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KR100880971B1 - 통신 장치 및 그의 sir 추정 방법 - Google Patents

통신 장치 및 그의 sir 추정 방법 Download PDF

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KR100880971B1
KR100880971B1 KR20070061145A KR20070061145A KR100880971B1 KR 100880971 B1 KR100880971 B1 KR 100880971B1 KR 20070061145 A KR20070061145 A KR 20070061145A KR 20070061145 A KR20070061145 A KR 20070061145A KR 100880971 B1 KR100880971 B1 KR 100880971B1
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Abstract

싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에 의해 통신을 행하는 통신 장치에서, 멀티패스 환경에 의존하지 않고 적절한 MCS를 선택할 수 있도록 SIR을 추정한다. 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에 의해 통신을 행하는 통신 장치의 SIR 추정 방법에서, 신호 대역폭 내의 각 서브캐리어에서의 채널 추정값과 주파수 등화에 이용하는 가중 계수를 이용하여 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정한다.
싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스, 가중 계수, 송신 안테나, 통신 장치

Description

통신 장치 및 그의 SIR 추정 방법{COMMUNICATION DEVICE AND SIR ESTIMATION METHOD THEREOF}
도 1은 Localized FDM(Frequency Division Multiplexing) 방식, Distributed FDM 방식의 설명도.
도 2는 SC-FDMA의 설명도.
도 3은 SC-FDMA의 송신 구성도.
도 4는 서브캐리어 맵핑의 원리 설명도.
도 5는 SC-FDMA의 수신부의 주요부 구성도.
도 6은 본 발명의 기지국의 구성도.
도 7은 본 발명의 이동국의 구성도.
도 8은 주파수 할당부의 구성도.
도 9는 본 발명의 SIR 산출 방법의 설명도.
도 10은 적응 변조 제어 기능을 갖춘 MIMO(Multiple Input Multiple Output)다중 송신 시스템의 구성도.
도 11은 적응 변조 제어 기능을 갖춘 멀티 빔 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 다중 송신 시스템의 구성도.
도 12는 이동국과 기지국간의 무선 통신에서, 이동국으로부터 기지국에의 상 향 통신에서 적응 변조하는 경우의 시스템 구성도.
도 13은 이동국과 기지국간의 무선 통신에서, 기지국으로부터 이동국에의 하향 통신에서 적응 변조하는 경우의 시스템 구성도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
41 : 무선부
42 : 베이스밴드 처리부
43 : 데이터/파일럿 분리부
44 : SIR 측정부
45 : 스케줄러
47 : 채널 추정부
48 : 주파수 등화부
본 발명은 통신 장치 및 그 SIR 추정 방법에 관한 것으로, 특히, 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에 의해 통신을 행하는 통신 장치 및 그 SIR 추정 방법에 관한 것이다.
무선 전반로는, 시시각각으로 변화되기 때문에, 전반로 상태에 맞춘 신호 송신이 필요하게 된다. 일례로서, 송신 전력을 제어하는 방법이 있다. 전반로 상태가 나쁜 경우, 송신 전력을 증가시킴으로써, 수신국에서의 수신 품질을 어느 레벨 로 보증한다. 그러나, 이 방식에서는 송신 전력이 변화되기 때문에, 다른 수신국이나 인접하는 셀에 대한 간섭 특성이 변하게 되는 것이 고려된다.
따라서,다른 사고 방식으로서, 송신 전력은 일정하게 하여, 변조 파라미터(데이터 변조 방식, 부호화율 등)를 전반로 상태에 맞추어 바꾸는 방법이 있다. 이 방식은 적응 변조 방식(AMC : Adaptive Modulation and Coding)으로 불린다. 데이터는, 일반적으로, 각종 다치 변조 방식에 의해 변조되어, 오류 정정이 실시된다. 데이터 변조 방식의 다치수가 클수록, 또한 오류 정정에서의 부호화율 R이 1에 가까울수록, 일시에 보내어지는 데이터량이 많아지고, 그 때문에 전송 오류에 대한 내성이 약해진다. 전반로 상태가 좋은 경우, 다치수를 늘리고, 부호화율을 1에 가까이함으로써, 송신 데이터량을 증가시켜, 전송 스루풋을 높게 한다. 반대로, 전반로 상태가 나쁜 경우, 다치수를 줄여, 부호화율을 작게 함으로써, 송신 데이터량을 줄여, 전송 오류율의 상승을 방지한다.
도 12는 이동국과 기지국간의 무선 통신에서, 이동국으로부터 기지국에의 상향 통신에서 적응 변조하는 경우의 시스템 구성도로서, 무선부(1b, 2c)는 송신기와 수신기를 구비하고 있다.
이동국(1)의 파일럿 신호 송신부(1a)는 파일럿 신호를 발생하고, 그 파일럿 신호에 소정의 송신 처리를 실시하고, 무선부(1b)는 베이스밴드의 파일럿 신호를 무선 신호로 변환하여 안테나(1c)로부터 기지국(2)을 향하여 송신한다.
기지국(2)의 파일럿 신호 수신부(2a)는 안테나(2b), 무선부(2c)를 통하여 입력되는 수신 신호로부터 파일럿 신호를 분리하여, 채널 추정부(2d)에 입력한다. 채널 추정부(2d)는 그 파일럿 신호를 이용하여 채널을 추정하고, SIR 계산부(2e)는 추정된 채널을 이용하여 SIR(Signal to Interference Ratio)을 계산한다. 스케줄러(2f)는 추정된 SIR에 기초하여 MCS(Modulation and Coding Scheme : 변조 방식과 부호화율)를 적응적으로 결정하고, MCS 송신부(2g)는 그 MCS에 소정의 송신 처리를 실시하고, 무선부(2c)는 베이스밴드의 MCS 신호를 무선 신호로 변환하여 안테나(2b)로부터 이동국(1)을 향하여 송신한다.
이동국(1)의 MCS 수신부(1d)는 기지국으로부터 송신된 MCS를 복조하고, 그 MCS를 부호화/변조부(1e)에 입력한다. 부호화/변조부(1e)는, 지시받은 부호화율로 송신 데이터를 부호화함과 함께, 지시받은 변조 방식(BPSK, QPSK, 16QAM, …)으로 송신 데이터를 변조하고, 데이터 신호 송신부(1f)는 그 송신 데이터에 소정의 송신 처리를 실시하고, 무선부(1b)는 베이스밴드의 데이터 신호를 무선 신호로 변환하여 안테나(1c)로부터 기지국(2)을 향하여 송신한다.
기지국(2)의 데이터 신호 수신부(2h)는 안테나(2b), 무선부(2c)를 통하여 입력받은 수신 신호로부터 데이터 신호를 분리하여 복조/복합부(2i)에 입력한다. 복조/복합부(2i)는 수신 데이터 신호에 복조 처리를 실시하고, 그러한 후, 복호 처리하여 데이터를 취득하여 출력한다.
도 13은 이동국과 기지국간의 무선 통신에서, 기지국으로부터 이동국에의 하향 통신에서 적응 변조하는 경우의 시스템 구성도로서, 무선부(11c, 12b)는 송신기와 수신기를 구비하고 있다.
기지국(12)의 파일럿 신호 송신부(12a)는 파일럿 신호를 발생하여, 그 파일 럿 신호에 소정의 송신 처리를 실시하고, 무선부(12b)는 베이스밴드의 파일럿 신호를 무선 신호로 변환하여 안테나(12c)로부터 이동국(11)을 향하여 송신한다.
이동국(11)의 파일럿 신호 수신부(11a)는 안테나(11b), 무선부(11c)를 통하여 입력받은 수신 신호로부터 파일럿 신호를 분리하여, 채널 추정부(11d)에 입력한다. 채널 추정부(11d)는 그 파일럿 신호를 이용하여 채널을 추정하고, SIR 계산부(11e)는 추정된 채널을 이용하여 SIR을 계산한다. CQI 송신부(11f)는 그 SIR에 따른 CQI(Channel Quality Indicator)값을 구하여, CQI 값에 송신 처리를 실시하고, 무선부(11c)는 베이스밴드의 CQI값 신호를 무선 신호로 변환하여 안테나(11b)로부터 기지국(12)을 향하여 송신한다.
기지국(12)의 CQI 수신부(12d)는 수신 신호로부터 CQI값을 복조하고, 스케줄러(12e)에 입력한다. 스케줄러(12e)는 CQI값에 기초하여 MCS(변조 방식과 부호화율)를 적응적으로 결정하고, 그 MCS를 부호화/변조부(12f)에 지시한다. 부호화/변조부(12f)는 지시받은 부호화율로 송신 데이터를 부호화함과 함께, 지시받은 변조 방식으로 송신 데이터를 변조하고, 데이터 신호 송신부(12g)는 그 송신 데이터에 소정의 송신 처리를 실시하고, 무선부(12b)는 베이스밴드의 데이터 신호를 무선신호로 변환하여 안테나(12c)로부터 이동국(11)에 송신한다.
이동국(11)의 데이터 신호 수신부(11g)는 안테나(11b), 무선부(11c)로부터 입력받은 수신 신호로부터 데이터 신호를 분리하여 복조/복합부(11h)에 입력한다. 복조/복합부(11h)는 수신 데이터 신호에 복조 처리를 실시하고, 그러한 후, 복호 처리하여 데이터를 취득하여 출력한다.
이상과 같이, 적응 변조를 행하는 시스템에서,MCS를 결정하기 위해서는 SIR을 추정할 필요가 있다. 종래, OFDM 전송 방식이나 SC(Single Carrier)-FDMA 전송 방식 등에 의해 통신하는 경우, 수학식 1에 의해 신호 대역폭 내의 전체 서브캐리어의 SIR을 평균하여 평균 SIR을 계산하고, 그 평균 SIR과 임계값을 비교함으로써 MCS(변조 방식과 부호화율)를 결정하였다.
Figure 112007045050230-pat00001
(1)
단,수학식 1에서 M은 신호 대역 내의 서브캐리어 수, σ2는 신호 대역에서의 평균 간섭 전력이고,
Figure 112007045050230-pat00002
은 i번째의 송신 안테나의 l(엘)번째의 서브캐리어에서의 채널 추정 벡터(수신 안테나의 차원)이다. 또한,
Figure 112007045050230-pat00003
는, 벡터
Figure 112007045050230-pat00004
의 놈, 즉 각 성분의 절대값의 2승합을 나타낸다.
종래의 SIR은 수학식 1로부터 분명한 바와 같이 잡음 성분만을 고려하여 추정되며, 간섭 성분이 고려되어 있지 않았다. SIR에 대한 최적의 MCS의 관계는 멀티패스 환경에 의존하고, 이 때문에, 종래의 SIR에서는 상황에 의해 적절한 MCS를 결정할 수 없어 스루풋이 열화된다고 하는 문제가 있었다.
이상으로부터는, 본 발명의 목적은, SC-FDMA 전송 방식에서, 멀티패스 환경에 의존하지 않고 적절한 MCS를 선택 가능한 SIR을 추정하는 SIR 추정 방법, 및 그 SIR 추정 방법을 이용하는 기지국 장치 및 이동국을 제공하는 것이다.
상기 과제는 본 발명에 따르면, 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에 의해 통신을 행하는 통신 장치의 SIR 추정 방법에서, 신호 대역폭 내의 각 서브캐리어에서의 채널 추정값과 주파수 등화에 이용하는 가중 계수를 이용하여 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정함으로써 달성된다.
상기 SIR 추정 방법에서,i번째의 송신 안테나의 SIR을 다음 수학식
Figure 112007045050230-pat00005
에 의해, 산출한다. 단,
Figure 112007045050230-pat00006
은 i번째의 송신 안테나의 l번째(엘 번째)의 서브캐리어에서의 채널 추정 벡터(수 신 안테나 수의 차원)이며,
Figure 112007045050230-pat00007
는 주파수 등화에 이용하는 MMSE의 웨이트 벡터(수신 안테나 수의 차원)이다. 또한,
Figure 112007045050230-pat00008
은 MMSE의 웨이트 벡터의 공액 전치 행렬을 나타내고, M은 신호 대역 내의 서브캐리어 수를 나타낸다.
상기에 의해 추정한 SIR에 기초하여 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에서의 부호화율 및 변조 방식을 결정한다. 또한,MIMO 전송 방식에 의해 복수의 송신 안테나로부터 복수의 수신 안테나에 SC-FDMA에 의해 송신하는 경우에, 상기 SIR을 측정하여 적응 변복조 제어한다.
또한 상기 과제는 본 발명에 따르면, 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에 의해 데이터를 송신하는 이동국의 부호화율 및 변조 방식을 결정하는 적응 변조 제어 기능을 갖춘 기지국 장치에서, 이동국의 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정하는 SIR 추정부와, 그 SIR에 기초하여 상기 이동국의 소정 송신 안테나로부터 송신하는 데이터의 부호화율 및 변조 방식을 결정하는 스케줄러와, 그 부호화율 및 변조 방식을 이동국에 송신하는 송신부를 구비하고, 상기 SIR 추정부는, 신호 대역폭 내의 각 서브캐리어에서의 채널 추정값과 주파수 등화에 이용하는 가중 계수를 이용하여 상기 이동국의 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정하는 기지국 장치에 의해 달성된다.
또한 상기 과제는 본 발명에 따르면, 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에 의해 기지국으로부터 송신된 신호를 수신하고, 수신 정황을 기지국에 송신하는 이동국에서, 기지국의 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정하는 SIR 추정부와, 그 SIR에 기초하여 상기 기지국의 소정 송신 안테나로부터 그 이동국을 향하여 송신하는 데이터의 부호화율 및 변조 방식을 결정하기 위하여 필요한 CQI값을 결정하는 CQI 결정부와, 그 CQI값을 기지국에 송신하는 송신부를 구비하고, 상기 SIR 추정부는, 신호 대역폭 내의 각 서브캐리어에서의 채널 추정값과 주파수 등화에 이용하는 가중 계수를 이용하여 상기 기지국의 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정하는 이동국에 의해 달성된다.
<실시예>
(A) SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiplex Access)
본 발명의 SIR 측정 방법은 SC-FDMA 방식에 적용할 수 있는 것이다. 우선, SC-FDMA 방식을 송수신 안테나가 1개인 경우에 대하여 설명한다. 또한, 단락(<60> 내지 <77>)에서의 M, N의 정의는 다른 단락에서와 상이한 것에 주의한다.
(a) 싱글 캐리어 전송
싱글 캐리어 전송에서의 상향 유저 다중 방식으로서는 시간 다중(TDM : Time Division Multiplexing) 외에,Localized FDM(Frequency Division Multiplexing) 방식, Distributed FDM 방식이 있다. Localized FDM 방식은 도 1의 (A)에 도시한 바와 같이 유저마다 연속한 서브캐리어를 할당하는 방식이다. Distributed FDM 방 식은 도 1의 (B)에 도시한 바와 같이 일정 간격의 복수의 서브캐리어를 유저에게 할당함과 함께, 유저마다 할당 서브캐리어를 시프트하는 방식이다.
Distributed FDM 방식 및 Localized FDM 방식은, 시간축 상에서 보면 신호를 반복하여 송신하고 있는 것과 동일하게 되어, 싱글 캐리어 전송으로 간주할 수 있다. 예를 들면, 도 2의 (A)에 도시한 바와 같이 서브캐리어에 1개걸러 데이터 A0∼AN-1을 맵핑하여 Distributed FDM 방식으로 전송하는 것은, 도 2의 (B)에 도시한 바와 같이 데이터 a0∼aN-1을 시간축 상에서 2회 반복하여 싱글 캐리어에 의해 전송하는 것과 동일하다. 따라서,N 샘플의 송신 데이터 a0, a1, …, aN-1을 도 2의 (A)의 Distributed FDM 방식으로 전송하는 경우, 송신측은 도 3에 도시하는 구성에 의해 싱글 캐리어 전송한다. 도 3에서,N 샘플 FFT부(21)는 송신 데이터 a0, a1, …, aN-1에 FFT 처리를 실시하여 서브캐리어 성분 A0, A1, …, AN-1 을 발생하고, 맵핑부(22)는 A0, A1, …, AN-1 을 각각 서브캐리어 f0, f2, …, f2N-2에 맵핑하고, 0을 서브캐리어 f1, f3, …, f2N-1에 맵핑하여 IFFT부(23)에 입력한다. IFFT부(23)는 2×N개의 서브캐리어에 IFFT 처리를 실시하여 송신 데이터 a0∼aN-1을 시간축 상에서 2회 반복하는 데이터 열로 하여 송신부(도시하지 않음)에 입력하고, 싱글 캐리어에 의해 송신한다.
이상의 서브캐리어 맵핑의 원리는 도 4로 표현할 수 있다. 일반적으로, Distributed FDM의 서브캐리어 맵핑은, M을 임의의 자연수(도 2의 예에서는 M=2), L을 0≤L<M을 만족하는 정수로 하면, 다음 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112007045050230-pat00009
(2)
FFT 및 IFFT는 각각 이하의 수학식으로 표현된다.
Figure 112007045050230-pat00010
(3a)
Figure 112007045050230-pat00011
(3b)
이들을 이용하면,
Figure 112007045050230-pat00012
(4)
로 된다. 따라서,
Figure 112007045050230-pat00013
(5)
로 되고, 결국 a'm은 an(n=0,1, …, N-1)을 M회 반복한 신호를 L 서브캐리어 주파수로 시프트한 것으로 되어, 싱글 캐리어로 간주할 수 있는 것을 알 수 있다. 또한, 맵핑부(22)에서의 할당 주파수는 N, M, L로부터 특정할 수 있다. Localized FDM 방식도 마찬가지로 싱글 캐리어로 간주할 수 있다.
(b) 주파수 등화 기술
싱글 캐리어 전송에서의 수신측에서는 송신측과 반대의 처리를 행하여 송신 데이터를 복조한다. 도 5는 수신부의 주요부 구성도로서, 데이터/파일럿 분리부(43)는 수신 신호로부터 파일럿과 데이터를 분리하여, 채널 추정부(47)와 주파수 등화부(48)에 입력한다. 채널 추정부(47)에서 FFT부(47a)는 N×M 샘플의 파일럿에 FFT 처리를 실시하여 N×M의 주파수 성분을 발생하고, 주파수별 채널 추정부(47b)는 그 N×M개의 주파수 성분과 기지 파일럿의 N×M개의 주파수 성분을 이용하여 주파수마다 채널 추정을 행하여 채널 보상 신호를 주파수 등화부(48)의 주파수 등화 웨이트부(채널 보상부)에 입력한다.
주파수 등화부(48)의 FFT부(48a)는 N×M 샘플 데이터에 FFT 처리를 실시하여 N×M개의 주파수 성분을 발생하여 디맵핑부(48b)에 입력한다. 디맵핑부(48b)는 송신측에서 데이터 송신할 때에 사용한 주파수(할당 주파수)에 기초하여 N×M개의 주파수 성분으로부터 N개의 주파수 성분을 선택하여 주파수 등화 웨이트부(48c)에 입력한다. 할당 주파수는 수학식 2에서의 M과 L로 특정할 수 있다. 주파수 등화 웨이트부(48c)는 채널 추정값을 이용하여 MMSE(Minimum Mean Square Error : 최소 제 곱 평균 오차법)의 웨이트를 계산하고, 그 웨이트를 디맵핑부(48b)로부터 출력하는 N개의 주파수 성분에 승산하여, 승산 결과를 IFFT 처리부(48d)에 입력한다. IFFT 처리부(48d)는 N개의 주파수 성분에 IFFT 처리를 실시하여 시간 신호로 하여 출력한다.
(B) 기지국
도 6은 본 발명의 기지국의 구성도로서, 이동국으로부터 파일럿과 데이터가 각각 SC-FDMA 방식으로 송신되어 오는 경우이다. 본 발명은, 송신측의 복수의 송신 안테나로부터 SC-FDMA에 의해 데이터 송신하고, 수신측이 복수의 수신 안테나에서 수신하여 데이터 복조하는 MIMO 전송 방식의 SIR 추정에 적용할 수 있지만, 도면에서는 설명을 간단히 하기 위해 송수신 안테나는 1개인 경우를 도시하고 있다.
무선부(41)는 송신기, 수신기를 내장하고 있으며, 수신기는 유저로부터의 수신 신호를 무선 주파수로부터 베이스밴드 주파수로 주파수 변환하여 상향 신호 베이스밴드 처리부(42)에 입력한다. 베이스밴드 처리부(42)는 입력 신호로부터 시분할 다중 데이터를 복조하고, 데이터/파일럿 분리부(43)는 그 시분할 다중 데이터로부터 파일럿과 데이터를 분리한다. 채널 추정부(47)는 도 5에서 설명한 바와 같이 채널 추정을 행하여 Ntx×Nrx의 링크에 대한 M개의 서브캐리어의 채널 추정값을 SIR 측정부(44)와 주파수 등화부(48)에 입력한다.
SIR 추정부(44)는 다음 수학식
Figure 112007045050230-pat00014
에 의해, SIR을 산출한다. 단,
Figure 112007045050230-pat00015
은 i번째의 송신 안테나의 l번째(엘 번째)의 서브캐리어에서의 채널 추정 벡터(수신 안테나 수의 차원)이며,
Figure 112007045050230-pat00016
는 송신 안테나i, 서브캐리어 번호 l(엘)에서의 MMSE의 웨이트 벡터(수신 안테나 수의 차원)이며,
Figure 112007045050230-pat00017
(7)
로 표현된다. 계수 M/N은 서브캐리어 맵핑/디맵핑에 의한 잡음 억압의 효과를 나타낸다. 수학식 6의 도출법은 후술한다.
스케줄러(45)는 추정된 SIR에 기초하여 데이터 변조 방식과 부호화율을 적응적으로 결정하여 하향 베이스밴드 처리부(46)에 입력한다. 또한, 스케줄러(45)는 SIR을 이용하여 스캐줄링(유저의 송신 기회 할당)을 행할 수 있지만, 설명은 생략 한다.
하향 베이스밴드 처리부(46)는, 예를 들면 OFDM 송신 처리를 행하여 무선부(41)로부터 상기 데이터를 이동국에 송신한다. 이에 의해, 이동국은 기지국으로부터의 지시에 기초하여 파일럿과 데이터의 시분할 다중 데이터를 송신 가능하게 된다. 이동국으로부터 신호를 수신하면,베이스밴드 처리부(42)는 시분할 다중 데이터를 복조하고, 데이터/파일럿 분리부(43)는 그 시분할 다중 데이터로부터 파일럿과 데이터를 분리하여, 각각 채널 추정부(47), 주파수 등화부(48)에 입력한다. 주파수 등화부(48)는 도 5에서 설명한 처리를 행하여 시간 신호를 출력한다. 복조부(49)는 부호화된 데이터를 복조하고, 복호부(50)는 복호 처리하여 데이터를 출력한다.
(C) 이동국
도 7은 본 발명의 이동국의 구성도이다. 또한, 단락(<92> 내지 <97>)에서의 M, N의 정의는 다른 단락들과 상이한 것에 주의한다.
무선부(61)는, 수신기를 내장하고 있으며, 수신기는 수신 신호를 무선 주파수로부터 베이스밴드 주파수로 주파수 변환하여 하향 신호 베이스밴드 처리부(62)에 입력한다. 베이스밴드 처리부(62)는 입력 신호에 수신 처리를 실시하여 데이터 복조부(63)에 입력하고, 데이터 복조부는 수신 데이터를 복조한다. 채널 부호화부(64)는 기지국으로부터 지시받은 부호화율에 기초하여 부호화를 행하고, 데이터 변조부(65)는 기지국으로부터 지시받은 변조 방식으로 데이터 변조를 행하고, 파일럿 발생부(66)는 파일럿을 발생한다.
주파수 할당부(67)는 도 8의 (A)에 도시하는 구성을 구비하고,Distributed FDM 방식의 데이터 송신을 싱글 캐리어 전송에 의해 실현한다. FFT부(67a)는 N 샘플의 송신 데이터 a0, a1, …, aN-1에 FFT 처리를 실시하여 주파수 성분 A0, A1, …, AN-1 을 발생하고, 맵핑부(67b)는 할당 주파수 데이터(N, M, L)에 기초하여 N개의 데이터 송신 주파수에 A0, A1, …, AN-1을 맵핑하고, 0을 남은 주파수에 맵핑하여 IFFT부(67c)에 입력한다. IFFT부(67c)는 M×N개의 주파수 성분에 IFFT 처리를 실시하여 송신 데이터 a0∼aN-1을 시간축 상에서 M회 반복하는 데이터 열로 하여 출력한다.
주파수 할당부(68)는 도 8의 (B)에 도시하는 구성을 구비하고,Distributed FDM 방식의 송신을 싱글 캐리어 전송에 의해 실현한다. FFT부(68a)는 N 샘플의 파일럿 P0, P1, …, PN-1에 FFT 처리를 실시하여 주파수 성분 B0, B1, …, BN-1을 발생하고, 맵핑부(68b)는 할당 주파수 데이터(N, M, L)에 기초하여 N개의 파일럿 송신 주파수에 B0, B1, …, BN-1을 맵핑하고, 0을 남은 주파수에 맵핑하여 IFFT부(68c)에 입력한다. IFFT부(68c)는 M×N개의 주파수 성분에 IFFT 처리를 실시하여 파일럿 p0∼pN-1을 시간축 상에서 M회 반복하는 데이터 열로 하여 출력한다.
데이터/파일럿 다중부(69)는 각 주파수 할당부(67, 68)로부터 출력하는 데이터 및 파일럿을 시간 다중하여 무선부(61)에 입력한다. 무선부(61)의 송신기는 베이스밴드 신호를 무선 주파수로 주파수 변환한 후, 증폭하여 기지국에 송신한다.
(D) SIR의 산출 방법
도 9는 본 발명의 SIR 산출 방법의 설명도로서, 데이터 송신측(71)과 데이터 수신측(72)을 채널(전반로)(73)과 노이즈 중첩부(74)에 의해 접속한 구성을 구비하고 있다. 또한, 도 9에서는 데이터 송신측을 이동국, 데이터 수신측을 기지국으로 하고, 도 5, 도 8과 동일 부분에는 동일 부호를 붙인다. 또한, 도 9에서는 명확하지 않지만, 송신측의 복수의 송신 안테나로부터 SC-FDMA에 의해 데이터 송신하고, 수신측이 복수의 수신 안테나에서 수신하여 데이터 복조하는 MIMO 전송 방식의 SIR 추정을 상정하고 있다.
본 발명은 수학식 6에 의해 SIR을 추정하는 것이다. 기본적인 사고 방식은 주파수 등화나 MIMO 수신에 의해 완전히 억압할 수 없는 간섭 성분을 정확하게 고려하여 SIR을 추정한다. 또한, 종래 방식(수학식 1)은 잡음 성분만을 고려하여 간섭 성분이 고려되어 있지 않기 때문에 적응 변복조를 행했을 때에 스루풋의 열화가 생긴다.
우선, 아래와 같이 기호의 정의를 한다.
d: 송신 데이터 벡터(Mx1)
n: 잡음 벡터(Nx1), 각 성분의 평균 전력 σ2
x: 송신 신호 벡터(Mx1)
y: 수신 신호 벡터(Nx1)
d': 복조 데이터 벡터(Mx1)
S: 서브캐리어 맵핑 행렬(NxM), 요소는 0 또는 1
H: 전반로 행렬(NxN 순회 행렬), SISO를 상정
Figure 112007045050230-pat00018
: M차 프리에 변환(역변환) 행렬(MxM)
Figure 112007045050230-pat00019
: N차 프리에 변환(역변환) 행렬(NxN)
W: 주파수 등화 웨이트 행렬(MxM 대각 행렬)
송수신 안테나가 복수 있는 경우에는, 이하의 관계가 성립된다.
Figure 112007045050230-pat00020
(8a)
Figure 112007045050230-pat00021
(8b)
Figure 112007045050230-pat00022
(8c)
단,i(=1, 2, …, Ntx)는 송신 안테나의 인덱스, j(=1, 2, …, Nrx)는 수신 안테나의 인덱스를 나타낸다.
(8a)식을 변형하면 다음식
Figure 112007045050230-pat00023
(9)
이 얻어진다. 단,
Figure 112007045050230-pat00024
(10)
로 두었다.
Figure 112007045050230-pat00025
는 순회 행렬이므로,
Figure 112007045050230-pat00026
는 대각 행렬로 된다. 또한,
Figure 112007045050230-pat00027
도 대각 행렬이므로,
Figure 112007045050230-pat00028
도 대각 행렬로 된다. 따라서, 수학식 9의 우변 제1항의 Σ의 내부는
Figure 112007045050230-pat00029
(11)
로 표현할 수 있다. 여기에서, *은 벡터간의 컨볼루션을 나타낸다. 또한, 다음식
Figure 112007045050230-pat00030
(12)
이 성립된다.
여기에서, v(X)는 행렬 X의 대각 성분을 벡터화하는 것을 나타낸다. 즉,
Figure 112007045050230-pat00031
(13)
로 표현할 수 있다. 또한,
Figure 112007045050230-pat00032
(14)
로 표현하기로 한다.
수학식 12에서,k=i의 경우의 최초의 성분
Figure 112007045050230-pat00033
이 신호 성분으로 되고, 그 외는 간섭 성분으로 된다. 따라서, 신호 성분 S, 간섭 성분 I, 잡음 성분 Z는 각각 아래와 같이 구해진다.
Figure 112007045050230-pat00034
(15)
또한,MMSE 웨이트는, 다음식
Figure 112007045050230-pat00035
(16)
으로 표현되므로, 이것을 이용하여 SIRi를 도출하면 다음식
Figure 112007045050230-pat00036
(17)
이 얻어진다.
상기 수학식은 송신측의 복수의 송신 안테나로부터 SC-FDMA에 의해 데이터 송신하고, 수신측이 복수의 수신 안테나에서 수신하여 데이터 복조하는 MIMO 전송 방식의 SIR을 추정하는 경우이지만, MIMO 전송하지 않는 경우에도 적용할 수 있다.
(E) MIMO 전송 시스템에의 적용
도 10은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 다중 송신 시스템의 적응 변조 제어에서의 SIR의 추정에 수학식 17을 이용하는 경우의 구성도로서, TRX는 송신국, REC는 수신국이다.
송신 안테나의 수 Ntx와 동일한 수의 데이타 스트림 D0∼DNtx-1이, 각각의 송신 장치(810∼81Ntx-1)에서 데이터 부호화, 데이터 변조, SC-FDMA 처리, 주파수 업 컨버트 등의 처리를 거쳐, 각 송신 안테나(820∼82Ntx-1)로부터 송신된다.
안테나(820∼82Ntx-1)로부터 송신된 신호는, 각 송수신 안테나간 및 서브캐리어마다 페이징 채널 hijl(i=0∼Ntx-1, j=0∼Ntx-1, l=0∼M-1)을 통하여, 공간에서 다중된 후, Nrx개의 수신 안테나(910∼91Ntx-1)에서 수신된다. 각 수신 안테나에서 수신된 신호는, 수신 장치(920∼92Ntx-1)에서 고주파 증폭, 주파수 다운 컨버트 처리 등을 거쳐, y0∼yNtx-1의 수신 데이타 스트림이 생성된다. 각 수신 데이타 스트림은, Ntx개의 송신 데이타 스트림이 다중된 형태로 되어 있기 때문에, 데이터 처리부(93)는 소정의 알고리즘(예를 들면, MLD 알고리즘 혹은 MMSE 알고리즘)에 따라 데이터 분리 처리를 행함으로써, 송신 데이타 스트림 D0∼DNtx-1을 분리·재생한다. 즉, 데이터 처리부(93)는 송신 안테나(820∼82Ntx-1)로부터 송신되어 오는 파일럿 신호를 수신하여 채널 hijl(i=0∼Ntx-1, j=0∼Ntx-1, l=0∼M-1)을 추정하고, 그러한 후, 소정의 알고리즘에 따라 입력 데이터 D를 출력한다.
SIR 추정부(94)는 수학식 6에 의해 각 송신 안테나로부터의 신호와 간섭 신호의 비인 SIR을 추정한다. 단,수학식 6에서
Figure 112007045050230-pat00037
(18)
은 제i 송신 안테나(i=0∼Ntx-1)로부터의 l번째(엘 번째)의 서브캐리어에서의 채널 추정 벡터(수신 안테나 수의 차원)이며,
Figure 112007045050230-pat00038
는 제i 송신 안테나(i=0∼Ntx-1)로부터의 l번째(엘 번째)의 서브캐리어에서의 MMSE 웨이트 벡터(수신 안테나 수의 차원)이다.
MCS 결정부(95)는 추정된 각 송신 안테나의 SIR에 기초하여 각 송신 안테나의 MCS를 결정하고, 송신부(96)로부터 송신측에 송신한다. 송신측의 수신부(84)는 수신한 각 안테나의 MCS를 각 송신 장치(810∼81Ntx-1)에 입력하고, 각 송신 장치는 지시받은 부호화율, 변조 방식으로 변조하여 데이터를 송신한다.
(F) 멀티 빔 MIMO 전송 시스템에의 적용
도 11은 멀티 빔 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 다중 송신 시스템의 적응 변조 제어에서의 SIR의 추정에 수학식 17을 이용하는 경우의 구성도로서, TRX는 송신국, REC는 수신국이다.
멀티 빔 웨이트부(85)는 멀티 빔 웨이트 Ns개의 데이타 스트림 D0∼DNs-1에 멀티 빔 웨이트 행렬 V(Ntx행×Ns열)를 승산하여 송신 안테나의 수 Ntx와 동일한 수의 스트림으로 변환한다. 각각의 송신 장치(810∼81Ntx-1)는 데이터 부호화, 데이터 변조, SC-FDMA 처리, 주파수 업 컨버트 등의 처리를 행하여 각 송신 안테나(820∼82Ntx-1)로부터 송신한다.
안테나(820∼82Ntx-1)로부터 송신된 신호는, 각 송수신 안테나간 및 서브캐리어마다 페이징 채널 hijl(i=0∼Ntx-1, j=O∼Nrx-1, l=0∼M-1)를 통하여, 공간에서 다중된 후, Nrx개의 수신 안테나(910∼91Nrx-1)에서 수신된다. 각 수신 안테나에서 수신된 신호는, 수신 장치(920∼92Ntx-1)에서 고주파 증폭, 주파수 다운 컨버트 처리 등을 거쳐, yO∼yNtx-1의 수신 데이타 스트림이 생성된다. 각 수신 데이타 스트림은, Ntx개의 송신 데이타 스트림이 다중된 형태로 되어 있기 때문에, 데이터 처리부(93)는 소정의 알고리즘(예를 들면, MLD 알고리즘 혹은 MMSE 알고리즘)에 따라 데이터 분리 처리를 행하여 송신 데이타 스트림 D0∼DNtx-1을 분리·재생한다. 즉, 데이터 처리부(93)는 송신 안테나(820∼82Ntx-1)로부터 송신되어 오는 파일럿 신호를 수신하여 채널 hijl(i=O∼Ntx-1, j=0∼Nrx-1, l=0∼M-1)을 추정하고, 그러한 후, 소 정의 알고리즘에 따라 입력 데이터 D를 출력한다.
SIR 추정부(94)는 수학식 6에 의해 각 송신 안테나로부터의 신호와 간섭 신호의 비인 SIR을 추정한다. 단,수학식 6에서
Figure 112007045050230-pat00039
을 아래와 같이 정의한다.
Figure 112007045050230-pat00040
(19)
이것은 제i 송신 스트림(i=0∼Ns-1)으로부터의 l번째(엘 번째)의 서브캐리어에서의 채널 추정 벡터(수신 안테나 수의 차원)이며,
Figure 112007045050230-pat00041
는 채널 행렬 H를 HV로 치환한 경우의 행렬 성분이다. 또한,수학식 6에서는
Figure 112007045050230-pat00042
는 제i 송신 스트림(i=O∼Ns-1)으로부터의 l번째(엘 번째)의 서브캐리어에서의 MMSE 웨이트 벡터(수신 안테나 수의 차원)이다.
MCS 결정부(95)는 추정된 각 송신 안테나의 SIR에 기초하여 각 송신 안테나의 MCS를 결정하고, 송신부(96)로부터 송신측에 송신한다. 송신측의 수신부(84)는 수신한 각 안테나의 MCS를 각 송신 장치(810∼81Ns-1)에 입력하고, 각 송신 장치는 지시받은 부호화율, 변조 방식으로 변조하여 데이터를 송신한다.
(G) 변형예
도 12의 이동국이 SC-FDMA 전송 방식에 의해 데이터를 송신하는 경우에서, 기지국의 SIR 계산부(2e)는 SIR 계산할 때 상기 SIR 측정 방법, 즉, 수학식 17에 따른 SIR 계산을 적용할 수 있다.
도 13의 기지국이 SC-FDMA 전송 방식에 의해 데이터를 송신하는 경우에서, 이동국의 SIR 계산부(11e)는 SIR 계산할 때 상기 SIR 측정 방법, 즉, 수학식 17에 따른 SIR 계산을 적용할 수 있다.
본 발명에 따르면, SC-FDMA 전송 방식에서, 주파수 등화에 의해 완전히 억압할 수 없는 간섭 성분을 고려하여 SIR을 추정할 수 있고, 이 SIR을 이용하여 멀티패스 환경에 의존하지 않고 적절한 MCS(변조 방식과 부호화율)를 선택하여, 통신 시스템 스루풋의 향상을 도모할 수 있다.
또한 본 발명의 SIR 추정 방법은, MIMO 전송 방식에서의 SIR 추정에 적용할 수 있다. 이 경우, 본 발명의 SIR 추정 방법은, 주파수 등화나 MIMO 수신에 의해 완전히 억압할 수 없는 간섭 성분을 고려하여 SIR을 추정할 수 있고, 이 SIR을 이용하여 적응 변복조를 행함으로써 통신 시스템 스루풋의 향상을 도모할 수 있다.
또한, 본 발명의 SIR 추정 방법에 의해 추정한 SIR을 이용하여 스케줄링(유저의 송신 기회 할당)을 행하는 것이 가능하다.

Claims (7)

  1. 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에 의해 통신을 행하는 통신 장치의 SIR 추정 방법에 있어서,
    신호 대역폭 내의 각 서브캐리어에서의 채널 추정값과 주파수 등화에 이용하는 가중 계수를 이용하여 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정하는 것을 특징으로 하는 SIR 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    i번째의 송신 안테나의 SIR을 다음 식
    Figure 112007045050230-pat00043
    에 의해 산출하는 것을 특징으로 하며, 상기 식에서,
    Figure 112007045050230-pat00044
    는 i번째의 송신 안테나의 l번째(엘 번째)의 서브캐리어에서의 채널 추정 벡터(수신 안테나 수의 차원)이고,
    Figure 112007045050230-pat00045
    는 주파수 등화에 이용하는 MMSE의 웨이트 벡터(수신 안테나 수의 차원)이고,또한
    Figure 112007045050230-pat00046
    는 MMSE의 웨이트 벡터의 공액 전치 행렬을 나타내며, M은 신호 대역 내의 서브캐리어 수를 나타내는 SIR 추정 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 SIR에 기초하여 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에서의 부호화율과 변조 방식을 결정하는 것을 특징으로 하는 SIR 추정 방법.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    MIMO 전송 방식에 의해 복수의 송신 안테나로부터 복수의 수신 안테나에 SC-FDMA에 의해 송신하는 경우에, 상기 SIR을 측정하여 적응 변복조 제어하는 것을 특징으로하는 SIR 추정 방법.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    MIMO 전송 방식에 의해 복수의 송신 빔을 이용하여 복수의 수신 안테나에 SC-FDMA에 의해 송신하는 경우에, 상기 SIR을 측정하여 적응 변복조 제어하는 것을 특징으로 하는 SIR 추정 방법.
  6. 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에 의해 데이터를 송신하는 이동국의 부호화율 및 변조 방식을 결정하는 적응 변조 제어 기능을 갖춘 기지국 장치에 있어서,
    이동국의 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정하는 SIR 추정부,
    상기 SIR에 기초하여 상기 이동국의 소정 송신 안테나로부터 송신하는 데이터의 부호화율 및 변조 방식을 결정하는 스케줄러, 및
    상기 부호화율 및 변조 방식을 이동국에 송신하는 송신부
    를 구비하고,
    상기 SIR 추정부는, 신호 대역폭 내의 각 서브캐리어에서의 채널 추정값과 주파수 등화에 이용하는 가중 계수를 이용하여 상기 이동국의 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정하는 것을 특징으로 하는 기지국 장치.
  7. 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA) 전송 방식에 의해 기지국으로부터 송신된 신호를 수신하고, 수신 정황을 기지국에 송신하는 이동국에 있어서,
    기지국의 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정하는 SIR 추정부,
    상기 SIR에 기초하여 상기 기지국의 소정 송신 안테나로부터 그 이동국을 향하여 송신하는 데이터의 부호화율 및 변조 방식을 결정하기 위하여 필요한 CQI값을 결정하는 CQI 결정부, 및
    상기 CQI값을 기지국에 송신하는 송신부
    를 구비하고,
    상기 SIR 추정부는, 신호 대역폭 내의 각 서브캐리어에서의 채널 추정값과 주파수 등화에 이용하는 가중 계수를 이용하여 상기 기지국의 소정 송신 안테나로부터의 신호와 간섭의 비인 SIR을 추정하는 것을 특징으로 하는 이동국.
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