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KR100890711B1 - 고주파 스위칭모듈 및 고주파회로의 주파수특성 조정방법 - Google Patents

고주파 스위칭모듈 및 고주파회로의 주파수특성 조정방법 Download PDF

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KR100890711B1
KR100890711B1 KR1020077018892A KR20077018892A KR100890711B1 KR 100890711 B1 KR100890711 B1 KR 100890711B1 KR 1020077018892 A KR1020077018892 A KR 1020077018892A KR 20077018892 A KR20077018892 A KR 20077018892A KR 100890711 B1 KR100890711 B1 KR 100890711B1
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KR
South Korea
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high frequency
inductor
filter
capacitor
switch
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타카노리 우에지마
나오키 나카야마
신야 와타나베
Original Assignee
가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼
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Abstract

리플을 작게 억제하고, 소망의 주파수특성을 가지는 고주파 스위칭모듈 및 고주파회로의 주파수특성 조정방법을 얻는다. 스위칭소자로서의 다이오드(D)를 포함하는 고주파스위치(SW)와 인덕터(L,L1) 및 커패시터(C1a)를 포함하는 고주파필터(LPF)를 일체화한 고주파 스위칭모듈. π형 고주파필터를 구성하는 인덕터(L)가 다이오드(D)에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있다. 인덕터(L)를 삽입함으로써, 다이오드(D)의 온 시에 형성되는 체비셰프형 로우패스필터회로의 차단주파수를 저주파측으로 시프트시킴과 동시에, 리플을 작게할 수 있다.
고주파 스위칭모듈, 로우패스필터, 고조파 감쇠역, 주파수, 커패시터

Description

고주파 스위칭모듈 및 고주파회로의 주파수특성 조정방법{HIGH FREQUENCY SWITCHING MODULE AND METHOD FOR ADJUSTING FREQUENCY CHARACTERISTIC OF HIGH FREQUENCY CIRCUIT}
본 발명은 고주파 스위칭모듈, 특히, 스위칭소자로서의 다이오드나 FET 스위치를 포함하는 고주파스위치와 인덕터 및 커패시터를 포함하는 고주파필터를 일체화한 고주파 스위칭모듈에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 고주파회로의 주파수특성 조정방법, 특히, 스위칭소자로서의 다이오드나 FET 스위치를 포함하는 고주파스위치와, 션트접속된 커패시터를 포함하는 고주파필터를 포함하는 RF프론트엔드회로에 있어서의 감쇠특성의 조정방법에 관한 것이다.
일반적으로, 휴대전화기 등의 이동체 통신장치에 있어서의 고주파 스위칭모듈이나 RF프론트엔드회로에 있어서, 1.8GHz대나 900MHz대의 고주파 신호의 전송경로를 전환하기 위한 스위칭소자로서 다이오드가 사용되고 있다.
이 종류의 고주파스위치는 특허문헌 1, 2에 기재된 바와 같이, 2개의 다이오드와 인덕터와 커패시터나 저항 등에 의해 구성되고, 전원단자에 인가하는 전압을 제어함으로써, 신호의 송수신을 전환하도록 하고 있다. 또한, 고주파필터나 RF프론트엔드회로는 LC병렬공진회로의 양단에 접지 커패시터(션트 커패시터)를 가지는 π 형 로우패스필터로 구성되어 있고, 특히, 송신회로측에 배치된 저잡음 증폭기(LNA)에서 생기는 2차나 3차의 고차 고조파를 제거하도록 구성되어 있다.
그런데, 다이오드의 온, 오프를 이용하여 신호전송경로를 전환하는 고주파스위치에 있어서, 도 28A에 나타내는 다이오드(D)는 다이오드(D)에의 순바이어스의 인가시에는, 도 28B에 나타내는 등가회로를 형성하고 있는 것을 알 수 있었다. 즉, 다이오드(D)의 온 시에는, 직렬의 저항성분(R)과 인덕턴스 성분(L)에 대하여 커패시터 성분(C)이 병렬로 접속된 회로를 형성하고 있는 것을 알 수 있었다.
그리고, 이와 같은 고주파스위치에, 상기 π형 로우패스필터를 접속하고 있는 경우, 그 등가회로는 도 28C에 나타내는 바와 같이, 다이오드(D)의 온 시에 형성되는 인덕턴스 성분(L)과, 커패시터 성분(C)과, π형 로우패스필터에 있어서의 션트 커패시터(C1)에서 로우패스필터가 형성되어 있는 것이 판명되었다. 그리고, 이 등가회로에 있어서의 인덕턴스 성분(L)의 인덕턴스는 매우 작은 값(약 1nH)이기 때문에, 이 로우패스필터는 차단주파수가 높고, 체비셰프 특성을 가지는 로우패스필터, 즉, 체비셰프형 로우패스필터인 것을 알 수 있었다. 또한 저항성분(R)은 제로(0)여도 좋다.
그리고, 체비셰프형 로우패스필터의 리플(통과대역의 영점: fx)의 주파수가 송신신호의 2차나 3차의 고차 고조파의 대역, 즉, π형 로우패스필터에 있어서 감쇠를 획득하고자 하는 주파수 대역에 들어가 버리면, 2차나 3차의 고차 고조파를 충분히 감쇠할 수 없게 되어 버리고, 그 결과, 소망의 주파수특성을 가지는 고주파 스위칭모듈이나 RF프론트엔드회로를 얻을 수 없게 되어 버리는 경우가 있다.
[특허문헌 1] 일본국 특허공개 2001-177434호 공보
[특허문헌 2] 일본국 특허공개 2003-133994호 공보
그래서, 본 발명의 목적은 소망의 주파수특성을 가지는 고주파 스위칭모듈을 제공하는 데 있다.
또한, 본 발명의 다른 목적은 차단주파수를 저주파측으로 시프트할 수 있음과 동시에, 리플을 작게 억제할 수 있는 고주파회로의 주파수특성 조정방법을 제공하는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위해, 제1의 발명은
고주파 신호의 전송경로를 선택적으로 전환하는 고주파 스위칭소자를 포함하는 고주파스위치와, 인덕터 및 커패시터를 포함하여 구성되고, 상기 전송경로에 있어서의 불요파를 제거하는 π형 고주파필터를 일체화한 고주파 스위칭모듈에 있어서,
상기 π형 고주파필터와 상기 고주파 스위칭소자 사이에, 직렬이면서 또한 직접적으로 접속된 인덕터와,
상기 고주파 스위칭소자의 온 시에 형성되는 인덕턴스 성분 및 커패시터 성분과, 상기 π형 고주파필터에 포함되는 션트 커패시터로 구성되는 체비셰프형 로우패스필터를 구비하고,
상기 체비셰프형 로우패스필터에 의해 형성되는 통과대역의 영점인 리플의 주파수를 fk로 했을 때, 상기 주파수 fk는 기본파의 n(2 이상의 정수)차 고조파 감쇠역 이외의 주파수 대역에 포함되는 것을 특징으로 한다.
제1의 발명에 의하면, 고주파스위치에 대하여 π형 고주파필터를 구성하는 인덕터가 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있음으로써, π형 로우패스필터의 감쇠역에 리플(통과대역의 영점: fx)의 주파수가 들어가지 않아, 간이한 구성으로 소망의 주파수특성을 가지는 고주파 스위칭모듈을 얻을 수 있다.
제1의 발명에 따른 고주파 스위칭모듈에 있어서, 상기 주파수 fk는 2차 고조파 감쇠역과 3차 고조파 감쇠역 사이에 위치하는 것이 바람직하다.
그리고, 고주파스위치는 송신신호의 전송경로와 수신신호의 전송경로를 선택적으로 전환하고, π형 고주파필터는 송신신호의 전송경로상에 배치되어, 송신신호의 고차 고조파를 제거하도록 구성해도 좋다.
또한, 고주파스위치는 고주파 스위칭소자로서 다이오드를 포함하고, π형 고주파필터의 인덕터는 상기 다이오드에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있어도 좋다. 또는, 고주파스위치는 고주파 스위칭소자로서 FET 스위치를 포함하고, π형 고주파필터의 인덕터는 상기 FET 스위치에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있어도 좋다.
또한, π형 고주파필터는 고주파 신호의 전송경로상에 형성되고, 커패시터와 병렬로 접속되며, LC병렬공진회로의 일부를 구성하고 있는 제1의 인덕터와, 병렬 커패시터를 가지지 않고, LC병렬공진회로를 구성하고 있지 않은 제2의 인덕터를 포함하여 구성된 로우패스필터로 구성해도 좋다. 이 경우, LC병렬공진회로를 구성하고 있지 않은 제2의 인덕터가 고주파스위치에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되게 된다.
또한, π형 고주파필터의 인덕터는 고주파스위치의 일단과 그 일단이 접속되는 다른 소자와의 최단 전기길이의 2배 이상의 전기길이를 가지고 있는 것이 바람직하다. 인덕턴스가 커지면 차단주파수를 보다 크게 저주파측으로 시프트시킬 수 있고, 리플을 억제하는 효과도 커진다.
또한, π형 고주파필터의 인덕터는 스트립라인으로서, 복수의 유전제층을 적층하여 이루어지는 모듈 소체에 내장되어 있어도 좋고, 또는, 칩 부품으로서, 복수의 유전체층을 적층하여 이루어지는 모듈 소체에 실장되어 있어도 좋다. 스트립라인으로서 형성되어 있으면, 모듈을 보다 소형화할 수 있다. 칩 부품으로서 형성되어 있으면, 보다 큰 인덕턴스 값을 가지는 인덕터를 용이하게 적용할 수 있다.
또한, 제1의 발명에 따른 고주파 스위칭모듈은 단일파장의 고주파 신호를 전송하는 신호전송경로를 선택적으로 전환하는 싱글밴드 대응형, 2개의 다른 파장의 고주파 신호를 전송하는 신호전송경로를 선택적으로 전환하는 듀얼밴드 대응형, 또는, 3개의 다른 파장의 고주파 신호를 전송하는 신호전송경로를 선택적으로 전환하는 트리플밴드 대응형 등, 단일파장의 또는 복수의 다른 파장의 고주파 신호를 전송하는 신호전송경로를 선택적으로 전환하는 싱글밴드, 멀티밴드 대응형의 스위칭모듈로서 구성할 수 있다.
제2의 발명은
고주파 스위칭소자와, 상기 고주파 스위칭소자의 전단 또는 후단에서 션트접속된 션트 커패시터를 포함하는 고주파회로의 주파수특성 조정방법이고,
상기 고주파 스위칭소자에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 인덕터를 부가함으로써, 상기 고주파 스위칭소자의 온 시에 형성되는 인덕턴스 성분과 상기 커패시터의 커패시턴스 성분과 상기 션트 커패시터로 형성되는 체비셰프형 로우패스필터회로의 차단주파수를 저주파측으로 시프트시킴과 동시에, 통과대역의 영점인 리플의 주파수를 작게 하고, 또한,
상기 리플의 주파수를 fk로 했을 때, 상기 주파수 fk는 기본파의 n(2 이상의 정수)차 고조파 감쇠역 이외의 주파수 대역에 포함되도록, 상기 인덕턴스의 값을 조정하는 것을 특징으로 한다.
제2의 발명에 따른 고주파회로의 주파수특성 조정방법에 의하면, 고주파 스위칭소자에 인덕터를 직렬이면서 또한 직접적으로 부가함으로써, π형 로우패스필터의 감쇠역에 리플(통과대역의 영점: fx)의 주파수가 들어가지 않도록, 차단주파수를 소망의 정도로 저주파측으로 시프트시키고, 또한, 리플을 억제할 수 있으며, 특히, 상기의 RF프론트엔드회로에 이용한 경우는 2차나 3차의 고조파를 감쇠시킬 수 있다.
제2의 발명에 따른 고주파회로의 주파수특성 조정방법에 있어서, 상기 주파수 fk는 2차 고조파 감쇠역과 3차 고조파 감쇠역 사이에 위치하는 것이 바람직하다.
또한, 인덕터는 고주파 스위칭소자의 일단과 그 일단이 접속되는 소자와의 최단 전기길이의 2배 이상의 전기길이를 가지고 있는 것이 바람직하다. 인덕턴스가 커지면 차단주파수를 보다 크게 저주파측으로 시프트시킬 수 있고, 리플을 억제하는 효과도 커진다. 그리고, 이와 같은 소자는 예를 들면 고주파 스위칭소자의 전단 또는 후단에서 션트접속된 커패시터이다.
또한, 고주파 스위칭소자는 다이오드나 FET 스위치이고, 인덕터는 이 다이오드나 FET 스위치에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 접속된다.
도 1은 본 발명을 원리적으로 설명하기 위한 등가회로도이다.
도 2는 고주파회로의 시뮬레이션용의 등가회로도이다.
도 3은 도 2에 나타낸 등가회로에 있어서의 고주파 감쇠특성을 나타내는 그래프이다.
도 4는 고주파회로의 시뮬레이션용의 또 하나의 등가회로도이다.
도 5는 도 4에 나타낸 등가회로에 있어서의 고주파 감쇠특성을 나타내는 그래프이다.
도 6은 도 4에 나타낸 등가회로에 있어서 인덕터의 인덕턴스 값을 변경한 경우의 고주파 감쇠특성을 나타내는 그래프이다.
도 7은 고주파회로의 시뮬레이션용의 또 다른 등가회로도이다.
도 8은 도 7에 나타낸 등가회로에 있어서의 고주파 감쇠특성(인덕턴스 값 0.0nH)을 나타내는 그래프이다.
도 9는 도 7에 나타낸 등가회로에 있어서의 고주파 감쇠특성(인덕턴스 값 0.3nH)을 나타내는 그래프이다.
도 10은 도 7에 나타낸 등가회로에 있어서의 고주파 감쇠특성(인덕턴스 값 0.5nH)을 나타내는 그래프이다.
도 11은 도 7에 나타낸 등가회로에 있어서의 고주파 감쇠특성(인덕턴스 값 2.0nH)을 나타내는 그래프이다.
도 12는 도 7에 나타낸 등가회로에 있어서의 고주파 감쇠특성(인덕턴스 값 8.0nH)을 나타내는 그래프이다.
도 13은 제1실시예인 고주파 스위칭모듈을 나타내는 블록도이다.
도 14는 제1실시예의 세라믹 다층기판의 각 시트층(밑에서부터 제1~제8층)에 형성한 전극형상을 나타내는 설명도이다.
도 15는 제1실시예의 세라믹 다층기판의 각 시트층(밑에서부터 제9~제15층)에 형성한 전극형상을 나타내는 설명도이다.
도 16은 제1실시예의 세라믹 다층기판의 각 시트층(밑에서부터 제16~제22층)에 형성한 전극형상을 나타내는 설명도이다.
도 17은 제1실시예의 세라믹 다층기판의 표면에 있어서의 각 회로소자의 탑재상태를 나타내는 평면도이다.
도 18은 제2실시예인 고주파 스위칭모듈을 나타내는 블록도이다.
도 19는 제3실시예인 고주파 스위칭모듈을 나타내는 블록도이다.
도 20은 제4실시예인 고주파 스위칭모듈을 나타내는 블록도이다.
도 21은 제5실시예인 고주파 스위칭모듈을 나타내는 블록도이다.
도 22는 제6실시예인 고주파 스위칭모듈을 나타내는 블록도이다.
도 23A는 제6실시예에 있어서의 고주파 감쇠특성을 나타내는 그래프, 도 23B 는 제6실시예의 회로에서 인덕터(DL)를 제외한 비교예에 있어서의 고주파 감쇠특성을 나타내는 그래프이다.
도 24는 제6실시예의 세라믹 다층기판의 각 시트층(밑에서부터 제1~제8층)에 형성한 전극형상을 나타내는 설명도이다.
도 25는 제6실시예의 세라믹 다층기판의 각 시트층(밑에서부터 제9~제15층)에 형성한 전극형상을 나타내는 설명도이다.
도 26은 제6실시예의 세라믹 다층기판의 각 시트층(밑에서부터 제16~제21층)에 형성한 전극형상을 나타내는 설명도이다.
도 27은 제6실시예의 세라믹 다층기판의 표면에 있어서의 각 회로소자의 탑재상태를 나타내는 평면도이다.
도 28은 종래의 다이오드 스위치를 나타내고, 도 28A는 스위치 회로도, 도 28B, 도 28C는 등가회로도이다.
이하, 본 발명에 따른 고주파 스위칭모듈 및 고주파회로의 주파수특성 조정방법의 실시예에 대하여 첨부도면을 참조하여 설명한다.
(본 발명의 원리적 설명, 도 1~도 12 참조)
본 발명에 따른 고주파 스위칭모듈의 기본적인 구성은 도 1에 나타내는 바와 같이, 스위칭소자로서의 다이오드(D)에 대하여 직렬이면서 또한 직접(다른 소자를 개재하지 않고)적으로 고주파필터의 인덕터(L)를 접속한 것이다. 구체적으로는, 고주파스위치(SW)를 구성하고 있는 다이오드(D)의 애노드에 인덕터(L)를 통하여 접속 되어 있는 고주파필터는 로우패스필터(LPF)이고, 상기 필터(LPF)는 신호선로상에 설치된 인덕터(L1)와, 상기 인덕터(L1)에 병렬로 접속된 커패시터(C1a)와, 인덕터(L1)의 전단 및 후단에 설치되어 션트접속된 션트 커패시터(C1b,C1c)의 회로로 이루어지며, 또한, 인덕터(L)도 로우패스필터(LPF)의 일부를 구성하고 있다.
도 2A는 다이오드에 로우패스필터를 접속한 고주파회로의 시뮬레이션용의 등가회로이고, 로우패스필터의 일부를 구성하는 인덕터(L)로서, 5.0nH의 인덕터(L)가 다이오드의 후단에 삽입되어 있다. 도 2B는 비교를 위한 등가회로이고, 로우패스필터의 일부를 구성하는 5.0nH의 인덕터(L)는 로우패스필터를 구성하는 션트 커패시터의 후단에 배치되어 있다. 또한, 이 시뮬레이션은 GSM1800(중심주파수: 1747.5MHz)에 대한 것이다.
양자의 등가회로에 있어서의 고주파 감쇠특성을 시뮬레이트한 결과를 도 3에 나타낸다. 인덕터(L)가 다이오드에 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있지 않은 회로의 감쇠곡선(a)에 대하여, 5.0nH의 인덕터(L)를 다이오드에 직렬이면서 또한 직접적으로 삽입한 회로의 감쇠곡선(b)은 m1, m2에 나타내는 바와 같이 리플이 크게 저하되어 있고, 바꾸어 말하면, 감쇠극에 의한 감쇠곡선의 급상승이 작아져, 감쇠를 획득하고자 하는 대역에서 충분한 감쇠가 얻어지고 있다.
즉, 도 2B에 나타내는 회로의 경우, 감쇠곡선(a)에 나타내는 바와 같이, 기본파(1747.5MHz)의 3배의 고조파 대역(5250MHz 전후)에서는 충분한 감쇠를 얻지 못하고 있다. 이에 대하여, 도 2A에 나타내는 회로의 경우, 기본파의 3배의 고조파 대역에 있어서, 감쇠량을 크게 얻을 수 있다. 또한, 도 3에 있어서, 3400MHz 부근 의 감쇠극은 LC병렬공진회로에 의한 감쇠극이고, 기본파의 2배의 고조파 대역에 상당하는 것이다. 이 감쇠극은 각 곡선(a,b)에 있어서 거의 동등하다.
또한, 도 4A는 다이오드의 등가회로를 이용한 시뮬레이션용 회로이고, 도 4B는 다이오드의 S파라미터를 이용한 시뮬레이션용 회로이며, 더불어 1.0nH의 인덕터(L)가 삽입되어 있다. 각각의 등가회로에 있어서의 고주파 감쇠특성을 시뮬레이트한 결과를 도 5에 나타낸다. 또한, 감쇠곡선(c)은 도 4A의 등가회로의 특성을 나타내고, 감쇠곡선(d)은 도 4B의 등가회로의 특성을 나타내고 있다.
도 5에 나타내는 감쇠특성은 인덕터(L)의 인덕턴스 값이 1.0nH로 작고, 그 인덕턴스 값은 도 1에 나타낸 다이오드(D)의 일단과 그 일단이 접속되는 소자(션트 커패시터(C1b))와의 최단 전기길이(L0)와 등가이다. 이와 같이, 다이오드의 등가회로를 이용한 시뮬레이션, S파라미터를 이용한 시뮬레이션의 양자에 있어서도, 거의 같은 감쇠특성을 나타내는 것을 알 수 있다.
다음으로, 인덕터(L)의 인덕턴스 값을 2.0nH로 한 경우의 감쇠곡선을 도 6B에, 5.0nH로 한 경우의 감쇠곡선을 도 6C에 나타낸다. 또한, 도 6A는 인덕턴스 값이 1.0nH인 경우(도 5와 같은 것)의 감쇠곡선을 비교하기 위해 나타낸다.
도 6A와 도 6B, 도 6C를 비교하면 명백하듯이, 인덕터(L)의 인덕턴스 값이 2.0nH, 또한 5.0nH로 커짐과 동시에, 차단주파수가 저주파측에 크게 시프트하고, 리플이 작게 억제된다. 이것은 다이오드의 온 시에 형성되는 인덕턴스 성분 및 커패시터 성분과, 다이오드에 인접하여 배치된 션트 커패시터로 형성된 체비셰프형의 로우패스필터에 대하여, 다이오드와 션트 커패시터 사이의 인덕터의 인덕턴스 값을 크게함으로써, 체비셰프형의 로우패스필터에 있어서의 인덕턴스가 증가한 결과이다. 즉, 인덕터(L)는 고주파필터를 구성하는 "필터구성소자"임과 동시에, 다이오드의 온 시에 형성되는 인덕턴스 성분에 새로운 인덕턴스 성분을 부가시키는 "인덕턴스 부가소자"로서의 역할을 하고 있다.
이와 같이, 고주파필터를 구성하는 인덕터를 다이오드에 직렬이면서 또한 직접적으로 접속하는 위치에 이동시킴으로써, 고주파 스위칭모듈을 구성하는 소자의 수를 바꾸지 않고, 상기 체비셰프형 로우패스필터에 있어서의 차단주파수를 저주파측으로 시프트시키고, 또한, 리플을 작게하여 버터워스형의 로우패스필터에 접근할 수 있으며, 소망의 감쇠특성을 가지는 고주파 스위칭모듈을 실현할 수 있다. 즉, 필터의 리플(감쇠극의 급상승)을 시프트시켜서 감쇠를 획득하고자 하는 영역에서 옮길 수 있다. 특히, 고차 고조파의 감쇠를 충분히 달성할 수 있는 고주파 스위칭모듈을 실현할 수 있다.
또한, 다이오드(D)에 부가되는 인덕턴스 값은 다이오드(D)에서 그것에 인접하는 소자인 로우패스필터의 션트 커패시터와의 사이의 전기길이에 상당한다. 이 의미에서, 고주파스위치회로(RF프론트엔드회로)에 있어서, 차단주파수를 크게 저주파측으로 시프트시킴과 동시에 리플을 작게 하기 위해서는, 인덕터(L)의 인덕턴스 값이 다이오드(D)의 일단과 그 일단이 접속되는 소자와의 최단 전기길이(L0)의 2배 이상의 전기길이에 상당하는 것이 바람직하다.
도 7에 본 발명의 원리적 설명으로서, 또 다른 등가회로를 나타낸다. 이 등가회로는 다이오드의 S파라미터를 이용한 시뮬레이션용 회로이고, 로우패스필터는 2차 고조파를 감쇠하기 위한 LC병렬공진회로(LC1) 및 3차 고조파를 감쇠하기 위한 LC병렬공진회로(LC2)로 구성되어 있다. 이 시뮬레이션의 기본파는 1.81GHz, 대역폭은 0.2GHz에 대한 것이다.
도 8~도 12는 각각, 도 7에 나타낸 시뮬레이션 회로에 있어서, 인덕터(L)의 인덕턴스 값을 0.0nH(도 8), 0.3nH(도 9), 0.5nH(도 10), 2.0nH(도 11), 8.0nH(도 12)로 설정한 경우의 주파수특성을 나타내고 있다. 도 8~도 12에 있어서, m1, m2는 2차 고조파 감쇠역, m3, m4는 3차 고조파 감쇠역을 나타내고 있다. 또한, 점선은 체비셰프형 로우패스필터의 주파수특성을 나타내고, 실선은 체비셰프형 로우패스필터, 2차·3차 고조파 감쇠용의 π형 로우패스필터의 합성 주파수특성을 나타내고 있다.
도 8에 나타내는 바와 같이, 인덕터(L)의 인덕턴스 값이 0.0nH인 경우는 점선상의 리플(통과대역 영점: fx)의 주파수가 4차 고조파의 감쇠역에 들어가 있기 때문에, 4차 고조파 대역의 7.6GHz 부근에서 감쇠극의 급상승이 발생하여, 감쇠량을 열화시키고 있다. 한편, 도 9에 나타내는 바와 같이, 인덕터(L)의 인덕턴스 값을 0.3nH로 하면, 점선상의 리플의 주파수가 3차 고조파 대역보다도 높고, 또한, 4차 고조파 대역보다도 낮은 주파수인 6.2GHz 부근에 위치한다. 도 8과 도 9의 주파수특성을 비교하면, 인덕터(L)의 인덕턴스 값을 0.0nH에서 0.3nH로 변경한 것만으로, 리플의 주파수가 작아지는 것을 알 수 있다.
또한, 도 10에 나타내는 바와 같이, 인덕터(L)의 인덕턴스 값을 0.5nH로 하면, 점선상의 리플의 주파수가 2차 고조파 대역과 3차 고조파 대역 사이에 위치한다. 이것으로, 3차 고조파 대역보다 고주파측에서 발생하는 감쇠량의 열화를 억제할 수 있다.
또한, 도 11에 나타내는 바와 같이, 인덕터(L)의 인덕턴스 값을 2.0nH로 하면, 점선상의 리플의 주파수가 2차 고조파 대역과 3차 고조파 대역 사이에 있고, 또한, 2차 고조파 대역에 가까운 3.7GHz 부근에 형성된다. 이것으로, 3차 고조파 대역에서 보다 많은 감쇠를 획득할 수 있다. 도 10과 도 11의 주파수특성을 비교하면, 3차 고조파 대역과, 4차 고조파 대역 사이에 발생하는 감쇠극의 급상승 부분의 감쇠량은 인덕턴스 값이 0.5nH(도 10 참조)로 약 -30dB인 데 비해, 인덕턴스 값을 2.0nH(도 11 참조)로 하면 약 -45dB이 되어, 보다 많은 감쇠를 획득할 수 있는 것을 알 수 있다.
또한, 도 11의 예에서는, 체비셰프형 로우패스필터의 감쇠역(리플의 주파수보다 고주파측)을 이용함으로써, 3차 고조파 감쇠용의 LC병렬공진회로(도 7에 부호 LC2로 나타냄)를 생략하는 것이 가능하다. 이 점은 이하에 나타내는 도 12의 예에서도 마찬가지이다.
또한, 도 12에 나타내는 바와 같이, 인덕터(L)의 인덕턴스 값을 8.0nH로 하면, 점선상의 리플의 주파수가 2차 고조파 대역보다도 낮은 주파수측인 약 2.6GHz 부근에 형성된다. 이것으로, 2차 고조파 대역 및 3차 고조파 대역에 있어서 보다 많은 감쇠를 획득할 수 있다.
또한, 상술의 각종 등가회로에 나타낸 인덕터나 커패시터의 수치는 어디까지나 일례일 뿐이며, 상호의 관계에서 최적치는 다양하다. 또한, 고주파스위치로서는, 상기 다이오드(D)를 스위칭소자로 하는 것 이외에, GaAs 반도체 스위치와 같은 FET 스위치를 스위칭소자로 하는 것이어도 좋으며, 이하에 각각의 스위칭소자를 이용한 실시예를 나타낸다.
(제1실시예, 도 13~도 17 참조)
제1실시예는 도 13의 등가회로에 나타내는 바와 같이, 3개의 통신시스템(GSM900계 및 GSM1800/1900계)에 대응하는 트리플밴드 대응형의 고주파 스위칭모듈(프론트엔드모듈)이다.
상세하게는, 안테나단자(ANT)의 후단에, GSM900계의 신호경로와, GSM1800/1900계의 신호경로를 분기하는 다이플렉서(20)를 구비하고 있다. GSM900계의 신호경로에는, 제1고주파스위치(900SW)와 제1LC필터(900LPF)와 제1의 밸런스형 탄성표면파필터(SAW1)가 배치되어 있다. GSM1800/1900계의 신호경로에도, 마찬가지로, 제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A)와 제2LC필터(1800/1900LPF)와 제3고주파스위치(1800/1900SW-B)와 제2의 밸런스형 탄성표면파필터(SAW2,SAW3)가 배치되어 있다.
제1고주파스위치(900SW)는 안테나단자(ANT)와 제1 송신측 입력단자(GSM900Tx) 사이의 신호경로(즉, GSM900계의 송신신호의 전송경로)와, 안테나단자(ANT)와 제1 수신측 밸런스 출력단자(GSM900Rx) 사이의 신호경로(즉, GSM900계의 수신신호의 전송경로)를 선택적으로 전환한다. 제1LC필터(900LPF)는 제1고주파스위 치(900SW)와 제1 송신측 입력단자(GSM900Tx) 사이, 즉, GSM900계의 송신신호의 전송경로에 배치되어 있다. 제1의 밸런스형 탄성표면파필터(SAW1)는 제1고주파스위치(900SW)와 제1 수신측 밸런스 출력단자(GSM900Rx) 사이, 즉, GSM900계의 수신신호의 전송경로에 배치되어 있다.
또한, 제1의 밸런스형 탄성표면파필터(SAW1)와 제1 수신측 밸런스 출력단자(GSM900Rx) 사이에는, 밸런스 출력단자간의 위상조정을 목적으로 하여, 인덕터(LG)가 병렬로 접속되어 있다.
제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A)는 안테나단자(ANT)와 제2 송신측 입력단자(GSM1800/1900Tx) 사이의 신호경로(즉, GSM1800/1900계의 송신신호의 전송경로)와, 안테나단자(ANT)와 제2·제3 수신측 밸런스 출력단자(GSM1900Rx,GSM1800Rx) 사이의 신호경로(즉, GSM1800/1900계의 수신신호의 전송경로)를 선택적으로 전환한다. 제2LC필터(1800/1900LPF)는 제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A)와 제2 송신측 입력단자(GSM1800/1900Tx) 사이, 즉, GSM1800/1900계의 송신신호의 전송경로에 배치되어 있다.
제3고주파스위치(1800/1900SW-B)는 제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A)와 제2·제3 수신측 밸런스 출력단자(GSM1900Rx,GSM1800Rx) 사이의 신호경로(즉, GSM1800/1900계의 수신신호의 전송경로)를 선택적으로 전환한다. 제2의 밸런스형 탄성표면파필터(SAW2,SAW3)는 각각 제3고주파스위치(1800/1900SW-B)와 제2·제3 수신측 밸런스 출력단자(GSM1900Rx,GSM1800Rx) 사이, 즉, GSM1800/1900계의 수신신호의 전송경로에 배치되어 있다.
또한, 제2의 밸런스형 탄성표면파필터(SAW2,SAW3)와 제2·제3 수신측 밸런스 출력단자(GSM1900Rx,GSM1800Rx) 사이에는, 밸런스 출력단자간의 위상조정을 목적으로 하여, 인덕터(LP,LD)가 각각 접속되어 있다.
다이플렉서(20)는 송신할 때에는 GSM900계 또는 GSM1800/1900계에서의 송신신호를 안테나단자(ANT)로 보내고, 수신할 때에는 안테나단자(ANT)에서 수신한 수신신호를 GSM900계 또는 GSM1800/1900계로 보낸다. 다이플렉서(20)의 제1포트(P11)에는 안테나단자(ANT)가, 제2포트(P12)에는 제1고주파스위치(900SW)의 제1포트(P31g)가, 제3포트(P13)에는 제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A)의 제1포트(P31d)가 각각 접속되어 있다.
GSM900계에 있어서, 제1고주파스위치(900SW)의 제2포트(P32g)에는 제1LC필터(900LPF)의 제1포트(P21g)가 접속되고, 제3포트(P33g)에는 제1의 밸런스형 탄성표면파필터(SAW1)가 접속되어 있다. 제1LC필터(900LPF)의 제2포트(P22g)에는 제1 송신측 입력단자(GSM900Tx)가 접속되어 있다.
GSM1800/1900계에 있어서, 제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A)의 제2포트(P32d)에는 제2LC필터(1800/1900LPF)의 제1포트(P21d)가 접속되고, 제3포트(P33d)에는 제3고주파스위치(1800/1900SW-B)의 제1포트(P41d)가 접속되어 있다. 제2LC필터(1800/1900LPF)의 제2포트(P22d)에는 제2 송신측 입력단자(GSM1800/1900Tx)가 접속되어 있다. 또한, 제3고주파스위치(1800/1900SW-B)의 제2포트(P42d) 및 제3포트(P43d)에는, 각각 제2의 밸런스형 탄성표면파필터(SAW2,SAW3)가 접속되어 있다.
다이플렉서(20)는 인덕터(Lt1,Lt2) 및 커패시터(Cc1,Cc2,Ct1,Ct2,Cu1)로 구성되어 있다. 제1포트(P11)와 제2포트(P12) 사이에 인덕터(Lt1)와 커패시터(Ct1)로 이루어지는 병렬회로가 접속되고, 이 병렬회로의 제2포트(P12)측이 커패시터(Cu1)를 통하여 접지된다. 또한, 제1포트(P11)와 제3포트(P13) 사이에는 커패시터(Cc1,Cc2)가 직렬접속되고, 그들 접속점이 인덕터(Lt2) 및 커패시터(Ct2)를 통하여 접지된다. 즉, 인덕터(Lt1) 및 커패시터(Ct1,Cc1,Ct2)에서 하이패스필터가 각각 형성되어 있다.
제1고주파스위치(900SW)는 스위칭소자인 다이오드(GD1,GD2), 인덕터(GSL1,GSL2), 커패시터(GC5) 및 저항(Rg)으로 구성되어 있다. 제1포트(P31g)와 제2포트(P32g) 사이에, 애노드가 제1포트(P31g)측이 되도록 다이오드(GD1)가 접속되고, 캐소드는 인덕터(GSL1)를 통하여 접지된다. 다이오드(GD2)는 캐소드가 인덕터(GSL2)를 통하여 제1포트(P31g)에 접속되고, 애노드가 커패시터(GC5)를 통하여 접지된다. 다이오드(GD2)와 커패시터(GC5)의 접속점에 저항(Rg)을 통하여 제어단자(Vc1)가 접속되어 있다. 또한, 다이오드(GD2)의 캐소드와 제3포트(P33g)의 접속점은 커패시터(GCu3)를 통하여 접지된다.
제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A)는 스위칭소자인 다이오드(DD1,DD2), 인덕터(DPSL1,DSL2,DPSLt), 커패시터(DC4,DC5,CDPr,Dcu3,DPCt1) 및 저항(Rd)으로 구성되어 있다. 제1포트(P31d)와 제2포트(P32d) 사이에, 캐소드가 제1포트(P31d)측이 되도록 다이오드(DD1)가 접속되고, 애노드는 인덕터(DPSL1) 및 커패시터(DC4)를 통하여 접지된다. 또한, 제1포트(P31d)와 제2포트(P32d) 사이에는, 커패시터(DPCt1) 와 인덕터(DPSLt)의 직렬회로가 다이오드(DD1)와는 병렬로 접속되어 있다.
다이오드(DD2)는 애노드가 인덕터(DSL2)를 통하여 제1포트(P31d)에 접속됨과 동시에, 커패시터(Dcu3)를 통하여 접지된다. 또한, 다이오드(DD2)의 캐소드는 커패시터(DC5)를 통하여 접지된다. 또한, 다이오드(DD2)의 애노드는 커패시터(CDPr)를 통하여 제3포트(P33d)에 접속되고, 캐소드와 커패시터(DC5)의 접속점은 저항(Rd)을 통하여 접지된다. 인덕터(DPSL1)와 커패시터(DC4)의 접속점에 제어단자(Vc2)가 접속되어 있다.
제1LC필터(900LPF)는 제1포트(P21g)와 제2포트(P22g) 사이에 인덕터(GLt1)와 커패시터(GCc1)의 병렬회로를 접속한 것이다. 인덕터(GLt1)의 양단은 각각 커패시터(GCu1,GCu2)를 통하여 접지된다. 또한, 제2포트(P22g)와 제1 송신측 입력단자(GSM900Tx) 사이에는 커패시터(Cgt)가 접속되어 있다.
제2LC필터(1800/1900LPF)는 제1포트(P21d)와 제2포트(P22d) 사이에, 인덕터(DLt2)와 인덕터(DLt1)가 직렬로 접속되고, 또한, 인덕터(DLt1)와 커패시터(DCc1)의 병렬회로가 접속되어 있다. 인덕터(DLt1)의 양단은 각각 커패시터(DCu1,DCu2)를 통하여 접지된다. 또한, 제2포트(P22d)와 제2 송신측 입력단자(GSM1800/1900Tx) 사이에는 커패시터(Cdp)가 접속되어 있다.
제3고주파스위치(1800/1900SW-B)는 제1포트(P41d)와 제2포트(P42d) 사이에 다이오드(DD3)가 접속되고, 다이오드(DD3)의 애노드는 인덕터(PSL1) 및 커패시터(PC4)를 통하여 접지된다. 인덕터(PSL1)와 커패시터(PC4)의 접속점에 제어단자(Vc3)가 접속되어 있다. 또한, 제1포트(P41d)와 제3포트(P43d) 사이에 인덕 터(PSL2)가 접속되고, 인덕터(PSL2)와 제3포트(P43d)의 접속점은 다이오드(DD4)의 애노드가 접속되며, 다이오드(DD4)의 캐소드는 커패시터(PC5)를 통하여 접지된다. 또한, 다이오드(DD4)의 캐소드와 커패시터(PC5)의 접속점은 저항(Rp)을 통하여 접지된다.
이상의 구성으로 이루어지는 제1실시예에 있어서, 그 특징은 제2LC필터(1800/1900LPF)의 인덕터(DLt2)가 다이오드(DD1)의 애노드에 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있는 데 있다. 인덕터(DLt2)는 도 6B, 도 6C에 나타낸 바와 같이, 다이오드(DD1)가 온일 때에 형성되는 로우패스필터회로의 차단주파수를 저주파측으로 시프트시킴과 동시에 리플을 작게 억제하는 기능을 가진다.
또한, 같은 기능을 목적으로 하여, 제1LC필터(900LPF)와 다이오드(GD1) 사이에 인덕터를 형성해도 좋다.
도 14~도 16은 제1실시예인 고주파 스위칭모듈의 세라믹 다층기판을 구성하는 각 시트층상에 스크린 인쇄 등으로 형성된 커패시터 전극, 스트립라인 전극 등을 나타내고 있다. 세라믹 다층기판은 산화바륨, 산화알루미늄, 실리카를 주성분으로 한 세라믹스로 이루어지는 제1~제22시트층(61a~61v)을 밑에서부터 순차 적층하고, 1000℃ 이하의 온도에서 소성함으로써 형성된다.
제1시트층(61a)에는 다양한 외부접속용 단자전극이 형성되어 있다. 제2시트층(61b)에는 그랜드전극(G1)이 형성되고, 제3시트층(61c)에는 커패시터(Ct2,GC,GCu2,DC4)의 전극이 형성되며, 그랜드전극(G1)으로 커패시턴스를 형성하고 있다. 제4시트층(61d)에는 그랜드전극(G2)이 형성되고, 제5시트층(61e)에는 커 패시터(GC,Cu1,PC4,GCu1)의 전극이 형성되며, 그랜드전극(G2)으로 커패시턴스를 형성하고 있다.
제6시트층(61f)에는 그랜드전극(G3)이 형성되고, 제7시트층(61g)에는 커패시터(DCu1,DCu2,DCu3)의 전극이 형성되며, 그랜드전극(G3)으로 커패시턴스를 형성하고 있다. 제9·제10·제11시트층(61i,61j,61k)에는 각각 스트립라인 전극에 의해 인덕터(Lt1,Lt2,DLt1,DLt2,GLt1,DSL2,GSL2,PSL2)가 형성되고, 각각이 비아홀 도체로 접속되어 있다. 또한, 제12시트층(61l)에는 스트립라인 전극에 의해 인덕터(GLt1,DSL2,GSL2,PSL2)가 형성되고, 각각 동종의 것이 비아홀 도체로 접속되어 있다.
제14시트층(61n)에는 커패시터(Ct1)의 전극이 형성되고, 제15시트층(61o)에는 커패시터(DCc1)의 전극 및 안테나단자(ANT)의 전극이 형성되어 있다. 제16시트층(61p)에는 커패시터(Cc1,GCc1,DCc1)의 전극이 형성되어 있다. 제17시트층(61q)에는 커패시터(Cc2,GCc1)의 전극 및 그랜드전극(G4)이 형성되어 있다. 제18시트층(61r)에는 커패시터(DC5,PC5)의 전극이 형성되고, 제19시트층(61s)에는 그랜드전극(G5)이 형성되어 있다.
제22시트층(61v)의 표면은 도 17에 나타내는 바와 같이, 세라믹 다층기판(50)의 표면이고, 다양한 접속용 단자전극이 형성되어 있다. 그리고, 그 표면에는, 제1·제2·제3 탄성표면파필터(SAW1,SAW2,SAW3),다이오드(GD1,GD2,DD1,DD2,DD3,DD4)가 탑재되어 있다. 또한, 저항(Rg,Rd,Rp)이 탑재되고, 인덕터(DPCt1,DPSL1,DPSLt,GSL1,PSL1), 커패시터(CDPr)가 탑재되어 있다.
여기서, 도 13에 나타낸 회로구성을 가지는 고주파 스위칭모듈의 동작에 대하여 설명한다. 우선, GSM1800/1900계의 송신신호를 송신하는 경우에는, 제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A)에 있어서 제어단자(Vc2)에, 예를 들면 3V를 인가하여 다이오드(DD1,DD2)를 온 함으로써, GSM1800/1900계의 송신신호가 제2LC필터(1800/1900LPF), 제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A) 및 다이플렉서(20)를 통과하여, 다이플렉서(20)의 제1포트(P11)에 접속된 안테나단자(ANT)로부터 송신된다.
이 때, 제1고주파스위치(900SW)에 있어서 제어단자(Vc1)에, 예를 들면 0V를 인가하여 다이오드(GD1)를 오프함으로써, GSM900계의 송신신호가 송신되지 않도록 하고 있다. 또한, 다이플렉서(20)를 접속함으로써, GSM1800/1900계의 송신신호가 제1 송신측 입력단자(GSM900Tx 및 제1 수신측 밸런스 출력단자(GSM900Rx)에 돌아 들어가지 않도록 하고 있다. 또한, 제2LC필터(1800/1900LPF)에서는 GSM1800/1900계의 2차 고조파 및 3차 고조파를 감쇠시키고 있다.
이어서, GSM900계의 송신신호를 송신하는 경우에는, 제1고주파스위치(900SW)에 있어서 제어단자(Vc1)에, 예를 들면 3V를 인가하여 다이오드(GD1,GD2)를 온 함으로써, GSM900계의 송신신호가 제1LC필터(900LPF), 제1고주파스위치(900SW) 및 다이플렉서(20)를 통과하여, 다이플렉서(20)의 제1포트(P11)에 접속된 안테나단자(ANT)로부터 송신된다.
이 때, 제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A)에 있어서 제어단자(Vc2)에, 예를 들면 0V를 인가하여 다이오드(DD1)를 오프함으로써, GSM1800/1900계의 송신신호가 송신되지 않도록 하고 있다. 또한, 다이플렉서(20)를 접속함으로써, GSM900계의 송 신신호가 제2 송신측 입력단자(GSM1800/1900Tx) 및 제2·제3 수신측 밸런스 출력단자(GSM1900Rx,GSM1800Rx)로 돌아 들어가지 않도록 하고 있다.
또한, 다이플렉서(20)의 커패시터(Ct1), 인덕터(Lt1) 및 션트 커패시터(Cu1)로 이루어지는 로우패스필터로 GSM900계의 2차 고조파를 감쇠시키고, 제1LC필터(900LPF)에서는 GSM900계의 3차 고조파를 감쇠시키고 있다.
이어서, GSM1800/1900계 및 GSM900계의 수신신호를 수신하는 경우에는, 제2고주파스위치(GSM1800/1900SW-A)에 있어서 제어단자(Vc2)에, 예를 들면 0V를 인가하여 다이오드(DD1,DD2)를 오프하고, 제1고주파스위치(900SW)에 있어서 제어단자(Vc1)에 0V를 인가하여 다이오드(GD1,GD2)를 오프함으로써, GSM900계의 수신신호가 제2 송신측 입력단자(GSM1800/1900Tx)에, GSM1800/1900계의 수신신호가 제1 송신측 입력단자(GSM900Tx)에, 각각 돌아 들어가지 않도록 하고, 안테나단자(ANT)에서 입력한 신호를 각각 제2·제3 수신측 밸런스 출력단자(GSM1900Rx,GSM1800Rx), 제1 수신측 밸런스 출력단자(GSM900Rx)에 출력한다.
GSM1800/1900계의 수신신호를 수신하는 경우, 제3고주파스위치(1800/1900SW-B)는 다이오드(DD3,DD4)를 온 함으로써, 수신신호가 제2 수신측 밸런스 출력단자(GSM1900Rx)에 출력된다. 한편, 다이오드(DD3,DD4)가 오프일 때에, 수신신호는 제3 수신측 밸런스 출력단자(GSM1800Rx)에 출력된다.
또한, 다이플렉서(20)를 접속함으로써, GSM1800/1900계의 수신신호가 GSM900계에, GSM900계의 수신신호가 GSM1800/1900계에, 각각 돌아 들어가지 않도록 하고 있다.
(제2실시예, 도 18 참조)
제2실시예는 도 18의 등가회로에 나타내는 바와 같이, 3개의 통신시스템(GSM900계 및 GSM1800/1900계)에 대응하는 트리플밴드 대응형의 고주파 스위칭모듈(프론트엔드모듈)이다.
본 제2실시예는 상기 제1실시예와 기본적으로는 같은 구성을 가지고 있다. 다른 것은 제2고주파스위치(1800/1900SW-A)에 있어서, 인덕터(DLt2)를 다이오드(DD1)의 캐소드에 접속한 점에 있다. 이 구성에 있어서도, 인덕터(DLt2)는 다이오드(DD1)의 온 시에 도 6에 나타낸 바와 같이 차단주파수를 저주파측으로 시프트시킴과 동시에 리플을 작게하는 기능을 가진다.
본 제2실시예에 있어서, 다른 구성은 제1실시예와 같으며, 중복된 설명은 생략한다.
(제3실시예, 도 19 참조)
제3실시예는 도 19의 등가회로에 나타내는 바와 같이, 2개의 통신시스템(GSM900계 및 GSM1800계)에 대응하는 듀얼밴드 대응형의 고주파 스위칭모듈(프론트엔드모듈)이다.
본 제3실시예는 상기 제1실시예에 있어서 GSM1900계의 회로가 생략됨과 동시에, 탄성표면파필터(SAW1,SAW2,SAW3)가 생략되어 있다. 그리고, 제1고주파스위치(900SW)와 제1 수신측 밸런스 출력단자(GSM900Rx) 사이에 커패시터(Cgr)가 접속되고, 제2고주파스위치(1800SW-A)와 제2 수신측 밸런스 출력단자(GSM1800Rx) 사이에 커패시터(Cdr)가 접속되어 있다. 또한, 제2고주파스위치(1800SW-A)의 인덕터(DPSL1)의 일단은 인덕터(DLt1,DLt2)의 접속점에 접속되어 있다.
본 제3실시예에 있어서도, 인덕터(DLt2)는 다이오드(DD1)의 온 시에 도 6에 나타낸 바와 같이 차단주파수를 저주파측으로 시프트시킴과 동시에 리플을 작게하는 기능을 가진다.
(제4실시예, 도 20 참조)
제4실시예는 도 20의 등가회로에 나타내는 바와 같이, 하나의 통신시스템(GSM1800계)에 대응하는 싱글밴드 대응형의 고주파 스위칭모듈(프론트엔드모듈)이다.
본 제4실시예는 상기 제3실시예에 있어서 GSM900계의 회로 및 다이플렉서(20)가 생략되어 있다. 본 제4실시예에 있어서도, 인덕터(DLt2)는 다이오드(DD1)의 온 시에 도 6에 나타낸 바와 같이 차단주파수를 저주파측으로 시프트시킴과 동시에 리플을 작게하는 기능을 가진다.
(제5실시예, 도 21 참조)
제5실시예는 도 21의 등가회로에 나타내는 바와 같이, 2개의 통신시스템(GSM900계 및 GSM1800계)에 대응하는 듀얼밴드 대응형의 고주파 스위칭모듈(프론트엔드모듈)이다.
본 제5실시예는 상기 제3실시예와 기본적으로는 같은 구성을 가지고 있다. 다른 것은 제2LC필터(1800LPF)를 생략하고, 인덕터(DLt1)를 커패시터(DCc1)를 통하여 접지하게 된다. 그리고, 본 제5실시예에 있어서도, 인덕터(DLt2)는 다이오드(DD1)의 온 시에 도 6에 나타낸 바와 같이 차단주파수를 저주파측으로 시프트시 킴과 동시에 리플을 작게하는 기능을 가진다.
(제6실시예, 도 22~도 27 참조)
본 제6실시예는 도 22의 등가회로에 나타내는 바와 같이, 4개의 통신시스템(GSM계, DSC계, PCS계 및 WCDMA계)에 대응하는 쿼드밴드 대응형의 고주파 스위칭모듈(프론트엔드모듈)이다.
본 제6실시예에 있어서, GSM계의 송신전송경로와 수신전송경로는 상기 제3실시예와 같고, DCS/PCS계의 송신전송경로와 수신전송경로 및 WCDMA계의 수신전송경로와 다이플렉서(20q) 사이에, 제3실시예에 나타낸 제2고주파스위치(1800SW-A)를 대신하여 FET 스위치(구체적으로는, GaAs 스위치(21))를 설치한 구성으로 이루어진다.
다이플렉서(20q)는 상기 각 실시예에서 나타낸 인덕터(Lt1,Lt2) 및 커패시터(Ct1,Cu1,Cc1,Ct2)에 더불어, 인덕터(DLt1)와 커패시터(DCc1)로 이루어지는 병렬회로 및 션트 커패시터(Dcu1)가 DCS/PCS계 및 WCDMA계에 대하여 추가되어 있다. 이 추가된 로우패스필터는 DCS/PCS계의 송신측 입력단자(Tx)에 접속되어 있는 DCS/PCS계의 제2LC필터(LPF)를 보완하기 위한 것이다.
GaAs 스위치(21)는 단자(T)와의 접속관계를 각 단자(T1~T4)에 전환함으로써, DCS/PCS계의 송신전송경로와 DCS계의 수신전송경로, PCS계의 수신전송경로 및 WCDMA계의 수신전송경로를 전환하는 것이다. 이 GaAs 스위치(21)는 DCS/PCS계의 송신시에 있어서, 상기 다이오드(DD1)와 같이, 도 28B에 나타낸 직렬의 저항(R)과 인덕터(L)에 대하여 커패시터(C)가 병렬로 접속된 회로를 형성한다. 따라서, 도 28C 에 나타낸 션트 커패시터(C1)에 의한 부유용량이 형성되고, 이 로우패스필터는 체비셰프 특성을 가지게 된다.
그래서, 본 제6실시예에서는, GaAs 스위치(21)에 대하여 인덕터(DL)를 직렬이면서 또한 직접적으로 접속하였다. DCS/PCS계의 제2LC필터(LPF)는 상기 인덕터(DL), 인덕터(DLt2,DLt3) 및 인덕터(DLt2)와 병렬로 접속된 커패시터(DCc2)로 이루어지고, 션트 커패시터(Dcu2,DPTxC)를 구비하고 있다.
이상의 구성으로 이루어지는 제6실시예에 있어서, 그 특징은 제2LC필터(LPF)의 인덕터(DL)가 GaAs 스위치(21)의 단자(T1)에 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있는 것에 있다. 인덕터(DL)는 도 6B, 도 6C에 나타낸 바와 같이, GaAs 스위치(21)의 단자(T1)가 온 되었을 때에 형성되는 로우패스필터회로의 차단주파수를 저주파측으로 시프트시킴과 동시에 리플을 작게 억제하는 기능을 가진다. 또한, 3차 고주파의 감쇠도 획득할 수 있다. 도 23A에 인덕터(DL)가 삽입된 경우의 감쇠특성을 나타낸다. 도 23B는 인덕터(DL)가 삽입되어 있지 않은 경우의 감쇠특성을 비교하기 위해 나타낸다.
이와 같이, 인덕터(DL)를 설치함으로써, 도 23B에 나타내는 바와 같이, 기본주파수(1.75GHz 전후)의 거의 3배의 대역인 5.1~5.2GHz에 발생되어 있던 리플(감쇠극의 급상승)을 도 23A에 나타내는 바와 같이, 기본주파수의 고차주파수와는 관계없는 대역인 4.7GHz 전후에, 기본주파수의 2차 고조파(3.7GHz 전후)의 감쇠극을 바꾸지 않고, 이동시킬 수 있다.
또한, 같은 목적으로서, 인덕터(DL)를 GaAs 스위치(21)의 단자(T)와 다이플 렉서(20q) 사이에 직렬이면서 또한 직접적으로 설치해도 좋다. 또한, 상기 GaAs 스위치(21)를 대신하여, C-MOS 스위치 등의 FET 스위치를 사용할 수도 있다.
도 24~도 26은 본 제6실시예인 고주파 스위칭모듈의 세라믹 다층기판을 구성하는 각 시트층상에 스크린 인쇄 등으로 형성된 커패시터 전극, 스트립라인 전극 등을 나타내고 있다. 세라믹 다층기판은 산화바륨, 산화알루미늄, 실리카를 주성분으로 한 세라믹스로 이루어지는 제1~제21시트층(71a~71u)을 밑에서부터 순차 적층하고, 1000℃이하의 온도에서 소성함으로써 형성된다.
제1시트층(71a)에는 다양한 외부접속용 단자전극이 형성되고, 제2시트층(71b)에는 그랜드전극(G1)이 형성되어 있다. 제3시트층(71c)에는 커패시터(GC5,Ct2,Cu1,GTxC)의 전극이 형성되고, 제4시트층(71d)에는 그랜드전극(G2)이 형성되어 있다. 제5시트층(71e)에는 커패시터(GC5,GCu1,DPTxC)의 전극이 형성되고, 제6시트층(71f)에는 그랜드전극(G3)이 형성되어 있다. 제7시트층(71g)에는 커패시터(GRxC,DCu1,DCu2)의 전극이 형성되어 있다.
제9시트층(71i)에는 각각 스트립라인 전극에 의해 인덕터(Lt2,DLt1,DLt2,DLt3,GSL2)가 형성되어 있다. 제10시트층(71j)에는 각각 스트립라인 전극에 의해 인덕터(GLt1,Lt1)가 형성되어 있다. 또한, 제14시트층(71n)에는 커패시터(Ct1,GCc1)의 전극이 형성되고, 제15시트층(71o)에는 커패시터(GCc1,DCc1)의 전극 및 그랜드전극(G4)이 형성되어 있다.
제16시트층(71p)에는 커패시터(GCc1,GC5,DCc2,Cc1)의 전극이 형성되어 있다. 제17시트층(71q)에는 커패시터(DCc2)의 전극 및 그랜드전극(G5)이 형성되어 있다. 제20시트층(71t)에는 인덕터(DL)가 형성되어 있다.
제21시트층(71u)의 표면은 도 27에 나타내는 바와 같이, 세라믹 다층기판(51)의 표면이고, 다양한 접속용 단자전극이 형성되어 있다. 그리고, 그 표면에는, GaAs 스위치(21), 저항(Rg), 인덕터(GSL1), 다이오드(GD1,GD2)가 탑재되어 있다.
(다른 실시예)
또한, 본 발명에 따른 고주파 스위칭모듈 및 고주파회로의 주파수특성 조정방법은 상기 실시예에 한정되는 것은 아니며, 그 요지의 범위내에서 다양하게 변경할 수 있음은 물론이다.
이상과 같이, 본 발명은 고주파 스위칭모듈에 유용하고, 특히, 리플을 작게 억제하여 소망의 주파수특성을 조정할 수 있는 점에서 우수하다.

Claims (16)

  1. 고주파 신호의 전송경로를 선택적으로 전환하는 고주파 스위칭소자를 포함하는 고주파스위치와, 인덕터 및 커패시터를 포함하여 구성되고, 상기 전송경로에 있어서의 불요파를 제거하는 π형 고주파필터를 일체화한 고주파 스위칭모듈에 있어서,
    상기 π형 고주파필터와 상기 고주파 스위칭소자 사이에, 직렬이면서 또한 직접적으로 접속된 인덕터와,
    상기 고주파 스위칭소자의 온 시에 형성되는 인덕턴스 성분 및 커패시터 성분과, 상기 π형 고주파필터에 포함되는 션트 커패시터로 구성되는 체비셰프형 로우패스필터를 구비하고,
    상기 체비셰프형 로우패스필터에 의해 형성되는 통과대역의 영점인 리플의 주파수를 fk로 했을 때, 상기 주파수 fk는 기본파의 n(2 이상의 정수)차 고조파 감쇠역 이외의 주파수 대역에 포함되는 것을 특징으로 하는 고주파 스위칭모듈.
  2. 제1항에 있어서, 상기 주파수 fk는 2차 고조파 감쇠역과 3차 고조파 감쇠역 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 고주파 스위칭모듈.
  3. 제1항에 있어서, 상기 고주파스위치는 송신신호의 전송경로와 수신신호의 전송경로를 선택적으로 전환하고,
    상기 π형 고주파필터는 상기 송신신호의 전송경로상에 배치되어, 상기 송신신호의 고차 고조파를 제거하는 것을 특징으로 하는 고주파 스위칭모듈.
  4. 제1항에 있어서, 상기 고주파스위치는 상기 고주파 스위칭소자로서 다이오드를 포함하고,
    상기 π형 고주파필터의 상기 인덕터는 상기 다이오드에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파 스위칭모듈.
  5. 제1항에 있어서, 상기 고주파스위치는 상기 고주파 스위칭소자로서 FET 스위치를 포함하고,
    상기 π형 고주파필터의 상기 인덕터는 상기 FET 스위치에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파 스위칭모듈.
  6. 제1항에 있어서, 상기 π형 고주파필터는 상기 고주파 신호의 전송경로상에 형성되고, 커패시터와 병렬로 접속되며, LC병렬공진회로의 일부를 구성하고 있는 제1의 인덕터와, 병렬 커패시터를 가지지 않고, LC병렬공진회로를 구성하고 있지 않은 제2의 인덕터를 포함하여 구성된 로우패스필터이며, LC병렬공진회로를 구성하고 있지 않은 상기 제2의 인덕터가 상기 고주파스위치에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파 스위칭모듈.
  7. 제1항에 있어서, 상기 π형 고주파필터의 상기 인덕터는 상기 고주파스위치의 일단과 그 일단이 접속되는 다른 소자와의 최단 전기길이의 2배 이상의 전기길이를 가지고 있는 것을 특징으로 하는 고주파 스위칭모듈.
  8. 제1항에 있어서, 상기 π형 고주파필터의 상기 인덕터는 스트립라인으로서, 복수의 유전체층을 적층하여 이루어지는 모듈 소체에 내장되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파 스위칭모듈.
  9. 제1항에 있어서, 상기 π형 고주파필터의 상기 인덕터는 칩 부품으로서, 복수의 유전체층을 적층하여 이루어지는 모듈 소체에 실장되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파 스위칭모듈.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 단일파장의 또는 복수의 다른 파장의 고주파 신호를 전송하는 신호전송경로를 선택적으로 전환하는 것을 특징으로 하는 고주파 스위칭모듈.
  11. 고주파 스위칭소자와, 상기 고주파 스위칭소자의 전단 또는 후단에서 션트접속된 션트 커패시터를 포함하는 고주파회로의 주파수특성 조정방법이며,
    상기 고주파 스위칭소자에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 인덕터를 부가함으로써, 상기 고주파 스위칭소자의 온 시에 형성되는 인덕턴스 성분과 상기 커패시터의 커패시턴스 성분과 상기 션트 커패시터로 형성되는 체비셰프형 로우패스필터회로의 차단주파수를 저주파측으로 시프트시킴과 동시에, 통과대역의 영점인 리플의 주파수를 작게 하고, 또한,
    상기 리플의 주파수를 fk로 했을 때, 상기 주파수 fk는 기본파의 n(2 이상의 정수)차 고조파 감쇠역 이외의 주파수 대역에 포함되도록, 상기 인덕턴스의 값을 조정하는 것을 특징으로 하는 고주파회로의 주파수특성 조정방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 주파수 fk는 2차 고조파 감쇠역과 3차 고조파 감쇠역 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 고주파회로의 주파수특성 조정방법.
  13. 제11항에 있어서, 상기 인덕터는 상기 고주파 스위칭소자의 일단과 그 일단이 접속되는 소자와의 최단 전기길이의 2배 이상의 전기길이를 가지고 있는 것을 특징으로 하는 고주파회로의 주파수특성 조정방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 소자는 상기 고주파 스위칭소자의 전단 또는 후단에서 션트접속된 상기 커패시터인 것을 특징으로 하는 고주파회로의 주파수특성 조정방법.
  15. 제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 고주파 스위칭소자는 다이오드이고, 상기 인덕터는 상기 다이오드에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파회로의 주파수특성 조정방법.
  16. 제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 고주파 스위칭소자는 FET 스위치이고, 상기 인덕터는 상기 FET 스위치에 대하여 직렬이면서 또한 직접적으로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 고주파회로의 주파수특성 조정방법.
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