 수 있다. 휴대용 전자기기 성능의 지속적인 진보, 특히 처리기(processor) 성능의 진보로 인하여 위치측정 기능이 다양한 장치에 추가되었다.

예를 들어, 이동 전화 시스템과 같은 이동 통신 시스템의 운용자(operator)로서는 그 시스템의 기지 송수신국(base transceiver station, BTS)과의 교신 중에 이동 핸드셋의 위치를 결정할 수 있는 것이 바람직할 수 있다. 예컨대 시스템 운용자는 위치측정 기능을 요구하여 미연방 통신 위원회(U.S. Federal Communication Commission, FCC) E911 비상 위치측정 요구를 충족시키고 싶어할 수 있다.

이동 장치들은 위치측정 시스템에서 이용되는 위치측정 시그널링 방법들에 따라 하나 이상의 위치측정 기술을 구현할 수 있다. 예컨대, 이동 장치는 도달 시간(time of arrival, TOA), 도착 시간 차이(time difference of arrival, TDOA), 진보된 순방향 링크 삼변측량(advanced forward link trilateration, AFLT) 또는 다른 위치측정 기술을 이용할 수 있다. 위치측정 시스템의 예들은 위성 위치확인 시스템(Global Positioning System, GPS)에 기반한 것, GPS 지원 측위(Assisted GPS) 시스템과 같이 지상 기반 비콘(beacon)들을 수반하여 GPS 시스템을 확장시킨 것, 그리고 지상 기반 비콘 위치측정 시스템들을 포함한다.

대부분의 지상 거리측정 시스템들은 의사 잡음 부호(pseudo noise code, PN code)를 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(direct sequence spread spectrum) 구성 속에 편입시킨다. 이동 장치는 수신된 PN 확산 신호를 내부적으로 발생시킨 것과 상관시킴으로써, 일부 특정한 출처(source)를 식별할 수 있다. 불행하게도, PN 코드는 매우 긴 PN 코드가 이용되지 않는 한 일반적으로 적당한 상호 상관(cross correlation) 특성들을 보여준다. 그러나, 긴 PN 코드를 이용하는 것은 위치 측정 결과를 얻는데 요구되는 복잡성, 대역폭 또는 시간을 증가시키게 된다. 부가적으로, 지상 기반 시스템의 이동국(mobile station)은 널리 이종(異種)의 신호 전력을 수신할 수 있기 때문에, 상대적으로 적은 상호 상관 특성조차 상기 이동국이 신호원을 식별하는 능력을 방해할 수 있다.

그러므로, 다양한 조건 하에서 고성능의 위치 측정을 할 수 있으면서 실용적인 방법으로 구현가능한 위치 측정 기술, 시스템 및 장치가 요구된다.

위치측정 시그널링 시스템, 장치 및 방법이 제시된다. 위치측정 비콘(beacon)은 전체 채널 대역폭에 충분히 걸쳐서 직교 주파수(orthogonal frequency)들의 인터레이스(interlace)된 서브셋(subset)을 전송하도록 구성될 수 있다. 직교 주파수들의 상기 서브셋은 우선적으로 의사난수적인(pseudoramdomly) 이격을 가진다; 그러나, 일정한 간격이 이용될 수도 있다. 각각의 비콘은 동일한 수의 직교 주파수들을 할당받을 수 있다. 인접한 비콘들은 직교 주파수들의 상호 배타적인 서브셋을 할당받을 수 있다. 직교 주파수의 인터레이스된 서브셋의 각 주파수는 미리 결정된 데이터 시퀀스의 엘리먼트를 이용하여 변조될 수 있다. 이동 장치는 상기 하나 이상의 비콘 신호를 수신할 수 있고 비콘신호가 도착하자마자 부분적으로 위치를 결정하는 위치측정 알고리듬을 이용하여 위치를 결정할 수 있다. 상기 이동 장치가 셋 이상의 비콘 신호를 수신하는 곳에서, 이동 장치는 예컨대 의사거리(pseudorange) 또는 도착 시간 차이에 근거하여 상기 비콘 위치들에 대한 삼변측량에 의해 위치측정을 수행할 수 있다.

하나의 예로 위치측정 신호를 발생시키는 방법을 제시한다. 본 방법은 복수(Q)의 직교 주파수를 정의하는 단계, 상기 복수의 직교 주파수들로부터 직교 주파수의 서브셋을 선택하는 단계, 상기 직교 주파수의 서브셋에 근거하여 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM) 심볼을 발생시키는 단계, 및 상기 OFDM 심볼을 전송하는 단계를 포함한다.

또 다른 예로 위치측정 신호를 발생시키는 방법을 제시한다. 본 방법은 복수(Q)의 직교 주파수를 정의하는 단계, 별개의 위치측정 신호의 수(M)를 정의하는 단계, 복수의 직교 주파수로부터 M개의 서브셋을 생성하는 단계, 상기 M개의 서브셋 중 적어도 하나에 대응하는 OFDM 심볼을 발생시키는 단계, 및 무선 통신 시스템을 통해 주기적으로 상기 OFDM 심볼을 전송하는 단계를 포함한다.

또 다른 예로 위치측정 신호를 발생시키는 방법을 제시한다. 본 방법은 직교주파수의 서브셋으로부터 주파수 인터레이스된 OFDM 신호를 발생시키는 단계, 상기 OFDM 신호의 한 부분을 적어도 한 번 반복하여 리던던트(redundant)한 OFDM 신호(상기 신호를 "순환적으로 확장")를 발생시키는 단계, 상기 리던던트 OFDM 신호를 시간 기준(reference)에 동기화시키는 단계, 및 상기 리던던트 OFDM 신호를 무선으로 전송하는 단계를 포함한다.

또 다른 예로 위치측정 신호 발생 장치를 제시한다. 본 장치는 복수인 Q개의 직교주파수로부터 M개의 직교 주파수 서브셋 중 적어도 하나를 발생시키기 위한 수단, 상기 M개의 서브셋 중 적어도 하나에 상응하는 OFDM 신호를 발생시키기 위한 수단, 및 무선 통신 시스템을 통해 상기 OFDM 심볼을 주기적으로 전송하기 위한 수단을 포함한다.

또 다른 예로서 위치 측정 신호 발생 장치를 제시한다. 본 장치는 직교 주파수들의 서브셋으로부터 주파수 인터레이스된 OFDM 신호를 발생시키기 위한 수단, 상기 OFDM 신호를 시간 기준에 동조시키기 위한 수단, 및 상기 OFDM 신호를 무선으로 전송하기 위한 수단을 포함한다.

또 다른 예로서 위치측정 신호 발생 장치를 제시한다. 본 장치는 더 큰 Q개의 직교 주파수 반송파의 셋(set)으로부터 적어도 하나의 직교 반송파의 서브셋을 발생시키도록 구성되는 직교 신호 발생기, 상기 직교 신호 발생기에 접속되는 입력을 가지며 직교 반송파의 상기 서브셋에 부분적으로 근거하여 OFDM 심볼을 발생시키도록 구성되는 OFDM 변조기, 및 상기 OFDM 변조기에 접속되고 상기 OFDM 심볼을 무선으로 전송하도록 구성되는 송신기를 포함한다.

또 다른 예로서 위치측정 방법을 제시한다. 본 방법은 OFDM 신호를 수신하는 단계, 상기 OFDM 신호로부터 수신된 OFDM 심볼을 결정하는 단계, 적어도 일부분 상기 OFDM 심볼에 기반하여 위치를 결정하는 단계를 포함한다.

또 다른 예로서 위치측정을 위해 설정된 이동 장치를 제시한다. 상기 장치는 OFDM 신호를 수신하도록 구성되는 수신기, 상기 수신된 OFDM 신호를 주파수 인터레이스된 복수의 OFDM 심볼들 중 하나와 상관시키도록 구성되는 상관기(correlator), 및 적어도 하나의 주파수 인터레이스 OFDM 심볼이 수신된 OFDM 신호와 상관될 경우 일부분 상기 상관기의 출력에 기반하여 위치를 결정하도록 구성되는 위치측정 모듈을 포함한다.

또 다른 예로서 OFDM 위치 측정 심볼, 또는 다수의 그러한 심볼들이 OFDM 통신 신호 또는 신호들과 함께 시간 다중화 방법으로 전송된다. 주기적으로, 또는 요청에 따라, 상기 OFDM 통신 신호는 인터럽트되고 OFDM 위치측정 신호가 대신 사용된다.

여기에 기술된 다양한 실시예들의 특징, 목적 및 유용성은 본 도면들과 관련 하여 제시되는 실시예로부터 더욱 명백해질 것이며, 유사한 구성요소들은 유사한 참조 번호를 가진다.

도 1은 주파수 인터레이싱된(frequency interlaced) OFDM 위치측정 시스템의 실시예를 나타내는 기능 블록 다이어그램이다.

도 2는 의사난수(pseudorandom) 인터레이싱된 OFDM 스펙트럼의 주파수 스펙트럼을 나타내는 실시예의 기능 다이어그램이다.

도 3은 주파수 인터레이싱된 OFDM 위치측정 송신기의 실시예를 나타내는 기능 블록 다이어그램이다.

도 4는 위치측정 시그널링 실시예에 대한 정규화된 자기상관 플롯(autocorrlation plot)이다.

도 5는 위치측정 시그널링 실시예에 대하여 주파수 오프셋(offset)에 관한 상호상관(cross correlation)도이다.

도 6A-6C는 주파수 인터레이스 OFDM 위치측정 수신기의 실시예를 나타내는 기능 블록 다이어그램이다.

도 7은 위치측정 신호를 발생시키는 방법을 나타내는 순서도 이다.

도 8은 주파수 인터레이싱된 OFDM 심볼을 발생시키는 방법을 나타내는 순서도이다.

도 9는 주파수 인터레이싱된 OFDM 심볼을 이용하는 위치측정 방법을 나타내는 순서도 이다.

직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 개념에 기반하는 위치측정 시그널링 시스템, 장치 및 방법이 제시된다. 상기 방법은 큰 수신 전력 차이를 가지고 동시에 수신된 위치측정 신호들 사이에서 향상된 직교성을 제공한다. 그러한 유용성들은 골드 코드(Gold code)와 같이 의사난수(pseudorandom) 시퀀스를 이용하는, 직접 시퀸스 확산 스펙트럼(direct sequence spread spectrum) 시그널링을 이용하는 것과 같은 대안적인 구성들과 비교하여 더욱 현저하다.

제시된 위치측정 시그널링 시스템에서 비콘(beacon)은 우선적으로 넓은 신호 대역폭을 이용하여 수신기에서 달성가능한 시간 분해능(time resolution)을 향상시킨다. 또한 광대역 신호는 복잡한 다중경로 완화 기술을 이용할 수 있게 하여 준다. 기존 통신 시스템과 인터페이스하도록 구성된 위치측정 시스템은 충분히 전체 채널 대역폭 또는 다수의 채널 대역폭을 위치측정 신호들에 할당하도록 구성될 수 있다.

상기 위치측정 신호들은 사용가능한 신호 대역폭에 걸친 직교 주파수의 셋(set)을 정의함으로써 발생시킨다. "직교" 주파수들의 셋은 여기서 상기 셋 내에서 들어갈 수 있는 반송파 주파수들 사이의 주파수 간격(frequency separation)이 주파수 편차 w의 배수임을 의미하는 것으로 사용되며, 여기서 w = 1/T Hz이고, T는 이러한 주파수들을 가지는 반송파들의 중첩으로서 구성된 심볼에 관련한 최소 주기이다.

좀 더 상술하면, 만일 두 심볼들이 공통 원소를 갖지 않는 직교 주파수의 셋으로부터 주파수 편차 w로써 구성되면, 주기 T=1/w에 걸쳐 적분되는 상기 심볼들 간의 상호-상관은 이상적으로 영이 될 것이다. 일부의 경우, 이러한 심볼들의 심볼 주기는 주기 T로 제한될 수 있다. 또 다른 경우로서 상기 심볼 주기는 상기 심볼의 마지막에 그 심볼의 시작부분의 일부를 덧붙임으로써, 상기 주기 T를 넘어 확장될 수 있다. 이러한 상기 심볼 주기의 연장을 "순환 확장(cyclic extension)"으로 칭한다. 유사하게 상기 심볼의 끝부분 일부가 상기 심볼의 시작부분에 붙여짐으로써, 다시 순환 확장을 생성한다. 상기 두 가지 방법의 덧붙임의 조합을 이용할 수 있으며, 대안적으로 길이 T인 상기 심볼이 여러 번 반복되어, 매우 긴 순환 확장을 생성시킬 수 있다.

상기 주기 T는 "기본 심볼 주기(basic symbol period)"로 칭하며 확장된 심볼은 "전송 심볼 주기(transmitted symbol period)"로 칭한다. 통신에 이용되는 OFDM 시스템에서 상기 주기 T는 "정보 심볼 주기(information symbol period)"로 칭한다. 보통, 본 명세에서 용어 "OFDM 심볼"은 상기 전송 심볼들을 칭한다-즉 적용될 수 있는 어떠한 순환 확장을 포함하는 심볼을 말한다. 전송 심볼 주기 길이를 불문하고, 상기 주기 T에 걸쳐 직교하도록 설정된 심볼들을 수신하는 수신기는 상호 상관이 주기 T 또는 그 정수배(상기 심볼들이 여러 주기동안 연장된다고 가정하면)에 걸쳐 수행되는 경우 보통 다른 것과 0의 상호 상관을 갖는다.

상기 용어 "의사난수 시퀀스(pseudorandom sequence)"는 여기서 그 특성으로 숫자들의 랜덤 시퀀스(random sequence)를 근사화하는 알고리듬에 의해 결정되는 수열(sequence of numbers)을 칭한다. 그러한 의사난수 시퀀스들의 예는, 그러한 다른 시퀀스들이 많이 존재할지라도 최대 길이 시퀀스 및 골드 코드(Gold code) 시퀀스를 포함한다. 유사하게, 상기 용어 "의사난수적으로 이격됨(pseudorandomly spaced)"은 일련의 또는 배열의 구성요소들 사이의 이격이 어떠한 의사난수 시퀀스에 따라 결정됨을 의미한다.

다수의 직교 주파수 서브셋은 직교 주파수의 셋(set)으로부터 정의되며 다른 것들과 공통되는 주파수를 원소로 하지 않는 서브셋을 말한다. 각 서브셋은 동일한, 또는 적어도 유사한 수의 주파수를 갖는다. 주어진 직교 주파수 서브셋의 주파수를 갖는 반송파의 중첩으로부터 구성된 심볼은 서로 다른 직교 서브셋으로부터의 반송파에서 구성된 심볼과 (주기 T에 걸쳐) 직교할 것이다. 상기 직교 주파수의 특정 서브셋 내의 각 주파수들은 직교성이 유지되는 한 변조되거나 또는 수정될 수 있다. 각 주파수 반송파에 이용되는 대표적인 변조는, 비록 위치 측정 목적을 위해서는 단순 이진 변조(binary modulation) 또는 4변 위상 편이 변조(quaternary phase shift keying)과 같은 비이진 변조(nonbinary modulation)가 선호될 것이라도, 위상 편이 변조(phase shift keying) 및 QAM 변조이다. 보통 상기 주파수들의 변조는 직교성을 유지하기 위하여 심볼 주기 동안 일정하게 행해 진다.

한 실시예로, 하나의 직교 주파수 서브셋 상에 코딩된 데이터는 다른 직교 주파수 서브셋의 데이터와 충분히 상관되지 않도록 선택된다. 이러한 방법은 이차원 직교 코딩(two-dimensional orthogonal coding)으로서 시스템 성능을 향상 시키게 된다.

하나의 직교 주파수 서브셋이 특정한 위치측정 비콘에 할당될 수 있다. 여러 비콘들이 주기적으로 그리고 동시에 그들 각각의 직교 주파수 서브셋을 전송하도록 구성될 수 있다. 일 실시예로, 상기 비콘들은 지상 송신기(terrestrial transmitter)일 수 있다.

이동 장치는 하나 이상의 위치확인 비콘들로부터 상기 동시 전송되는 위치확인 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 그리고 나서 상기 이동 장치는 수신된 위치확인 신호에 일부 기반하여 그 위치를 결정할 수 있다. 이동 장치는 예컨대 도착 시간 차이 프로세스 또는 상기 전송 비콘까지의 의사거리(pseudorange)를 결정하는 삼변측량 프로세스를 이용하여 그 위치를 결정할 수 있다. 상기 이동 장치의 수신기는 제 1 비콘으로부터의 상기 위치측정 신호가 다른 비콘으로부터 수신된 위치측정 신호보다 전력 레벨(level)강도가 훨씬 강한 상황하에서도 전송된 다양한 위치측정 신호 서브셋을 식별할 수 있다. 상기 수신기 성능은 상기 제시된 위치 측정 신호들과 관련된 상호 상관성이 낮기 때문에 얻을 수 있다.

도 1은 주파수 인터레이스 OFDM 위치측정 시스템(100)의 실시예를 나타내는 기능 블록 다이어그램이다. 상기 위치측정 시스템(100)은 상응하는 직교 다중화 위치 측정(orthogonal multiplexed position location) 신호를 전송하도록 구성된 복수의 위치측정 비콘을 포함할 수 있다. 상기 위치측정 시스템(100)은 또한 하나 이상의 기지국(base station)(130a, 130b)을 가지는 제 2 통신 시스템을 포함할 수 있다. 일 실시예로, 각 기지국(130a, 130b)은 위치측정 모듈(140)에 접속될 수 있다.

상기 위치측정 모듈(140)은 하나 이상의 위치측정 비콘(120a-120n)의 위치 및 기타 정보(예컨대 주파수 서브셋 정보)를 저장하도록 구성된 메모리(144)와 올머낵(almanac)(146)에 접속되는 처리기(142)를 포함할 수 있다. 상기 위치측정 모듈(140)은 이동 장치(110)와 같이 상기 위치측정 시스템(100) 내에서 동작하는 이동 장치의 위치를 결정하거나 또는 그 결정을 보조하도록 구성될 수 있다. 상기 시스템(100)의 일부 실시예로, 상기 위치측정 모듈(140)이 생략되고 상기 이동 장치(110)가 외부적 보조 없이 수신된 신호에 일부 기반하여 그 위치를 결정할 수 있다.

상기 시스템(100)의 일 실시예로, 제 1 통신 시스템은 기존의 지상 통신 시스템일 수 있고 위치측정 신호는 기존 통신 신호에 부가하여 동보될 수 있다. 도 1에서 단지 3개의 위치측정 비콘(120a-120n)만이 도시되었을지라도, 어떠한 수의 비콘들도 시스템에 포함될 수 있고 어떠한 주어진 시점에서도 이동 장치(110)는 모든 또는 그 이하의 위치측정 비콘들(120a-120n)로부터 수신하는 능력을 가질 수 있다. 예를 들어, 제 1 통신 시스템은 텔레비전 방송 시스템, 라디오 방송 시스템, 또는 무선 근거리 정보 통신망(Local Area Network, LAN) 시스템일 수 있으며 기존의 방송 안테나가 위치측정 비콘(120a-120n)으로 설정될 수 있다. 상기 시스템(100)의 또 다른 실시예로, 하나 이상의 위치측정 비콘(120a-120n)이 위성 비콘, 항공기 기반 비콘, 또는 다른 비-지상(non-terrestrial) 비콘일 수 있다.

상기 시스템(100)의 일 실시예로, 제 2 통신 시스템은 무선 전화 시스템과 같은 무선 통신 시스템일 수 있고, 상기 기지국(130a-130b)은 무선 전화 기지국일 수 있다. 예를 들어 상기 무선 전화 시스템은 코드 분할 다중 접속(CDMA) 셀룰러 전화 시스템, GSM 셀룰러 전화 시스템, 범용 이동 통신 시스템(Universal Mobile Telecommunications System, UMTS) 또는 다른 무선 통신 시스템일 수 있다. 단 두 개의 기지국(130a-130b)만이 도시되었지만, 어떠한 수의 기지국이 특정 통신 시스템에서 구현될 수 있다.

상기 이동 장치(110)는 무선 수신기 또는 무선 트랜시버일 수 있으며, 예를 들어 무선 전화(wireless phone), 셀룰러 전화, 무선 전화(cordless phone), 라디오, 위치측정 장치, 개인 휴대 정보 단말(personal digital assistant), 개인 휴대 통신 장치(personal communication device), 무선 LAN 장치, 또는 위치측정 신호를 수신하는 다른 장치일 수 있다. 이동 장치(110)가 많은 다양한 종류의 장치가 될 수 있기 때문에, 상기 이동 장치(110)는 대안적으로 이동국(mobile station, MS), 이동 유닛(mobile unit), 사용자 단말(user terminal), 사용자 장치 또는 휴대용 장치로 칭할 수 있다.

일 실시예로, 각각의 위치측정 비콘들(120a-120n)은 상기 기술 또는 이하에서 상술하는 바와 같이 주기적으로 또는 계속하여 상응하는 주파수의 인터레이싱된 서브셋을 전송하도록 구성될 수 있다. 위치측정 시스템(100) 내의 이동 장치(110)는 하나 이상의 위치측정 비콘들(120a-120n)에 의하여 동보(broadcast)되는 위치측정 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 상기 이동 장치(110)는 검출 임계치를 상회하는 수신된 위치측정 신호를 검출하거나 상관시키도록 구성될 수 있다.

위치측정 비콘들(120a-120n)이 주기적으로 위치측정 신호를 전송하는 실시예에서, 상기 위치측정 비콘들(120a-120n)은 충분히 동시에 위치측정 신호를 전송하여 이동 장치(110)가 상기 신호를 청취하는데 필요한 시간을 최소화시키도록 설정 되어야 한다. 위치측정은 상기 위치측정 비콘(120a-120n)들로부터의 전송이 동기화된다면 단순화된다.

일 실시예로, 30미터의 정확도로 위치확인을 하도록 하는 것이 바람직할 수 있다. 이러한 수준의 정확도를 달성하기 위하여, 위치측정 비콘(120a-120n) 전송 사이의 타이밍 오차는 100 나노초(nanosecond) 아래로 유지되어야 한다. 그러나, 이는 위치 정밀도 저하율(position dilution of precision, PDOP)에 기인하는 것처럼 측정 오차 및 기하학적 유도 오차 증가와 같은 다른 어떠한 오차들을 고려하지 않은 것이다. 그러므로, 상기 시스템(100)은 전송 오차를 서로 간에 50 나노초 이하로 유지하는 것이 바람직할 것이다. 만일 이것이 실용적이지 않다면, 물론 그에 따라 최고의 정확도로 스케일링할 것이다. 만약 타이밍 오차가 일정하다면, GPS 위치측정 및 시각 솔루션이 MS 내에서 이용가능하다는 전제 하에, 이동 장치(110)를 이용하여 그러한 오차들을 결정함으로써 위치측정 비콘 (120a-120n) 타이밍 오차를 조정하는 것이 가능하다. 따라서, 시간 대비 전송 타이밍 또는 비콘 동기화의 변화를 최소화하는 것이 중요할 수 있다.

위치측정 비콘(120a-120n)으로부터의 전송은 부근에 존재하는 다양한 다른 위치측정 비콘들(120a-120n)에 관한 정보를 제공하는 데이터 채널을 포함하는 것이 유용할 수 있다. 예를 들어, 이러한 정보는 어떠한 종류의 부가 채널 상에 매우 저속으로 동보될 수 있다. 관심 있는 정보는 지역 내의 위치측정 비콘들(120a-120n)의 코드 번호와 위치를 포함할 수 있다. 상기 정보는 "올머낵(almanac)" 종류 및 송신전력 또는 다른 요소들과 같은 어떤 다른 부가적 정보를 포함할 수 있 다.

비콘(120a-120n)에 대한 완전한 타이밍 및 위치측정은 이동 장치(110)로 하여금 이러한 정보에 근거하여 그 위치를 계산하게 할 수 있다. 이러한 정보가 위치측정 비콘(120a-120n)들로부터 전송되지 않는다면, 셀룰러 채널과 같은 다른 채널로 전송되는 정보를 이용하여 이동 장치(110)의 위치측정을 할 수 있을 것이다. 예를 들어 송신기(130a, 130b)들은 이러한 정보를 제공할 수 있다. 이러한 후자의 경우, 상기 셀룰러 채널은 위치측정 비콘(120a-120n) 정보의 올머낵을 전송할 수 있을 것이다.

상기 이동 장치(110)는 독립적으로 그 위치를 결정하거나 또는 위치측정 모듈(140)과 같은 다른 모듈의 지원을 이용하여 그 위치를 결정할 수 있다. 또한 위치측정 모듈(140)과 같은 네트워크 엔티티(entity) 또는 서버로 돌아오는 레인징(ranging)정보는 메시징(messaging)을 요구할 수 있다. 일 실시예로, 상기 데이터는 일정한 종류의 송신기 레인징 데이터(예를 들어, 소위 CDMA2000 셀룰러 표준에서의 AFLT)로 인코딩되며, 그 포맷(format)이 이미 상기 제 2 통신 시스템에서 지원되는 것일 수 있다. 예를 들어, 상기 포맷은 상기 제 2 통신 시스템이 CDMA 통신 시스템일 때 IS-801에 따를 수 있다. 대안적으로, 다른 종류의 새로운 데이터 패킷이 전송될 수 있다. IS-801 표준에서 수행되는 현재의 하이브리드(hybrid) GPS/AFLT 위치확인은 여기에 기술된 것들과 같은 다른 거리측정을 포함하는 것을 직접적으로 지원하지 않으며 표준화된 방법으로 비-셀룰러(non-cellular) 기지국들을 위한 올머낵(almanac) 데이터의 전송을 지원하지도 않는다. 그러나, 그러한 정 보는 그러한 표준 내에서 지원되는 다양한 데이터 채널들을 통해 전송될 수 있다.

일 실시예로 상기 이동 장치(110)는 각각의 위치측정 비콘들(120a-120n)에 대하여 상기 수신된 위치측정 신호들에 상응하는 의사거리(pseudorange)를 결정할 수 있다. 의사거리는 단순히 상기 수신기에 존재하는 미지의 시간 바이어스(bias)를 구비한 수신 신호의 도달시간(time-of-arrival)이다. 상기 시간 바이어스는 위치측정 절차의 일부로서 결정될 수 있다. 상기 이동 장치(110)는 상기 결정된 의사거리에 일부 근거하여 그 위치를 결정할 수 있다.

또 다른 실시예로, 상기 이동장치(110)는 수신된 위치측정 신호, 즉 120a와 120b로부터의 신호쌍에 기반하여 도착시간 차이를 결정할 수 있다. 상기 도착시간 차이는 이동 장치(110)가 위치하는 쌍곡선과 같은 곡선을 결정한다. 상기 이동장치(110)는 서로 다른 수신된 위치측정 신호, 예컨대 120b와 120n의 쌍에 근거하여 또 다른 곡선을 결정할 수 있고, 상기 곡선들의 교점(intersection)에 일부 근거하여 그 위치를 결정할 수 있다.

또 다른 실시예로, 상기 이동 장치(110)는 상기 수신된 위치측정 신호들에 따라 각각의 위치측정 비콘들(120a-120n)까지의 의사거리를 결정할 수 있다. 이동장치(110)는 의사거리 정보와 상응하는 위치측정 비콘 식별(identification)을 제 2 통신 시스템의 하나 이상의 기지국, 예를 들어 130a에 전송할 수 있다. 상기 기지국(130a)은 상기 의사거리와 비콘식별 정보를 위치측정 모듈(140)에 전달한다. 상기 위치측정 모듈(140)은 상기 이동 장치(110)가 제공한 정보에 일부 근거하여 상기 이동 장치(110)의 위치를 결정하도록 구성될 수 있다.

또 다른 실시예로, 상기 이동 장치(110)는 또 다른 위치측정 절차에 기반하여 독립적으로 그 위치를 결정할 수 있다. 또 다른 실시예에서, 상기 이동 장치(110)는 그 위치를 결정할 수 있고, 상기 위치측정 모듈(140)은 이동 장치(110)의 위치를 결정할 수 있거나, 또는 이동장치(110)는 상기 위치측정 모듈(140)과의 조합으로 공유된 절차를 이용하여 이동장치(110)의 위치를 결정할 수 있다.

도 2는 의사랜덤 인터레이스 직교 주파수 스펙트럼(pseudorandom interlaced orthogonal frequency spectrum)(200)의 실시예를 나타내는 기능 다이어그램이다. 상기 주파수 스펙트럼(200)은 통신 시스템에서 하나 이상의 채널 대역폭에 충분히 상응할 수 있거나 또는 위치측정 시그널링에 할당된 대역폭에 상응할 수 있는 전체적인 시그널링 대역폭(210)을 보여준다.

위치측정 시그널링에 이용되는 상기 직교주파수는 상기 전체 시그널링 대역폭(210) 내에서 발생 된다. 상기 주어진 송신기에 할당되는 시그널링 주파수는 송신기 번호의 우측에 굵은 수평선으로 도시하였다. 예를 들어 송신기 Tx₄(211)는 주파수 1,3,7과 12를 할당받는다. 도 2의 주파수 스펙트럼(200)이 4개의 다른 위치측정 신호에 대응하는 4개의 서로 다른 시그널링 주파수 서브셋 만을 도시하였을지라도, 상기 프로세스는 어떠한 숫자 M개의 위치측정 신호에 맞춰 일반화될 수 있다. 초기에, Q개의 직교 반송파는 전체 시그널링 대역폭(210) 내에서 정의된다. 도 2에 도시한 예에서, 직교 반송파의 수는 16개이다. 각각의 M개의 위치측정 신호들은 Q개의 전체 직교 반송파의 서브셋에서 구성될 수 있다. 상기 M개의 위치측정 신호들은 반송파의 q=Q/M개의 서브셋을 각각의 M 개의 신호에 할당함으로써 구성할 수 있다. 일 실시예로, q=Q/M은 정수이고 모든 위치측정 신호들은 동일한 수의 반송파이다. 또 다른 실시예로, 각각의 위치측정 신호에 할당되는 반송파의 수가 같지 않다.

Q/M이 정수인 실시예에서, 제 1 위치측정 신호는 직교 주파수 다중화 신호로서 초기에 무작위로(또는 의사난수적으로) Q개의 직교 반송파의 셋(set)으로부터 제 1 반송파를 선택함으로써 고를 수 있다. 상기 선택된 반송파는 가용(加用) 반송파의 목록에서 삭제된다. 제 2 반송파는 나머지 Q-1 개의 반송파 중에서 무작위로 선택된다. 그 반송파 또한 가용 반송파 목록에서 삭제된다. 상기 절차는 이러한 방법으로 계속되어 Q/M 개의 반송파가 선택되어 제 1 위치확인 신호에 할당된다. 다음의 Q/M 개의 반송파들이 나머지 Q-Q/M개의 반송파 중에서 제 2 위치확인 신호에 대해 무작위로 선택된다. 이 절차는 모든 M개의 다중화 위치측정 신호가 Q/M 개의 반송파에 할당될 때까지 계속 된다. 이러한 실시예에서, M개의 각각의 다중화 신호에 할당된 M개의 반송파 서브셋은 서로 공통원소가 없거나, 또는 상호 배타적이다. 상기 개별적인 반송파들의 직교성은, 시간과 주파수 동기가 완벽하다는 가정하에 위치 측정 신호들 서로 간의 직교성을 보장한다. 위치측정 신호에 주파수를 할당하는 이 절차는 바람직한 특성, 예컨대 어떠한 미리 결정된 임계치를 넘어서는 피크대 사이드 로브(sidelobe) 비율의 자기 상관 특성을 가져오지 않는다면, 새로운 무작위 시퀀스를 이용하여 반복될 수 있다.

도 2에 제시된 예에서, 반송파의 총 수 Q는 16이며 위치측정 신호의 수 M은 4이다. 따라서, 각 위치측정 신호는 Q/M=4 개의 별도의 직교 반송파의 서브셋을 포함한다. 제 1 위치측정 신호에는 1,3,7과 12번 반송파가 할당된다. 제 2 위치측정 신호에는 2,6,11과 14번 반송파가 할당된다. 제 3 위치측정 신호에는 4,9,13과 16번 반송파가 할당된다. 본 예에서 마지막 제 4 위치측정 신호에는 5,8,10과 15번 반송파가 할당된다.

또 다른 실시예로, 위치측정 신호들 중 적어도 하나에 대한 상기 Q/M개의 반송파들은 전체 신호 대역폭에 걸쳐서 균일하게 이격(離隔, spacing)된다. 무작위 주파수 인터레이싱(interlacing)을 균일한 인터레이싱으로 대체하면 근사적으로 M 배의 자기상관 모호성(autocorrelation ambiguity)을 초래한다. 균일한 반송파 이격의 결과는 T_s/M의 시간간격으로 반복되는 자기상관 함수이며, 여기서 T_s는 기본 OFDM 심볼 주기(순환 확장 없이)이고 반송파 이격(spacing)의 역수(逆數)이다. 균일 반송파 이격은 인접한 주파수로 된 셋(set) 사이에 상호 상관(cross correlation)을 감소시킬 수 있고 무작위 또는 의사난수(pseudo random) 반송파 이격을 갖는 실시예에 비하여 비모호성(unambiguous) 지연 범위를 감소시킬 수 있다. 그럼에도, 일정한 상황에서는 균일 이격이 구현상의 이유로 바람직하거나 또는 시스템 제한으로 인하여 요구될 수 있다.

비콘에 의해 전송되는 위치측정 신호는 반송파 주파수의 하나 이상의 서브셋을 이용하여 발생 된다. 상기 위치측정 신호를 발생시키기 위하여, 시그널링 데이터가 각각 Q/M 개의 반송파 크기를 갖는 M개의 각 반송파 서브셋에 할당된다. 일 반적으로, 상기 시그널링 데이터는 OFDM 심볼 주기의 초반부에서의 다른 반송파 위상들에 비례하는 특정된 반송파 위상의 형태를 취한다. 따라서, 이 경우 Q/M 반송파 위상의 벡터가 주어진 반송파 서브셋에서 하나의 OFDM 심볼과 관련된 시그널링 데이터이다. 그러나, 반송파 위상 및 진폭 정보 모두를 포함하는 시그널링 데이터, 예를 들어 직교 진폭 변조(QAM)를 이용하는 것도 또한 가능하다. 일반적으로 특정 반송파에 할당된 상기 신호 정보는 상기 OFDM 심볼 주기에 걸쳐 일정한데, 이는 상기 시간 주기 T_s에 걸쳐 서로 다른 반송파들 사이에 직교성을 유지하기 위함이다.

일 실시예로, M개의 난수(random) 또는 의사난수(pseudorandom) 이진 시퀀스들이 정의되고, 각각의 상기 시퀀스들은 데이터 벡터로서 상기 M개의 반송파 서브셋 중 하나에 할당된다. 상기 이진 시퀀스들은 그 요소들이 다양한 반송파들의 위상을 할당하는데 이용되는 데이터 소스(source)로 이용될 수 있다. 상기 이진 시퀀스의 각 비트(bit)는 대응하는 서브셋 내의 각 반송파들에 적용되는 일정한 위상에 대응할 수 있다. 본 실시예에서, 상기 각 반송파의 위상은 하나의 OFDM 심볼 주기에 걸쳐 고정된다. 최대 길이 PN 시퀀스, 바커 코드(Barker codes), 월시 코드(Walsh codes), 또는 골드 코드(Gold Code)와 같이 Q/M으로 절단된 또는 연장된 길이를 갖는 특별한 클래스 또는 시퀀스들 중에서 상기 이진 시퀀스를 선택하는 것이 유리할 수 있다. 본 문단에 기술된 상기 이진 시퀀스가 직접 시간에 대하여 신호를 변조하는 것이 아니라, 주파수에 대하여 반송파의 셋(set)을 변조하는 것임을 명심하여야 한다. 이 프로세스를 가시화하는 또 다른 방법은 상기 OFDM 심볼이 특정된 서브셋에 속하는 반송파들의 선형 조합이라는 점이다. 상기 선형 조합의 계수는 상술한 이진 또는 고차의 시퀀스이다. 가장 일반적으로, 즉 위상 및 진폭 변조를 위해, 이러한 시퀀스들은 복소수가 된다.

따라서, 각각의 위치측정 신호들에 대한 두 단계의 난수화(randomization)가 있을 수 있다. 1 단계의 난수화는 M개 신호의 무작위 주파수 인터리빙을 포함하고, 2 단계의 난수화는 위상(또는 진폭과 위상)을 각 M개의 신호들의 각각의 Q/M개의 주파수에 할당하는 것을 포함한다. 또 다른 실시예로, 상기 이진(또는 고차의) 시퀀스 데이터 소스(source)는 시간에 따라 변화(예를 들어, 하나의 OFDM 심볼에서 그 다음 것까지 변화)할 수 있고 따라서, 각각의 반송파들은 시변 데이터 스트림(time varying data stream)을 이용하여 변조될 수 있다. 그러나, 일반적으로 그러한 시퀀스 데이터는 각각의 개별 OFDM 심볼 주기에 걸쳐 여전히 고정되거나, 또는 거의 고정된다. 그렇지 않으면 OFDM 심볼들의 직교성이 유지되지 않을 것이다.

상기 실시예들에서 M개의 각각의 복소 신호들은 M개의 별개의 위치측정 비콘들로부터 OFDM 심볼로 동시에 전송될 수 있다.

도 3은 주파수 인터레이스 직교 주파수 위치측정 비콘(120)의 실시예를 나타내는 기능 블록 다이어그램이다. 도 3의 위치측정 비콘(120) 실시예는, 예를 들어 도 1의 위치측정 시스템(100)내에서 어떠한 위치측정 비콘들(120a-120n)일 수 있다.

상기 위치측정 비콘(120)은 변조기(320)에 접속된 직교 신호 발생기(310)를 포함한다. 상기 직교 신호 발생기(310)는 상기 위치측정 비콘(120)이 이용하는 주파수의 서브셋을 발생시키도록 설정될 수 있다. 변조 데이터 모듈(324)은 또한 상기 변조기(320)에 접속되어 직교 반송파를 변조하는데 이용되는 이진(또는 다른) 시퀀스를 제공한다. 즉, 각 반송파의 위상 및/또는 진폭은 상기 시퀀스의 원소(element)에 따라 달라진다.

상기 변조기(320)로부터의 Q/M 개의 반송파의 변조된 출력은 OFDM 변조기(330)의 입력에 접속되어 상기 변조된 반송파에 대응하는 OFDM 심볼을 발생시키도록 설정될 수 있다. 상기 OFDM 변조기(330)로부터의 OFDM 심볼 출력은 디지털-아날로그 변환기(Digital to Analog Converter, DAC)(340)에 접속되어 상기 신호의 디지털 표현이 아날로그 표현으로 전환될 수 있다.

상기 DAC(340)의 출력은 송신기(350)에 접속될 수 있으며 여기서 상기 OFDM 심볼이 동보 대역으로 주파수 변환된다. 상기 송신기(350)의 출력은 동보를 위해 안테나(360)에 접속될 수 있다.

상기 직교 신호 발생기(310)는 전체 시그널링 대역폭에서 정의된 모든 직교 반송파를 발생시키도록 구성될 수 있다. 예컨대, 상기 직교 신호 발생기(310)는 모든 직교 반송파를 발생시키고 요구되는 주파수의 서브셋에 대응하는 것들만을 통과시키며 그 외의 것들은 걸러낼 수 있다. 대안적으로, 상기 직교 신호 발생기(310)는 적어도 특정한 위치측정 비콘(120)에 의한 위치측정 신호 동보(broadcast)에 관련된 직교 주파수의 서브셋을 포함하는 직교 주파수의 서브셋을 발생시키도록 구성될 수 있다. 상기 직교 신호 발생기(310)는 상기 반송파들을 상기 변조기(320)로 출력시키기에 앞서 할당된 주파수 서브셋의 일부가 아닌 반송파 모두를 걸러내도록 구성될 수 있다. 상기 직교 신호 발생기(310)는 상기 할당된 주파수 서브셋을 한 OFDM 심볼 주기로부터 다음에 이르기까지 바꾸거나 상기 할당을 바꾸지 않고 놔두도록 구성될 수 있다.

전술한 바와 같이, 상기 변조기(320)는 상기 변조 데이터 모듈(324)이 제공한 데이터로써 상기 서브셋의 각각의 반송파들을 변조하도록 구성될 수 있다. 일 실시예로, 상기 변조 데이터 모듈(324)은 길이가 Q/M개 까지 연장, 또는 절단된, 골드 코드(Gold code)와 같은 의사난수(pseudorandom) 시퀀스를 상기 변조기(320)에 제공하도록 구성될 수 있다. 상기 변조기(320)는 상기 반송파의 서브셋의 각 반송파의 위상을 의사난수 시퀀스의 대응하는 비트(bit) 값에 기반하여 변조하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 상기 변조기(320)는 상기 의사난수 시퀀스의 값에 근거하여 상기 반송파들을 이진 위상 편이 변조(Binary Phase Shift Key, BPSK)하도록 구성될 수 있다. 대안적으로는 의사난수, 또는 다른 미리 정해진 수열의 값에 기반하여, 직교 위상 편이 변조(Quaternary Phase Shift Keying, QPSK), 고차 위상 편이 변조(phase shift keying), 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 또는 다른 형태의 변조를 제공하도록 구성될 수 있다.

간단한 예로서, 상기 의사 난수 시퀀스의 "1"에 대응하여, 상기 변조기(320)는 0도와 같은 제 1 위상으로 반송파를 변조하도록 구성할 수 있다. 또한 상기 변조기(320)는 상기 의사난수 시퀀스의 "0"에 대응하여, 예컨대 180도의 제 2 위상으로 반송파를 변조할 수 있다. 그러므로, 상기 변조 데이터 모듈(324)이 "0110"의 의사난수 시퀀스를 Q/M=4 인 상기 실시예에서 변조기(320)에 제공한다면, 상기 변조기 위상은 제 1 및 제 4 반송파를 180도로 변조하고 제 2 및 제 3 반송파를 0도로 위상 변조할 것이다. 사실상, 각 반송파들은 하나(또는 그 이상)의 OFDM 심볼 주기에 걸쳐 상수값으로 위상 변조된다.

다른 주파수 서브셋의 유한한 개수(M)로 인하여 상기 위치측정 시스템 내에서 하나 이상의 비콘에 대해 동일한 주파수 서브셋을 재사용해야할 필요성이 야기될 수 있다. 상기 시스템은 어떠한 방법의 주파수 서브셋 재사용 방안을 구현하여 그러한 중복의 효과를 완화할 수 있다. 동일한 주파수 서브셋이 할당된 상기 위치측정 비콘들에 또한 수신기에 이들을 구분할 수 있는 어떠한 능력을 제공하기 위하여 서로 다른 의사난수 변조 코드를 할당할 수도 있다.

상기 OFDM 변조기(330)는 상기 주파수의 위상(또는 위상 및 진폭) 변조된 서브셋을 OFDM 심볼로 변환하도록 설정될 수 있다. 상기 OFDM 변조기(330)의 일 실시예로 상기 직교 주파수를 시간 영역(time domain) 심볼로 변환하도록 설정한 고속 푸리에 역변환(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT) 모듈(334)을 포함할 수 있다. 상기 IFFT 모듈(334)은 주파수들의 서브셋 만이 정보를 포함할 지라도, 직교 주파수들의 전체 셋(set)에 대해 변환을 수행하도록 설정될 수 있다. IFFT 모듈을 이용하면, 일반적으로 주파수 라인 이격(spacing)의 역수와 동일한 지속시간의 기본 심볼(basic symbol)을 생성한다. 종종, 상기 기본 심볼은 IFFT 프로세서(334)의 일부로 볼 수 있는 순환 확장에 의해서 전송 심볼 지속시간(transmitted symbol duration)까지 연장된다. 상기 IFFT 모듈(334)의 출력이 병렬-직렬 변환기 (338)에 연결되어 상기 IFFT 모듈(334)에서 병렬로 생성된 시간 영역 심볼들을 직렬 포맷으로 변환할 수 있다. 다른 비-FFT 구현예들이, 특히 할당된 주파수의 수가 작다면, 더욱 비용효율적일 수 있다. 예를 들어 상기 OFDM 심볼은 일련의 디지털 발진기(oscillator)들의 출력을 변조함으로써 구성될 수 있다. 이러한 발진기들은 수치제어되는 발진기와 같은 얼마간의 수단에 의해 구현할 수 있다.

상기 다양한 변조 요소들(310,320,330,324)은 서로에 대하여 그리고 다른 이벤트들(예컨대 절대 시간(absolute time))에 대하여 외부 소스로부터 타이밍 정보를 수신하는 시스템 클록(370)을 이용하여 타이밍을 맞출 수 있다. 특히 이 외부 소스는 GPS 수신기로부터의 신호 형태이거나 다른 지상 및/또는 우주에 위치한 타이밍 소스가 될 수 있다. 이러한 방법들로, 상기 위치측정 비콘들은 그 OFDM 심볼을 서로 간에 전송하는 시간을 동기화할 수 있어, 서로에 대한 전송의 직교성을 향상시킨다.

상기 위치측정 비콘(120)의 동작은 시스템 예를 통해 기술할 수 있다. 전술한 바와 같이, 모든 시그널링 대역폭이 상대적으로 광대역인 것이 수신기에서의 시간 분해능(resolution)을 향상시키므로 유리할 수 있다. 또한, 기존의 통신 시스템 내에서 상기 위치측정 시스템을 구현하는 것이 유리할 수 있다.

일 실시예로, 상기 위치측정 시스템은 텔레비전 방송 시스템에서 구현될 수 있다. 텔레비전 방송 시스템은 이미 널리 지원되며 상대적으로 많은 광대역 채널에 걸쳐서 매우 고출력 전송을 한다. 상기 위치측정 신호는 주기적으로 통상의 텔레비전 방송 신호를 대체할 수 있다. 유사하게 상기 위치측정 신호는 영상, 음성 또는 고도의 정보 내용을 가진 다른 정보를 전송하는 광대역 방송 시스템과 관련된 다른 신호들을 주기적으로 대체할 수 있다.

대표적인 광대역 방송 시스템 실시예로, Q=4096인 직교 반송파들이 보통 6MHz가 할당되는 TV 방송 채널에 꼭 맞게도 5.5MHz 주파수 범위 내에서 정의될 수 있다. 이러한 반송파 할당으로 반송파 간격이 근사적으로 1.343kHz가 된다.

만약 M=8인 서로 다른 위치측정 신호들이 설정된다면, 각 위치측정 신호는 Q/M이 512개 반송파인 서브셋을 포함한다. 각 위치측정 비콘(120)은 상기 8개의 반송파 서브셋 중 하나에 할당될 수 있다.

직교 신호 발생기(310)는 위치측정 신호에 필요한 최소 512개의 직교 반송파를 발생시키도록 설정할 수 있다. 상기 512개 직교 반송파들이 상기 변조기(320)의 입력에 제공된다. 상기 변조 데이터 모듈(324)은 상기 변조기(320)에 필요한 경우 길이가 512 비트로 연장된 골드 코드(Gold code)(전체 골드 코드 길이는 2ⁿ-1이고 n은 정수이며, 예를 들어 n=9라면 그 길이는 511)와 같은 의사난수 이진 시퀀스를 제공하도록 설정된다. 변조기(320)는 상기 각 512개 반송파들을 그 길이가 연장된 골드코드에서 상응하는 비트(bit)의 값에 근거하여 위상변조시키도록 설정될 수 있다. 상기 OFDM 심볼 주기는 최소한 1/1.343 kHz=745 밀리초가 되어야 한다. 이 기간을 넘어서 상기 주기를 연장시키는 것은, 사실상 상기 OFDM 심볼의 순환 확장이 되는데 이는 본 예에서 상기 합성 OFDM 기본이 0.745 마이크로초 이후에 맞추어 반복되기 때문이다. 그러한 순환 확장은 다수의 비콘들로부터 신호를 수신 하는 이동국(mobile station)에서 보게 되는 큰 차동 지연을 허용하게 된다; 그렇더라도 직교성은 여전히 745 밀리초의 시간 간격에 걸쳐서 유지된다.

상기 변조기(320)로부터의 512개의 위상 변조 반송파 출력이 OFDM 변조기(330)에 접속된다. 상기 OFDM 변조기(330)내의 IFFT 모듈(334)은 4096 포인트 IFFT 연산을 수행할 수 있다. 상기 IFFT 모듈(334)이 4095 포인트 IFFT 연산을 수행할 수 있을지라도, 상기 활성 서브셋의 512 직교 반송파들은 임의의 영이 아닌(nonzero) 신호 성분을 갖는 유일한 주파수 빈(bin)일 수 있다. IFFT 모듈(334)로부터의 대응하는 4096 빈(bin) 출력은 병렬-직렬 변환기(parallel to serial converter)(338)에 접속될 수 있다. 상기 병렬-직렬 변환기(338)는 상기 IFFT가 일반적으로 복소수 데이터, 말하자면 위상과 직교(quadrature) 데이터 스트림(stream)으로서 한 쌍의 DAC로 전송되기 때문에, 2개의 직렬-병렬 변환기 회로를 포함할 수 있다.

상기 직렬 출력들은 한 쌍의 DAC(340)와 송신기(350)에 접속될 수 있고, 이는 그 자체로서 높은 지점에 위치하는 방송 타워에 위치하는 안테나(360)로 접속될 수 있다. 상기 송신기(350)는 위치측정 신호를 주기적으로 동보하도록 구성할 수 있다. 상기 송신기(350) 자체는 보통 직교 변조기(quadrature modulator)와 부가적인 상향변환(upconversion) 및 증폭 회로를 포함하여 전송 신호를 적절한 최종 RF 주파수와 필요한 RF 전력으로 제공할 수 있다.

상기 송신기(350)는 위치측정 신호를 미리 정의된 반복 주기에 한 번 발생하는 OFDM 심볼로써 동보하도록 구성될 수 있다. 주기적인 전송으로 상기 위치측정 시그널링이 기존 통신 시스템의 신호들로 다중화 될 수 있다. 상기 반복 비율은, 예컨대 초당 1회 또는 4분의 1초당 1회일 수 있다. 상기 위치측정 심볼들을 더 자주 전송함으로써, 기본 통신 시스템의 효율을 감소시키는 대가로 더 나은 성능을 얻을 수 있다.

위치측정 비콘(120)은 다양한 위치측정 비콘들로부터의 신호들과 수신기 사이에서의 큰 차동 지연들의 존재시 위치 측정을 고려하도록 구성될 수 있다. 상기와 같이, 위치측정 비콘(120)은 큰 차등 경로 지연(differential path delay)을 다루기 위하여 순환 확장 방법을 통합함으로써 순환 프리픽스(cyclic prefix)를 상기 데이터에 추가하도록 구성될 수 있다. 순환 프리픽스 또는 서픽스(suffix)를 다양한 데이터에 추가하는 것처럼 다양한 방법이 이용될 수 있다. 단순화를 위해 이하의 논의는 순환 프리픽스를 사용하는 것으로 가정한다.

5.5MHz 대역폭과 4096 반송파를 갖는 상기 실시예에서, 상기 위치측정 (기본) 심볼은 순환 프리픽스 없이 근사적으로 745μsec의 길이를 가지며, 프리픽스를 포함하여 이 길이 이상으로 증가될 수 있다. 상기 수신기에서 745 μsec 길이의 데이터 부분이 보유되고 처리되어, 상기 순환 프리픽스 확장의 길이에까지 이르는 차동 지연을 허용하는 최대 민감도(full sensitivity)를 제공한다. 더 긴 차동 지연이 처리될 수 있지만, 민감도의 손실이 있을 것이다.

위치측정 비콘(120)에 의해 송신되는 위치측정 레인징 신호는 넓은 지역에 걸친 비콘들로부터의 신호 수신을 수용하기 위하여, 매우 긴 지연에 맞게 설정될 수 있다. 충분한 송신 전력으로, 200 km를 초과하는 거리, 즉 667 마이크로초 정 도의 지연에 상응하는 범위에서 송신되는 비콘 신호를 잘 검출할 수 있게 된다. 감도(sensitivity) 손실 없이 이러한 거리를 가능하게 하기 위해, 상기 순환 프리픽스는 667 마이크로초가 되어야 하며, 따라서 전송 심볼 주기가 745+667=1412 마이크로초로 확장된다. 더 짧은 거리에 만족할 수 있으면, 더 짧은 전송 심볼 주기도 허용될 것이다. 물론, OFDM 심볼을 수신하고 처리할 때, 상기 수신기는 상기 수신된 신호를 745 μsec에 걸쳐 적분한다.

일부 상황에서, 상기 위치측정 시그널링은 통신 시그널링과 시간을 공유한다. 그러면 두 전송 종류(통신 및 위치 측정)의 수비학(numerology)이 같은 정도가 되는 것이 바람직하다. 그러나 일반적으로, 통신 시스템의 거리 요구가 작다. 예를 들어, 전술한 예에서, 기본 OFDM 심볼 당 745μsec(순환 프리픽스를 포함하지 않고)에서, 55μsec의 순환 프리픽스가 통신 목적으로 이용된다고 가정하면, 800μsec의 전송 심볼 주기가 된다. 상기 55μsec 프리픽스는 그것이 통신 목적으로는 완전히 적절할 수 있을지라도, 위치측정 목적의 비콘들 사이의 차등 지연을 수용하기에는 충분히 길지 않을 수 있다. 이는 통신 목적에서는 상기 수신기가 단지 하나의 송신기와 교신하는 반면, 위치측정 목적을 위해서는 상기 수신기는 셋 이상의 송신기(비콘들)로부터 동시에 수신되는 신호들을 수용할 수 있어야 하는 점 때문이다. 이러한 경우 하나의 방법은 순환 프리픽스를 위치측정을 위한 상기 전송들이 둘 이상의 전송 심볼들, 예컨대 본 예에서 1600 μsec와 같도록 증가시키는 것이다. 이는 지속시간 1600-745=855 μsec인 순환 프리픽스를 수반하는데, 이로써 256km까지 이르는 거리로부터의 전송 신호들을 처리하는 것을 고려할 수 있다. 그 러나, 명백한 거리가 0부터 745μsec까지의 지연에 대응함을 파악하는 것은 용이하다. 매 745 μsec마다 시그널링 파형의 반복 때문에, 상기 수신기는 시간 지연 d와 d+745 μsec에 수신된 신호들을 구분하는 것이 불가능할 수 있다. 일반적으로, 이러한 모호성은 수신된 신호 전력 레벨을 측정함으로써 해결할 수 있다. 745 μsec의 추가 지연은 일반적으로 신호의 수신 전력을 매우 약화시켜서, 수신 전력 측정을 통한 모호성 해결이 가능하게 한다.

대안적인 실시예로, 전송 심볼 주기가 800 μsec로 제한되면, 상기 위치측정 신호는 상기 가정한 5.5MHz 통과대역에 걸쳐 이격(space)된 2048 반송파 신호의 서브셋에서 구성될 수 있다; 따라서 인접 톤(tone)들은 2.69kHz씩 이격 된다. 이는 기본 순환 주기인 1/2.69kHz=374 μsec에 대응한다. 이러한 경우, 상기 가정한 전송 심볼들이 지속기간에 있어 800 μsec로 제한되므로, 상기 순환 프리픽스는 사실상 800-372=428 μsec가 된다는 점을 알 수 있다. 이는 대략 128km 까지의 거리를 가능케 한다. 372 μsec의 지연 모호성이 이 경우에 해당한다.

일부 실시예에서, 주파수의 서브셋과 상기 변조 데이터 모듈(324)이 제공하는 의사 난수 시퀀스는 변하지 않는다. 이러한 경우 상기 OFDM 변조기(330)로부터의 OFDM 심볼 출력 또한 동일하게 유지될 것이다. 이러한 경우, 직교 신호 발생기(310), 변조기(320), 변조 데이터 모듈(324)과 OFDM 변조기(330)는 상기 위치측정 비콘(120)과 관련된 동일한 OFDM 심볼을 저장하고 주기적으로 제공하는 하나의 모듈로 대체될 수 있다.

도 4는 위치측정 시그널링 실시예에 대한 정규화된 자기상관도이다. Q=4096, M=8이고 도플러 편이는 50㎐를 이용하여 발생시킨 위치측정 신호에 대한 결과가 도시되었다. 각각의 위치측정 신호에 대한 실효(RMS) 순환(circular) 자기상관 사이드로브(sidelobe)가 메인로브(mainlobe)로부터 (Q/M)^-0.5 승만큼 낮아진다. 예를 들어, Q=4096 이고 M=8 이면, 상기 자기상관 사이드로브는 1/sqrt(512), 즉 대략 -27 dB로 낮아 진다.

도 5는 위치 측정 시그널링 실시예에 있어 주파수 오프셋에 대한 서로 다른 두 OFDM 심볼 사이의 자기상관도이다. 상기 주파수 오프셋은 일반적으로 수신기의 움직임에 관련된 도플러 편이에 기인한다. 도 5는 서로 다른 위치측정 시그널링 설정에 대하여 그려진 곡선을 보여준다. 제 1 설정은 Q=4096이고 M=8이며 제 2 설정은 Q=2048이고 M=8을 포함한다. 도플러가 없으면, 상기 다른 다중화 위치측정 신호들의 순환 상호상관은 본질적으로 영이 된다. 도플러가 영이 아니면, 상기 상호 상관 효과는 얼마간의 요인들에 기인한다. 상호상관 배제(rejection)는 상기 신호 세트들의 최소한의 주파수 분리도, 다른 주파수 구성요소에 할당되는 내장된 의사난수 이진 코드, 그리고 간섭하는 신호 주파수의 일부만이 일반적으로 특정 위치측정 신호의 주파수로부터 상기 반송파 이격(spacing)인 최소 거리 내에 있다는 점에 일부분 기인한다.

상기 상호-상관 배제에 관한 근사식(dB단위로)은: 10×log₁₀(δf×T_f)-10 log₁₀(Q)+3 이고, 여기서 δf는 도플러 편이이거나, 또는 다른 주파수 오프셋이며, T_f는 톤 이격(spacing)(상기 기본 심볼 길이)의 역수이고 Q는 앞에서와 같이 반송파 톤의 개수이다. 상기 상호상관 배제는 다중화 신호들의 수(M)에 좌우되지 않는다는 점을 주의하여야 한다. 이는 그 사이드로브 구조가 채널의 수에 종속적인 자기상관 배제와 상반된다. 도 5의 도시한 바와 같이, 이론적으로는 전체 범위에 걸친 측정치의 1 dB 내에 있게 된다. 측정치와 이론값 사이의 차이는 대개 근사화 오차에 의해 좌우된다.

상기 상호상관 행동에 대한 도플러 효과는 위치측정 신호를 단지 절반의 가용(加用)한 반송파를 사용함으로써 더욱 감소될 수 있다. 상호상관 개선은 상기 곡선들이 인수 2만큼 분리되어 분포될지라도 상대적으로 적다. 상기 이격된 반송파 실시예는 전송 심볼 지속시간을 동일하게 유지하면서, 훨씬 긴 순환 프리픽스 지속기간을 포함함으로써 더 큰 차동 시간 지연을 허용하도록 설정될 수 있기 때문에 흥미로울 수 있다.

도 5의 특성으로부터 유효 상관 피크(valid correlation peak)를 큰 도플러 편이에 의해 야기될 수 있는 가짜들과 구분하는 방법이 제시된다. 먼저, 유효 피크는 20log10(sinc(δf×T_f))에 따라 변하는 상관 피크를 가진다는 점을 고려하여야 한다. 관심을 끄는 대부분의 지상(terrestrial)의 경우에 이러한 변화는 무시할 만하다. 예를 들어, T_f=372 μsec 라면, [-200Hz, 200Hz] 범위에서의 차등 도플러 편이(differential Doppler shift)의 변화는 0.1dB 이하이다. 수신된 신호가 유효 상관 피크인지 또는 자기 상관 피크인지를 결정하기 위해, 수신기는 기준 신호를 특정한 최대 범위, 즉 [-200, +200 Hz]에 걸쳐서 주파수 증분(increment)인 f_i만큼 변화시킬 수 있다. 만일 상기 상관 피크가 어떠한 미리 결정된 수치보다 더 많이 떨어지면, 이를테면 3dB, 상호 상관이어서 상기 피크를 배제시킨다. 예를 들어, f_i가 50Hz 라면, 상기 증분 세트중 하나가 상기 가짜 주파수 선(line)들로 하여금 테스트 신호와 관련된 널(null)값 선들의 25Hz 범위 내에 있게 할 것이다. 도 5로부터 Q=2048 인 경우에 대한 25 Hz 오프셋에서의 배제는 대략 -71.4 dB이다. 실제로 상기 수신기 기준을 오프셋하여, 상대적으로 큰 [-200,+200Hz] 도플러 범위에 대해서도, 상기 도플러 배제를 대략 -71.4+3=-68.4 dB까지 확장시킬 수 있다.

상기 테스트를 공식화하는 다른 방법은 단순히 각각의 상기 주파수에 대해 상호 상관 연산을 수행하여 각 래그(lag)에서 상기 주파수 범위에 걸쳐 가장 작은 상호 상관 크기를 선택하는 것이다. 상기 데이터의 결과 세트(set)를 이용하여 검출 동작을 수행할 수 있다.

주파수 기준을 증가시킴으로써 상호 상관을 수행하는 대가는 부가적인 테스트의 세트이다. 상기 예에서, 9개의 테스트를 이용하여 [-200, 200 Hz]에 걸치는 도플러를 커버 하였다. 흔히 상기 프로세싱(processing) 부담은 상기 위치측정 수행에 대한 요구가 드물게 나타난다면 그다지 높지 않다. 이러한 경우 프로세싱은 마이크로프로세서 또는 디지털 신호 처리장치(DSP)에 의해 오프라인(offline)으로 수행될 수 있다. 나아가, 상기 프로세싱은 상기 주파수 세트와 후보(candidate) 신호의 세트에 걸쳐 계속될 수 있고, 따라서 스토리지(storage)는 부차적인 문제일 수 있다. 노이즈(noise) 피크 진폭은 이러한 주파수 범위에 걸쳐 일반적으로 거의 변하지 않으므로 부가적인 노이즈의 효과가 이러한 테스트들을 실효성 없게 하지는 않을 것이다. 원칙적으로, 거짓 알람(false alarm)에 대한 구분에 부가하여, 이러한 방법을 이용하여 간섭하는 신호들의 기여분을 "제거"하고, 약한 신호의 존재를 드러낼 수 있다.

관심을 갖는 대부분의 경우 검출가능한 상호상관을 야기할 수 있는 매우 강한 신호가 많아도 한 개 정도 있기 때문에 상기의 상호상관 구별 테스트는 잘 진행된다. 상기 상호상관 문제는 "근거리-원거리(near-far)" 문제 종류와 우선적으로 관련되며, 일반적으로 다수의 약한 신호들과 하나의 강한 비콘으로부터의 하나의 방사(emanation)에 제한된다. 관심사인 대부분의 경우 주된 누화(cross-talk) 상황을 야기하는 간섭 신호가 매우 강한데, 예를 들어 어떠한 검출 임계치보다 50 또는 60 dB 높다. 일반적으로, 그러한 신호는 용이하게 검출된다.

상기 주요 간섭자(interferer)는 전력 면에서 매우 강할 것이므로, 그러한 신호의 정확한 도플러 주파수 또한 다수의 방법으로 측정가능하므로, 상기 구별 테스트가 수행되는 범위를 줄이게 된다. 예컨대 이하의 초기 검출에서, 이 값으로부터 치환된 도플러 주파수들, 예컨대 ±1/(4T_f)에서 상기 신호 진폭을 검사할 수 있다. 이러한 세 진폭들이 2차 내삽법(內揷法) 프로세스에서 이용되어 정확히 진정한 도플러를 결정할 수 있다. 더 많은 계산의 대가로, 좀 더 최적의 방법들 또한 이용가능하다. 최적 주파수 추정량은 Cramer-Rao 경계에 의해 하기의 경계 RMS 값을 갖는 점을 알 수 있다:

여기서 SNR_out = 2 E/N₀ 인 출력 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio) (E는 T_f에 걸친 신호 에너지이고 N₀는 양방향 잡음 밀도(two-sided noise density))이고, 정합 필터 출력의 피크에서 측정된다.

2차 내삽(內揷) 알고리듬은 매우 좋은 성능을 제공한다. 본 프로세스를 이용하여, 결과인 도플러 추정이 생성될 수 있고 60 dB와 40 dB SNR_out 상황에서 각기 10.2 Hz와 1.2Hz의 RMS 오차가 있게 된다.

그러므로, 강한 비콘 신호가 60 dB 출력 SNR을 가진다면, 수신기는 그 도플러를 약 1Hz의 정확도로 추정할 수 있을 것이다. 이는 상기 기술한 바와 같이, 상기 도플러 대역에 대한 단계의 필요성을 없애 줄 수 있다. 그러나, 그러한 정확한 추정을 제한할 수 있는 다양한 효과들이 있는데, 다른 도플러 편이를 갖는 더 작은 다중경로 반사의 존재, 다른 간섭 신호들의 존재, 계산 한계 및 다른 요소들이 포함된다.

도 6A-6C는 수신기(600)들의 실시예를 보여주는데 이는 도 1과 도 3의 위치측정 비콘들에 의해 발생하는 위치측정 신호들을 수신하는데 이용될 수 있다. 도 6A는 상관기(630)를 이용하여 동보 위치 측정 신호들을 검출하도록 설정된 위치측정 수신기(600) 실시예의 기능 블록 다이어그램이다. 상기 위치측정 수신기(600)는 예를 들어, 도 1의 이동 장치(110)와 같은 이동국 내에서 구현될 수 있다.

상기 위치측정 수신기(600)는 하나 이상의 주파수 대역에서 하나 이상의 신호를 수신하도록 설정된 안테나(602)를 포함한다. 예를 들어, 상기 안테나(602)는 제 1 주파수 대역에서 위치측정 비콘(120)과 제 2 주파수 대역에서 도 1의 기지국(130a-130b)들과 같은 제 2 통신 시스템의 위치측정 소스(source)로부터 위치측정 신호를 수신하도록 구성될 수 있다.

상기 안테나(602)는 RF 수신기(610)에 연결되어 수신된 무선 신호를 증폭하고, 필터링하고, 또한 예를 들어 기저대역 신호로 주파수 변환하도록 구성될 수 있다. 상기 비콘들은 위치측정 신호를 다른 통신과 시간 다중화되는 버스트(burst)로 전송할 수 있기 때문에, 상기 RF 수신기(610)는 위치측정 신호에 할당된 시간 동안 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 상기 RF 수신기(610), 이어지는 회로(630,632,640)는 또한 위치측정 비콘들이 이용하는 시간 기준에 동기화될 수 있다. 상기 RF 수신기(610)의 출력은 상기 신호를 디지털 표현(representation)으로 변환하도록 구성되는 아날로그 디지털 변환기(Analog to Digital Converter, ADC)(620)에 접속될 수 있다. 상기 ADC(620)의 출력은 버퍼 메모리(buffer memory) 또는 레지스터 뱅크(register bank)(624)에 접속될 수 있다. 상기 메모리(624)는 추가적인 프로세싱을 위해 수신된 위치측정 신호를 저장하도록 구성될 수 있다.

상기 수신기(600)는 상기 기술한 방법으로 신호 검출, 상호 상관 배제(rejection) 및 도플러 프로세싱을 수행하도록 구성될 수 있다. 상기 메모리(624)의 출력은 상관기(630)에 접속될 수 있다. OFDM 심볼 발생기(632)가 상기 상관기(630)의 다른 입력에 접속될 수 있다. OFDM 심볼 발생기(632)는 위치측정 비콘들이 동보하는 각각의 위치측정 심볼들을 발생시키도록 구성될 수 있다. 부가적으로, 상기 OFDM 심볼 발생기(632)는 위치측정 신호의 주파수 오프셋 버전을 발생시켜 상호상관 배제 및 도플러 결정을 보조하도록 구성될 수 있다. 다양한 위치측정 신호들에 이용되는 반송파들이 변화하지 않고 상기 반송파들이 시변(time varying) 데이터에 따라 변조되지 않는 경우에, 상기 OFDM 심볼 발생기(632)는 이전에 발생한 심볼들의 사본을 검색하도록 구성될 수 있고 각 상관에 대한 심볼들을 발생시키기 위해 계산 회로(computational circuitry)를 이용할 필요가 없다.

상기 상관기(630)는 수신된 신호를 상기 OFDM 심볼 발생기(632)에 의해 발생하는 심볼들에 대비하여 상관시키도록 구성될 수 있다. 상기 상관기(630)는 각 후보 OFDM 심볼에 대해 입력 데이터를 연속적으로 상관시키도록 구성될 수 있거나 동시에 상관 연산을 수행할 수 있거나 그렇지 않으면 동시에 상관 기능을 수행할 수 있다. 상기 위치측정 비콘들이 위치측정 신호를 버스트(burst)할 수 있기 때문에, 상기 상관기(630)는 실시간으로 상관 기능을 수행할 필요가 없고, 상기 위치측정 비콘들이 위치 시그널링을 동보하지 않는 시간 주기 동안 상관기능을 수행할 수 있다. 상기 메모리는 상기 비실시간 상관 프로세스에 이용되는 신호 에너지의 버스트를 수용하는 기능을 할 수 있다.

상기 상관기(630)는 일반적으로 종종 "랙(lag)"으로 불리는, 각각 일련의 가정된 도착 시간(time-of-arrival)을 위해 상기 입력 신호에 대하여 상관 연산을 수행한다. 그 결과적인 일련의 숫자들은 "샘플 상호-상관 펑션(sample cross-correlation function)"으로 불리운다. 따라서 상기 상관기(630)는 일반적으로 각 후보 OFDM 심볼 또는 다수의 가정 도플러 주파수들을 위해 이어지는 회로에 샘플 상호-상관 펑션을 제공한다. 종종 상관기(630)에 대한 입력이 두 개의 데이터 스트림(stream)인, I 와 Q 데이터 스트림이며, 이들은 각각 동위상 및 직교 위상 신호에 해당한다. 이러한 경우 상기 상관기는 일반적으로 I 및 Q 스트림, 또는 트리뷰터리를 포함하는 샘플 상호-상관 펑션을 제공한다. 종종 이러한 I 및 Q 스트림은 단일 복소수 데이터 스트림으로 간주된다. 종종 포락선 검파(envelope detection) 또는 절대값-제곱(magnitude-squared) 연산이 이러한 복소수 데이터 스트림상에서 수행되어, 이어지는 연산(신호 검출과 같이)이 수행될 단일 실수 데이터 스트림을 제공한다.

상기 상관기(630)의 출력은 위치 결정 모듈(640)에 접속될 수 있다. 상기 위치 결정 모듈(640)은 상기 상관기(630)의 출력에 적어도 일부 기반하여 위치측정 동작의 일부분 또는 모든 위치측정 동작을 수행할 수 있다. 일 실시예로, 상기 위치결정 모듈(640)은 그 유래된 위치측정 비콘들에 대한 삼변측량을 수행함으로써 상기 수신기(600)의 위치를 결정하도록 구성될 수 있다. 또 다른 실시예로, 상기 위치결정 모듈(640)은 상기 위치측정 동작의 일부를 수행하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 위치 결정 모듈(640)은 각각의 수신 위치측정 신호들에 대응하는 의사거리(pseudorange)를 결정하도록 구성될 수 있다. 이후 상기 위치결정 모듈(640)은 상기 수신기(600)의 위치를 결정하도록 구성된 원격 프로세서 또는 서버에 의사거리를 전달할 수 있다. 예를 들어 상기 위치결정 모듈(640)은 위치측정 신호를 발생시키는데 이용되는 상기 통신 시스템과 분리된 통신 시스템 내에서 상기 의사거리를 위치측정 모듈(예컨대 도 1의 (140))의 일부인 서버로 전송할 수 있다.

수신기(600)의 실시예를 나타내는 또 다른 기능 블록 다이어그램이 도 6B에 제시된다. 상기 수신기(600)는 이전 실시예에서와 같이 RF 수신기(610)에 접속되는 안테나(602)를 포함한다. 상기 RF 수신기(610)의 출력은 정합 필터(matched filter) 모듈(650)에 접속될 수 있다. 상기 정합 필터 모듈(650)의 출력은 상기 정합 필터 출력의 크기가 미리 결정된 임계치를 초과하는지 여부를 결정하도록 구성되는 피크 검출 모듈(652)에 접속될 수 있다. 상기 피크 검출 모듈(652)의 출력은 위치결정 모듈(640)에 접속된다. 상기 정합필터는 상기 상관기(630)가 제공하는 것과 수학적으로 동등한 샘플 상호-상관(corss-correlation) 기능을 가져온다; 그러나, 이는 이미 공지된 바와 같이 필터링 방법들에 의해서 이 기능을 수행한다.

상기 정합 필터 모듈(650)은 하나 이상의 정합 필터를 포함하여 위치측정 신호를 검출하도록 구성될 수 있다. 일 실시예로, 복수의 정합 필터가 병렬로 배열되어, 각각의 상기 정합필터들은 특정한 위치측정 심볼 또는 위치측정 심볼의 도플러 편이된 버전(version)에 맞춰 조정될 수 있다. 상기 정합 필터의 임펄스 응답은 상기 위치측정 심볼의 시간-반전 공액 버전(time-reversed conjugated version)이다. 또 다른 실시예로, 상기 정합 필터 모듈(650)은 적어도 하나의 가변 필터를 포함한다. 상기 가변 필터는 연속적으로 상기 위치측정 심볼들 또는 도플러 편이 심볼들 중 하나에 정합하도록 조정된다. 상기 수신 신호가 상기 가변 필터에 제공된다. 상기 정합 필터 모듈(650)은 또한 고정 필터와 가변 필터의 조합을 포함할 수 있다.

상기 기술된 일 실시예에서, 수신된 데이터는 매 0.86초마다 전송된 미지의 반송파 위상을 가지는, 372 밀리초 길이의 데이터 블록으로 구성된다. AWGN을 가정하고 다중경로 효과를 무시하면, 최적 검출 방법은 상기 신호를 정합 필터 모듈(650)을 통해 통과시키고, 상기 신호의 크기를 계산하고, 피크 검출 모듈(652)을 이용하여 임계치를 넘는 피크를 찾는 것이다. 상기 임계치는 정해진 거짓 알람 비율(false alarm rate)에 근거하여 설정될 수 있다. 상기 수신기(600)가 8개의 다른 신호 종류에 걸쳐 탐색하도록 설정되고, Q/M=256(Q=2048, M=8) 이라면, 2048개의 독립적인 가정이 존재한다. 거짓 알람 비율을 매 시간(3600초) 단 한 번이 넘지 않도록 하는 것이 바람직할 것이다. 이 비율은 0.86/(2048x3600)≒10^-7 정도인 가정에 따르는 거짓 알람 비율이 된다.

임계치 k에 대해, 거짓 알람 비율은 대략 exp(-T²/P_N)이고, 여기서 P_N은 후처리되는(post processed) 대역폭에서 잡음(noise)의 급수(상기 정합 필터의 뒤를 잇는 I 및 Q 편차들의 제곱의 합의 평균)이다. 이는 상기 임계치가 약 12 dB정도로 설정되어야 함을 의미한다. 거짓 알람을 더욱 줄이기 위해, 상기 수신기(600)는 연속되는 전송과 최대 예상 도플러에 대해 적어도 두 번의 연속적인 검출이 이뤄질 것을 요구할 수 있다.

도 6C는 수신기(600)의 또 다른 실시예이다. 상기 수신기(600)는 FFT 기법을 구현하여 위치측정 심볼들을 검출한다. 사실상, 상기 FFT 방법은 정합 필터를 구현하는데 효율적인 수단이다. 단일 처리기가 FFT 방법을 수행하여 상기 가정한 기준들에 따라, 다양한 스펙트럼 요소를 선택하고 적절히 가중치를 주도록 설정될 수 있다. 이어서 역변환이 상기 정합 필터링된 데이터를 생성한다. 이러한 방법의 특징은 상기 수신된 데이터의 단일 순방향(forward) 변환이 채택될 수 있다는 점이다. 테스트할 각각의 기준신호에 하나씩 다수의 역변환이 요구된다. 또한 추가적인 역변환이 도플러 편이 심볼들을 검출하는데 이용된다.

도 6C의 수신기(600) 실시예는 RF 수신기(610)에 연결되는 안테나(602)를 포함할 수 있다. 상기 RF 수신기(610)의 출력은 상기 수신된 신호를 디지털 표현으로 변환하도록 구성된 ADC(620)에 접속될 수 있다. 상기 ADC(620)의 출력은 상기 수신된 신호에 순방향 FFT를 수행하도록 구성된 FFT 모듈(660)에 연결될 수 있다. 상기 FFT 모듈(660)은 예를 들어, 비콘(beacon)에서 위치측정 심볼을 발생시키는데 이용되는 것의 역동작(inverse operation)을 수행하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 상기 FFT 모듈(660)이 직교 반송파의 전체 개수(Q)에 해당하는 수의 빈(bin)을 갖는 FFT를 수행하도록 구성될 수 있다.

상기 FFT 모듈(660)의 출력은 변조기(또는 체배기(multiplier))(670)에 접속될 수 있다. 변조 데이터 모듈(672)은 이진(또는 다른) 시퀀스를 상기 변조기(670)에 제공할 수 있다. 상기 이진 시퀀스는 일반적으로 위치측정 신호 비콘에서 반송파를 변조하는데 이용되는 이진 시퀀스와 동일하다. 만일 본래의 위치측정 비콘이 더 복잡한 시퀀스를 이용한다면, 변조기는 일반적으로 본래의 복소수 시퀀스의 켤레 복소수(complex conjugate)인 숫자들의 시퀀스를 제공할 것이다. 이러한 숫자들의 시퀀스는 시간 인덱스(index)가 아니라, 반송파 주파수 숫자에 의해 인덱스 된다.

상기 변조기(670)는 상기 변조 데이터 모듈(672)과 동기화(synchronize) 되어 가정한(hypothesized) 기준을 상기 순방향 FFT 모듈(660)의 결과에 적용할 수 있다. 예를 들어, 상기 변조기(670)는 상기 FFT 모듈(660)의 출력에 가중치를 주어 특정한 위치측정 심볼에 정합하도록 구성될 수 있다. 상기 변조 데이터 모듈(672)은 마찬가지로 동일한 위치측정 심볼에 관련된 이진(또는 다른) 시퀀스를 제공하도록 구성될 수 있다. 상기 변조기(670)와 변조 데이터 모듈(672)은 각각의 위치측정 심볼에 대응하는 가정에 대한 프로세스를 반복하도록 구성될 수 있다.

만일 위상 변조를 이용하여 상기 위치측정 비콘들의 데이터를 변조한다면, 상기 변조기(670)는 반송파 서브셋의 위상 변조를 제거하여 변조되지 않은 반송파의 서브셋을 생성하도록 효율적으로 동작한다. 원래 이진 위상 편이 변조(binary phase shift keying)가 이용된다면, 상기 위상 제거는 일련의 180도 위상 반전과 동일하게 된다. 더 고차의 위상 편이 변조를 이용하면, 상기 다양한 반송파들에 적용되는 위상 편이는 단지 본래의 반송파들에 적용되는 위상 편이의 음수가 된다. 위상 및 진폭 변조(예컨대 QAM)를 이용하면, 진폭 변조는 본래의 시퀀스에 있어서와 동일하지만, 위상은 다시 본래 시퀀스의 위상 편이의 음수이다.

상기 변조기(670)의 출력은 역 FFT(Inverse FFT, IFFT) 모듈(680)에 접속될 수 있다. 상기 IFFT 모듈(680)은 상기 변조 수신 신호에 IFFT 연산을 수행할 수 있다. 상기 IFFT 모듈(680)은 일반적으로 FFT 모듈(660)과 동일한 차수(order)가 된다. 상기 IFFT 모듈(680)의 출력은 상기 가정들이 수신된 위치측정 신호와 정합할 때, 상관 피크를 생성한다. 즉, 피크의 존재는 상기의 OFDM 심볼 가정과 도플러 가정들이 유효(또는 적어도 근사적으로 정확)하다는 것을 말한다. 또한 상기 데이터 열(series)의 시작부에 관련된 상기 피크의 위치가 상응하는 비콘으로부터 상기 신호의 상대적인 도착 시간(time-of-arrival)을 알려 준다. 종종 상기 IFFT 모듈은 상기 역변환 데이터 열에 대해 절대값 또는 절대값-제곱 연산을 수행할 것이며, 이는 일반적으로 상기 피크 검색 및 검출 동작에 이용되는 프로세스된 데이터이다.

상기 피크 검출 모듈(690)의 출력은 위치 결정 모듈(640)에 접속될 수 있다. 따라서, 도 6A 및 6B의 실시예에서 직접 시간 영역 기반 상관(direct time domain correlation)을 수행하는 것의 대안으로, 상기 수신기(600)는 주파수 영역 방법들을 이용하면 상기 수신된 신호들을 상기 FFT 모듈(660), 변조기(670), IFFT 모듈(680) 및 피크 검출 모듈(690)의 조합을 이용하여 상기 위치측정 심볼에 상관시킬 수 있다.

상기 수신기(600)가 수 킬로미터에서 120km까지 이르는 거리로부터의 위치측정 비콘 신호들을 동시에 프로세싱하게 하기 위하여, 상기 수신기(600)는 일반적으로 약 55 dB의 동작 범위(dynamic range)가 필요하다. 즉, 신호들은 검출가능하여야 하고 양자화 잡음(quantization noise) 효과를 훨씬 상회 하여야 한다. 상기 수신기(600)가 적어도 15 dB 출력 SNR을 요구한다면, 상기 상관 프로세싱 이후의 양자화 잡음 최저한도는 최대 상관 피크보다 대략 70 dB 아래가 되어야 한다. 상기 실시예에서, 상관 프로세스를 위한 적분 시간은 372 μsec로 설정된다. 유효 프로세싱 이득(gain)은 전체 톤의 개수, 즉 2048과 같으며, 이는 근사적으로 33.1 dB에 대응한다. 이는 상기 상관 프로세스 전에 신호 대 잡음비가 약 70-33.1=36.9 dB가 되어야 함을 의미한다. 이는 ADC의 요구성능에 대응할 수 있다. 상기 요구성능은 상기 ADC의 샘플 비율과 ADC의 종류에 달려 있다.

만일 상기 ADC가 플래시 ADC(flash ADC)이고 상기 ADC에 앞서 제공되는 필터링이 본질상 브릭 월 타입 필터(brick wall type filter)인 경우 최악의 상황이 일어난다. 이러한 경우 ADC와 상관 연산 사이의 필터링은 SNR을 향상시키지 못할 것이다. q 비트 ADC는 근사적으로 2^q레벨을 갖는다. 인코딩에 따라, 이는 2^q-1 또는 2^q일 수 있다. 상기 RMS 입력 신호 레벨이 상기 피크 ADC 출력보다 12 dB 아래로 설정되었다고 가정한다. 이는 단일한 양자화 스텝 사이즈를 가정하면, 1/4×(2^q/2)=2^q-3의 RMS에 해당한다. 단일 스텝 사이즈의 이상적인 양자화기(quantizer)에 기인하는 상기 RMS 양자화 잡음은

이고, 따라서 상기 RMS 신호 대 양자화 잡음은 20 log₁₀(2^q-3×sqrt(12))이다. 이를 하기 표에 도시하였다:

비트 수	RMS 신호 대 양자화 비(dB)
6	28.9
7	34.9
8	40.9
9	46.9
10	52.9

본 표로부터, 36.9 dB의 신호 대 양자화 잡음비를 달성하기 위하여 상기 수 신기(600)는 8 비트 ADC를 가질 필요가 있다. 그러나 일부의 경우, 상기에 나타난 바와 같이 만일, 예를 들어 ADC 샘플 레이트(sample rate)가 어느 정도 오버샘플링되고 양자화 잡음이 상기 신호 통과대역을 넘어서 확장된다면, 이러한 요구사항은 완화될 수 있다. 그러면 디지털 필터링을 하여 상기 유효 신호 강도를 향상시킬 수 있다. 이는 특히 시그마-델타 변환기에 있어 절반의 상기 샘플 비율로 정의되는 통과대역의 상단에 상기 양자화 잡음이 많이 존재하게 되는 경우이다.

ADC 양자화 정확도에 대한 상기 요구는 또한 다수의 OFDM 심볼들이 도 6A, 6B 또는 6C 중 어떠한 방법으로 처리되고 그 결과가 상기 피크 검출을 수행하기에 앞서 조합된다면 완화될 수 있다. 상기 조합은 반송파 위상이 처리 중인 상기 OFDM 심볼들 사이에서 연속적으로 유지될 수 있는지 여부에 따라 절대값(또는 절대값의 제곱) 연산 전(코히어런트(coherent) 적분) 또는 후(인코히어런트(incoherent) 적분)에 이뤄질 수 있다. 만일 코히어런트 적분이 이용되면, 상기 신호-대-양자화 잡음의 개선은 조합되는 OFDM 심볼들의 수에 비례한다. 예를 들어, 네 개의 심볼들이 조합되면 개선도는 6 dB이고, 따라서 ADC 양자화 정확도를 1 비트 감소시킨다. 만일 인코히어런트 적분을 이용하면, 상기 개선은 선형보다 낮게 된다. 예를 들어, 요구되는 12 비트 출력 SNR에 대해, 네 심볼들을 조합하면 상기 개선은 근사적으로 5.1 dB(거짓 알람 비율 10^-7을 가정하면)이다. 그러므로, 이 경우에 ADC 양자화 정확도를 1 비트 감소시키기 위해 약 5개의 심볼들을 인코히어런트 적분으로 조합하여야만 한다.

전술한 바와 같이, 상기 위치측정 동작은 통신 기능으로써 시간 다중화될 수 있다. 특히 상기 통신 기능은 OFDM 타잎 변조를 채택한 것일 수 있다. OFDM 스트림을 복조하는 통신 수신기는 일반적으로 6C에서와 같이 순방향 FFT를 수행할 것이다. 그러나, 보통은 각각의 반송파에 존재하는 데이터를 복조함으로써 660으로부터 얻어지는 데이터가 제공하는 각 반송파들을 주파수 영역에서 처리할 것이다. 이는 670의 변조기능으로 이어지는 660으로부터의 상기 데이터가 역변환을 받아 시간 영역의 데이터를 제공하는 상기 위치측정 프로세싱과 대조된다. 그럼에도 상기 통신 수신기는 매우 효율적인 조합된 통신 및 위치측정 시스템을 구현하기 위하여 610, 620 및 660의 처리 단계들을 공유할 수 있다.

도 7은 위치측정 신호를 발생시키는 방법(700)의 실시예를 나타내는 순서도이다. 상기 방법(700)은 도 1과 도 3의 위치측정 비콘들(120a-120n)에 의해 수행될 수 있다.

상기 위치측정 비콘 프로세싱은 블록(710)에서 시작되어, 주파수 인터레이싱된(interlaced) OFDM 위치측정 신호를 발생시킬 수 있다. 상기 위치측정 비콘은, 하나 이상의 주파수 인터레이싱된 OFDM 신호들을 발생시킬 수 있다(일반적으로, 상기 위치측정 비콘이 상기 신호들 중 단 하나만을 할당받을지라도).

상기 위치측정 비콘은 블록(720)으로 진행하여 리던던시(redundancy)를 상기 생성된 신호에 적용한다. 상기 실시예 중 하나에 기술한 바와 같이, 상기 위치측정 비콘은 길이가 372 μsec 인 (기본) 심볼을 발생시킬 수 있지만 상기 신호를 반복시켜 길이가 744 μsec 인 신호를 발생시킬 수 있다. 이는 순환 프리픽스(prefix) (또는 서픽스(suffix))로서 작용하며 더 많은 근처의 비콘들로부터의 누화(crosstalk)에 기인하는 민감도(sensitivity) 손실 없이 상기 비콘으로부터 먼 거리에서 수신된 신호를 수신기가 처리하도록 한다. 물론 수용할 필요가 있는 지리적 거리(range)의 세트에 따라 훨씬 짧거나 긴 순환 프리픽스들을 이용할 수 있다.

상기 순환 프리픽스를 적용한 후에, 위치측정 비콘은 블록(730)으로 나아가서 위치측정 신호를 시간 기준에 동기화시킬 수 있다. 전술한 바와 같이, 타이밍 에러에 기인하는 위치 오차를 최소화시키기 위해 상기 위치측정 비콘들이 동기화되어야 한다. 상기 위치측정 비콘은 GPS 시간 또는 다른 시간 기준과 같은 외부 타이밍 기준에 동기화될 수 있다. 상기 위치측정 비콘 타이밍은 다른 위치측정 비콘들에 관하여 고정되어야 하고 100 nsec 이내 그리고 바람직하게는 50 nsec 이내로 정확해야 한다.

일단 위치측정 비콘이 시간 기준에 동기화되면, 상기 위치측정 비콘은 블록(740)을 진행하여 상기 시간 기준에 관하여 미리 결정된 시간에 상기 위치측정 신호를 전송할 수 있다. 그러면 상기 위치측정 비콘은 상기 방법(700)의 블록(710)으로 돌아와서 상기 프로세스를 반복한다.

일부의 경우, 특히 710과 720의 구현이 맞춤형 하드웨어에서 실시간으로 진행된다면, 블록(730)의 상기 시간 기준에 대한 동기화는 710과 720 동작과 동시에 진행된다. 대신에 만일 710과 720이 소프트웨어에서 수행되면, 예를 들어 향후의 전송을 위한 데이터 샘플들의 세트를 미리컴퓨팅(pre-computing)하게 되면, 이 데 이터의 시간 기준에 대한 동기화는 그러한 전송이 요구되고, 상기 동기화 기능(730)의 위치가 적절할 때 발생할 것이다.

도 8은 주파수 인터레이스 OFDM 위치측정 신호를 발생시키기 위한 방법(710)의 실시예를 나타내는 순서도이다. 상기 방법(710)은 도 7의 상기 시그널링 순서도의 일부가 될 수 있고, 도 3에 도시한 것과 같이 위치측정 비콘에서 수행될 수 있다.

상기 방법(710)은 상기 위치측정 비콘이 채널 대역폭에 충분히 걸치는 복수, Q 개의 직교 반송파를 발생시키는 블록(810)에서 시작된다. 전술한 바와 같이, 더 넓은 채널 대역폭은 수신기에서 예리한 상관을 용이하게 하고 시간 분해능(resolution)을 증가시켜 준다. 일 실시예로, 상기 채널 대역폭은 근사적으로 5.5 MHz일 수 있다. 상기 실시예들은 직교 반송파의 수가 2의 제곱에 제한되지는 않지만, Q=4096 과 Q=2048을 포함하였다.

상기 Q개의 직교 반송파를 발생시킨 후, 상기 위치측정 비콘은 블록(820)으로 진행하여 상기 직교 반송파들의 (Q/M)개 서브셋을 선택한다. 일 실시예로, 상기 서브셋의 반송파들은 상기 채널 대역폭을 통해 균일하게 이격(space) 된다. 또 다른 실시예로, 상기 서브셋의 반송파들은 랜덤하게 또는 의사난수적으로 이격된다. 일반적으로, 각 서브셋의 반송파 수는 동일(즉, M개 서브셋에 대해 Q/M)하게 선택한다. 그러나, M개 서브셋의 반송파 수가 달라지는 것이 가능하며, 일부 경우에는 요망된다. 이 경우 반송파의 수는 Q/M 보다 많거나 혹은 적을 수 있지만 각 서브셋들은 직교성을 유지하기 위해 공통 원소를 갖지 않아야 하며, 모든 반송파 수의 합은 Q 또는 거의 Q가 되어야 한다. 일부의 경우 일부 반송파들은, 특히 상기 대역의 하단 및/또는 상단에서, 사용하지 않고 남겨져서 인접 신호들 간의 간섭을 최소화하는 보호 대역(guard band)을 제공할 수 있다. 일부의 경우 상기 반송파 일부는 동기화와 같은 다른 목적에 이용될 수 있어, 위치측정 목적으로는 사용 불가능할 수 있다.

각각의 상기 서브셋들이 다른 서브셋들과 상호 배타적인 반송파를 갖는 것이 유리할 수 있다. 상기 주파수 서브셋들 중 하나가 상기 위치측정 시스템의 각각의 위치측정 비콘들에 할당될 수 있다. 별개의 반송파 서브셋들보다 비콘들이 많을 때, 상기 시스템은 재사용 방식을 구현하여 유사한 주파수 서브셋 할당을 갖는 위치측정 비콘들로부터의 잠재적인 간섭을 최소화할 수 있다. 특히 M+1 번 비콘은 상기 언급한 M개의 별개 서브셋 중 어느 것과도 다른 주파수 서브셋을 이용하는 것이 유리할 것이다. 그러면, 이 추가적인 비콘으로부터의 상기 OFDM 심볼은 하나 이상의 M개 서브셋들에 대응하는 OFDM 심볼과 어느 정도 상관을 갖기는 하지만, 이러한 상관은 매우 작을 것이다.

상기 위치측정 비콘이 반송파 서브셋을 선택하거나 또는 할당받은 후에, 상기 위치측정 비콘은 블록(830)을 진행하고 상기 반송파 서브셋을 변조한다. 일 실시예로, 길이가 Q/M인 골드 코드(Gold code)와 같은 의사 난수 코드(pseudo random code)가 BPSK(그렇지 않으면 예를 들어 QAM)에 대한 데이터 시퀀스로서 이용되어 상기 반송파를 변조한다. 즉, 상기 각 반송파가 그러한 데이터 시퀀스의 구성요소에 따라 위상 및/또는 진폭이 수정된다. 상기 의사 난수 변조 데이터는 시간에 따 라 고정되거나 또는 변화할 수 있다. 일반적으로, 다른 서브셋에 할당된 상기 변조 데이터 시퀀스는 다르게 선택된다. 상기 다른 데이터 시퀀스들은 일반적으로 좋은 상호 상관(cross correlation) 특성을 갖도록 선택된다.

상기 반송파 서브셋을 변조한 후에, 상기 위치측정 비콘은 블록(840)을 진행한다. 블록(840)에서 상기 위치측정 모듈은 인터레이스 및 변조된 반송파들에 대응하는 주파수 인터레이스 OFDM 심볼을 발생시킨다. 예를 들어, 상기 위치측정 비콘은 IFFT 모듈과 병렬 대 직렬 변환기(parallel-to-serial converter)를 이용하여 상기 OFDM 심볼을 발생시킬 수 있다.

상기 도 8의 기술에서, 상기 동작 (810)에서 동작(830)까지는 단순히 각 반송파 주파수마다 하나의 수인, 일련의 Q개 복소수를 구성하는 것으로 볼 수 있다. 이 경우, 상기 동작(810)은 단순히 Q개 수들의 어레이(array)의 구성으로, 각각은 0 값으로 초기화될 수 있다. 상기 동작(820)은 반송파 서브셋에 상응하는 상기 어레이의 인덱스들(indices)을 선택하고 동작(830)은 위상과 진폭, 즉 복소수를 상기 어레이의 각 원소에 할당하는 것이다. 본 어레이에 그 시작부분 또는 끝에 부가적인 0-값(zero-valued) 샘플들이 추가될 수 있어서, 요구되는 길이(예컨대 2048, 4096 또는 다른 2의 급수)의 어레이를 생성하고, 그리고 상기 어레이를 작용시켜 역(inverse) FFT (또는 수학적으로 동등한) 연산을 하여 840의 상기 OFDM 심볼을 생성할 수 있다.

도 9는 주파수 인터레이스 OFDM 심볼을 이용하는 위치측정 방법(900)의 실시예를 나타내는 순서도이다. 상기 방법(900)은 예를 들어, 도 6A-6C에 도시한 수신 기(600) 실시예에서 수행될 수 있다.

상기 방법(900)은 상기 수신기가 위치측정 신호를 수신하는 블록(910)에서 시작한다. 상기 수신기는 비콘들을 동기화하는데 이용되는 것과 동일한 시간 기준에 동기화될 수 있다. 그러므로, 상기 수신기는 단지 미리 결정된 시간 주기 동안 위치측정 신호를 조정하고 감시하면 된다. 상기 위치측정 신호들의 지속시간 및 듀티 사이클(duty cycle)은 위치측정을 지원하기 위해 소모되는 에너지와 요구되는 프로세싱을 최소화하기 위해 상기 수신기가 액티브(active) 상태인 시간의 단지 일부분일 수 있다. 이는 특히 상기 위치측정 동작이 통신 신호 프로세싱과 같은 다른 동작들과 시간 다중화되는 경우이다.

상기 위치측정 신호를 수신한 후에, 상기 수신기는 블록(920)으로 진행하여 상기 수신된 위치측정 신호들에 존재하는 위치측정 심볼들을 결정한다. 상기 결정은 예비 결정일 수 있는데 이는 상기 심볼 중 일부가 상호 상관 결과물로서 배제될 수 있기 때문이다.

블록(920)에서 상기 수신기는 예를 들어 상기 수신된 신호들을 수신기 내에 저장되거나 생성된 하나 이상의 기준 심볼들과 상관시킬 수 있다. 또 다른 실시예로, 상기 수신기는 수신된 신호들을 상기 위치측정 심볼들에 상응하는 하나 이상의 정합 필터를 통과시킬 수 있다. 또한 또다른 실시예로, 상기 수신기는 상기 신호를 FFT에서 주파수 영역으로 변환시키고, 상기 반송파의 변조를 제거하고, IFFT에서 상기 신호를 변환시켜 특정 위치측정 심볼의 존재여부를 결정할 수 있다. 앞서 지적한 바와 같이, 본 FFT 방법은 순방향 FFT 프로세싱이 통신 시스템/위치측정 시스템 조합의 일부로서 이용될 경우에 특히 효율적이다. 물론, 상기 수신기는 다른 실시예를 이용하여 위치측정 심볼의 존재여부를 결정할 수 있다.

위치측정 심볼들의 존부를 결정한 후에, 상기 수신기는 블록(930)을 진행하여 예컨대 2차 내삽법을 이용하여 수신된 신호의 도플러 편이를 결정할 수 있고, 이는 추후 다항식 정정(polynomial correction)을 상기 도플러 추정에 적용함으로써 추가 정정될 수 있다. 상기 도플러 편이를 결정한 후, 상기 수신기는 블록(940)을 진행하여 상기 상호 상관 결과를 배제시킬 수 있다.

일 실시예로, 상기 수신기는 공칭 주파수 위와 아래의 미리 결정된 양 만큼 주파수 기준을 시프트(shift) 한다. 상기 수신기는 상기 주파수 시프트된 기준에 대해 상기 심볼 결정을 반복할 수 있다. 상기 수신기는 상관 피크가 미리 결정된 양, 예컨대 3 dB 이상 떨어지는 상호 상관 결과로서의 심볼들을 배제시킬 수 있다.

상호 상관 결과라고 결정된 상기 심볼들을 배제시킨 후, 상기 수신기는 블록(950)으로 진행하여 상기 위치측정 비콘들에 대응하는 유효한 수신된 주파수 인터레이싱된 OFDM 심볼들을 결정할 수 있다. 이들은 기본적으로 동작(920)을 통해 결정된 것 중에서 940에서 배제된 것들을 제외한 심볼들이다. 일부의 경우 일부 추가적인 배제가 수행된다. 예를 들어, 앞서 지적한 바와 같이, 긴 순환 프리픽스를 이용하는 데 기인하는 시간 모호성(time ambiguity)이 있을 수 있다. 이는 한 OFDM 심볼이 둘 이상의 다른 시간(전송된 심볼 주기만큼 이격된)에 수신되는 것처럼 보이는 결과를 가져올 수 있다. 수신 전력 레벨과 같은 기준들을 이용하여 그러한 추가적인 배제를 수행할 수 있다.

상기 수신기는 이어 블록(960)을 진행하여 상기 수신된 OFDM 심볼들 각각에 대응하는 도착 시간(time-of-arrival), 또는 의사거리(pseudorange)를 결정할 수 있다. 상기 수신기는 상기 심볼들이 전송되는 시간을 알 수 있다. 상기 수신기는 로컬 클록(local clock)내 존재하는 어떠한 오류에 기한 바이어스(bias)와 함께 신호 지연을 결정할 수 있고, 따라서 각각의 상기 전송 비콘들의 의사거리를 결정할 수 있다.

상기 수신기는 이어 블록(970)을 진행하여 상기 의사거리들에 적어도 일부분 근거하여 그 위치를 결정할 수 있다. 상기 수신기는 독자적으로 그 위치를 결정할 수 있거나, 또는 상기 수신기가 상기 의사거리를 위치측정 모듈로 전송하여 상기 수신기의 위치를 결정할 수 있다.

일 실시예로, 상기 수신기는 오버헤드(overhead) 데이터 채널을 통해 상기 위치측정 비콘들에 대한 지리 및 기타 위치정보를 수신한다. 그리고 나서 상기 수신기는 상기 비콘 위치 및 상응하는 의사거리(pseudorange)에 근거하여 그 위치를 결정할 수 있다. 또 다른 실시예로, 상기 수신기는 상기 의사거리를 셀룰러 전화 위치측정 시스템의 일부인 위치측정 서버와 같은 위치측정 모듈로 전송한다. 상기 수신기는 상기 수신기를 탑재한 모듈 장치의 일부인 무선 송신기를 이용하여 상기 정보를 전송할 수 있다.

특정한 단계들의 순서를 도 7-9에 도시하였을 지라도, 상기 방법들은 도 7-9에 도시한 상기 단계들 또는 단계들의 순서에 제한되지 않는다. 추가적인 단계 또는 프로세스가 상기 방법들에 추가될 수 있고 추가적인 단계 및 프로세스가 기존 프로세스 단계들 사이에 추가될 수 있다. 나아가, 일부 단계 또는 프로세스 순서는 상기 방법에서 제외될 수 있다. 예를 들어, 도 7의 상기 방법(700)은 리던던시(redundancy)를 생략할 수 있다. 다른 예를 들면, 도 9의 상기 방법(900)은 상호 상관 배제 단계를 생략할 수 있다.

위치측정 시스템, 위치측정 시그널링, 위치측정 비콘 및 수신기가 제시되었다. 추가적으로, 위치측정 방법들이 제시되었다. 주파수 인터레이스 OFDM 위치측정 신호가 채널 대역폭에 충분히 걸쳐 있는 직교 반송파 세트로부터 발생될 수 있다. 상기 위치측정 신호들은 상기 반송파의 서브셋을 선택함으로써 발생할 수 있다. 반송파들의 서브셋 내의 각각의 반송파들은 변조 데이터 시퀀스에 따라 변조될 수 있다. 상기 변조 데이터 시퀀스는 골드 코드(Gold code) 시퀀스와 같은 의사 난수 시퀀스(pseudo random sequence)일 수 있고 상기 반송파들은 상기 데이터로 BPSK 변조되거나, 또는 QAM과 같은 더 고차의 변조방법으로 변조될 수 있다. 후자의 경우 상기 변조 데이터 시퀀스의 구성요소들은 이진(binary) 보다 더 고차의 양자화를 가질 수 있다. 예를 들어 상기 변조 시퀀스는 3,4 또는 더 많은 비트(bit)로 양자화되는 구성원소 세트를 포함할 수 있다. 상기 반송파의 변조 서브셋은 보통 주기적으로 전송되는 OFDM 심볼로 변환될 수 있다. 다수의 위치측정 비콘들이 동기화되어 실질적으로 동일한 시간에 상기 주파수 인터레이스 OFDM 심볼을 전송할 수 있다. 서로 다른 비콘들에 할당된 주파수 서브셋들이 공통원소가 없게 하고 다른 비콘들의 상기 변조 데이터 시퀀스가 좋은 상호 상관 성질을 갖도록 설계함으로써 간섭 배제를 개선하는 결과를 얻는다.

수신기는 상기 주파수 인터레이스 OFDM 심볼을 하나 이상의 위치측정 비콘들로부터 수신하고 어느 심볼들이 수신되었는지를 결정할 수 있다. 그리고서 상기 수신기는 상기 수신된 심볼에 일부 근거하여 의사거리를 결정할 수 있다. 그리고 나서 상기 수신기는 상기 의사거리에 근거한 위치를 결정할 수 있다.

얼마간의 수정도 가능하다. 예를 들어, 앞서 지적한 바와 같이, 일부의 경우 다른 비콘들은 다른 반송파 서브셋을 이용할 수 있지만, 상기 서브셋들은 완전히 공통원소를 갖지 않기보다는 일부 반송파들이 공통될 수 있다. 이는 서로 다른 비콘들이 제공하는 상기 OFDM 심볼들 사이에 일부 상관이 존재하게 할 수 있지만, 이 상관은 공통된 반송파의 수가 작으면 최소화될 수 있다.

전술한 내용은 다수의 위치측정 비콘들이 시간 동기된 방법으로 정보를 전송하는 상황에 초점을 맞추었다. 대안적인 실시예로, 상기 비콘들로부터의 신호들의 전송 시간이 확실하다면, 상기 비콘들은 시간동기될 필요가 없다. 이는 이러한 비콘들로부터의 신호 전송에 시간 태그(tag)를 다는 이동형 또는 고정형 감시 장치를 이용함으로써 이뤄질 수 있다. 예를 들어, GPS 수신기를 포함하는 셀룰러 전화 장치(이동형 또는 고정형)는 일반적으로 그러한 수신기들에서 시각을 정확히 결정할 수 있고, 그러므로 비콘들에 근접하다면, 그러한 전송들에 시간 태그(tag)를 할 수 있다. 그러면 상기 비콘 전송들의 상대적인 타이밍이 수신기로 전송되어 상기 비콘 전송들로부터 삼변측량을 하거나 또는 위치측정에 관여 중인 이 수신기에 관련하여 동작 중인 서버로 전송될 수 있다. 상기 비콘들이 시간 동기되지 않는다면 심볼들의 방사(emission) 사이에서 일부 직교성이 상실될 가능성이 있다. 그러나, 이 문제는 상기 전송 심볼들이 수차례 반복되어, 그러한 전송들을 정확하게 동기화시킬 필요성을 제거한다면 피할 수 있다.

상기 기술내용을 통해 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명내용을 생산 또는 이용할 수 있다. 당업자에게 제시된 실시예에 대하여 다양한 변형이 이미 명백할 것이며, 여기에 정의된 일반적인 원리들은 다른 실시예에 적용될 수 있다. 그러므로, 본 명세는 이상 제시된 실시예들에 한정하고자 하는 것은 아니다.

Claims

위치측정 신호(position location signal)를 전송하는 방법으로서:

복수(Q)의 직교 주파수를 정의하는 단계로서, 상기 Q개의 직교 주파수 각각은 다수의 고정된 주파수 이격(spacing)(w)만큼 서로 분리된, 직교 주파수 정의 단계;

상기 복수의 직교 주파수로부터 직교 주파수의 제 1 서브셋(subset)을 선택하는 단계;

상기 직교 주파수의 제 1 서브셋에 기반하고 상기 복수의 직교 주파수로부터의 직교 주파수의 제 2 서브셋으로부터 발생되는 제 2 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM)심볼에 직교하는 제 1 OFDM 심볼(symbol)을 생성하는 단계로서, 상기 직교 주파수의 제 1 서브셋 중 적어도 하나의 직교 주파수는 상기 직교 주파수의 제 2 서브셋의 제 1 직교 주파수의 제 1 주파수보다 크며 상기 직교 주파수의 제 2 서브셋의 제 2 직교 주파수의 제 2 주파수보다 작은 주파수를 갖는, 제 1 OFDM 심볼 생성 단계; 및

상기 제 2 OFDM 심볼이 전송되는 제 2 지리적 위치와 별개인 제 1 지리적 위치로부터의 상기 제 1 OFDM 심볼을 포함하는 위치측정 신호를 전송하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 직교 주파수를 정의하는 단계는 균일하게 이격(spaced)된 복수의 직교 주파수를 정의하는 단계를 포함하는, 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 직교 주파수를 정의하는 단계는 전체 채널 대역폭에 이르는 상기 복수의 직교 주파수를 정의하는 단계를 포함하는, 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 직교 주파수를 정의하는 단계는 5.5 MHz에 걸치는 복수의 직교 주파수를 정의하는 단계를 포함하는, 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 직교 주파수의 제 1 서브셋을 선택하는 단계는 상기 복수의 직교 주파수로부터 균일하게 이격된 직교 주파수의 서브셋을 선택하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 직교 주파수의 제 1 서브셋을 선택하는 단계는 상기 복수의 직교 주파수로부터 랜덤(random)하게 이격된 직교 주파수의 서브셋을 선택하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 직교 주파수의 제 1 서브셋을 선택하는 단계는 상기 복수의 직교 주파수로부터 의사난수적으로(psdueorandomly) 이격된 직교 주파수의 서브셋을 선택하 는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 직교 주파수의 제 1 서브셋을 선택하는 단계는:

다수(M)의 다른 위치측정 신호를 정의하는 단계; 및

상기 복수의 직교 주파수로부터 Q/M 개의 직교 주파수를 선택하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 직교 주파수의 제 1 서브셋 내의 각각의 주파수를 변조하는 단계를 더 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서:

이진(binary) 데이터 시퀀스(sequence)를 발생시키는 단계; 및

상기 이진 시퀀스에 일부 기반하여 상기 직교 주파수의 제 1 서브셋 내의 각각의 주파수를 변조하는 단계를 더 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 이진 시퀀스를 발생시키는 단계는 의사난수(psdueorandom) 이진 시퀀스를 발생시키는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 이진 시퀀스를 발생시키는 단계는 최대 길이 이진 시퀀스, 바커 코드(Barker code), 골드 코드(Gold code) 및 월시 코드(Walsh code)를 포함하는 그룹으로부터 선택되는 종류의 의사 난수 이진 시퀀스(pseudo random binary sequence)를 발생시키는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 직교 주파수의 서브셋 내의 각각의 주파수를 변조하는 단계는 상기 직교 주파수의 서브셋 내의 각각의 주파수를 위상 변조하는 단계를 포함하는, 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서:

비이진(nonbinary) 신호를 발생시키는 단계; 및

상기 비이진 신호에 일부 기반하여 상기 직교 주파수의 제 1 서브셋의 각각의 주파수를 변조하는 단계를 더 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 14 항에 있어서,

각각의 주파수를 변조하는 단계는 위상, 진폭 중 하나, 또는 위상과 진폭의 조합을 변조하는 단계를 포함하는, 위치측정 신호 전송 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 비이진 신호는 최소 1/w 인 주기 동안 일정(constant)한 신호를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 OFDM 심볼을 포함하는 상기 신호를 전송하는 단계는 제 1 외부 이벤트(event)에 시간 동기화된 제 1 신호를 전송하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 제 2 OFDM 심볼을 포함하는 상기 신호를 전송하는 단계는 제 2 외부 이벤트에 시간 동기화된 제 2 신호를 전송하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 OFDM 심볼을 발생시키는 단계는 푸리에 역변환(Inverse Fourier Transform)을 이용하여 상기 직교 주파수의 제 1 서브셋을 시간영역 신호로 변환하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 OFDM 심볼을 발생시키는 단계는 Q-point 역 FFT(Inverse FFT)를 이용하여 상기 직교 주파수의 제 1 서브셋을 시간영역 신호로 변환하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 OFDM 심볼을 포함하는 상기 신호를 전송하는 단계는 상기 제 1 OFDM 심볼을 포함하는 전자기(electromagnetic) 신호를 무선으로 전송하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 OFDM 심볼을 포함하는 상기 신호를 전송하는 단계는 상기 OFDM 심볼을 주기적으로 전송하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 OFDM 심볼을 포함하는 상기 신호를 전송하는 단계는 텔레비전 방송 송신기를 이용하여 상기 제 1 OFDM 심볼을 포함하는 상기 신호를 주기적으로 전송하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 OFDM 심볼의 지속시간(duration)은 1/w인, 위치측정 신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 OFDM 심볼의 지속시간은 1/w 보다 길게 연장되는 위치측정 신호 전송 방법.
위치측정 신호를 전송하는 방법으로서:

복수(Q)의 직교 주파수를 정의하는 단계;

다수(M)의 별개의 위치측정 신호를 정의하는 단계;

상기 복수의 직교 주파수로부터 M개의 공통원소를 갖지 않는(disjoint) 직교 주파수 서브셋을 발생시키는 단계;

상기 M개의 서브셋들 중 적어도 두 개에 대응하는 적어도 두 개의 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 심볼들을 발생시키는 단계로서, 상기 M개의 공통원소를 갖지 않는 서브셋들 중의 제 1 서브셋 중 적어도 하나의 직교 주파수는 상기 M개의 공통원소를 갖지 않는 서브셋들 중 제 2 서브셋 중의 제 1 직교 주파수의 제 1 주파수보다 크며 상기 M개의 공통원소를 갖지 않는 서브셋들 중 제 2 서브셋 중의 제 2 직교 주파수의 제 2 주파수보다 작은 주파수를 갖는, OFDM 심볼 발생 단계; 및

제 1 지리적 위치로부터의 상기 적어도 두 개의 OFDM 심볼들 중 하나를 무선 통신 채널을 통해 주기적으로 전송하는 단계를 포함하며, 상기 제 1 지리적 위치는 상기 적어도 2개의 OFDM 심볼들 중 제 2 심볼이 전송되는 제 2 지리적 위치와는 별개인, 위치측정 신호 전송 방법.
제 26 항에 있어서,

상기 공통원소를 갖지 않는 M개의 직교 주파수 서브셋을 발생시키는 단계는 상기 복수의 직교 주파수로부터 상호 배타적인 Q/M 개의 직교 주파수를 갖는 M개의 서브셋을 발생시키는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
제 26 항에 있어서,

의사난수(pseudorandom) 이진 시퀀스를 이용하여 상기 공통원소를 갖지 않는 M개의 직교 주파수 서브셋 중 적어도 하나를 위상 편이 변조(Phase Shift Key modulating)하는 단계를 더 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
위치측정 신호를 전송하는 방법으로서:

제 1 직교 주파수 서브셋으로부터 제 1 주파수 인터레이싱된(interlaced) 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 발생시키는 단계;

상기 제 1 주파수 인터레이싱된 OFDM 신호를 시간 기준(time reference) 에 동기화시키는 단계;

상기 제 1 서브셋과 공통원소를 갖지 않는 직교 주파수 서브셋으로부터 제 2 주파수 인터레이싱된 OFDM 신호를 발생시키는 단계;

상기 제 2 주파수 인터레이싱된 OFDM 신호를 상기 시간 기준에 동기화시키는 단계; 및

두 개의 상이한 지리적 위치들로부터 상기 제 1 및 제 2 주파수 인터레이싱된 OFDM 신호들을 무선으로 전송하는 단계를 포함하는 위치측정 신호 전송 방법.
위치측정 신호를 발생시키는 장치로서:

복수 Q 개의 직교주파수들로부터의 총 M 개의 직교 주파수 서브셋 중 최소 2개를 발생시키기 위한 수단;

최소 2 개의 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 심볼들을 발생시키기 위한 수단으로서, 상기 심볼들 각각은 상기 M개의 서브셋 중 서로 다른 서브셋으로부터 구성되고, 상기 M개의 서브셋 중 제 1 서브셋의 적어도 하나의 직교 주파수는 상기 M개의 서브셋 중 제 2 서브셋의 제 1 직교 주파수의 제 1 주파수보다 크며 상기 M개의 서브셋 중 제 2 서브셋의 제 2 직교 주파수의 제 2 주파수보다 작은 주파수를 갖는, OFDM 심볼 발생 수단;

제 1 무선 통신 링크를 통해 주기적으로 상기 OFDM 심볼들 중 하나를 전송하기 위한 수단; 및

제 2 무선 통신 링크를 통해 주기적으로 상기 OFDM 심볼들 중 제 2 심볼을 전송하기 위한 수단을 포함하는 위치측정 신호 발생 장치.
위치측정 신호를 발생시키는 장치로서:

직교 주파수의 서브셋으로부터 최소 두 개의 주파수 인터레이싱된 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 발생시키기 위한 수단;

상기 각각의 주파수 인터레이싱된 OFDM 신호를 시간 기준에 동기화시키기 위한 수단; 및

두 개의 상이한 지리적 위치들 각각으로부터 상기 각각의 주파수 인터레이싱된 OFDM 신호들을 동시에 전송하기 위한 수단을 포함하는 위치측정 신호 발생 장치.
위치측정 신호를 발생시키는 장치로서:

큰 Q개 직교 주파수 반송파 세트 중 직교 반송파들의 적어도 하나의 제 1 서브셋을 발생시키도록 구성되는 직교 신호 발생기로서, 상기 직교 반송파들의 제 1 서브셋은 상기 큰 Q개의 직교 주파수 반송파 세트 중 직교 반송파들의 제 2 서브셋의 적어도 일부와 주파수 인터레이싱(frequency interlace)되는, 직교 신호 발생기;

의사난수(psdudorandom) 데이터 시퀀스를 발생시키도록 구성되는 변조 데이터 모듈;

상기 변조 데이터 모듈에 접속되며 의사난수 데이터 시퀀스에 일부 근거하여 상기 직교 반송파 서브셋을 변조하도록 구성되는 변조기;

상기 직교 신호 발생기에 접속되는 입력을 구비하며, 상기 직교 반송파 서브셋에 일부 근거하여 제 1 OFDM 심볼을 발생시키도록 구성되는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 변조기; 및

상기 OFDM 변조기에 접속되며, 상기 제 1 OFDM 심볼에 직교하는 제 2 OFDM 심볼이 전송되는 제 2 지리적 위치와 구별되는 제 1 지리적 위치로부터 상기 제 1 OFDM 심볼을 무선으로 전송하도록 구성되는 송신기를 포함하는 위치측정 신호 발생 장치.
제 32 항에 있어서,

상기 의사난수 데이터 시퀀스는 골드 코드(Gold code), 바커 코드(Barker code), 최대 길이 코드(maximal length code) 및 월시 코드(Walsh code)를 포함하는 그룹(group)으로부터 선택된 코드를 포함하는 위치측정 신호 발생 장치.
제 32 항에 있어서,

상기 의사난수 데이터 시퀀스는 상기 직교 주파수 서브셋의 반송파 수와 동 일한 길이의 시퀀스를 포함하는 위치측정 신호 발생 장치.
제 32 항에 있어서,

상기 변조기는 상기 의사난수 데이터 시퀀스에 일부 기반하여 상기 직교 반송파 서브셋의 각 반송파에 대한 변조를 수행하도록 구성되며, 여기서 상기 변조는 위상 변조, 진폭 변조, 또는 통합 위상 및 진폭 변조 중 하나에 의한, 위치측정 신호 발생 장치.
제 32 항에 있어서,

상기 변조기는 상기 이진 시퀀스의 대응하는 비트(bit)의 값에 기반하여 상기 직교 반송파 서브셋의 각 반송파를 이진 위상 편이 변조(Binary Phase Shift Key, BPSK)하도록 구성되는, 위치측정 신호 발생 장치.
제 32 항에 있어서, 상기 OFDM 변조기는:

최소 Q 크기의 상기 직교 반송파 서브셋의 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Trnasform, IFFT)을 수행하도록 구성되는 IFFT 모듈; 및

상기 IFFT 모듈의 출력에 접속되며 상기 IFFT 모듈의 출력으로부터 직렬(serial) 출력을 발생시키도록 구성되는 병렬-직렬 변환기(parallel-to-serial converter)를 포함하는 위치측정 신호 발생 장치.
제 32 항에 있어서,

상기 직교 신호 발생기는 Q/M 개의 직교 반송파를 발생시킴으로써 직교 반송파의 M개 서브셋 중 하나를 발생시키도록 구성되는, 위치측정 신호 발생 장치.
제 38 항에 있어서,

상기 Q/M 직교 반송파들은 균일하게 이격된 직교 반송파들을 포함하는 위치측정 신호 발생 장치.
제 38 항에 있어서,

상기 Q/M 직교 반송파들은 의사 난수적으로(pseudo randomly) 이격된 직교 반송파들을 포함하는 위치측정 신호 발생 장치.
위치측정 방법으로서:

직교 주파수들의 제 2 서브셋의 적어도 일부와 인터레이싱되는 직교 주파수들의 제 1 서브셋으로부터 생성되는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 수신하는 단계;

기준 신호에 대하여 상기 수신된 OFDM 신호의 상호-상관(cross-correlation) 연산을 수행하는 단계;

상기 상호-상관 연산으로부터 수신된 OFDM 심볼의 존재를 결정하는 단계; 및

상기 OFDM 심볼에 적어도 일부 근거하여 위치를 결정하는 단계를 포함하는 위치측정 방법.
제 41 항에 있어서,

상기 OFDM 심볼의 도플러 편이(Doppler shift)를 결정하는 단계를 더 포함하는 위치측정 방법.
제 42 항에 있어서, 상기 도플러 편이를 결정하는 단계는:

다수의 도플러 편이들을 가정하는 단계;

상기 가정한 각각의 도플러 편이들에 대응하여 상기 수신된 OFDM 심볼의 대응하는 강도(strength)를 결정하는 단계; 및

상기 대응하는 강도들에 대해 내삽(interpolation) 동작을 수행하는 단계를 포함하는, 위치측정 방법.
제 41 항에 있어서,

복수의 도플러 편이들을 가정함으로써 상기 수신된 OFDM 신호 내의 스퓨리어스(spurious) 상호 상관 적(product)들을 배제하는 단계;

상기 가정한 도플러 편이들에 응답하여 상기 상호-상관의 대응하는 강도를 결정하는 단계; 및

상기 강도들의 변동을 검사하는 단계를 더 포함하는 위치측정 방법.
제 44 항에 있어서,

상호 상관 적(product)들을 배제하는 단계는 상기 강도들의 변동이 미리 결정된 임계치 이상으로 차이가 있으면 상기 OFDM 심볼을 배제하는 단계를 포함하는, 위치측정 방법.
제 41 항에 있어서,

상기 OFDM 신호를 수신하는 단계는 동보(broadcast) 대역의 채널 대역폭에 걸쳐 있는 직교 주파수들의 서브셋으로부터 발생된 주파수 인터레이싱된 OFDM 심볼을 수신하는 단계를 포함하는, 위치측정 방법.
제 41 항에 있어서,

상기 OFDM 신호를 수신하는 단계는 M개의 주파수 인터레이싱된 OFDM 심볼들 중 적어도 하나를 수신하는 단계를 포함하며, 상기 M개의 주파수 인터레이싱된 OFDM 심볼들 각각은 Q개 직교 주파수의 세트(set)로부터의 Q/M 개 주파수들의 서브셋을 포함하는, 위치측정 방법.
제 41 항에 있어서,

상기 OFDM 신호를 수신하는 단계는 텔레비전 방송 송신기로부터 주파수 인터레이싱된 OFDM 심볼을 수신하는 단계를 포함하는, 위치측정 방법.
제 41 항에 있어서, 상기 위치를 결정하는 단계는:

상기 상호-상관 연산에 기반하여 의사거리(pseudorange)를 결정하는 단계; 및

상기 의사거리에 일부 근거하여 상기 위치를 결정하는 단계를 포함하는 위치측정 방법.
제 49 항에 있어서,

상기 위치를 결정하는 단계는 상기 의사거리를 상기 OFDM 신호를 전송하는 시스템과 별개인 엔티티(entity)로 전송하는 단계를 더 포함하는 위치측정 방법.
제 41 항에 있어서,

상기 상호-상관을 수행하는 단계는 정합 필터(matched filter) 동작 또는 FFT 연산 중 하나를 수행하는 단계를 포함하는 위치측정 방법.
위치측정을 위한 이동 장치로서:

직교 주파수들의 제 2 서브셋의 적어도 일부와 인터레이싱되는 직교 주파수들의 제 1 서브셋으로부터 생성되는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 수신하기 위한 수단;

상기 OFDM 신호의 적어도 일부를 미리 결정된 수의 OFDM 심볼 중 하나에 상호-상관시키기 위한 수단; 및

상기 상호 상관 연산의 결과에 적어도 일부 근거하여 위치를 결정하기 위한 수단을 포함하는 이동 장치.
위치측정을 위한 이동 장치로서:

직교 주파수들의 제 2 서브셋의 적어도 일부와 인터레이싱되는 직교 주파수들의 제 1 서브셋으로부터 생성되는 직교 주파수 분할 다중(OFDM)신호를 수신하도록 구성되는 수신기;

상기 수신된 OFDM 신호를 복수의 주파수 인터레이싱된 OFDM 심볼들에 대해 상관시키도록 구성되는 상관기; 및

적어도 하나의 주파수 인터레이싱된 OFDM 심볼이 상기 수신된 OFDM 신호와 미리 결정된 상관 임계치 이상으로 상관되면 상기 상관기의 출력에 일부 기반하여 위치를 결정하도록 구성되는 위치측정 모듈을 포함하는 이동 장치.
제 53 항에 있어서, 상기 상관기는:

각 OFDM 심볼에 대해 정합 필터 응답(matched filter response)을 제공하도록 구성되는 정합 필터 모듈; 및

상기 정합 필터 모듈의 출력에 접속되는 피크 검출 모듈(peak detection module)을 포함하는, 이동 장치.
제 53 항에 있어서, 상기 상관기는:

상기 수신된 OFDM 신호를 주파수 영역 신호로 변환하도록 구성되는 고속 푸리에 변환(FFT) 모듈;

상기 주파수 영역 신호를 변조하도록 구성되는 변조기;

상기 변조기의 출력을 시간 영역 신호로 변환하도록 구성되는IFFT 모듈; 및

상기 상관의 레벨(level)의 지시를 제공하는 상기 IFFT 모듈의 출력에 접속되는 피크 검출 모듈을 포함하는, 이동 장치.