KR100890814B1

KR100890814B1 - Transceiver and transmit and receive integrated circuits to compensate for IP mismatches and carrier leakage

Info

Publication number: KR100890814B1
Application number: KR1020070079935A
Authority: KR
Inventors: 이승욱
Original assignee: 지씨티 세미컨덕터 인코포레이티드
Priority date: 2007-08-09
Filing date: 2007-08-09
Publication date: 2009-03-30
Also published as: KR20090015540A

Abstract

The present invention relates to a transmission and reception circuit and a transmission and reception integrated circuit, and more particularly, to a transmission and reception circuit and a transmission and reception integrated circuit for compensating IQ mismatch and carrier leakage by forming a feedback path.

One aspect of the present invention provides a mixer for upconverting an IQ that upconverts a first IQ signal to a first radio frequency (RF) signal; An IQ downconversion mixer for downconverting a second RF signal to a second IQ signal, wherein each of the first and second IQ signals is a baseband or intermediate frequency signal; A feedback path for providing the first RF signal as the second RF signal to the IQ downconversion mixer; A first local oscillator for providing a first IQ LO signal, wherein the first IQ LO signal has a first angular frequency (ω1), to the IQ upconversion mixer or the IQ downconversion mixer; And a second IQ LO signal in the IQ up-conversion mixer or the IQ down-conversion mixer, wherein the second IQ LO signal has a second angular frequency ω2, and the first IQ LO signal and the second IQ LO signal And a second local oscillator for providing an angular frequency difference (where the angular frequency difference is called a third angular frequency (ω3 = ω1-ω2)).

Description

Transceiver circuit and tranceiver integrated circuit for compensating IQ mismatch and carrier leakage}

도 1은 본 발명의 실시예에 의한 송수신 회로를 나타내는 도면이다. 1 is a view showing a transmission and reception circuit according to an embodiment of the present invention.

도 2는 송신 반송파 누설을 측정하는 테스트 기간의 각종 신호를 나타내는 도면으로서, 도 2의 (a)는 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 나타내는 도면이고, 도 2의 (b)는 제1 RF 신호(S_RF1) 즉 제2 RF 신호(S_RF2)를 나타내는 도면이고, 도 2의 (c)는 제2 IQ 신호(S_IQ2)를 나타내는 도면이다. FIG. 2 is a diagram illustrating various signals during a test period for measuring transmission carrier leakage. FIG. 2A is a diagram illustrating a first IQ signal S_IQ1, and FIG. 2B is a diagram illustrating a first RF signal ( S_RF1, that is, the second RF signal S_RF2, and FIG. 2C shows the second IQ signal S_IQ2.

도 3은 송신 IQ 불일치를 측정하는 테스트 기간의 각종 신호를 나타내는 도면이다.3 is a diagram illustrating various signals of a test period for measuring transmission IQ mismatch.

도 4는 수신 IQ 불일치를 측정하는 테스트 기간의 각종 신호를 나타내는 도면이다. 4 is a diagram illustrating various signals of a test period for measuring a received IQ mismatch.

도 5는 본 발명의 실시예에 의한 송수신 집적 회로를 나타내는 도면이다. 5 is a diagram illustrating a transmission and reception integrated circuit according to an embodiment of the present invention.

본 발명은 IQ 불일치 및 반송파 누설(carrier leakage)을 보상하는 송수신 회로 및 송수신 집적 회로에 관한 발명으로써, 보다 구체적으로 피드백 패쓰를 형성함으로써 IQ 불일치 및 반송파 누설을 보상하는 송수신 회로 및 송수신 집적 회로에 관한 발명이다.The present invention relates to a transmission and reception circuit and a transceiver integrated circuit for compensating IQ mismatch and carrier leakage, and more particularly, to a transceiver and a transceiver for compensating IQ mismatch and carrier leakage by forming a feedback path. Invention.

IQ 믹서(mixer)를 사용하여 기저 대역 신호(base band signal, 이하 간략히 BB 신호라 함) 또는 중간 주파수 신호(intermediate frequency signal, 이하 간략히 IF 신호라 함)를 무선 주파수 신호(radio frequency signal, 이하 간략히 RF 신호라 함)로 변환하거나, RF 신호를 BB 신호 또는 IF 신호로 변환하는 기술은 무선 통신 분야에서 널리 사용되고 있다. Using an IQ mixer, a base band signal (hereinafter simply referred to as a BB signal) or an intermediate frequency signal (hereinafter simply referred to as an IF signal) is used as a radio frequency signal (hereinafter simply referred to as a 'b') signal. Or RF signals into BB signals or IF signals are widely used in the field of wireless communications.

그러나, 실제의 IQ 믹서에는 반송파 누설(carrier leakage) 및 IQ 불일치(IQ imbalance)가 발생한다. 반송파 누설은 입력 신호와 국부 발진기에서 전달되는 IQ LO 신호의 곱이 IQ 믹서의 출력단으로 전달될 뿐만 아니라, IQ LO 신호 또한 IQ 믹서의 출력단으로 누설됨으로써 발생하는 현상이다. IQ 불일치는 국부 발진기에서 IQ 믹서에 전달되는 동위상 신호(in-phase signal) 및 직각 신호(quadrature signal)의 크기가 동일하지 아니하므로 발생하는 이득 불일치(gain imbalance) 및 동위상 신호 및 직각 신호가 상호 90°의 위상차를 가지지 못하므로 발생하는 위상 불일치(phase imbalance)를 포함하는 개념이다. 이러한 반송파 누설 및 IQ 불일치가 발생하는 경우, IQ 믹서의 출력에는 원하지 않는 잡음 성분이 존재하여 신호대 잡음 비(signal-to-noise ratio)를 저하시킨다는 문제점이 있다. However, in actual IQ mixers, carrier leakage and IQ imbalance occur. Carrier leakage is a phenomenon in which the product of the input signal and the IQ LO signal transmitted from the local oscillator is not only delivered to the output terminal of the IQ mixer, but also the IQ LO signal is also leaked to the output terminal of the IQ mixer. IQ mismatch is a result of gain imbalance and in-phase and quadrature signals that are not equal in magnitude to the in-phase and quadrature signals delivered from the local oscillator to the IQ mixer. It is a concept that includes phase imbalance that occurs because they do not have a phase difference of 90 °. If such carrier leakage and IQ mismatch occurs, there is a problem that an unwanted noise component is present at the output of the IQ mixer, thereby lowering the signal-to-noise ratio.

IQ 불일치를 보상하기 위한 종래 기술로서, "shahriar Emami"가 출원한 미국 특허 제5,949,821호(발명의 명칭 : Method and apparatus for correcting phase and gain imbalances between in-phase(I) and quadrature(Q) components of a received signal based on a determination of peak amplitudes) 및 "Johua L. Koslov"가 출원한 미국 특허 제6,044,112호(발명의 명칭 : Method and apparatus for correcting amplitude and phase imbalances in demodulators)에 개시된 기술이 있다. 이들 특허에는 무선을 통하여 전달된 수신 신호를 이용하여 수신 IQ 불일치를 측정하는 방법이 개시되어 있다. 그러나, 이 특허에 개시된 기술은 수신 신호를 이용하여 IQ 불일치를 측정하므로, IQ 불일치가 보상되기 이전에 수신되는 신호의 IQ 불일치는 보상될 수 없으며, 수신 신호에 포함된 무선 채널의 잡음에 의하여 측정된 IQ 불일치의 정확도가 떨어진다는 문제점이 있다. Prior art for compensating for IQ discrepancies, U.S. Patent No. 5,949,821 filed by "shahriar Emami" (Method and apparatus for correcting phase and gain imbalances between in-phase (I) and quadrature (Q) components of a received signal based on a determination of peak amplitudes) and US Pat. No. 6,044,112 filed by "Johua L. Koslov" (Method and apparatus for correcting amplitude and phase imbalances in demodulators). These patents disclose methods for measuring received IQ mismatches using received signals transmitted over the air. However, since the technique disclosed in this patent measures the IQ mismatch using the received signal, the IQ mismatch of the received signal before the IQ mismatch is compensated cannot be compensated, but measured by the noise of the radio channel included in the received signal. There is a problem that the accuracy of the IQ mismatch is poor.

IQ 불일치를 보상하기 위한 다른 종래 기술로서, "Tod Paulus"가 출원한 미국 공개 공보 제2005/0070236호(발명의 명칭 : Apparatus and method for deriving a digital image correction factor in a receiver)에 개시된 기술이 있다. 이 특허에는 테스트 신호를 하향 IQ 믹서에 입력하여 수신 IQ 불일치를 측정하는 방법이 개시되어 있다. 그러나, 이 특허에 개시된 기술은 별도의 테스트 신호를 필요로 한다는 문제점이 있다. Another conventional technique for compensating for IQ discrepancies is a technique disclosed in US Publication No. 2005/0070236 filed by "Tod Paulus" (Apparatus and method for deriving a digital image correction factor in a receiver). . This patent discloses a method of measuring a received IQ mismatch by inputting a test signal to a downlink IQ mixer. However, there is a problem that the technique disclosed in this patent requires a separate test signal.

따라서, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 상기한 문제점들을 해결하 기 위한 것으로서, 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치를 보상할 수 있는 송수신 회로 및 송수신 집적 회로를 제공하는 것이다. Accordingly, the present invention has been made in an effort to solve the above problems, and provides a transmission / reception circuit and a transmission / reception integrated circuit capable of compensating for transmission carrier leakage, transmission IQ mismatch, and reception IQ mismatch.

본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 무선을 통하여 전달된 신호를 이용하여 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치를 측정하지 아니하고, 상향 믹서의 출력 신호를 하향 믹서에 피드백하여, 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치를 측정함으로써, 측정 과정을 단순화하고, 무선에서 발생하는 잡음으로 인하여 측정 오차가 증가하는 문제점을 줄일 수 있는 송수신 회로 및 그 송수신 집적 회로를 제공하는 것이다. Another technical problem to be solved by the present invention is not to measure the transmission carrier leakage, the transmission IQ mismatch and the reception IQ mismatch by using the signal transmitted through the radio, and to feed the output signal of the uplink mixer to the downmixer, By measuring a transmission IQ mismatch and a reception IQ mismatch, a transmission and reception circuit and a transmission and reception integrated circuit capable of simplifying a measurement process and reducing a problem of an increase in measurement error due to noise generated in a radio are provided.

본 발명이 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치를 측정함에 있어서, IQ 상향 변환 믹서와 IQ 하향 변환 믹서가 서로 다른 LO 주파수를 사용함으로써, 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치의 측정의 정확도를 높일 수 있는 송수신 회로 및 송수신 집적 회로를 제공하는 것이다.Another technical problem to be solved by the present invention is to measure transmit carrier leakage, transmit IQ mismatch, and receive IQ mismatch. The present invention provides a transmission and reception circuit and a transmission and reception integrated circuit capable of increasing the accuracy of measuring the mismatch and the received IQ mismatch.

본 발명이 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 한 칩 안에 서로 다른 주파수를 사용하는 복수의 송수신 회로가 집적되어 있을 경우에, 부가적인 국부 발진기 없이도 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치를 측정할 수 있는 기술을 제공하는 것이다. Another technical problem to be solved by the present invention is to measure transmit carrier leakage, transmit IQ mismatch, and receive IQ mismatch without an additional local oscillator when a plurality of transmit and receive circuits using different frequencies are integrated in one chip. Is to provide the technology.

상술한 목적을 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본 발명의 제 1 측면은 제 1 IQ 신호를 제1 RF(radio frequency) 신호로 상향 변환하는 IQ 상향 변환 하기 위한 믹서; 제2 RF 신호를 제2 IQ 신호-상기 제1 및 제2 IQ 신호 각각은 기저 대역 또는 중간 주파수의 신호임-로 하향 변환하기 위한 IQ 하향 변환 믹서; 상기 제1 RF 신호를 상기 제2 RF 신호로서 상기 IQ 하향 변환 믹서에 제공하기 위한 피드백 패쓰; 상기 IQ 상향 변환 믹서 또는 상기 IQ 하향 변환 믹서에 제1 IQ LO 신호-상기 제1 IQ LO 신호는 제1 각주파수(ω1)를 가짐-를 제공하기 위한 제1 국부 발진기; 및 상기 IQ 상향 변환 믹서 또는 상기 IQ 하향 변환 믹서에 제2 IQ LO 신호-상기 제2 IQ LO 신호는 제2 각주파수(ω2)를 가지며, 상기 제1 IQ LO 신호 및 상기 제2 IQ LO 신호는 서로 각주파수 차(상기 각주파수 차를 제3 각주파수(ω3 = ω1 - ω2)라 함)를 가짐-를 제공하기 위한 제2 국부 발진기를 구비하는 송수신 회로를 제공한다.As a technical means for achieving the above object, a first aspect of the present invention comprises a mixer for up-converting the IQ up-converting the first IQ signal to a first radio frequency (RF) signal; An IQ downconversion mixer for downconverting a second RF signal to a second IQ signal, wherein each of the first and second IQ signals is a baseband or intermediate frequency signal; A feedback path for providing the first RF signal as the second RF signal to the IQ downconversion mixer; A first local oscillator for providing a first IQ LO signal, wherein the first IQ LO signal has a first angular frequency (ω1), to the IQ upconversion mixer or the IQ downconversion mixer; And a second IQ LO signal in the IQ up-conversion mixer or the IQ down-conversion mixer, wherein the second IQ LO signal has a second angular frequency ω2, and the first IQ LO signal and the second IQ LO signal And a second local oscillator for providing an angular frequency difference (where the angular frequency difference is called a third angular frequency (ω3 = ω1-ω2)).

본 발명의 제 2 측면은 제1 IQ 신호를 제1 RF(radio frequency) 신호로 상향 변환하고, 제2 RF 신호를 제2 IQ 신호로 하향 변환하기 위한 제1 송수신 회로; 제3 IQ 신호를 제3 RF 신호로 상향 변환하고, 제4 RF 신호를 제4 IQ 신호-상기 제1 내지 제4 IQ 신호 각각은 기저 대역 또는 중간 주파수 신호임-로 하향 변환하기 위한 제2 송수신 회로; 및 상기 제1 RF 신호를 상기 제4 RF 신호로서 상기 제2 송수신 회로에 제공하기 위한 제1 피드백 패쓰를 구비하는 송수신 집적 회로를 제공한다. A second aspect of the present invention includes a first transmission and reception circuit for upconverting a first IQ signal to a first radio frequency (RF) signal and downconverting a second RF signal to a second IQ signal; A second transmit / receive for upconverting a third IQ signal to a third RF signal and downconverting a fourth RF signal to a fourth IQ signal, wherein each of the first to fourth IQ signals is a baseband or intermediate frequency signal Circuit; And a first feedback path for providing the first RF signal to the second transmit / receive circuit as the fourth RF signal.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 그러나, 본 발명의 실시예들은 여러가지 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명 의 범위가 아래에서 상술하는 실시예들로 인하여 한정되는 식으로 해석되어서는 안된다. 본 발명의 실시예들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위해 제공되는 것이다. Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. However, embodiments of the present invention may be modified in various forms, the scope of the present invention should not be construed in a way that is limited by the embodiments described below. Embodiments of the present invention are provided to more completely explain the present invention to those skilled in the art.

도 1은 본 발명의 실시예에 의한 송수신 회로를 나타내는 도면이다. 도 1을 참조하면, 송수신 회로는 IQ 상향 변환 믹서(10), IQ 하향 변환 믹서(20), 피드백 패쓰(30), 제1 국부 발진기(40) 및 제2 국부 발진기(50)를 구비한다. 또한, 송수신 회로는 오차 측정부(60), IQ 디지털 아날로그 변환기(digital-to-analog converter, 이하 간략히 DAC라 함, 70), 전력 증폭기(75), 저잡음 증폭기(80), IQ 필터(85), IQ 아날로그 디지털 변환기(analog-to-digital converter, 90) 및 선택부(95)를 더 구비할 수 있다. 1 is a view showing a transmission and reception circuit according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 1, a transmission / reception circuit includes an IQ upconversion mixer 10, an IQ downconversion mixer 20, a feedback path 30, a first local oscillator 40, and a second local oscillator 50. In addition, the transmission and reception circuit includes an error measuring unit 60, an IQ digital-to-analog converter (hereinafter, simply referred to as DAC 70), a power amplifier 75, a low noise amplifier 80, and an IQ filter 85. The device may further include an IQ analog-to-digital converter 90 and a selector 95.

IQ 상향 변환 믹서(10)는 기저 대역 또는 중간 주파수의 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 제1 RF(radio frequency) 신호(S_RF1)로 상향 변환한다. 이를 위하여 IQ 상향 변환 믹서(10)는 제1 IQ 신호(S_IQ1) 중 I 채널의 신호와 선택부(95)에서 IQ 상향 변환 믹서(10)로 제공되는 동위상(in-phase) 신호를 곱함으로써 얻어진 신호와, 제1 IQ 신호(S_IQ1) 중 Q 채널의 신호와 선택부(95)에서 IQ 상향 변환 믹서(10)로 제공되는 직각(quadrature) 신호를 곱함으로써 얻어진 신호를 합함으로서 제1 RF 신호(S_RF1)을 구한다. 제1 RF 신호(S_RF1)는 송신 기간에는 송신 RF 신호로서 전력 증폭기(75)를 경유하여 안테나(미도시)로 전달되며, 테스트 기간에는 피드백 패쓰(30)를 경유하여 IQ 하향 변환 믹서(20)로 전달된다. 테스트 기간은 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치 중 적어도 어느 하나가 측정되는 기간을 의미한다. The IQ up-conversion mixer 10 up-converts the first IQ signal S_IQ1 of baseband or intermediate frequency into a first radio frequency (RF) signal S_RF1. To this end, the IQ up-conversion mixer 10 multiplies the signal of the I channel among the first IQ signals S_IQ1 by the in-phase signal provided from the selector 95 to the IQ up-conversion mixer 10. The first RF signal by adding up the obtained signal and the signal obtained by multiplying a signal of the Q channel among the first IQ signal S_IQ1 by a quadrature signal provided by the selector 95 to the IQ upconversion mixer 10. Obtain (S_RF1). The first RF signal S_RF1 is transmitted to the antenna (not shown) via the power amplifier 75 as a transmission RF signal in the transmission period, and the IQ downconversion mixer 20 via the feedback path 30 in the test period. Is delivered to. The test period means a period during which at least one of a transmission carrier leakage, a transmission IQ mismatch, and a reception IQ mismatch is measured.

IQ 상향 변환 믹서(10)는 2개의 상향 변환 믹서를 구비하며, 그 중 하나는 I 채널용 상향 변환 믹서이며, 나머지 하나는 Q 채널용 상향 변환 믹서이다. 본 명세서에서는 이와 같이 I 채널용 상향 변환 믹서와 Q 채널용 상향 변환 믹서를 구비한 회로를 IQ 상향 변환 믹서(10)라 한다. 같은 방식으로, 본 명세서에서는 I 채널용 DAC 및 Q 채널용 DAC를 구비한 회로를 IQ DAC(70)라 하며, I 채널용 하향 변환 믹서와 Q 채널용 하향 변환 믹서를 구비한 회로를 IQ 하향 변환 믹서(20)이라 하며, I 채널용 필터와 Q 채널용 필터를 구비한 회로를 IQ 필터(85)이라 하며, I 채널용 ADC와 Q 채널용 ADC를 구비한 회로를 IQ ADC(90)라 한다.The IQ upconversion mixer 10 includes two upconversion mixers, one of which is an upconversion mixer for an I channel and the other of which is an upconversion mixer for a Q channel. In this specification, a circuit including an I-channel up-conversion mixer and an Q-channel up-conversion mixer is referred to as an IQ up-conversion mixer 10. In the same way, in this specification, a circuit having an I-channel DAC and a Q-channel DAC is called an IQ DAC 70, and a circuit having an I-channel downconversion mixer and a Q-channel downconversion mixer is an IQ downconversion. A circuit having an I channel filter and a Q channel filter is called an IQ filter 85, and a circuit having an I channel ADC and an Q channel ADC is called an IQ ADC 90. .

IQ 하향 변환 믹서(20)는 제2 RF 신호(S_RF2)를 기저 대역 또는 중간 주파수의 제2 IQ 신호(S_IQ2)로 하향 변환한다. 이를 위하여 IQ 하향 변환 믹서(20)는 제2 RF 신호(S_RF2)와 선택부(95)에서 IQ 하향 변환 믹서(20)로 제공되는 동위상 신호를 곱하고, 제2 RF 신호(S_RF2)와 선택부(95)에서 IQ 하향 변환 믹서(20)로 제공되는 직각 신호를 곱한다. IQ 하향 변환 믹서(20)는 수신 기간에는 안테나로부터 저잡음 증폭기(80)를 경유하여 전달된 수신 RF 신호를 제2 RF 신호(S_RF2)로서 입력받으며, 테스트 기간에는 피드백 패쓰(30)를 통하여 전달된 제1 RF 신호(S_RF)를 제2 RF 신호(S_RF2)로서 입력받는다. The IQ downconversion mixer 20 downconverts the second RF signal S_RF2 into a second IQ signal S_IQ2 of baseband or intermediate frequency. To this end, the IQ downconversion mixer 20 multiplies the second RF signal S_RF2 by the in-phase signal provided from the selector 95 to the IQ downconversion mixer 20, and then selects the second RF signal S_RF2 and the selector. Multiply the quadrature signal provided to the IQ downconversion mixer 20 at 95. The IQ downconversion mixer 20 receives a received RF signal transmitted from the antenna via the low noise amplifier 80 as a second RF signal S_RF2 in a reception period, and is transmitted through a feedback path 30 in a test period. The first RF signal S_RF is input as the second RF signal S_RF2.

피드백 패쓰(30)는 IQ 상향 변환 믹서(10)에서 출력되는 제1 RF 신호(S_RF1)를 제2 RF 신호(S_RF2)로서 IQ 하향 변환 믹서(20)에 입력할 수 있다. 테스트 기간 에는, 피드백 패쓰(30)는 제1 RF 신호(S_RF1)를 IQ 하향 변환 믹서(20)로 전달한다. 송신 기간에는, 도면에 표현된 바와 같이 피드백 패쓰(30)가 스위치(31)에 의하여 차단될 수도 있으며, 도면과 달리 피드백 패쓰(30)가 유지되나 IQ 하향 변환 믹서(20)가 오프 상태일 수도 있다. 수신 기간에는, 도면에 표현된 바와 같이 피드백 패쓰(30)가 스위치(31)에 의하여 차단될 수도 있으며, 도면과 달리 피드백 패쓰(30)가 유지되나 IQ 상향 변환 믹서(10)가 오프 상태일 수도 있다. 스위치(31)는 제어부(61)로부터 제공되는 제어 신호(CTRL_FB)에 의하여 제어된다. The feedback path 30 may input the first RF signal S_RF1 output from the IQ upconversion mixer 10 to the IQ downconversion mixer 20 as the second RF signal S_RF2. During the test period, the feedback path 30 delivers the first RF signal S_RF1 to the IQ downconversion mixer 20. In the transmission period, as shown in the figure, the feedback path 30 may be blocked by the switch 31, and unlike the figure, the feedback path 30 is maintained, but the IQ down-conversion mixer 20 may be off. have. In the reception period, as shown in the drawing, the feedback path 30 may be blocked by the switch 31, and unlike the drawing, the feedback path 30 may be maintained, but the IQ up-conversion mixer 10 may be off. have. The switch 31 is controlled by the control signal CTRL_FB provided from the control unit 61.

도면에는 피드백 패쓰(30)가 IQ 상향 변환 믹서(10)의 출력단과 IQ 하향 변환 믹서(20)의 입력단 사이에 연결된 예가 표현되어 있으나, 제1 RF 신호(S_RF1)를 IQ 하향 변환 믹서(20)로 전달할 수 있으면, 다른 어느 곳에 연결되어도 무방하다. 일례로, 피드백 패쓰(30)가 전력 증폭기(75)의 출력단과 저잡음 증폭기(80)의 입력단 사이에 연결될 수도 있다. Although an example in which a feedback path 30 is connected between an output terminal of the IQ upconversion mixer 10 and an input terminal of the IQ downconversion mixer 20 is illustrated, the first RF signal S_RF1 is connected to the IQ downconversion mixer 20. If it can be delivered to, it may be connected anywhere else. In one example, a feedback path 30 may be connected between the output of the power amplifier 75 and the input of the low noise amplifier 80.

제1 국부 발진기(40)는 IQ 상향 변환 믹서(10) 또는 IQ 하향 변환 믹서(20)에 제1 IQ LO 신호(S_LO1)를 제공한다. 제1 IQ LO 신호(S_LO1)는 제1 동위상 신호 및 제1 직각 신호를 구비한다. 바람직하게, 제1 국부 발진기(40)는 제1 IQ LO 신호(S_LO1)를 송신 기간 및 송신 반송파 누설과 송신 IQ 불일치를 측정하는 테스트 기간에는 IQ 상향 변환 믹서(10)에 제공하고, 수신 기간 및 수신 IQ 불일치를 측정하는 테스트 기간에는 IQ 하향 변환 믹서(20)에 제공한다. 제1 IQ LO 신호(S_LO1)는 제1 각주파수(ω1)를 가진다.The first local oscillator 40 provides a first IQ LO signal S_LO1 to the IQ up-conversion mixer 10 or the IQ down-conversion mixer 20. The first IQ LO signal S_LO1 has a first in-phase signal and a first quadrature signal. Preferably, the first local oscillator 40 provides the first IQ LO signal S_LO1 to the IQ upconversion mixer 10 during the transmission period and the test period for measuring the transmission carrier leakage and the transmission IQ mismatch, The test period for measuring the received IQ mismatch is provided to the IQ downconversion mixer 20. The first IQ LO signal S_LO1 has a first angular frequency ω1.

제2 국부 발진기(50)는 IQ 상향 변환 믹서(10) 및 IQ 하향 변환 믹서(20) 중 에서 제1 IQ LO 신호(S_LO1)가 제공되지 아니하는 믹서에 제2 IQ LO 신호(S_LO2)를 제공할 수 있다. 제2 IQ LO 신호(S_LO2)는 제2 동위상 신호 및 제2 직각 신호를 구비한다. 바람직하게, 제2 국부 발진기(50)는 제2 IQ LO 신호(S_LO2)를 송신 반송파 누설과 송신 IQ 불일치를 측정하는 테스트 기간에는 IQ 하향 변환 믹서(20)에 제공하고, 수신 IQ 불일치를 측정하는 테스트 기간에는 IQ 상향 변환 믹서(10)에 제공한다. 바람직하게, 제2 국부 발진기(50)는 송신 기간 및 수신 기간에는 오프 상태가 된다. 제2 IQ LO 신호(S_LO2)는 제2 각주파수(ω2)를 가진다. 제1 IQ LO 신호(S_LO1) 및 제2 IQ LO 신호(S_LO2)는 서로 각주파수 차(상기 각주파수 차를 제3 각주파수(ω3 = ω1 - ω2)라 함)를 가진다. The second local oscillator 50 provides a second IQ LO signal S_LO2 to a mixer in which the first IQ LO signal S_LO1 is not provided among the IQ up-conversion mixer 10 and the IQ down-conversion mixer 20. can do. The second IQ LO signal S_LO2 has a second in-phase signal and a second quadrature signal. Preferably, the second local oscillator 50 provides a second IQ LO signal S_LO2 to the IQ downconversion mixer 20 during a test period for measuring transmit carrier leakage and transmit IQ mismatch, and measures receive IQ mismatch. The test period is provided to the IQ up-conversion mixer 10. Preferably, the second local oscillator 50 is turned off in the transmission period and the reception period. The second IQ LO signal S_LO2 has a second angular frequency ω2. The first IQ LO signal S_LO1 and the second IQ LO signal S_LO2 each have an angular frequency difference (the angular frequency difference is called a third angular frequency (ω3 = ω1-ω2)).

오차 측정부(60)는 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치 중 적어도 어느 하나를 측정한다. 이를 위하여 오차 측정부(60)는 제어부(61), 회전부(rotator, 62), 송신 반송파 누설 보상부(Tx carrier leakage compensator, 63), 송신 IQ 불일치 보상부(Tx IQ imbalance compensator, 64), 수신 IQ 불일치 보상부(Rx IQ imbalance compensator, 65), 역회전부(derotator, 66) 및 DC 측정부(67)을 구비한다. 오차 측정부(60)는 다양한 방식으로 구현 가능하다. 일례로, 제어부(61), 회전부(62), 송신 반송파 누설 보상부(63), 송신 IQ 불일치 보상부(64), 수신 IQ 불일치 보상부(65), 역회전부(66) 및 DC 측정부(67)는 각각 별도의 디지털 회로에 의하여 구현될 수도 있다. 다른 예로, 오차 측정부(60)가 DSP(digital signal processor)나 MCU(microcontroller unit)를 사용하여 구현될 수도 있다. 이 경우, 제어부(61), 회전부(62), 송신 반송파 누설 보상부(63), 송신 IQ 불일치 보 상부(64), 수신 IQ 불일치 보상부(65), 역회전부(66) 및 DC 측정부(67) 각각은 DSP 또는 MCU에 의하여 수행되는 연산을 의미할 수도 있다.The error measuring unit 60 measures at least one of a transmission carrier leakage, a transmission IQ mismatch, and a reception IQ mismatch. To this end, the error measuring unit 60 includes a control unit 61, a rotator 62, a Tx carrier leakage compensator 63, a Tx IQ imbalance compensator 64, and a reception unit. An IQ misbalance compensator 65, a reverse rotor 66, and a DC measuring unit 67 are provided. The error measuring unit 60 may be implemented in various ways. For example, the control unit 61, the rotating unit 62, the transmission carrier leakage compensation unit 63, the transmission IQ mismatch compensation unit 64, the reception IQ mismatch compensation unit 65, the reverse rotation unit 66 and the DC measuring unit ( 67 may be implemented by separate digital circuits, respectively. As another example, the error measuring unit 60 may be implemented using a digital signal processor (DSP) or a microcontroller unit (MCU). In this case, the control unit 61, the rotation unit 62, the transmission carrier leakage compensation unit 63, the transmission IQ mismatch beam upper portion 64, the reception IQ mismatch compensation unit 65, the reverse rotation unit 66 and the DC measuring unit ( 67) Each may mean an operation performed by the DSP or the MCU.

회전부(62)는 소정 주파수의 톤(tone)을 발생시키는 기능을 수행한다. 상기 소정 주파수는 제어부(61)에서 전달되는 제어 신호(CTRL_RT)에 의하여 결정된다. 송신 반송파 누설이 측정되는 테스트 기간에는, 회전부(62)는 0의 전력을 가지는 IQ 신호를 출력한다. 송신 IQ 불일치가 측정되는 테스트 기간에는, 회전부(62)는 제1 RF 신호(S_RF1)가 단측파대(single side band) 신호가 되도록 하는 소정 각주파수(제4 각주파수(ω4))의 IQ 신호를 출력한다. 바람직하게, 회전부(62)로부터 출력되는 IQ 신호는 I 채널 신호 및 Q 채널 신호를 구비하며, I 채널 신호와 Q 채널 신호는 동일 각주파수(ω4) 및 동일 진폭을 가지며, I 채널 신호와 Q 채널 신호는 서로 90°의 위상차를 가진다. 일례로 회전부(62)는 수학식 1과 같은 연산을 수행한다. The rotating unit 62 performs a function of generating a tone of a predetermined frequency. The predetermined frequency is determined by the control signal CTRL_RT transmitted from the controller 61. In the test period in which the transmission carrier leakage is measured, the rotating unit 62 outputs an IQ signal having a power of zero. In the test period in which the transmission IQ mismatch is measured, the rotating unit 62 outputs an IQ signal of a predetermined angular frequency (fourth angular frequency ω4) such that the first RF signal S_RF1 becomes a single side band signal. Output Preferably, the IQ signal output from the rotating unit 62 includes an I channel signal and a Q channel signal, and the I channel signal and the Q channel signal have the same angular frequency (ω4) and the same amplitude, and the I channel signal and the Q channel. The signals have a phase difference of 90 ° to each other. In one example, the rotation unit 62 performs an operation as shown in Equation 1 below.

OUT_RT_I = (CST × cos(ω4×t)) + (CST × sin(ω4×t))OUT_RT_I = (CST × cos (ω4 × t)) + (CST × sin (ω4 × t))

OUT_RT_Q = (CST × cos(ω4×t)) - (CST × sin(ω4×t))OUT_RT_Q = (CST × cos (ω4 × t))-(CST × sin (ω4 × t))

상기 수학식에서, OUT_RT_I 및 OUT_RT_Q는 각각 회전부(62)의 I 채널 및 Q 채널 출력을 의미하고, CST는 소정의 상수를 의미한다. 수신 IQ 불일치가 측정되는 테스트 기간에는, 회전부(62)는 DC 성분의 IQ 신호를 출력한다. 송신 기간에는 회 전부(62)는 사용되지 아니하고, 기저대역 처리부(미도시)에서 출력되는 송신 IQ 신호가 송신 반송파 누설 보상부(63)에 입력될 수 있다. In the above equation, OUT_RT_I and OUT_RT_Q denote I and Q channel outputs of the rotating unit 62, respectively, and CST denotes a predetermined constant. In the test period in which the received IQ mismatch is measured, the rotating unit 62 outputs the IQ signal of the DC component. In the transmission period, the circuit 62 is not used, and a transmission IQ signal output from a baseband processor (not shown) may be input to the transmission carrier leakage compensator 63.

송신 반송파 누설 보상부(63)는 제어 신호(CTRL_CL)에 따라 송신 반송파 누설을 보상한다. 송신 반송파 누설 보상부(63)는 일례로 수학식 2와 같은 연산을 수행할 수 있다. The transmission carrier leakage compensator 63 compensates for the transmission carrier leakage in accordance with the control signal CTRL_CL. The transmission carrier leakage compensator 63 may perform an operation as shown in Equation 2 as an example.

OUT_CL_I = IN_CL_I - CF_CL_IOUT_CL_I = IN_CL_I-CF_CL_I

OUT_CL_Q = IN_CL_Q - CF_CL_QOUT_CL_Q = IN_CL_Q-CF_CL_Q

상기 수학식에서, OUT_CL_I 및 OUT_CL_Q는 각각 송신 반송파 누설 보상부(63)의 I 채널 및 Q 채널 출력을 의미하고, IN_CL_I 및 IN_CL_Q는 각각 송신 반송파 누설 보상부(63)의 I 채널 및 Q 채널 입력을 의미하고, CF_CL_I 및 CF_CL_Q는 각각 송신 반송파 누설의 I 채널 및 Q 채널 출력을 보상하기 위한 계수를 의미한다. CF_CL_I 및 CF_CL_Q는 제어 신호(CTRL_CL)에 의하여 제어되며, 각각 측정된 I 채널 송신 반송파 누설 및 측정된 Q 채널 송신 반송파 누설에 대응하는 값을 가진다. 도면에는 표현되어 있지 아니하나, 송신 기간에 안테나를 통하여 송신될 IQ 신호는 기저 대역 처리부(미도시)로부터 송신 반송파 누설 보상부(63), 송신 IQ 불일치 보상부(64), IQ DAC(70) 및 IQ 상향 변환 믹서(10)를 경유하여 전력 증폭기(75)로 전달됨이 바람직하다. In the above equation, OUT_CL_I and OUT_CL_Q mean I and Q channel outputs of the transmission carrier leakage compensator 63, respectively, and IN_CL_I and IN_CL_Q mean I channel and Q channel inputs of the transmission carrier leakage compensator 63, respectively. CF_CL_I and CF_CL_Q mean coefficients for compensating the I channel and Q channel output of the transmission carrier leakage, respectively. CF_CL_I and CF_CL_Q are controlled by the control signal CTRL_CL and have values corresponding to the measured I channel transmission carrier leakage and the measured Q channel transmission carrier leakage, respectively. Although not shown in the figure, the IQ signal to be transmitted via the antenna in the transmission period is transmitted from the baseband processing unit (not shown) by the transmission carrier leakage compensation unit 63, the transmission IQ mismatch compensation unit 64, and the IQ DAC 70. And the power amplifier 75 via the IQ up-conversion mixer 10.

송신 IQ 불일치 보상부(64)는 송신 IQ 불일치를 보상하는 기능을 수행한다. 송신 IQ 불일치 보상부(64)는 일례로 수학식 3과 같은 연산을 수행할 수 있다. The transmission IQ mismatch compensator 64 performs a function of compensating for the transmission IQ mismatch. The transmission IQ mismatch compensator 64 may perform an operation as shown in Equation 3, for example.

OUT_TI_I = (IN_TI_I × (1-DG_TX)) - (IN_TI_Q × DP_TX)OUT_TI_I = (IN_TI_I × (1-DG_TX))-(IN_TI_Q × DP_TX)

OUT_TI_Q = (IN_TI_Q × (1+DG_TX)) - (IN_TI_I × DP_TX)OUT_TI_Q = (IN_TI_Q × (1 + DG_TX))-(IN_TI_I × DP_TX)

상기 수학식에서, OUT_TI_I 및 OUT_TI_Q는 각각 송신 IQ 불일치 보상부(64)의 I 채널 및 Q 채널 출력을 의미하고, IN_TI_I 및 IN_TI_Q는 각각 송신 IQ 불일치 보상부(64)의 I 채널 및 Q 채널 입력을 의미하고, DG_TX 및 DP_TX는 제어 신호(CTRL_TI)에 의하여 제어되며, 각각 송신 IQ 불일치에 의한 이득 오차 및 위상 오차에 대응하는 값을 가진다. 상기 수학식 3은 IQ 상향 변환 믹서(10)의 I 채널 및 Q 채널 출력 신호가 수학식 4와 같다고 가정한 경우에, 도출된 수학식의 일례를 나타내는 것이다. In the above equation, OUT_TI_I and OUT_TI_Q denote I and Q channel outputs of the transmit IQ mismatch compensator 64, respectively, and IN_TI_I and IN_TI_Q denote I and Q channel inputs of the transmit IQ mismatch compensator 64, respectively. In addition, DG_TX and DP_TX are controlled by the control signal CTRL_TI, and have values corresponding to a gain error and a phase error due to transmission IQ mismatch, respectively. Equation 3 shows an example of derived equations in the case where the I-channel and Q-channel output signals of the IQ up-conversion mixer 10 are the same as in Equation 4.

OUT_UM_I = IN_UM_I×(1+DG_TX)×cos(ω1×t-DP_TX)OUT_UM_I = IN_UM_I × (1 + DG_TX) × cos (ω1 × t-DP_TX)

OUT_UM_Q = IN_UM_Q×(1-DG_TX)×sin(ω1×t+DP_TX)OUT_UM_Q = IN_UM_Q × (1-DG_TX) × sin (ω1 × t + DP_TX)

상기 수학식에서, OUT_UM_I 및 OUT_UM_Q는 각각 IQ 상향 변환 믹서(10)의 I 채널 및 Q 채널 출력을 의미하고, IN_UM_I 및 IN_UM_Q는 각각 IQ 상향 변환 믹서(10)의 I 채널 및 Q 채널 입력을 의미하고, DG_TX 및 DP_TX는 송신 IQ 불일치에 의한 이득 오차 및 위상 오차를 의미한다. In the above equation, OUT_UM_I and OUT_UM_Q mean I and Q channel outputs of the IQ upconversion mixer 10, respectively, and IN_UM_I and IN_UM_Q mean I and Q channel inputs of the IQ upconversion mixer 10, respectively. DG_TX and DP_TX mean gain error and phase error due to transmission IQ mismatch.

수신 IQ 불일치 보상부(65)는 수신 IQ 불일치를 보상하는 기능을 수행한다. 일례로, 수신 기간에는, 안테나를 통하여 수신된 신호는 수신 IQ 불일치 보상부(65)을 경유함으로써 수신 IQ 불일치가 보상된다. 수신 IQ 불일치 보상부(65)는 일례로 수학식 5와 같은 연산을 수행할 수 있다. The reception IQ mismatch compensator 65 performs a function of compensating the reception IQ mismatch. In one example, in the reception period, the received IQ mismatch is compensated for by the signal received through the antenna via the receiving IQ mismatch compensator 65. The reception IQ mismatch compensator 65 may perform an operation as shown in Equation 5, for example.

OUT_RI_I = (IN_RI_I × (1-DG_RX)) - (IN_RI_Q × DP_RX)OUT_RI_I = (IN_RI_I × (1-DG_RX))-(IN_RI_Q × DP_RX)

OUT_RI_Q = (IN_RI_Q × (1+DG_RX)) - (IN_RI_I × DP_RX)OUT_RI_Q = (IN_RI_Q × (1 + DG_RX))-(IN_RI_I × DP_RX)

상기 수학식에서, OUT_RI_I 및 OUT_RI_Q는 각각 수신 IQ 불일치 보상부(65)의 I 채널 및 Q 채널 출력을 의미하고, IN_RI_I 및 IN_RI_Q는 각각 수신 IQ 불일치 보상부(65)의 I 채널 및 Q 채널 입력을 의미하고, DG_RX 및 DP_RX는 제어 신호(CTRL_RI)에 의하여 제어되며, 각각 수신 IQ 불일치에 의한 이득 오차 및 위상 오차에 대응하는 값을 가진다. 상기 수학식 5는 IQ 하향 변환 믹서(20)의 I 채널 및 Q 채널 출력 신호가 수학식 6과 같다고 가정한 경우에, 도출된 수학식의 일례를 나타내는 것이다. In the above equation, OUT_RI_I and OUT_RI_Q denote I and Q channel outputs of the receiving IQ mismatch compensator 65, respectively, and IN_RI_I and IN_RI_Q denote I and Q channel inputs of the receiving IQ mismatch compensator 65, respectively. The DG_RX and the DP_RX are controlled by the control signal CTRL_RI, and have values corresponding to the gain error and the phase error due to the received IQ mismatch. Equation 5 shows an example of the derived equation when assuming that the I-channel and Q-channel output signals of the IQ down-conversion mixer 20 are equal to Equation 6.

OUT_DM_I = IN_DM_I×(1+DG_RX)×cos(ω2×t-DP_RX)OUT_DM_I = IN_DM_I × (1 + DG_RX) × cos (ω2 × t-DP_RX)

OUT_DM_Q = IN_DM_Q×(1-DG_RX)×sin(ω2×t+DP_RX)OUT_DM_Q = IN_DM_Q × (1-DG_RX) × sin (ω2 × t + DP_RX)

상기 수학식에서, OUT_DM_I 및 OUT_DM_Q는 각각 IQ 하향 변환 믹서(20)의 I 채널 및 Q 채널 출력을 의미하고, IN_DM_I 및 IN_DM_Q는 각각 IQ 하향 변환 믹서(20)의 I 채널 및 Q 채널 입력을 의미하고, DG_RX 및 DP_RX는 수신 IQ 불일치에 의한 이득 오차 및 위상 오차를 의미한다.In the above equation, OUT_DM_I and OUT_DM_Q denote I and Q channel outputs of the IQ downconversion mixer 20, respectively, and IN_DM_I and IN_DM_Q denote I and Q channel inputs of the IQ downconversion mixer 20, respectively. DG_RX and DP_RX mean gain error and phase error due to reception IQ mismatch.

역회전부(66)는 수신 IQ 불일치 보상부(65)에서 출력되는 신호를 소정의 주파수만큼 역회전시키는 기능을 수행한다. 역회전부(66)는 일례로 수학식 7과 같은 연산을 수행한다. The reverse rotation unit 66 rotates the signal output from the reception IQ mismatch compensation unit 65 by a predetermined frequency. The reverse rotation unit 66 performs an operation as shown in Equation 7 as an example.

OUT_DR_I = (IN_DR_I × cos(-△ω×t)) + (IN_DR_Q × sin(-△ω×t))OUT_DR_I = (IN_DR_I × cos (-△ ω × t)) + (IN_DR_Q × sin (-△ ω × t))

OUT_DR_Q = (IN_DR_Q × cos(-△ω×t)) - (IN_DR_I × sin(-△ω×t))OUT_DR_Q = (IN_DR_Q × cos (-△ ω × t))-(IN_DR_I × sin (-△ ω × t))

상기 수학식에서, OUT_DR_I 및 OUT_DR_Q는 각각 역회전부(66)의 I 채널 및 Q 채널 출력을 의미하고, IN_DR_I 및 IN_DR_Q는 각각 역회전부(66)의 I 채널 및 Q 채널 입력을 의미하고, △ω는 역회전부(66)가 역회전하고자 하는 각주파수를 의미한다. △ω는 제어신호(CTRL_DR)에 의하여 제어된다. 송신 반송파 누설을 측정하는 테스트 기간에는, 송신 반송파 누설에 의한 신호가 DC 성분이 되도록, 역회전부(66)는 입력되는 신호를 제3 각주파수(ω3)만큼 역회전시킨 신호를 출력한다. 송신 IQ 불일치가 측정되는 테스트 기간에는, 송신 IQ 불일치에 의한 이미지 신호가 DC 성분이 되도록, 역회전부(66)는 입력되는 신호를 (ω3 + ω4) 및 (ω3 -ω4) 중 어느 한 각주파수만큼 역회전시킨 신호를 출력한다. 또한, 송신 IQ 불일치가 측정되는 테스트 기간에는, 본래의 신호가 DC 성분이 되도록, 역회전부(66)는 입력되는 신호를 (ω3 + ω4) 및 (ω3 - ω4) 중 나머지 한 주파수만큼 역회전시킨 신호를 출력할 수도 있다. 수신 IQ 불일치가 측정되는 테스트 기간에는, 수신 IQ 불일치에 의한 이미지 신호가 DC 성분이 되도록, 역회전부(66)는 입력되는 신호를 마이너스 제3 각주파수(-ω3)만큼 역회전시킨 신호를 출력한다. 또한, 수신 IQ 불일치가 측정되는 테스트 기간에는, 본래의 신호가 DC 성분이 되도록, 역회전부(66)는 입력되는 신호를 제3 주파수(ω3)만큼 역회전시킨 신호를 출력할 수도 있다. In the above equation, OUT_DR_I and OUT_DR_Q denote I and Q channel outputs of the reverse rotation unit 66, respectively, and IN_DR_I and IN_DR_Q denote I and Q channel inputs of the reverse rotation unit 66, respectively, Δω Means the angular frequency to which the rotation unit 66 is to reverse rotation. Δω is controlled by the control signal CTRL_DR. In the test period for measuring the transmission carrier leakage, the reverse rotation unit 66 outputs a signal obtained by reversely rotating the input signal by the third angular frequency omega 3 so that the signal caused by the transmission carrier leakage becomes a DC component. In the test period during which the transmission IQ mismatch is measured, the reverse rotation unit 66 transmits the input signal by each angular frequency of (ω3 + ω4) and (ω3-ω4) so that the image signal due to the transmission IQ mismatch is a DC component. Output the reversed signal. In the test period in which the transmission IQ mismatch is measured, the reverse rotation unit 66 reversely rotates the input signal by another frequency of (ω3 + ω4) and (ω3-ω4) so that the original signal becomes a DC component. You can also output a signal. In the test period in which the received IQ mismatch is measured, the reverse rotation unit 66 outputs a signal obtained by reversely rotating the input signal by a negative third angular frequency (−ω3) so that the image signal due to the received IQ mismatch becomes a DC component. . In the test period in which the received IQ mismatch is measured, the reverse rotation unit 66 may output a signal obtained by reversely rotating the input signal by the third frequency ω3 so that the original signal becomes a DC component.

DC 측정부(67)는 역회전부(66)의 출력에서 DC 성분을 추출하는 기능을 수행한다. DC 측정부(67)는 저대역 통과 필터(low pass filter)를 사용하여 구현될 수도 있으며, 바람직하게는 누적기(accumulator)를 사용하여 구현될 수도 있다. The DC measuring unit 67 extracts a DC component from the output of the reverse rotation unit 66. The DC measuring unit 67 may be implemented using a low pass filter, and preferably may be implemented using an accumulator.

제어부(61)는 피드백 패쓰(31), 선택부(95), 회전부(62), 송신 반송파 누설 보상부(63), 송신 IQ 불일치 보상부(64), 수신 IQ 불일치 보상부(65), 역회전부(66) 및 DC 측정부(67)를 제어하는 기능을 수행한다. 또한 제어부(61)는 DC 측정부(67)에서 출력되는 IQ 신호로부터 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치, 수신 IQ 불일치를 구하는 기능도 수행한다. The control unit 61 includes a feedback path 31, a selection unit 95, a rotating unit 62, a transmission carrier leakage compensator 63, a transmission IQ mismatch compensator 64, a reception IQ mismatch compensator 65, and an inverse. It performs a function of controlling the rotating unit 66 and the DC measuring unit 67. In addition, the control unit 61 also performs a function of obtaining a transmission carrier leakage, a transmission IQ mismatch, and a reception IQ mismatch from the IQ signal output from the DC measuring unit 67.

보다 구체적으로, 송신 반송파 누설이 측정되는 테스트 기간에 DC 측정부(67)에서 출력되는 IQ 신호가 송신 반송파 누설에 해당한다. 즉 DC 측정부(67)에서 출력되는 I 채널 신호가 수학식 2의 CF_CL_I에 해당하고, DC 측정부(67)에서 출력되는 Q 채널 신호가 수학식 2의 CF_CL_Q에 해당한다. More specifically, the IQ signal output from the DC measuring unit 67 in the test period in which the transmission carrier leakage is measured corresponds to the transmission carrier leakage. That is, the I channel signal output from the DC measuring unit 67 corresponds to CF_CL_I of Equation 2, and the Q channel signal output from the DC measuring unit 67 corresponds to CF_CL_Q of Equation 2.

IQ 불일치가 측정되는 테스트 기간에 IQ 불일치 즉 이득 오차(DG)와 위상 오차(DP)는 아래의 수학식 8로부터 구해질 수 있다. In the test period in which the IQ mismatch is measured, the IQ mismatch, that is, the gain error DG and the phase error DP, may be obtained from Equation 8 below.

DG = ([IM_I, IM_Q]·[OR_I, -OR_Q])/(OR_I² + OR_Q²)DG = ([IM_I, IM_Q] · [OR_I, -OR_Q]) / (OR_I ² + OR_Q ² )

DP = ([IM_I, IM_Q]·[OR_Q, OR_I])/(OR_I² + OR_Q²)DP = ([IM_I, IM_Q] · [OR_Q, OR_I]) / (OR_I ² + OR_Q ² )

상기 수학식에서, IM_I 및 IM_Q는 각각 DC 측정부(67)에서 출력되는 IQ 불일치에 의한 이미지 신호의 I 채널 신호 및 Q 채널 신호를 의미하고, OR_I 및 OR_Q는 각각 DC 측정부(67)에서 출력되는 본래의 신호의 I 채널 신호 및 Q 채널 신호를 의미하고, "·"은 내적을 의미한다. In the above equation, IM_I and IM_Q mean the I channel signal and the Q channel signal of the image signal due to the IQ mismatch output from the DC measuring unit 67, respectively, and OR_I and OR_Q are output from the DC measuring unit 67, respectively. I channel signal and Q channel signal of the original signal, and "·" means inner product.

IQ DAC(70)은 오차 측정부(60)에서 출력되는 디지털 IQ 신호를 IQ 상향 변환 믹서(10)로 전달될 아날로그 IQ 신호로 변환한다. The IQ DAC 70 converts the digital IQ signal output from the error measuring unit 60 into an analog IQ signal to be transmitted to the IQ upconversion mixer 10.

전력 증폭기(75)는 제1 RF 신호(S_RF1)를 증폭한다. 증폭된 제1 RF 신호(S_RF1)는 일례로 듀플렉서(미도시)를 경유하여 안테나(미도시)로 전달된다. 바 람직하게, 전력 증폭기(75)는 송신 기간에는 온 상태가 되고, 테스트 기간에는 오프 상태가 된다. The power amplifier 75 amplifies the first RF signal S_RF1. The amplified first RF signal S_RF1 is transmitted to an antenna (not shown) via, for example, a duplexer (not shown). Preferably, the power amplifier 75 is turned on in the transmission period and turned off in the test period.

저잡음 증폭기(80)는 수신 RF 신호를 저잡음 증폭한다. 수신 RF 신호는 일례로 안테나 및 듀플렉서를 경유하여 저잡음 증폭기(80)로 전달된다. 바람직하게, 저잡음 증폭기(80)는 수신 기간에는 온 상태가 되고, 테스트 기간에는 오프 상태가 된다. The low noise amplifier 80 low noise amplifies the received RF signal. The received RF signal is delivered to the low noise amplifier 80 via, for example, an antenna and a duplexer. Preferably, the low noise amplifier 80 is turned on in the reception period and turned off in the test period.

IQ 필터(85)는 IQ 하향 변환 믹서(20)와 IQ ADC(90) 사이에 위치하며, 저대역 통과 필터(low pass filter) 또는 대역 통과 필터(band pass filter)일 수 있다.The IQ filter 85 is located between the IQ downconversion mixer 20 and the IQ ADC 90 and may be a low pass filter or a band pass filter.

IQ ADC(90)는 IQ 필터(85)에서 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 기능을 수행한다. The IQ ADC 90 converts an analog signal output from the IQ filter 85 into a digital signal.

선택부(95)는 제어 신호(CTRL_SL)에 따라 제1 IQ LO 신호(S_LO1) 및 제2 IQ LO 신호(S_LO2) 중 IQ 상향 변환 믹서(10) 및 IQ 하향 변환 믹서(20)에 제공될 신호를 선택한다. 바람직하게, 선택부(95)는 송신 기간에 제1 IQ LO 신호(S_LO1)을 IQ 상향 변환 믹서(10)에 제공하고, 수신 기간에 제1 IQ LO 신호(S_LO1)을 IQ 하향 변환 믹서(20)에 제공한다. 또한, 선택부(95)는 송신 반송파 누설 및 송신 IQ 불일치를 측정하는 테스트 기간에는 제1 IQ LO 신호(S_LO1)를 IQ 상향 변환 믹서(10)에 제공하고, 제2 IQ LO 신호(S_LO2)를 IQ 하향 변환 믹서(20)에 제공한다. 또한, 선택부(95)는 수신 IQ 불일치를 측정하는 테스트 기간에는 제1 IQ LO 신호(S_LO1)를 IQ 하향 변환 믹서(20)에 제공하고, 제2 IQ LO 신호(S_LO2)를 IQ 상향 변환 믹 서(10)에 제공한다. The selector 95 is a signal to be provided to the IQ up-conversion mixer 10 and the IQ down-conversion mixer 20 among the first IQ LO signal S_LO1 and the second IQ LO signal S_LO2 according to the control signal CTRL_SL. Select. Preferably, the selector 95 provides the first IQ LO signal S_LO1 to the IQ up-conversion mixer 10 in the transmission period, and provides the first IQ LO signal S_LO1 in the reception period in the IQ down-conversion mixer 20. To provide. In addition, the selector 95 provides a first IQ LO signal S_LO1 to the IQ up-conversion mixer 10 and provides a second IQ LO signal S_LO2 during a test period for measuring transmission carrier leakage and transmission IQ mismatch. To the IQ downconversion mixer 20. In addition, the selector 95 provides a first IQ LO signal S_LO1 to the IQ downconversion mixer 20 and provides a second IQ LO signal S_LO2 during the test period for measuring a received IQ mismatch. Provided to the book (10).

도 2의 (a)를 참조하면, IQ 상향 변환 믹서(10)로 입력되는 제1 IQ 신호(S_IQ1)의 전력은 0이다. 이때, IQ 상향 변환 믹서(10)로 제1 각주파수(ω1)를 가지는 제1 IQ LO 신호(S_LO1)가 인가되고, IQ 하향 변환 믹서(20)로 제2 각주파수(ω2)를 가지는 제2 IQ LO 신호(S_LO2)가 인가된다. Referring to FIG. 2A, the power of the first IQ signal S_IQ1 input to the IQ upconversion mixer 10 is zero. In this case, the first IQ LO signal S_LO1 having the first angular frequency ω1 is applied to the IQ up-conversion mixer 10, and the second having the second angular frequency ω2 is applied to the IQ down-conversion mixer 20. The IQ LO signal S_LO2 is applied.

도 2의 (b)를 참조하면, 제1 IQ 신호(S_IQ1)의 전력이 0임에도 불구하고, 송신 반송파 누설에 의하여, 제1 RF 신호(S_RF1)에는 제1 각주파수(ω1)에 위치한 송신 반송파 누설에 의한 신호가 생긴다. Referring to FIG. 2B, although the power of the first IQ signal S_IQ1 is 0, the transmission carrier is located at the first angular frequency ω1 in the first RF signal S_RF1 due to the transmission carrier leakage. Signal from leakage occurs.

도 2의 (c)를 참조하면, 제2 IQ 신호(S_IQ2)의 제3 각주파수(ω3 = ω1-ω2)에는 송신 반송파 누설에 의한 신호가 위치한다. 따라서, 오차 측정부(60)는 제2 IQ 신호(S_IQ2)로부터 제3 주파수(F3)를 가지는 송신 반송파 누설을 구할 수 있다. Referring to FIG. 2C, a signal due to transmission carrier leakage is located at the third angular frequency (ω3 = ω1-ω2) of the second IQ signal S_IQ2. Therefore, the error measuring unit 60 may obtain the transmission carrier leakage having the third frequency F3 from the second IQ signal S_IQ2.

송신 반송파 누설에 의한 신호는 도면과 같이 소정의 각주파수(ω3)를 가지므로, 1/F 잡음이나 DC 오프셋에 의한 영향을 받지 아니한다. 따라서, 더욱 정확한 송신 반송파 누설의 측정이 가능하다. 이에 반하여, 만일 IQ 상향 변환 믹서(10) 및 IQ 하향 변환 믹서(20)에 제1 IQ LO 신호(S_LO1)를 공급하는 제1 국부 발진 기(40)만을 사용하여 송신 반송파 누설을 측정하는 경우, 제2 IQ 신호(S_IQ2)에 포함된 송신 반송파 누설에 의한 신호의 주파수는 0이므로, 송신 반송파 누설을 1/F 잡음 및 DC 오프셋과 구분할 수 없게 된다. 따라서, 송신 반송파 누설의 측정의 정확도가 떨어진다. 따라서, 제1 국부 발진기(40)만을 사용하는 방식에 비하여, 본 발명의 실시예에 의한 송수신 회로는 제2 국부 발진기(40)를 추가적으로 구비함으로써, 송신 반송파 누설을 더욱 정확히 측정할 수 있다는 장점이 있다. Since the signal due to the transmission carrier leakage has a predetermined angular frequency (ω3) as shown in the figure, it is not affected by 1 / F noise or DC offset. Thus, more accurate measurement of the transmission carrier leakage is possible. On the contrary, if the transmission carrier leakage is measured using only the first local oscillator 40 which supplies the first IQ LO signal S_LO1 to the IQ upconversion mixer 10 and the IQ downconversion mixer 20, Since the frequency of the signal due to the transmission carrier leakage included in the second IQ signal S_IQ2 is 0, the transmission carrier leakage cannot be distinguished from the 1 / F noise and the DC offset. Therefore, the accuracy of measuring transmission carrier leakage is inferior. Therefore, compared with the method using only the first local oscillator 40, the transmission and reception circuit according to the embodiment of the present invention further includes a second local oscillator 40, so that the transmission carrier leakage can be measured more accurately. have.

송신 반송파 누설 측정 방법은 다양한 방식으로 수행될 수 있다. 일례로, 송신 반송파 누설 측정은 1회적으로 수행될 수 있다. 보다 구체적으로, IQ 상향 변환 믹서(10)로 입력되는 제1 IQ 신호(S_IQ1)의 전력이 0이 되도록 하는 IQ 신호가 송신 반송파 누설 보상부(63)로 입력되고, 송신 반송파 누설 보상부(63)가 동작하지 아니하는(즉, 입력 신호를 그대로 출력하는) 상태에서, 제어부(61)가 송신 반송파 누설을 측정한다. 그 후, 제어부(61)는 측정된 송신 반송파 누설에 대응하는 제어 신호(CTRL_CL)를 송신 반송파 누설 보상부(63)에 전달하고, 송신 기간에 송신 반송파 누설 보상부(63)는 상기 제어 신호(CTRL_CL)에 따라 보상을 수행한다. 다른 예로 송신 반송파 누설 측정은 수회에 걸쳐 수행될 수 있다. 보다 구체적으로, IQ 상향 변환 믹서(10)로 입력되는 제1 IQ 신호(S_IQ1)의 전력이 0이 되도록 하는 IQ 신호가 송신 반송파 누설 보상부(63)로 입력되고, 송신 반송파 누설 보상부(63)가 동작하지 아니하는(즉, 입력 신호를 그대로 출력하는) 상태에서, 제어부(61)가 송신 반송파 누설을 측정한다. 그 후, 제어부(61)는 측정된 송신 반송파 누설에 대응하는 제어 신호(CTRL_CL)를 송신 반송파 누설 보상부(63)에 전달하고, 송신 반송파 누설 보상부(63)는 제어 신호(CTRL_CL)에 따라 송신 반송파 누설을 보상한다. 송신 반송파 누설 보상부(63)가 동작함에도 불구하고, 잔여 송신 반송파 누설이 존재할 수 있으며, 이러한 잔여 송신 반송파 누설은 제어부(61)에 의하여 측정되어, 제어부(61)는 측정된 잔여 송신 반송파 누설에 따라 제어 신호(CTRL_CL)을 수정한다. 상술한 잔여 송신 반송파 누설을 측정하고, 이에 따라 제어 신호(CTRL_CL)를 수정하는 과정이 적어도 1회 이상 수행된 후에, 송신 기간에 송신 반송파 누설 보상부(63)가 구해진 제어 신호(CTRL_CL)에 따라 보상을 수행한다. 또 다른 예로, 제어 신호(CTRL_CL)를 변경시키면서 최적의 제어 신호(CTRL_CL)를 구할 수 있다. 보다 구체적으로, IQ 상향 변환 믹서(10)로 입력되는 제1 IQ 신호(S_IQ1)의 전력이 0이 되도록 하는 IQ 신호가 송신 반송파 누설 보상부(63)로 입력되는 상태에서, 여러 제어 신호(CTRL_CL)를 송신 반송파 누설 보상부(63)에 입력하고, 제어부(61)가 제어 신호(CTRL_CL)에 대응하는 송신 반송파 누설을 측정한다. 그 후에, 제어부(61)는 측정된 가장 낮은 송신 반송파 누설에 대응하는 제어 신호를 선택하고, 선택된 제어 신호(CTRL_CL)를 송신 반송파 누설 보상부(63)에 전달하고, 송신 기간에 송신 반송파 누설 보상부(63)는 상기 제어 신호(CTRL_CL)에 따라 보상을 수행한다. The transmission carrier leakage measuring method may be performed in various ways. In one example, the transmission carrier leakage measurement may be performed once. More specifically, an IQ signal for causing the power of the first IQ signal S_IQ1 input to the IQ upconversion mixer 10 to be 0 is input to the transmission carrier leakage compensator 63, and the transmission carrier leakage compensator 63 ) Does not operate (that is, outputs an input signal as it is), the control unit 61 measures the transmission carrier leakage. Thereafter, the control unit 61 transmits a control signal CTRL_CL corresponding to the measured transmission carrier leakage to the transmission carrier leakage compensation unit 63, and during the transmission period, the transmission carrier leakage compensation unit 63 transmits the control signal ( Compensation is performed according to CTRL_CL). As another example, the transmission carrier leakage measurement may be performed several times. More specifically, an IQ signal for causing the power of the first IQ signal S_IQ1 input to the IQ upconversion mixer 10 to be 0 is input to the transmission carrier leakage compensator 63, and the transmission carrier leakage compensator 63 ) Does not operate (that is, outputs an input signal as it is), the control unit 61 measures the transmission carrier leakage. Thereafter, the control unit 61 transmits a control signal CTRL_CL corresponding to the measured transmission carrier leakage to the transmission carrier leakage compensation unit 63, and the transmission carrier leakage compensation unit 63 according to the control signal CTRL_CL. Compensate for transmit carrier leakage. Although the transmission carrier leakage compensator 63 operates, residual transmission carrier leakage may exist, and such residual transmission carrier leakage may be measured by the control unit 61, and the control unit 61 may determine the measured residual transmission carrier leakage. Accordingly, the control signal CTRL_CL is corrected. After the above-described process of measuring the residual transmission carrier leakage and correcting the control signal CTRL_CL is performed at least once or more, according to the control signal CTRL_CL obtained by the transmission carrier leakage compensator 63 in the transmission period. Perform compensation As another example, the optimal control signal CTRL_CL may be obtained by changing the control signal CTRL_CL. More specifically, in a state in which an IQ signal for causing the power of the first IQ signal S_IQ1 input to the IQ up-conversion mixer 10 to be zero is input to the transmission carrier leakage compensator 63, various control signals CTRL_CL ) Is input to the transmission carrier leakage compensator 63, and the control unit 61 measures the transmission carrier leakage corresponding to the control signal CTRL_CL. Thereafter, the control section 61 selects a control signal corresponding to the lowest transmission carrier leakage measured, transfers the selected control signal CTRL_CL to the transmission carrier leakage compensation section 63, and transmits carrier leakage compensation in the transmission period. The unit 63 performs compensation according to the control signal CTRL_CL.

도 3은 송신 IQ 불일치를 측정하는 테스트 기간의 각종 신호를 나타내는 도면으로서, 도 3의 (a)는 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 나타내는 도면이고, 도 3의 (b)는 제1 RF 신호(S_RF1) 즉 제2 RF 신호(S_RF2)를 나타내는 도면이고, 도 3의 (c)는 제2 IQ 신호(S_IQ2)를 나타내는 도면이다. 3 is a diagram illustrating various signals in a test period for measuring a transmission IQ mismatch, and FIG. 3A is a diagram illustrating a first IQ signal S_IQ1, and FIG. 3B is a diagram illustrating a first RF signal ( S_RF1, that is, a diagram showing the second RF signal S_RF2, and FIG. 3C is a diagram showing the second IQ signal S_IQ2.

도 3의 (a)를 참조하면, 제1 RF 신호(S_RF1)가 단측파대 신호가 되도록 하는(즉, 송신 IQ 불일치가 없다면 제1 RF 신호(S_RF1)를 단측파대 신호로 만드는) 상기 제1 IQ 신호(S_IQ1)가 IQ 상향 변환 믹서(10)로 입력된다. 제1 IQ 신호(S_IQ1)은 제4 각주파수(ω4)를 가진다. 바람직하게, 제1 IQ 신호(S_IQ1)는 I 채널 신호 및 Q 채널 신호를 구비하며, I 채널 신호 및 Q 채널 신호는 동일한 각주파수(ω4) 및 동일한 진폭을 가지며, 서로 90°의 위상차를 가진다. 이러한 신호는 회전부(62)에 의하여 생성되어, IQ DAC(70) 등을 경유하여 IQ 상향 변환 믹서(10)로 전달될 수 있다. 이때, IQ 상향 변환 믹서(10)로 제1 각주파수(ω1)를 가지는 제1 IQ LO 신호(S_LO1)가 인가되고, IQ 하향 변환 믹서(20)로 제2 각주파수(ω2)를 가지는 제2 IQ LO 신호(S_LO2)가 인가된다. Referring to FIG. 3A, the first IQ such that the first RF signal S_RF1 becomes a single sideband signal (that is, making the first RF signal S_RF1 into a single sideband signal if there is no transmission IQ mismatch) is obtained. The signal S_IQ1 is input to the IQ upconversion mixer 10. The first IQ signal S_IQ1 has a fourth angular frequency ω4. Preferably, the first IQ signal S_IQ1 includes an I channel signal and a Q channel signal, and the I channel signal and the Q channel signal have the same angular frequency ω4 and the same amplitude and have a phase difference of 90 ° with each other. Such a signal may be generated by the rotating unit 62 and transmitted to the IQ upconversion mixer 10 via the IQ DAC 70 or the like. In this case, the first IQ LO signal S_LO1 having the first angular frequency ω1 is applied to the IQ up-conversion mixer 10, and the second having the second angular frequency ω2 is applied to the IQ down-conversion mixer 20. The IQ LO signal S_LO2 is applied.

도 3의 (b)를 참조하면, 제1 RF 신호(S_RF1)가 본래의 신호만을 포함하는 단측파대 신호가 되어야 함에도 불구하고, 송신 IQ 불일치에 의한 이미지 신호도 포함한다. 도면에는 (ω1+ω4)에 본래의 신호가 위치하고, (ω1-ω4)에 이미지 신호가 위치하는 예가 표현되어 있으나, 제1 IQ 신호(S_IQ1)에 따라 (ω1-ω4)에 본래의 신호가 위치하고, (ω1+ω4)에 이미지 신호가 위치할 수도 있다. Referring to FIG. 3B, although the first RF signal S_RF1 should be a single sideband signal including only the original signal, it also includes an image signal due to transmission IQ mismatch. Although the original signal is located at (ω1 + ω4) and the image signal is located at (ω1-ω4), an original signal is located at (ω1-ω4) according to the first IQ signal S_IQ1. may be located at (ω1 + ω4).

도 3의 (c)를 참조하면, 제2 IQ 신호(S_IQ2)는 (ω3+ω4)에 위치한 본래의 신호와 (ω3-ω4)에 위치한 이미지 신호를 포함한다. 도면에는 (ω3+ω4)에 본래의 신호가 위치하고, (ω3-ω4)에 이미지 신호가 위치하는 예가 표현되어 있으나, 제1 IQ 신호(S_IQ1)에 따라 (ω3-ω4)에 본래의 신호가 위치하고, (ω3+ω4)에 이미지 신호가 위치할 수도 있다. 따라서, 오차 측정부(60)는 제2 IQ 신호(S_IQ2)로부터 (ω3+ω4) 및 (ω3-ω4) 중 어느 한 각주파수를 가지는 송신 IQ 불일치에 의한 이미지 신호를 구하고, 이로부터 송신 IQ 불일치에 의한 위상 오차 및 이득 오차를 보상할 수 있다. 일례로 제어부(61)는 송신 IQ 불일치 보상부(64)에 대한 제어 신호(CTRL_TI)을 변경해 가면서 송신 IQ 불일치에 의한 이미지 신호를 모니터링 함으로써, 송신 IQ 불일치가 최소화되는 제어 신호(CTRL_TI)를 구할 수 있다. 또한, 오차 측정부(60)는 제2 IQ 신호(S_IQ2)로부터 (ω3+ω4) 및 (ω3-ω4) 중 나머지 한 각주파수를 가지는 본래의 신호를 더 구하고, 이미지 신호 및 본래의 신호로부터 송신 IQ 불일치에 의한 위상 오차 및 이득 오차를 구할 수 있다. 이는 수학식 8에 표현되어 있다.Referring to FIG. 3C, the second IQ signal S_IQ2 includes an original signal located at (ω3 + ω4) and an image signal located at (ω3-ω4). Although the original signal is located at (ω3 + ω4) and the image signal is located at (ω3-ω4), the original signal is located at (ω3-ω4) according to the first IQ signal S_IQ1. may be located at (ω3 + ω4). Therefore, the error measuring unit 60 obtains an image signal due to a transmission IQ mismatch having any angular frequency of (ω3 + ω4) or (ω3-ω4) from the second IQ signal S_IQ2, and from this, transmit IQ mismatch It is possible to compensate for the phase error and the gain error. For example, the control unit 61 may obtain a control signal CTRL_TI in which the transmission IQ mismatch is minimized by monitoring the image signal due to the transmission IQ mismatch while changing the control signal CTRL_TI for the transmission IQ mismatch compensator 64. have. In addition, the error measuring unit 60 further obtains an original signal having the remaining angular frequency of (ω3 + ω4) and (ω3-ω4) from the second IQ signal S_IQ2, and transmits it from the image signal and the original signal. Phase error and gain error due to IQ mismatch can be obtained. This is expressed in equation (8).

이와 같이, 본 발명의 실시예에 의한 송수신 회로는 제2 국부 발진기(50)를 추가적으로 구비함으로써, 송신 IQ 불일치를 측정함에 있어서 상향 변환 및 하향 변환시 사용하는 주파수를 달리할 수 있으며, 이로 인하여 송신 IQ 불일치에 의한 영향과 수신 IQ 불일치에 의한 영향을 구분할 수 있다. 따라서, 동일할 주파수를 사용하여 상향 변환 및 하향 변화하는 방식에 비하여, 본 발명의 실시예에 의한 송수신 회로는 송신 IQ 불일치를 더욱 정확하게 측정할 수 있다는 장점이 있다.As described above, the transmission / reception circuit according to the embodiment of the present invention further includes a second local oscillator 50, so that frequencies used for up-conversion and down-conversion in measuring transmission IQ mismatches may be different, and thus transmission IQ. The effects of the mismatch and the effects of the received IQ mismatch can be distinguished. Therefore, compared to the method of up-converting and down-changing using the same frequency, the transmission / reception circuit according to the embodiment of the present invention has an advantage of more accurately measuring transmission IQ mismatch.

송신 IQ 불일치 측정 방법은 다양한 방식으로 수행될 수 있다. 일례로, 송신 IQ 불일치 측정은 1회적으로 수행될 수 있다. 보다 구체적으로, 제1 RF 신호(S_RF1)가 단측파대 신호가 되도록 하는 IQ 신호가 송신 IQ 불일치 보상부(64)로 입력되고, 송신 IQ 불일치 보상부(64)가 동작하지 아니하는(즉, 입력 신호를 그대로 출력하는) 상태에서, 제어부(61)가 송신 IQ 불일치를 측정한다. 그 후, 제어 부(61)는 측정된 송신 IQ 불일치에 대응하는 제어 신호(CTRL_TI)를 송신 IQ 불일치 보상부(64)에 전달하고, 송신 기간에 송신 IQ 불일치 보상부(64)는 상기 제어 신호(CTRL_TI)에 따라 보상을 수행한다. 다른 예로 송신 IQ 불일치 측정은 수회에 걸쳐 수행될 수 있다. 보다 구체적으로, 제1 RF 신호(S_RF1)가 단측파대 신호가 되도록 하는 IQ 신호가 송신 IQ 불일치 보상부(64)로 입력되고, 송신 IQ 불일치 보상부(64)가 동작하지 아니하는(즉, 입력 신호를 그대로 출력하는) 상태에서, 제어부(61)가 송신 IQ 불일치를 측정한다. 그 후, 제어부(61)는 측정된 송신 IQ 불일치에 대응하는 제어 신호(CTRL_TI)를 송신 IQ 불일치 보상부(64)에 전달하고, 송신 IQ 불일치 보상부(64)는 제어 신호(CTRL_TI)에 따라 송신 IQ 불일치를 보상한다. 송신 IQ 불일치 보상부(64)가 동작함에도 불구하고, 잔여 송신 IQ 불일치가 존재할 수 있으며, 이러한 잔여 송신 IQ 불일치는 제어부(61)에 의하여 측정되어, 제어부(61)는 측정된 잔여 송신 IQ 불일치에 따라 제어 신호(CTRL_TI)을 수정한다. 상술한 잔여 송신 IQ 불일치를 측정하고, 이에 따라 제어 신호(CTRL_TI)를 수정하는 과정이 적어도 1회 이상 수행된 후에, 송신 기간에 송신 IQ 불일치 보상부(64)가 구해진 제어 신호(CTRL_TI)에 따라 보상을 수행한다. 또 다른 예로, 제어 신호(CTRL_TI)를 변경시키면서 최적의 제어 신호(CTRL_TI)를 구할 수 있다. 보다 구체적으로, 제1 RF 신호(S_RF1)가 단측파대 신호가 되도록 하는 IQ 신호가 송신 IQ 불일치 보상부(64)로 입력되는 상태에서, 여러 제어 신호(CTRL_TI)를 송신 IQ 불일치 보상부(64)에 입력하고, 제어부(61)가 제어 신호(CTRL_TI)에 대응하는 송신 IQ 불일치를 측정한다. 그 후에, 제어부(61)는 측정된 가장 낮은 송신 IQ 불일치에 대 응하는 제어 신호를 선택하고, 선택된 제어 신호(CTRL_TI)를 송신 IQ 불일치 보상부(64)에 전달하고, 송신 기간에 송신 IQ 불일치 보상부(64)는 상기 제어 신호(CTRL_TI)에 따라 보상을 수행한다. The transmission IQ mismatch measurement method may be performed in various ways. In one example, the transmission IQ mismatch measurement can be performed once. More specifically, an IQ signal for causing the first RF signal S_RF1 to be a single sideband signal is input to the transmitting IQ mismatch compensator 64 and the transmitting IQ mismatch compensator 64 does not operate (that is, the input). In the state of outputting the signal as it is, the control part 61 measures a transmission IQ mismatch. Thereafter, the control unit 61 transmits the control signal CTRL_TI corresponding to the measured transmission IQ mismatch to the transmission IQ mismatch compensator 64, and during the transmission period, the transmission IQ mismatch compensator 64 transmits the control signal. Compensation is performed according to (CTRL_TI). As another example, the transmission IQ mismatch measurement may be performed several times. More specifically, an IQ signal for causing the first RF signal S_RF1 to be a single sideband signal is input to the transmitting IQ mismatch compensator 64 and the transmitting IQ mismatch compensator 64 does not operate (that is, the input). In the state of outputting the signal as it is, the control part 61 measures a transmission IQ mismatch. Thereafter, the control unit 61 transmits a control signal CTRL_TI corresponding to the measured transmission IQ mismatch to the transmission IQ mismatch compensation unit 64, and the transmission IQ mismatch compensation unit 64 according to the control signal CTRL_TI. Compensate for transmission IQ mismatch. Although the transmission IQ mismatch compensator 64 may operate, there may be a residual transmission IQ mismatch, and this residual transmission IQ mismatch may be measured by the controller 61 so that the controller 61 may not measure the measured residual transmission IQ mismatch. Accordingly, the control signal CTRL_TI is corrected. After the above-described process of measuring the remaining transmission IQ mismatch and correcting the control signal CTRL_TI is performed at least once or more, according to the control signal CTRL_TI obtained by the transmission IQ mismatch compensator 64 during the transmission period. Perform compensation As another example, the optimal control signal CTRL_TI may be obtained by changing the control signal CTRL_TI. More specifically, the IQ mismatch compensator 64 transmits various control signals CTRL_TI while the IQ signal for causing the first RF signal S_RF1 to be a single sideband signal is input to the transmit IQ mismatch compensator 64. The controller 61 measures the transmission IQ mismatch corresponding to the control signal CTRL_TI. Thereafter, the control section 61 selects a control signal corresponding to the lowest transmission IQ mismatch measured, and transmits the selected control signal CTRL_TI to the transmission IQ mismatch compensator 64, and transmits an IQ mismatch in the transmission period. The compensation unit 64 performs compensation according to the control signal CTRL_TI.

도 4는 수신 IQ 불일치를 측정하는 테스트 기간의 각종 신호를 나타내는 도면으로서, 도 4의 (a)는 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 나타내는 도면이고, 도 4의 (b)는 제1 RF 신호(S_RF1) 즉 제2 RF 신호(S_RF2)를 나타내는 도면이고, 도 4의 (c)는 제2 IQ 신호(S_IQ2)를 나타내는 도면이다. 4 is a diagram illustrating various signals of a test period for measuring a received IQ mismatch, and FIG. 4A is a diagram illustrating a first IQ signal S_IQ1, and FIG. 4B is a diagram of a first RF signal (FIG. S_RF1, that is, a diagram showing the second RF signal S_RF2, and FIG. 4C is a diagram showing the second IQ signal S_IQ2.

도 4의 (a)를 참조하면, IQ 상향 변환 믹서(10)가 DC 성분의 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 입력받는다. 이때, IQ 상향 변환 믹서(10)로 제2 각주파수(ω2)를 가지는 제2 IQ LO 신호(S_LO2)가 인가되고, IQ 하향 변환 믹서(20)로 제1 각주파수(ω1)를 가지는 제1 IQ LO 신호(S_LO1)가 인가된다. Referring to FIG. 4A, the IQ up-conversion mixer 10 receives a first IQ signal S_IQ1 of a DC component. In this case, the second IQ LO signal S_LO2 having the second angular frequency ω2 is applied to the IQ up-conversion mixer 10, and the first angular frequency ω1 is applied to the IQ down-conversion mixer 20. The IQ LO signal S_LO1 is applied.

도 4의 (b)를 참조하면, 제1 RF 신호(S_RF1)은 제2 각주파수(ω2)를 가지는 본래의 신호를 구비한다. Referring to FIG. 4B, the first RF signal S_RF1 includes an original signal having a second angular frequency ω2.

도 4의 (c)를 참조하면, 제2 IQ 신호(S_IQ2)는 마이너스 제3 각주파수(-ω3)에 위치하는 본래의 신호와 제3 각주파수(ω3)에 위치하는 수신 IQ 불일치에 의한 이미지 신호를 포함한다. 오차 측정부(60)는 제2 IQ 신호(S_IQ2)로부터 제3 각주파수(ω3)에 위치하는 수신 IQ 불일치에 의한 이미지 신호를 구하고, 이로부터 수신 IQ 불일치에 의한 위상 오차 및 이득 오차를 보상할 수 있다. 일례로 제어부(61)는 수신 IQ 불일치 보상부(65)에 대한 제어 신호(CTRL_RI)을 변경해 가면서 수신 IQ 불일치에 의한 이미지 신호를 모니터링 함으로써, 수신 IQ 불일치가 최소화되는 제어 신호(CTRL_RI)를 구할 수 있다. 또한, 오차 측정부(60)는 제2 IQ 신호(S_IQ2)로부터 마이너스 제3 각주파수(-ω3)에 위치하는 본래의 신호를 더 구하고, 이미지 신호 및 본래의 신호로부터 수신 IQ 불일치에 의한 위상 오차 및 이득 오차를 구할 수 있다. 이는 수학식 8에 표현되어 있다. Referring to FIG. 4C, the second IQ signal S_IQ2 is an image of the original signal located at the negative third angular frequency (−ω3) and the received IQ mismatch located at the third angular frequency ω3. Contains a signal. The error measuring unit 60 obtains an image signal due to a received IQ mismatch located at a third angular frequency ω3 from the second IQ signal S_IQ2, and compensates for the phase error and gain error due to the received IQ mismatch. Can be. For example, the control unit 61 may obtain a control signal CTRL_RI that minimizes the reception IQ mismatch by monitoring the image signal due to the reception IQ mismatch while changing the control signal CTRL_RI for the reception IQ mismatch compensator 65. have. In addition, the error measuring unit 60 further obtains an original signal located at a negative third angular frequency (−ω3) from the second IQ signal S_IQ2, and obtains a phase error due to a mismatch in the received IQ from the image signal and the original signal. And gain error can be obtained. This is expressed in equation (8).

이와 같이, 본 발명의 실시예에 의한 송수신 회로는 제2 국부 발진기(50)를 추가적으로 구비함으로써, 수신 IQ 불일치를 측정함에 있어서 상향 변환 및 하향 변환시 사용하는 주파수를 달리할 수 있으며, 이로 인하여 수신 IQ 불일치에 의한 영향과 송신 IQ 불일치에 의한 영향을 구분할 수 있다. 따라서, 동일할 주파수를 사용하여 상향 변환 및 하향 변화하는 방식에 비하여, 본 발명의 실시예에 의한 송수신 회로는 수신 IQ 불일치를 더욱 정확하게 측정할 수 있다는 장점이 있다.As described above, the transmission / reception circuit according to the embodiment of the present invention further includes a second local oscillator 50, so that the frequencies used for the up-conversion and down-conversion in the measurement of the reception IQ mismatch can be changed, and thus, the reception IQ It is possible to distinguish the effect of the mismatch and the effect of the transmission IQ mismatch. Therefore, compared to the method of up-converting and down-changing using the same frequency, the transmission and reception circuit according to the embodiment of the present invention has an advantage of more accurately measuring the received IQ mismatch.

수신 IQ 불일치 측정 방법은 다양한 방식으로 수행될 수 있다. 일례로, 송신 IQ 불일치 측정은 1회적으로 수행될 수 있다. 보다 구체적으로, IQ 상향 변환 믹서(10)가 DC 성분의 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 입력받고, 수신 IQ 불일치 보상부(65)가 동작하지 아니하는(즉, 입력 신호를 그대로 출력하는) 상태에서, 제어부(61)가 수신 IQ 불일치를 측정한다. 그 후, 제어부(61)는 측정된 수신 IQ 불일치에 대응하는 제어 신호(CTRL_RI)를 수신 IQ 불일치 보상부(65)에 전달하고, 수신 기간에 수신 IQ 불일치 보상부(65)는 상기 제어 신호(CTRL_RI)에 따라 보상을 수행한다. 다른 예로 수신 IQ 불일치 측정은 수회에 걸쳐 수행될 수 있다. 보다 구체적으로, IQ 상향 변환 믹서(10)가 DC 성분의 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 입력받고, 수신 IQ 불일치 보 상부(65)가 동작하지 아니하는(즉, 입력 신호를 그대로 출력하는) 상태에서, 제어부(61)가 수신 IQ 불일치를 측정한다. 그 후, 제어부(61)는 측정된 수신 IQ 불일치에 대응하는 제어 신호(CTRL_RI)를 수신 IQ 불일치 보상부(65)에 전달하고, 수신 IQ 불일치 보상부(65)는 제어 신호(CTRL_RI)에 따라 수신 IQ 불일치를 보상한다. 수신 IQ 불일치 보상부(65)가 동작함에도 불구하고, 잔여 수신 IQ 불일치가 존재할 수 있으며, 이러한 잔여 수신 IQ 불일치는 제어부(61)에 의하여 측정되어, 제어부(61)는 측정된 잔여 수신 IQ 불일치에 따라 제어 신호(CTRL_RI)을 수정한다. 상술한 잔여 수신 IQ 불일치를 측정하고, 이에 따라 제어 신호(CTRL_RI)를 수정하는 과정이 적어도 1회 이상 수행된 후에, 수신 기간에 수신 IQ 불일치 보상부(65)가 구해진 제어 신호(CTRL_RI)에 따라 보상을 수행한다. 또 다른 예로, 제어 신호(CTRL_RI)를 변경시키면서 최적의 제어 신호(CTRL_RI)를 구할 수 있다. 보다 구체적으로, IQ 상향 변환 믹서(10)가 DC 성분의 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 입력받는 상태에서, 여러 제어 신호(CTRL_RI)를 수신 IQ 불일치 보상부(65)에 입력하고, 제어부(61)가 제어 신호(CTRL_RI)에 대응하는 수신 IQ 불일치를 측정한다. 그 후에, 제어부(61)는 측정된 가장 낮은 수신 IQ 불일치에 대응하는 제어 신호를 선택하고, 선택된 제어 신호(CTRL_RI)를 수신 IQ 불일치 보상부(65)에 전달하고, 수신 기간에 수신 IQ 불일치 보상부(65)는 상기 제어 신호(CTRL_RI)에 따라 보상을 수행한다. The received IQ mismatch measurement method may be performed in various ways. In one example, the transmission IQ mismatch measurement can be performed once. More specifically, the state in which the IQ up-conversion mixer 10 receives the first IQ signal S_IQ1 of the DC component and the receiving IQ mismatch compensator 65 does not operate (that is, outputs the input signal as it is). In operation, the control unit 61 measures a reception IQ mismatch. Thereafter, the control unit 61 transmits the control signal CTRL_RI corresponding to the measured reception IQ mismatch to the reception IQ mismatch compensation unit 65, and during the reception period, the reception IQ mismatch compensation unit 65 transmits the control signal ( Compensation is performed according to CTRL_RI). As another example, the received IQ mismatch measurement may be performed several times. More specifically, the state in which the IQ up-conversion mixer 10 receives the first IQ signal S_IQ1 of the DC component and the receiving IQ mismatch beam upper portion 65 does not operate (that is, outputs the input signal as it is). In operation, the control unit 61 measures a reception IQ mismatch. Thereafter, the control unit 61 transmits a control signal CTRL_RI corresponding to the measured reception IQ mismatch to the reception IQ mismatch compensation unit 65, and the reception IQ mismatch compensation unit 65 according to the control signal CTRL_RI. Compensate for received IQ mismatch. Despite the operation of the receiving IQ mismatch compensator 65, there may be a residual receiving IQ mismatch, and this residual receiving IQ mismatch is measured by the controller 61, so that the controller 61 may not measure the remaining residual IQ mismatch. Accordingly, the control signal CTRL_RI is corrected. After the above-described residual reception IQ mismatch is measured and thus the control signal CTRL_RI is corrected at least once or more, the reception IQ mismatch compensator 65 is obtained according to the control signal CTRL_RI obtained during the reception period. Perform compensation As another example, the optimal control signal CTRL_RI may be obtained by changing the control signal CTRL_RI. More specifically, while the IQ up-conversion mixer 10 receives the first IQ signal S_IQ1 of the DC component, the control signal CTRL_RI is input to the receiving IQ mismatch compensator 65 and the control unit 61 receives the control signal CTRL_RI. ) Measures the received IQ mismatch corresponding to the control signal CTRL_RI. Thereafter, the controller 61 selects a control signal corresponding to the lowest received IQ mismatch measured, and transmits the selected control signal CTRL_RI to the received IQ mismatch compensator 65, and compensates for the received IQ mismatch in the receiving period. The unit 65 performs compensation according to the control signal CTRL_RI.

도 5는 본 발명의 실시예에 의한 송수신 집적 회로를 나타내는 도면이다. 도 5를 참조하면, 송수신 집적 회로는 제1 송수신 회로(100), 제2 송수신 회로(200), 제1 피드백 패쓰(310) 및 제2 피드백 패쓰(320)를 구비한다. 5 is a diagram illustrating a transmission and reception integrated circuit according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 5, the transmit / receive integrated circuit includes a first transmit / receive circuit 100, a second transmit / receive circuit 200, a first feedback path 310, and a second feedback path 320.

제1 송수신 회로(100)는 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 제1 RF 신호(S_RF1)로 상향 변환하며, 제2 RF 신호(S_RF2)를 제2 IQ 신호(S_IQ2)로 하향 변환한다. 제1 송수신 회로(100)는 제1 IQ 상향 변환 믹서(110), 제1 IQ 하향 변환 믹서(120) 및 제1 국부 발진기(140)를 구비한다. 제1 송수신 회로는 제1 오차 측정부(160), 제1 IQ DAC(170), 제1 전력 증폭기(175), 제1 저잡음 증폭기(180), 제1 IQ 필터(185) 및 제1 IQ ADC(190)을 더 구비할 수 있다. 제1 IQ 상향 변환 믹서(110)는 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 제1 RF 신호(S_RF1)로 상향 변환하고, 제1 IQ 하향 변환 믹서(120)는 제2 RF 신호(S_RF2)를 제2 IQ 신호(S_IQ2)로 하향 변환한다. 제1 국부 발진기(S_LO1)는 제1 IQ 상향 변환 믹서(110) 및 제1 IQ 하향 변환 믹서(120)에 제1 각주파수(ω1)를 가지는 제1 IQ LO 신호(S_LO1)을 제공한다. The first transceiver circuit 100 up-converts the first IQ signal S_IQ1 to the first RF signal S_RF1, and down-converts the second RF signal S_RF2 to the second IQ signal S_IQ2. The first transmission / reception circuit 100 includes a first IQ up-conversion mixer 110, a first IQ down-conversion mixer 120, and a first local oscillator 140. The first transmission / reception circuit includes a first error measurer 160, a first IQ DAC 170, a first power amplifier 175, a first low noise amplifier 180, a first IQ filter 185, and a first IQ ADC. 190 may be further provided. The first IQ up-conversion mixer 110 up-converts the first IQ signal S_IQ1 to the first RF signal S_RF1, and the first IQ down-conversion mixer 120 converts the second RF signal S_RF2 to the second. Down-conversion to the IQ signal S_IQ2. The first local oscillator S_LO1 provides a first IQ LO signal S_LO1 having a first angular frequency ω1 to the first IQ up-conversion mixer 110 and the first IQ down-conversion mixer 120.

제2 송수신 회로(200)는 제3 IQ 신호(S_IQ3)를 제3 RF 신호(S_RF3)로 상향 변환하며, 제4 RF 신호(S_RF4)를 제4 IQ 신호(S_IQ4)로 하향 변환한다. 제1 내지 제4 IQ 신호(S_IQ1, S_IQ2, S_IQ3, S_IQ4) 각각은 기저 대역 또는 중간 주파수 신호이다. 제2 송수신 회로(200)는 제2 IQ 상향 변환 믹서(210), 제2 IQ 하향 변환 믹서(220) 및 제2 국부 발진기(240)를 구비한다. 제2 송수신 회로는 제2 오차 측정부(260), 제2 IQ DAC(270), 제2 전력 증폭기(275), 제2 저잡음 증폭기(280), 제2 IQ 필터(285) 및 제2 IQ ADC(290)을 더 구비할 수 있다. 제2 IQ 상향 변환 믹서(210)는 제3 IQ 신호(S_IQ3)를 제3 RF 신호(S_RF3)로 상향 변환하고, 제2 IQ 하향 변환 믹서(220)는 제4 RF 신호(S_RF4)를 제4 IQ 신호(S_IQ4)로 하향 변환한다. 제2 국부 발진기(S_LO2)는 제2 IQ 상향 변환 믹서(210) 및 제2 IQ 하향 변환 믹서(220)에 제2 각주파수(ω2)를 가지는 제2 IQ LO 신호(S_LO2)을 제공한다. The second transceiver circuit 200 up-converts the third IQ signal S_IQ3 to the third RF signal S_RF3, and down-converts the fourth RF signal S_RF4 to the fourth IQ signal S_IQ4. Each of the first to fourth IQ signals S_IQ1, S_IQ2, S_IQ3, and S_IQ4 is a baseband or intermediate frequency signal. The second transmit / receive circuit 200 includes a second IQ up-conversion mixer 210, a second IQ down-conversion mixer 220, and a second local oscillator 240. The second transmission / reception circuit includes a second error measuring unit 260, a second IQ DAC 270, a second power amplifier 275, a second low noise amplifier 280, a second IQ filter 285, and a second IQ ADC. 290 may be further provided. The second IQ up-conversion mixer 210 up-converts the third IQ signal S_IQ3 to the third RF signal S_RF3, and the second IQ down-conversion mixer 220 converts the fourth RF signal S_RF4 to the fourth. Down-conversion to the IQ signal S_IQ4. The second local oscillator S_LO2 provides a second IQ LO signal S_LO2 having a second angular frequency ω2 to the second IQ up-conversion mixer 210 and the second IQ down-conversion mixer 220.

제1 피드백 패쓰(310)는 제1 송수신 회로(100)에서 출력되는 제1 RF 신호(S_RF1)를 제4 RF 신호(S_RF4)로서 제2 송수신 회로(200)에 제공할 수 있다. 바람직하게, 제1 피드백 패쓰(310)는 제1 송수신 회로(100)의 송신 반송파 누설, 제1 송수신 회로(100)의 송신 IQ 불일치 및 제2 송수신 회로(200)의 수신 IQ 불일치 중 적어도 어느 하나가 측정되는 테스트 기간에 제1 RF 신호(S_RF1)를 제4 RF 신호(S_RF4)로서 제2 송수신 회로(200)에 제공하며, 정상 동작 기간에는 그러하지 아니한다. 제1 피드백 패쓰(310)는 제1 스위치(311)를 구비할 수 있으며, 제1 스위치(311)의 개폐는 제1 오차 측정부(160) 또는 제2 오차 측정부(260)에 의하여 제어될 수 있다. 도면에는 제1 피드백 패쓰(310)가 제1 IQ 상향 변환 믹서(110)의 출력단 및 제2 IQ 하향 변환 믹서(220)의 입력단 사이에 연결된 예가 표현되어 있으나, 제1 RF 신호(S_RF1)를 제2 IQ 하향 변환 믹서(220)로 전달할 수 있으면, 다른 어느 곳에 연결되어도 무방하다. 일례로, 피드백 패쓰(310)가 제1 전력 증폭기(175)의 출력단과 제2 저잡음 증폭기(280)의 입력단 사이에 연결될 수도 있다. The first feedback path 310 may provide the first RF signal S_RF1 output from the first transceiver circuit 100 to the second transceiver circuit 200 as a fourth RF signal S_RF4. Preferably, the first feedback path 310 includes at least one of a transmission carrier leakage of the first transmission / reception circuit 100, a transmission IQ mismatch of the first transmission / reception circuit 100, and a reception IQ mismatch of the second transmission / reception circuit 200. The first RF signal S_RF1 is provided to the second transmit / receive circuit 200 as the fourth RF signal S_RF4 during the test period in which the time period is measured, but not during the normal operation period. The first feedback path 310 may include a first switch 311, and the opening and closing of the first switch 311 may be controlled by the first error measuring unit 160 or the second error measuring unit 260. Can be. Although an example in which the first feedback path 310 is connected between the output terminal of the first IQ up-conversion mixer 110 and the input terminal of the second IQ down-conversion mixer 220 is illustrated, the first RF signal S_RF1 is represented. If it can be delivered to the 2 IQ down-conversion mixer 220, it may be connected anywhere else. For example, the feedback path 310 may be connected between an output terminal of the first power amplifier 175 and an input terminal of the second low noise amplifier 280.

제2 피드백 패쓰(320)는 제2 송수신 회로(200)에서 출력되는 제3 RF 신호(S_RF3)를 제2 RF 신호(S_RF2)로서 제1 송수신 회로(100)에 제공할 수 있다. 바람직하게, 제2 피드백 패쓰(320)는 제2 송수신 회로(200)의 송신 반송파 누설, 제2 송수신 회로(200)의 송신 IQ 불일치 및 제1 송수신 회로(100)의 수신 IQ 불일치 중 적어도 어느 하나가 측정되는 테스트 기간에 제3 RF 신호(S_RF3)를 제2 RF 신 호(S_RF2)로서 제1 송수신 회로(100)에 제공하며, 정상 동작 기간에는 그러하지 아니한다. 제2 피드백 패쓰(320)는 제2 스위치(321)를 구비할 수 있으며, 제2 스위치(321)의 개폐는 제1 오차 측정부(160) 또는 제2 오차 측정부(260)에 의하여 제어될 수 있다. 도면에는 제2 피드백 패쓰(320)가 제2 IQ 상향 변환 믹서(210)의 출력단 및 제1 IQ 하향 변환 믹서(120)의 입력단 사이에 연결된 예가 표현되어 있으나, 제3 RF 신호(S_RF3)를 제1 IQ 하향 변환 믹서(120)로 전달할 수 있으면, 다른 어느 곳에 연결되어도 무방하다. 일례로, 피드백 패쓰(320)가 제2 전력 증폭기(275)의 출력단과 제1 저잡음 증폭기(180)의 입력단 사이에 연결될 수도 있다. The second feedback path 320 may provide the third RF signal S_RF3 output from the second transmission / reception circuit 200 to the first transmission / reception circuit 100 as the second RF signal S_RF2. Preferably, the second feedback path 320 includes at least one of a transmission carrier leakage of the second transmission / reception circuit 200, a transmission IQ mismatch of the second transmission / reception circuit 200, and a reception IQ mismatch of the first transmission / reception circuit 100. The third RF signal S_RF3 is provided to the first transmit / receive circuit 100 as the second RF signal S_RF2 in a test period in which is measured, but not in a normal operation period. The second feedback path 320 may include a second switch 321, and the opening and closing of the second switch 321 may be controlled by the first error measuring unit 160 or the second error measuring unit 260. Can be. In the drawing, an example in which the second feedback path 320 is connected between the output terminal of the second IQ up-conversion mixer 210 and the input terminal of the first IQ down-conversion mixer 120 is shown. However, the third RF signal S_RF3 is represented. If it can be delivered to the 1 IQ down-conversion mixer 120, it may be connected anywhere else. For example, the feedback path 320 may be connected between an output terminal of the second power amplifier 275 and an input terminal of the first low noise amplifier 180.

제1 송수신 회로(100)의 송신 반송파 누설이 측정되는 상기 테스트 기간에, 제1 IQ 상향 변환 믹서(110)가 0에 해당하는 전력을 가진 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 입력받는다. 0에 해당하는 전력을 가진 제1 IQ 신호(S_IQ1)는 제1 오차 측정부(160)가 제1 IQ DAC(170)를 통하여 제1 IQ 상향 변환 믹서(110)에 제공한다. 이 기간에, 제2 오차 측정부(260)는 제4 IQ 신호(S_IQ4)로부터 제3 각주파수(ω3=ω1-ω2)를 가지는 송신 반송파 누설을 구한다. In the test period in which the transmission carrier leakage of the first transmission / reception circuit 100 is measured, the first IQ up-conversion mixer 110 receives a first IQ signal S_IQ1 having a power corresponding to zero. The first IQ signal S_IQ1 having a power corresponding to 0 is provided by the first error measurer 160 to the first IQ up-conversion mixer 110 through the first IQ DAC 170. In this period, the second error measuring unit 260 obtains the transmission carrier leakage having the third angular frequency (ω3 = ω1-ω2) from the fourth IQ signal S_IQ4.

제1 송수신 회로(100)의 송신 IQ 불일치가 측정되는 상기 테스트 기간에, 제1 RF 신호(S_RF1)가 단측파대 신호가 되도록 하는 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 제1 IQ 상향 변환 믹서(110)가 입력받는다. 바람직하게, 제1 IQ 신호(S_IQ1)의 I 채널 신호는 제4 각주파수(ω4)를 가지는 제1 정현파 신호를 구비하며, Q 채널 신호는 제4 각주파수(ω4)를 가지며 I 채널 신호와 90°의 위상차를 가지며 I 채널 신호와 동일한 진폭을 가지는 제2 정현파 신호를 구비한다. 제1 IQ 신호(S_IQ1)는 제1 오차 측정부(160)로부터 제1 IQ DAC(170)를 경유하여 제공될 수 있다. 이 기간에, 제2 오차 측정부(260)는 제4 IQ 신호(S_IQ4)로부터 (ω3+ω4) 및 (ω3-ω4) 중 어느 한 각주파수를 가지는 송신 IQ 불일치에 의한 이미지 신호를 측정하고, 이를 이용하여 송신 IQ 불일치를 보상할 수 있다. 또한, 제2 오차 측정부(260)는 제4 IQ 신호(S_IQ4)로부터 (ω3+ω4) 및 (ω3-ω4) 중 나머지 한 각주파수를 가지는 본래의 신호를 측정하고, 측정된 이미지 신호 및 본래의 신호로부터 송신 IQ 불일치에 의한 위상 오차 및 이득 오차를 구하고, 구해진 위상 오차 및 이득 오차를 이용하여 송신 IQ 불일치를 보상할 수 있다. In the test period in which the transmission IQ mismatch of the first transmission / reception circuit 100 is measured, the first IQ up-conversion mixer 110 converts the first IQ signal S_IQ1 such that the first RF signal S_RF1 is a single sideband signal. Is input. Preferably, the I channel signal of the first IQ signal S_IQ1 has a first sinusoidal signal having a fourth angular frequency ω4, and the Q channel signal has a fourth angular frequency ω4 and is equal to the I channel signal. And a second sinusoidal signal having a phase difference of ° and having the same amplitude as the I channel signal. The first IQ signal S_IQ1 may be provided from the first error measuring unit 160 via the first IQ DAC 170. In this period, the second error measuring unit 260 measures an image signal due to a transmission IQ mismatch having an angular frequency of any one of (ω3 + ω4) and (ω3-ω4) from the fourth IQ signal S_IQ4, This can be used to compensate for the transmission IQ mismatch. In addition, the second error measuring unit 260 measures an original signal having the remaining angular frequency of (ω3 + ω4) and (ω3-ω4) from the fourth IQ signal S_IQ4, and measures the measured image signal and the original The phase error and the gain error due to the transmission IQ mismatch are obtained from the signal of, and the transmission IQ mismatch can be compensated using the obtained phase error and the gain error.

제2 송수신 회로(200)의 수신 IQ 불일치가 측정되는 상기 테스트 기간에, 제1 IQ 상향 변환 믹서(110)가 DC 성분의 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 입력받는다. 제1 오차 측정부(160)가 DC 성분의 제1 IQ 신호(S_IQ1)를 제1 IQ DAC(170)를 경유하여 제1 IQ 상향 변환 믹서(110)에 제공한다. 이 기간에 제2 오차 측정부(260)는 제4 IQ 신호(S_IQ4)로부터 마이너스 제3 주파수(-ω3)를 가지는 수신 IQ 불일치에 의한 이미지 신호를 구하고 이를 이용하여 수신 IQ 불일치를 보상할 수 있다. 또한, 제2 오차 측정부(260)는 제4 IQ 신호(S_IQ4)로부터 제3 주파수(ω3)를 가지는 본래의 신호를 구하고, 측정된 이미지 신호 및 본래의 신호로부터 수신 IQ 불일치에 의한 위상 오차 및 이득 오차를 구하고, 구해진 위상 오차 및 이득 오차를 이용하여 수신 IQ 불일치를 보상할 수 있다. In the test period in which the reception IQ mismatch of the second transmission / reception circuit 200 is measured, the first IQ up-conversion mixer 110 receives the first IQ signal S_IQ1 of the DC component. The first error measurer 160 provides the first IQ signal S_IQ1 of the DC component to the first IQ up-conversion mixer 110 via the first IQ DAC 170. During this period, the second error measuring unit 260 may obtain an image signal due to a received IQ mismatch having a negative third frequency (−ω3) from the fourth IQ signal S_IQ4 and compensate for the received IQ mismatch by using the same. . In addition, the second error measuring unit 260 obtains an original signal having a third frequency ω3 from the fourth IQ signal S_IQ4, and obtains a phase error due to a received IQ mismatch from the measured image signal and the original signal. The gain error can be obtained and the received IQ mismatch can be compensated for using the obtained phase error and gain error.

당업자는 상술한 설명으로부터 용이하게 제2 송수신 회로의 송신 반송파 누설, 제2 송수신 회로의 송신 IQ 불일치, 제1 송수신 회로의 수신 IQ 불일치를 구할 수 있으므로, 이들을 구하는 과정은 설명의 편의상 생략한다. A person skilled in the art can easily obtain a transmission carrier leakage of the second transmission / reception circuit, a transmission IQ mismatch of the second transmission / reception circuit, and a reception IQ mismatch of the first transmission / reception circuit from the foregoing description, and thus the procedure for obtaining them is omitted for convenience of description.

본 발명에 의한 송수신 회로 및 송수신 집적 회로는 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치를 보상할 수 있다는 장점이 있다.The transmission and reception circuit and the transmission and reception integrated circuit according to the present invention have an advantage of compensating for transmission carrier leakage, transmission IQ mismatch, and reception IQ mismatch.

또한, 본 발명에 의한 송수신 회로 및 송수신 집적 회로는 무선을 통하여 전달된 신호를 이용하여 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치를 측정하지 아니하고, IQ 상향 변환 믹서의 출력 신호를 IQ 하향 변환 믹서에 피드백하여, 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치를 측정함으로써, 측정 과정을 단순화하고 무선에 의한 잡음으로 인하여 측정 오차가 증가하는 문제점을 줄일 수 있다는 장점이 있다.In addition, the transmission and reception circuit and the transmission and reception integrated circuit according to the present invention does not measure the transmission carrier leakage, the transmission IQ mismatch and the reception IQ mismatch by using the signal transmitted through the radio, and outputs the output signal of the IQ upconversion mixer to the IQ downconversion mixer. In return, the measurement of the transmission carrier leakage, the transmission IQ mismatch and the reception IQ mismatch has the advantage of simplifying the measurement process and reducing the problem of increased measurement error due to noise caused by radio.

또한, 본 발명에 의한 송수신 회로 및 송수신 집적 회로는 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치를 측정함에 있어서, IQ 상향 변환 믹서와 IQ 하향 변환 믹서가 서로 다른 주파수를 사용함으로써, 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치의 측정의 정확도를 높일 수 있다는 장점이 있다.In addition, in the transmission and reception circuit and the transmission and reception integrated circuit according to the present invention, the IQ upconversion mixer and the IQ downconversion mixer use different frequencies in measuring transmission carrier leakage, transmission IQ mismatch, and reception IQ mismatch. There is an advantage that the accuracy of measuring the transmit IQ mismatch and the receive IQ mismatch can be improved.

또한, 본 발명에 의한 송수신 집적 회로는 별도의 국부 발진기를 추가하지 아니하고도, 간단히 피드백 패쓰만을 형성함으로써, 송신 반송파 누설, 송신 IQ 불일치 및 수신 IQ 불일치를 측정할 수 있다는 장점이 있다. In addition, the transmit / receive integrated circuit according to the present invention has an advantage of measuring transmit carrier leakage, transmit IQ mismatch, and receive IQ mismatch by simply forming a feedback path without adding a separate local oscillator.

Claims

delete

A first transmit / receive circuit for upconverting the first IQ signal to a first radio frequency (RF) signal and downconverting the second RF signal to a second IQ signal;

A second transmit / receive for upconverting a third IQ signal to a third RF signal and downconverting a fourth RF signal to a fourth IQ signal, wherein each of the first to fourth IQ signals is a baseband or intermediate frequency signal Circuit; And

And a first feedback path for providing the first RF signal to the second transmit / receive circuit as the fourth RF signal.

The method of claim 13,

In the test period, wherein at least one of the transmit carrier leakage of the first transmit / receive circuit, the transmit IQ mismatch of the first transmit / receive circuit, and the receive IQ mismatch of the second transmit / receive circuit are measured, the first feedback path may be determined. Transceiver integrated circuit for providing a first RF signal to the second transmit and receive circuit.

The method of claim 14,

The first transmission / reception circuit may include: a first upconversion mixer configured to upconvert the first IQ signal to the first RF signal; A first downconversion mixer downconverting the second RF signal to the second IQ signal; And a first local oscillator providing a first IQ LO signal to the first up-converting mixer, wherein the first IQ LO signal has a first angular frequency ω 1.

The second transmit / receive circuit may include a second upconversion mixer configured to upconvert the third IQ signal to the third RF signal; A second downconversion mixer downconverting the fourth RF signal to the fourth IQ signal; And a second local oscillator providing a second IQ LO signal, wherein the second IQ LO signal has a second angular frequency [omega] 2, to the second downconversion mixer.

The first IQ LO signal and the second IQ LO signal have an angular frequency difference (the angular frequency difference is called a third angular frequency (ω3 = ω1-ω2)).

The method of claim 15,

The first local oscillator also provides the first IQ LO signal to the first downconversion mixer,

And the second local oscillator also provides the second IQ LO signal to the second upconversion mixer.

The method of claim 15,

And the first IQ upconversion mixer receives the first IQ signal having a power corresponding to 0 during the test period in which the transmission carrier leakage is measured.

The method of claim 17,

And an error measuring unit for obtaining the transmission carrier leakage having the third angular frequency (ω3) from the fourth IQ signal in the test period in which the transmission carrier leakage is measured.

The method of claim 15,

And the first IQ upconversion mixer receives the first IQ signal such that the first RF signal is a single side band signal during the test period in which the transmission IQ mismatch is measured.

The method of claim 19,

In the test period in which the transmission IQ mismatch is measured,

The first IQ signal includes an I channel signal and a Q channel signal.

The I channel signal has a first sinusoidal signal having a fourth angular frequency (ω4),

And the Q channel signal includes a second sinusoidal signal having the fourth angular frequency ([omega] 4) and having a phase difference of 90 [deg.] With the I channel signal and having the same amplitude as the I channel signal.

The method of claim 20,

In the test period in which the transmission IQ mismatch is measured, the sum of the third angular frequency and the fourth angular frequency (ω3 + ω4) and the difference between the third angular frequency and the fourth angular frequency from the fourth IQ signal. and an error measuring unit for obtaining an image signal due to the transmission IQ mismatch having any angular frequency (ω3-ω4).

The method of claim 21,

The error measuring unit may be configured to perform the remaining one of the sum of the third angular frequency and the fourth angular frequency (ω3 + ω4) and the difference between the third angular frequency and the fourth angular frequency (ω3-ω4) from the fourth IQ signal. And obtaining an original signal having an angular frequency and obtaining a phase error and a gain error due to the transmission IQ mismatch from the image signal and the original signal.

The method of claim 15,

And the test period in which the received IQ mismatch is measured, wherein the first IQ upconversion mixer receives the first IQ signal of a DC component.

The method of claim 23, wherein

And an error measuring unit for obtaining an image signal due to the received IQ mismatch having a negative third frequency (−ω3) from the fourth IQ signal during the test period in which the received IQ mismatch is measured.

The method of claim 24,

The error measuring unit obtains an original signal having the third angular frequency (ω3) from the fourth IQ signal, and obtains a phase error and a gain error due to the received IQ mismatch from the image signal and the original signal. Circuit.

The method of claim 13,

And a second feedback path for providing the third RF signal as the second RF signal to the first transmit / receive circuit.

The method of claim 26,

In the test period, at least one of a transmit carrier leakage of a second transmit / receive circuit, a transmit IQ mismatch of a second transmit / receive circuit, and a receive IQ mismatch of a first transmit / receive circuit are measured, wherein the second feedback path is determined by the second feedback path. 3) Transceiver integrated circuit for providing an RF signal to the first transceiver circuit.