KR100858208B1

KR100858208B1 - 무선 통신 시스템에서 수신 신호의 간섭을 정확하게추정하기 위한 시스템 및 방법

Info

Publication number: KR100858208B1
Application number: KR1020017014260A
Authority: KR
Inventors: 나갑후샤나 티. 신드후샤야나; 에듀알도 에이. 에스. 에스티브즈
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 1999-05-11
Filing date: 2000-05-09
Publication date: 2008-09-10
Also published as: HK1043891A1; JP2011055508A; JP5323791B2; US6661832B1; JP2002544708A; KR20020012570A; EP1783922A3; DE60034669T2; TW462150B; JP2014135722A; HK1043891B; US20040091025A1; AU4999900A; EP1783922A2; US6975671B2; JP2013070386A; JP5198697B2; EP1783922B1; WO2000069090A1; DE60034669D1

Abstract

본 발명은 채널을 통해 수신되고 외부 송수신기에 의해 전송된 정확한 간섭 값 신호를 제공하는 시스템에 관한 것이다. 상기 시스템은 원하는 신호 성분 및 간섭 성분을 갖는 신호를 수신하는 제 1 수신기 섹션을 포함한다. 신호 추출 회로는 상기 수신된 신호로부터 원하는 싱호 성분의 추정을 추출한다. 잡음 추정 회로 (12)는 상기 원하는 신호 성분 및 수신된 신호의 추정에 기초하여 정확한 간섭 값을 제공한다. 룩업 테이블은 상기 정확한 잡음 및/또는 간섭 값을 정규화 인자로 변환한다. 캐리어 신호-대-간섭 비 회로는 정확한 캐리어 신호-대-간섭 비 추정을 계산하도록 상기 정규화 인자 및 수신된 신호를 사용한다. 경로-조합 회로는 상기 수신된 신호 및 정규화 인자에 기초하여 최적 경로 조합 가중치를 생성한다.

Description

무선 통신 시스템에서 수신 신호의 간섭을 정확하게 추정하기 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR PROVIDING AN ACCURATE ESTIMATION OF RECEIVED SIGNAL INTERFERENCE FOR USE IN WIRELESS COMMUNICATIONS SYSTEMS}

본 발명은 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 레이트 및 전력 제어와 신호 디코딩을 원활하게 수행하기 위해 무선 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 통신 시스템에서 수신 신호의 간섭 스펙트럼 밀도를 추정하는 시스템에 관한 것이다.

무선 통신 시스템은 탐색, 구조 작업 및 비지니스 응용을 포함하는 다양한 응용에서 사용된다. 상기 응용은 잡음 환경에서 효율적으로 동작할 수 있는 효율적이고 신뢰성 있는 통신을 요구한다.

무선 통신 시스템은 하나 이상의 기지국과 통신하는 다수의 이동국에 의해 특성화된다. 신호는 채널을 통해 기지국과 하나 이상의 이동국간에 전송된다. 이동국과 기지국의 수신기는 전송된 신호를 효과적으로 디코딩하기 위해 채널에 의해 전송된 신호로 유입된 잡음을 추정하여야 한다.

코드 분할 다중 액세스(CDMA) 통신 시스템에서, 신호는 의사 잡음(PN) 확산 시퀀스를 사용하여 넓은 대역폭으로 확산된다. 확산 신호가 채널을 통해 전송될때, 신호는 기지국에서 이동국으로의 다중 경로를 취한다. 신호는 이동국에서 다양한 경로로부터 수신되고, 디코딩되며, 레이크 수신기와 같은 경로-조합 회로를 통해 구조적으로 재조합된다. 경로-조합 회로는 스루풋(throughput)을 최대화하고 경로 지연 및 페이딩을 보상하기 위해 가중치(weight)로 지칭되는 이득 인자를 각 디코딩된 경로에 인가한다.

통신 시스템 전송은 파일럿 간격, 전력 제어 간격 및 데이터 간격을 포함한다. 파일럿 간격 동안, 기지국은 미리 설정된 기준 신호를 이동국에 전송한다. 상기 이동국은 수신된 기준 신호, 즉 파일럿 신호로부터의 정보와, 채널 간섭 및 신호-대-잡음(SNR) 비와 같이 채널에 대한 정보를 추출하기 위해 전송된 파일럿 신호를 조합한다. 이동국은 채널의 특성을 분석하고 후속의 전력 제어 간격동안 기지국에 전력 제어 신호를 전송한다. 예를 들어, 기지국이 현재 채널 특성에 따라 제공된 초과 전력으로 전송하면, 이동국은 전송된 전력 레벨을 감소시킬 것을 요청하기 위해 기지국에 제어 신호를 전송한다.

디지털 통신 시스템은 수신된 신호를 정확하게 디코딩하도록 정확한 로그 우도 비들(LLRs)을 요구한다. 정확한 신호-대-잡음 비(SNR) 측정 또는 추정치를 위해 일반적으로 수신된 신호에 대한 LLR을 계산할 것이 요구된다. 정확한 SNR 추정치는 파일럿 신호를 사용하여 추정될 수 있는 채널의 잡음 특성의 정확한 지식을 필요로 한다.

기지국 또는 이동국이 신호를 방송하는 레이트 또는 전력은 채널의 잡음 특성에 좌우된다. 최대 성능을 위해, 기지국 및 이동국의 송수신기는 채널에 의해 유입된 잡음의 추정치에 따라 전송된 신호의 전력을 제어한다. 잡음 추정치, 즉 전송된 신호의 상이한 다중경로 성분의 간섭 스펙트럼 밀도가 부정확하면, 송수신기는 너무 많거나 너무 적은 전력으로 방송할 수 있다. 너무 많은 전력으로 방송하면 네트워크 자원을 비효율적으로 사용하게 될 수 있고, 네트워크 용량의 감소 및 이동국 배터리 수명의 감소를 발생시킬 수 있다. 너무 적은 전력으로 방송하면 스루풋이 감소되고, 호출이 단락되며, 서비스 품질이 감소되고 소비자를 불만족시킬 수 있다.

채널에 의해 유입된 잡음의 정확한 추정치는 또한 최적 경로-조합 가중치를 결정하는데 요구된다. 현재, 많은 CDMA 통신 시스템은 수신된 신호의 총 스펙트럼 밀도에 대한 캐리어 신호 에너지의 함수로서 SNR 비를 계산한다. 상기 계산은 작은 SNR에 적합하지만, 더 큰 SNR에는 부정확하며, 따라서 통신 시스템 성능을 저하시키게 된다.

게다가, 많은 무선 CDMA 통신 시스템은 파일럿 간격동안 방송하는 소정의 기지국이 데이터 간격동안은 방송하지 않는 사실을 정확하게 고려하지 않는다. 결과적으로, 파일럿 신호에 기초한 잡음 측정은 데이터 간격동안 부정확하게 될 수 있고, 그로 인해 시스템 성능을 감소시킨다.

따라서, 기술분야에는 수신된 신호의 간섭 스펙트럼 밀도를 정확하게 결정하고, 정확한 SNR 또는 캐리어 신호-대-간섭 비를 계산하고 최적의 경로-조합 가중치를 결정하는 시스템 및 방법이 요구된다. 또한 파일럿 간격동안 파일럿 신호를 방송하지만, 데이터 간격동안은 방송하지 않는 기지국을 계산하는 시스템을 필요로 한다.

기술분야의 요구는 본 발명의 외부 송수신기에 의해 전송되고 채널을 통해 수신된 신호에 대한 정확한 간섭 값을 제공하는 시스템에 의해 해결된다. 예시적인 실시예에서, 본 발명의 시스템은 무선 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 통신 시스템에 사용하도록 적응되고 원하는 신호 성분 및 간섭 및/또는 잡음 성분을 갖는 신호를 수신하는 제 1 수신기 섹션을 포함한다. 신호-추출 회로는 수신된 신호로부터 원하는 신호 성분의 추정치를 추출한다. 잡음 추정 회로는 원하는 신호 성분 및 수신된 신호의 추정치에 기초하여 정확한 간섭 값을 제공한다. 룩업 테이블은 정확한 잡음 및/또는 간섭 값을 정규화 인자로 변환시킨다. 캐리어 신호-대-간섭 비 회로는 정확한 캐리어 신호-대-간섭 비 추정치를 계산하기 위해 정규화 인자 및 수신 신호를 사용한다. 경로-조합 회로는 수신된 신호 및 정규화 인자에 기초하여 최적 경로-조합 가중치를 생성한다.

예시적인 실시예에서, 상기 시스템은 캐리어 신호-대-간섭 비(C/I)를 계산하기 위해 정확한 간섭 값을 사용하는 회로를 포함한다. 상기 시스템은 정확한 간섭 값을 사용하는 신호를 포함하며 그에 따라 최적으로 조합된 신호 경로를 제공하는 다중 신호 경로를 위해 최적 경로-조합 가중치를 계산하는 회로를 포함한다. 상기 시스템은 또한 캐리어 신호-대-간섭 비 및 최적으로 조합된 신호 경로에 기초한 로그 우도 값을 계산하는 회로를 포함한다. 상기 시스템은 또한 로그 우도 값을 사용하여 수신된 신호를 디코딩하는 회로를 포함한다. 부가 회로는 레이트 및/또는 전력 제어 메세지를 생성하고 외부 송수신기에 레이트 및/또는 전력 제어 메세지를 전송한다.

구체적 실시예에서, 제 1 수신기 섹션은 수신된 신호로부터 동위상 및 직교위상 신호 샘플을 제공하는 하향변환 및 혼합 회로를 포함한다. 상기 신호 추출 회로는 동위상 및 직교위상 신호 샘플로부터 역확산 동위상 및 직교위상 신호 샘플을 제공하는 의사 잡음 역확산기를 포함한다. 상기 신호 추출 회로는 부가로 역확산 동위상 및 직교위상 신호 샘플로부터 데이터 신호 및 파일럿 신호를 분리하고 이에 따라 데이터 채널 출력 및 파일럿 채널 출력을 제공하는 디커버링 회로를 포함한다. 상기 신호 추출 회로는 부가로 파일럿 채널 출력의 잡음을 감소시키고 이에 따라 출력으로서 원하는 신호 성분의 추정치를 제공하는 평균 회로를 부가로 포함한다. 잡음 추정 회로는 추정치와 관련된 원하는 신호 에너지 값을 계산하고, 스케일링된 원하는 신호 에너지 값을 산출하기 위해 미리 결정된 상수와 원하는 신호 에너지 값을 곱하며, 정확한 간섭 값을 산출하기 위해 수신된 신호에 관련된 총 에너지의 추정값으로부터 스케일링된 원하는 신호 에너지 값을 감산하는 회로를 포함한다.

잡음 추정 회로의 선택적인 실행은 파일럿 채널 출력으로부터 원하는 신호 성분을 감산하고 그에 따라 간섭 신호를 제공하는 감산기를 포함한다. 상기 잡음 추정 회로는 간섭 신호로부터 정확한 간섭 값을 제공하는 에너지 계산 회로를 포함한다.

정확한 간섭 값은 정확한 간섭 값에 대응하는 간섭 전력 스펙트럼 밀도의 역수를 계산하는 룩업 테이블(LUT)에 인가된다. 상기 역수는 그후에 평균 회로에 의해 이후에 평균되고 로그 우도 비(LLR) 회로에 입력되는 캐리어 신호-대-간섭 비(C/I) 추정치를 산출하기 위해 스케일링된 원하는 신호 에너지 값과 곱해진다. 상기 역수는 또한 상수 인자에 의해 후속으로 스케일링되고 평균되며, 수신된 신호의 LLR을 계산하는 LLR 회로에 입력되는 정규화된 최적 경로-조합 가중 추정치를 산출하기 위해 파일럿 채널 출력으로부터 유도된 경로-조합 가중치로 곱해진다.

수신된 신호를 포함하는 각 다중 신호 경로에 대한 최적 경로-조합 가중치를 계산하는 회로는 파일럿 필터의 출력으로부터 원하는 신호 성분의 복소 진폭의 스케일링된 추정값을 제공하는 회로 및 상수 제공 회로를 포함한다. 스케일링된 추정치는 정확한 간섭 값에 의해 정규화된다. 공액 회로는 최적 경로 조합 가중치를 나타내는 스케일링된 추정치의 공액을 제공한다.

본 발명의 신규한 설계는 수신된 신호의 간섭 성분의 정확한 추정치를 제공하는 잡음 추정 회로에 의해 용이하게 된다. 간섭 성분의 정확한 추정으로써 수신된 신호의 최적 디코딩을 용이하게 하는 캐리어 신호-대-간섭 비를 정확하게 추정할 수 있다.

도 1은 정확한 간섭 에너지 계산 회로를 갖는 본 발명의 통신 시스템을 도시한다.

도 2는 정확한 간섭 에너지 계산 회로, 로그 우도 비(LLR) 회로 및 순방향 링크 전송에 적응되는 도 1의 경로 조합 회로의 상세도를 도시한다.

도 3은 역방향 링크 전송을 위해 최적화되고 도 2의 경로-가중 및 조합회로와 LLR 회로를 포함하는 정확한 간섭 에너지 계산 회로를 도시한다.

도 4는 정확한 간섭 에너지 추정 회로 및 도 2의 최대 비 경로-조합 회로의 선택적인 실시예를 도시한다.

도 5는 간섭 에너지 추정을 개선하고 도 2의 정확한 간섭 에너지 계산 회로에 사용하도록 적응된 프레임 활성 제어 회로의 블록선도이다.

도 6은 활성 슬롯 및 휴지 슬롯을 도시하는 전형적인 타이밍 도이다.

도 7은 트래픽 채널 신호, 파일럿 채널 신호, 프레임 활성도 신호(FAC)(또한 역방향 전력 제어 채널로 공지됨) 및 도 6의 슬롯의 휴지 채널 스커트(skirt)를 도시하는 전형적인 타이밍도이다.

본 발명은 특정 응용에 대한 예시적인 실시예를 참조하여 여기에 기술되지만, 본 발명이 그에 제한되는 것은 아님을 이해해야 할 것이다. 당업자는 부가적인 변형, 응용 및 본 발명의 범위내의 실시예 및 본 발명이 상당한 용도가 있는 부가 필드내에 있음을 인식할 것이다.

도 1은 정확한 캐리어 신호-대-간섭(C/I) 및 간섭 에너지(N_t) 추정 회로(12)를 가지고, 여기에서 송수신기 시스템(10)이라 참조되는 본 발명의 원격통신 송수신기 시스템(10)을 도시한다. 상기 시스템(10)은 CDMA 이동국에 사용되도록 적응된다. 본 발명의 특정 실시예에서, 송수신기 시스템(10)에 의해 수신된 신호는 기지국(도시되지 않음)과 시스템(10)간의 순방향 통신 링크를 통해 수신된다. 송수신기 시스템(10)에 의해 전송된 신호는 관련 기지국에 송수신기 시스템(10)으로부터 역방향 통신 링크를 통해 전송된다.

명확화를 위해, 클록 회로, 마이크로폰, 스피커 등의 송수신기 시스템(10)의 여러 항목은 생략되었다. 당업자는 과도한 실험없이 부가 회로를 쉽게 형성할 수 있다.

송수신기 시스템(10)은 이중 변환 통신 송수신기이며 듀플렉서(16)에 연결된 안테나(14)를 포함한다. 상기 듀플렉서(16)는 왼쪽부터 오른쪽으로, 수신 증폭기 (18), 무선 주파수(RF) 대 중간 주파수(IF) 혼합기(20), 수신 대역통과 필터(22), 수신 자동 이득 제어 회로(AGC)(24) 및 IF 대 기저대역 회로(26)를 포함하는 수신 경로에 연결된다. IF 대 기저대역 회로(26)는 C/I 및 N_t 추정 회로(12)에서 기저대역 컴퓨터(28)에 연결된다.

듀플렉서(16)는 또한 전송 증폭기(30), IF 대 RF 혼합기(32), 전송 대역통과 필터(34), 전송 AGC(36) 및 기저대역 대 IF 회로(38)를 포함하는 전송 경로(66)에 연결된다. 전송 기저대역 대 IF 회로(38)는 인코더(40)에서 기저대역 컴퓨터(28)에 연결된다.

기저대역 컴퓨터(28)의 C/I 및 N_t 추정 회로(12)는 경로-가중 및 조합 회로(42), 레이트/전력 요청 발생 회로(44) 및 로그 우도 비(LLR) 회로(46)에 연결된다. LLR 회로(46)는 경로-가중 및 조합 회로(42)와 디코더(48)에 연결된다. 상기 디코더(48)는 레이트/전력 요청 발생 회로(44) 및 인코더(40)에 연결되고, 여기에서 제어기 (50)라 참조되는 소프트웨어/회로 제어기(50)에 연결된다.

안테나(14)는 RF 신호를 수신하고 전송한다. 안테나(14)에 연결된 듀플렉서 (16)는 전송 RF 신호(54)로부터 수신 RF 신호(52)의 분리를 용이하게 해준다.

안테나(14)에 의해 수신된 RF 신호(52)는 수신 증폭기(18)에 의해 증폭되고, RF 대 IF 혼합기(20)를 통해 중간 주파수로 혼합되고, 수신 대역통과 필터(22)에 의해 필터링되고, 수신 AGC(24)에 의해 이득 조절되며, IF 대 기저대역 회로(26)를 통해 디지털 기저대역 신호(56)로 변환되는 수신 경로(64)로 인도된다. 상기 디지털 기저대역 신호(56)는 디지털 기저대역 컴퓨터(28)에 입력된다.

본 발명의 실시예에서, 송수신기 시스템(10)은 직교 위상 시프트 키잉(QPSK) 변조 및 복조 기술과 함께 사용되며, 상기 디지털 기저대역 신호(56)는 동위상 (I) 및 직교위상(Q) 신호 성분을 포함하는 직교 증폭 변조(QAM) 신호이다. 상기 I 및 Q 기저대역 신호(56)는 기지국에서 사용된 송수신기와 같은 CDMA 통신 송수신기로부터 전송된 파일럿 신호 및 데이터 신호를 나타낸다.

전송 경로(66)에서, 디지털 기저대역 컴퓨터 출력 신호(58)는 기저대역 대 IF 회로(38)를 통해 아날로그 신호로 변환되고, IF 신호로 혼합되며, 송신 대역통과 필터(34)에 의해 필터링되고, IF 대 RF 혼합기(32)에 의해 RF로 혼합되며, 전송 증폭기(30)에 의해 증폭되며 그후에 듀플렉서(16) 및 안테나(14)를 통해 전송된다.

각각의 수신 및 전송 경로(64, 66)는 디지털 기저대역 컴퓨터(28)에 연결된다. 상기 디지털 기저대역 컴퓨터(28)는 수신된 기저대역 디지털 신호(56)를 처리하고 디지털 기저대역 컴퓨터 출력 신호(58)를 출력한다. 상기 기저대역 컴퓨터(28)는 신호-대-음성 변환 및/또는 음성-대-신호 변환과 같은 기능을 포함할 수 있다.

기저대역 대 IF 회로(38)는 디지털 대 아날로그 변환기(DACs), 혼합기, 가산기, 필터, 시프터 및 국부 발진기와 같은 여러 소자(도시되지 않음)를 포함한다. 상기 기저대역 컴퓨터 출력 신호(58)는 90°위상 차가 있는 동위상(I) 및 직교위상(Q) 신호 성분을 포함한다. 출력 신호(58)는 혼합을 준비하는 저역통과 필터에 의해 필터링되는 아날로그 신호로 변환되는 아날로그 기저대역 대 IF 회로(38)의 디지털 대 아날로그 변환기(DACs)에 입력된다. 상기 출력 신호(58)의 위상은 각각 기저대역 대 IF 회로(38)에 포함된 90°시프터(도시되지 않음), 기저대역 대 IF 혼합기(도시되지 않음) 및 가산기(도시되지 않음)를 통해 조절되고, 혼합되며 합산된다.

가산기는 상기 전송 AGC 회로(36)에 IF 신호를 출력하며, 혼합된 IF신호의 이득은 전송 대역통과 필터(34)를 통한 필터링, IF 대 전송 혼합기(32)를 통한 RF로의 혼합, 전송 증폭기(30)를 통한 증폭 및 결과적으로, 듀플렉서(16)와 안테나(14)를 통한 무선 전송을 준비하도록 조절된다.

유사하게, 수신 경로(64)의 IF 대 기저대역 회로(26)는 아날로그 대 디지털 (ADC) 변환기, 발진기 및 혼합기를 포함한다. 수신 AGC 회로(24)로부터 출력된 수신 이득 조절 신호는 혼합 회로를 통해 기저대역으로 혼합되고 아날로그 대 디지털 변환기(ADCs)를 통해 디지털 신호로 변환되는 IF 대 기저대역 회로(26)로 전송된다.

기저대역 대 IF 회로(38) 및 IF 대 기저대역 회로(26)는 혼합 기능을 용이하게 하도록 제 1 발진기(60)를 통해 제공되는 발진 신호를 사용한다. 수신 RF 대 IF 혼합기(20) 및 전송 IF 대 RF 혼합기(32)는 제 2 발진기(62)로부터의 발진기 신호 입력을 사용한다. 상기 제 1 및 제 2 발진기(60, 62)는 마스터 기준 발진 신호로부터 출력 신호들을 유도하는 위상 동기 루프로서 형성될 수 있다.

당업자는 다른 형태의 수신 및 전송 경로(64, 66)가 본 발명의 범위를 이탈하지 않고서 사용될 수 있음을 이해할 것이다. 증폭기(18, 30), 혼합기(20, 32), 필터(22, 34), AGC 회로(24, 36) 및 주파수 변환 회로(26, 38)와 같은 여러 소자들은 표준 소자들이며 당업자에 의해 용이하게 구성될 수 있다.

기저대역 컴퓨터(28)에서, 수신된 I 및 Q 신호(56)는 C/I 및 N_t 추정 회로(12)로 입력된다. 상기 C/I 및 N_t 추정 회로(12)는 파일럿 신호에 기초하여 I 및 Q 신호(56)의 간섭 에너지를 결정하고 그에 응답하여 신호-대-간섭 비를 결정한다. 캐리어 신호-대-간섭 비(C/I)는 신호-대-잡음 비(SNR)와 유사하고 수신된 I 및 Q 신호(56)의 간섭 에너지에 대해 적은 간섭 및 잡음 성분인 수신된 I 및 Q 신호(56)의 에너지 비이다. 종래의 C/I 추정 회로는 다중 경로 간섭 에너지를 정확하게 추정하는데 종종 실패한다.

C/I 및 N_t 추정 회로(12)는 레이트/전력 요청 발생 회로(44) 및 LLR 회로(46)에 C/I 신호를 출력한다. C/I 및 N_t 추정 회로(12)는 또한 간섭 에너지(1/N_t)의 역수, 역확산 및 디커버링된 데이터 채널 신호 및 역확산 및 디커버링된 파일럿 채널 신호를 경로-가중 및 조합 회로(42)로 출력한다. 상기 역확산 및 디커버링된 데이터 채널 신호는 또한 디코딩되고 제어기(50)에 전송하는 디코더(48)에 제공된다. 제어기(50)에서, 디코딩된 신호는 음성 또는 데이터를 출력하거나, 또는 관련 기지국(도시되지 않음)에의 전송을 위해 역방향 링크 신호를 생성하도록 처리된다.

경로-가중 및 조합 회로(42)는 데이터 채널 신호에 대응하는 수신된 데이터 신호의 다중경로 성분에 대한 최대 비율 경로-조합 가중치를 계산하고 LLR 회로(46)에 합산 및 가중된 경로를 메트릭으로 제공한다.

LLR 회로(46)는 최적 LLR 및 디코더 연판정값을 생성하기 위해 C/I 및 N_t 추정 회로(12)에 의해 제공된 C/I 추정치와 경로-가중 및 조합 회로(42)로부터의 메트릭을 사용한다. 최적 LLR 및 디코더 연판정값은 수신된 데이터 채널 신호의 디코딩을 용이하게 하도록 디코더(48)에 제공된다. 제어기(50)는 스피커 또는 다른 디바이스(도시되지 않음)를 통해 음성 또는 데이터를 출력하기 위해 디코딩된 데이터 채널 신호를 처리한다. 상기 제어기(50)는 또한 전송을 준비하는데 입력 디바이스(도시되지 않음)로부터 인코더(40)로의 음성 신호 및 데이터 신호 전송을 제어한다.

레이트/전력 요청 발생 회로(44)는 C/I 및 N_t 추정 회로(12)에 기초한 레이트 제어 또는 전력 부분 요청 메세지를 생성한다. 상기 레이트/전력 요청 발생 회로(44)는 C/I와 미리 결정된 임계값을 비교한다. 레이트/전력 요청 발생 회로(44)는 여러 임계값에 대해 C/I 신호의 상대적 크기에 기초한 레이트 요청 또는 전력 제어 메세지를 생성한다. 레이트/전력 요청 발생 회로(44)의 정확한 세부 부분들은 응용 주문형이며 주어진 응용의 요구에 적합하게 당업자에 의해 용이하게 결정되고 형성된다.

최종 레이트 제어 또는 전력 부분 요청 메세지는 그후에 제어기(50)에 전송된다. 상기 제어기(50)는 인코더(40)를 통한 인코딩 및 전송 경로(66), 듀플렉서 (16) 및 안테나(14)를 통해 데이터 레이트 요청 채널(DRC)을 통한 관련된 기지국(도시되지 않음)에의 지속적인 전송을 위해 전력 부분 요청 메세지를 준비한다. 기지국이 레이트 제어 또는 전력 부분 요청 메세지를 수신할 때, 기지국은 전송된 신호의 레이트 및/또는 전력을 조절한다.

C/I 및 N_t 추정 회로(12)에서의 정확한 C/I 및 N_t 추정치는 레이트/전력 요청 발생 회로(44)의 성능을 개선하고 디코더(48)의 성능을 개선하며, 그로 인해 송수신기 시스템(10) 및 관련된 통신 시스템의 스루풋 및 효율성을 개선한다.

도 2는 정확한 C/I 및 N_t 추정 회로(12), LLR 회로(46) 및 순방향 링크 전송을 사용하도록 적응되는 도 1의 경로-가중 및 조합 회로(42)의 상세도이다.

C/I 및 N_t 추정 회로(12)는 왼쪽에서 오른쪽으로 및 위에서 아래로, 의사 잡음(PN) 역확산기(70), M-어레이 월시 디커버링 회로(72), 총 수신된 신호 에너지(I_o) 계산 회로(74), 제 1 상수 회로(84), 파일럿 필터(76), 감산기(80), 제 1 곱셈기(82), 파일럿 에너지 계산 회로(86), 룩업 테이블(LUT)(88), 제 2 곱셈기(90) 및 C/I 누산 회로(92)를 포함한다. C/I 및 N_t 추정 회로(12), 의사 잡음(PN) 역확산기(70)는 도 1의 IF 대 기저대역 회로(26)로부터 I 및 Q 신호 (56)를 수신한다. PN 역확산기(70)는 M-어레이 월시 디커버링 회로(72) 및 I_o 계산 회로(74)에 병렬인 입력을 제공한다. 상기 M-어레이 월시 디커버링 회로(72)는 파일럿 필터(76)와 경로-가중 및 조합 회로(42)의 상수 분배기(divider) 회로(78)에 입력을 제공한다.

에너지 계산 회로(74)의 출력은 감산기 회로(80)의 양의 단자에 연결된다. 상기 감산기 회로(80)의 음의 단자는 제 1 곱셈기(82)의 출력 단자에 연결된다. 상기 제 1 곱셈기(82)의 제 1 입력은 상기 제 1 상수 회로(84)의 출력에 연결된다. 상기 제 1 곱셈기(82)의 제 2 입력은 파일럿 에너지 계산 회로(86)의 출력에 연결된다. 상기 파일럿 필터(76)는 상기 파일럿 에너지 계산 회로(86)에 입력을 제공한다.

상기 감산기(80)의 출력은 룩업 테이블(LUT)에 연결된다. 상기 LUT(88)의 출력은 제 1 입력 및 경로-가중 및 조합 회로(42)의 제 2 곱셈기(90)의 제 3 곱셈기 (94)의 제 1 입력에 병렬로 연결된다. 상기 제 2 곱셈기(90)의 제 2 입력은 상기 제 1 곱셈기(82)의 출력에 연결된다. 상기 제 2 곱셈기(90)의 출력은 C/I 누산기 회로(92)에 연결되고, 상기 회로의 출력은 LLR 회로(46)에 입력으로 연결된다.

경로-가중 및 조합 회로(42)는 제 2 상수 발생 회로(98), 제 4 곱셈기(96), 제 3 곱셈기(94), 상수 분배기 회로(78), 복소 공액 회로(100), 제 5 곱셈기(102) 및 경로 누산기 회로(104)를 포함한다. 경로-가중 및 조합 회로(42)에서, 상기 제 4 곱셈기(96)의 제 1 단자는 C/I 및 N_t 추정 회로(12)의 파일럿 에너지 계산 회로 (86)의 입력에 연결된다. 상기 제 4 곱셈기(96)의 제 2 단자는 상기 제 2 상수 발생 회로(98)에 연결된다. 상기 제 4 곱셈기(96)의 출력은 상기 제 3 곱셈기(94)의 제 2 입력에 연결된다. 상기 제 3 곱셈기(94)의 출력은 복소 공액 회로(100)에 대한 입력으로 제공된다. 상기 복소 공액 회로(100)의 출력은 상기 제 5 곱셈기(102)의 제 1 입력에 연결된다. 상기 상수 분배기 회로(78)의 출력은 상기 제 5 곱셈기 (102)의 제 2 입력에 연결된다. 상기 제 5 곱셈기(102)의 출력은 경로 누산기 회로(104)의 입력에 연결된다. 상기 경로 누산기 회로(104)의 출력은 상기 LLR 회로(46)의 제 2 입력에 연결된다. 상기 LLR 회로의 출력은 디코더의 입력(도 1의 48 참조)에 연결된다.

동작에서, PN 역확산기(70)는 I 및 Q 신호를 수신하고 L 핑거 즉, 경로(l)를 역확산시킨다. 상기 PN 역확산기(70)는 채널을 통해 전송하기 전에 I 및 Q 신호를 확산시키는데 사용된 의사 잡음 시퀀스의 역수를 사용하여 I 및 Q 신호를 역확산시킨다. 상기 PN 역확산기(70)의 구조 및 동작은 또한 기술분야에 공지되어 있다.

역확산 신호는 PN 역확산기(70)로부터 출력되고 상기 M-어레이 월시 디커버링(72) 및 I_o 계산 회로(74)에 입력된다. 상기 I_o 계산 회로(74)는 원하는 신호 성분과 간섭 및 잡음 성분을 포함하는 칩 당 총 수신 에너지(I_o)를 계산한다. 상기 I_o 계산 회로는 다음의 식에 따른 I_o 의 추정치

를 제공한다.

식 (1)

N은 파일럿 버스트당 칩의 수이며 본 실시예에서는 64이고 점표시(ㆍ)는 PN 역확산기(70)로부터 출력된 수신된 역확산 신호를 표시한다.

당업자는 I_o 는 본 발명의 범위를 이탈하지 않고서 PN 역확산기(70)에 의해 역확산되기 전에 계산될 수 있다. 예를 들어, I_o 계산 회로(74)는 I_o 의 동등한 추정치가 I_o 계산 회로(74)의 출력에 제공되는 PN 역확산기(70)에 의해 제공된 입력대신에 I 및 Q 신호(56)로부터의 직접 입력을 수신할 수 있다.

M-어레이 월시 디커버링 회로(72)는 기술분야에 공지된 방법에 따라 데이터 채널로 지칭되는 직교 데이터 신호, 파일럿 채널로 지칭되는 파일럿 신호를 디커버링시킨다. 본 발명의 특정 실시예에서, 직교 데이터 신호는 다음의 식에 의해 표시되는 하나의 데이터 채널(들)에 대응한다.

식 (2)

M은 월시 심볼당 칩의 수이며,

는 l^th 다중 경로 성분의 변조 심볼 에너지이며,

는 데이터 채널 s의 위상이며, X_t는 데이터 채널 s의 정보-차단 성분이다. 식 (2)에 의해 표시된 디커버링된 데이터 채널은 디코더(도 1의 48 참조)에 제공되고 경로-가중 및 조합 회로(42)의 상수 분배기 회로(78)에 제공된다.

본 발명은 여러 월시 코드를 포함하는 신호를 사용하도록 적응되는 반면, 본 발명은 당업자에 의해 다른 유형의 코드를 사용하여 용이하게 적응될 수 있다.

상기 파일럿 채널은 상기 파일럿 필터(76)에 입력된다. 상기 파일럿 필터(76)는 파일럿 채널로부터의 더 높은 주파수 잡음 및 간섭 성분을 제거하는 저역통과 필터로서 동작하는 평균화 필터이다. 상기 파일럿 필터(76)(p)의 출력은 다음의 식에 의해 표시된다.

식 (3)

M은 월시 심볼당 칩의 수이며,

는 l^th 다중경로 성분의 파일럿 칩 에너지이며,

는 필터링된 파일럿 채널 p의 위상이다.

필터링된 파일럿 채널 p의 추정치는 파일럿 에너지 계산 회로(86)를 통해 계산되는데, 상기 추정치는 식 (3)에 의해 표시된 필터링된 파일럿 채널 p의 복소 진폭의 제곱이다. 필터링된 파일럿 채널 p의 복소 진폭의 제곱은 다음 식에 의해 표시되는 미리결정된 스케일 인자 c와 곱해진다.

식 (4)

I_or는 원하는 수신된 에너지이며, 즉 I_o 적은 잡음 및 간섭 성분과 동일하다. E_p는 파일럿 칩 에너지이다. 상기 스케일 인자 c는 많은 무선 통신 시스템에서 공 지된 순방향 링크 상수이다.

상기 스케일 인자 c는 수신된 신호(56)의 l^th 다중 경로 성분과 관련된 수신된 원하는 신호(I_o 적은 잡음 및 간섭 성분)의 에너지의 정확한 추정치

를 산출하도록 상기 제 1 곱셈기(82)를 통해 필터링된 파일럿 신호 p의 에너지와 곱해진다.

정확한 추정치

는 l^th 다중 경로 성분과 관련된 간섭 에너지(N_t,l)의 정확한 측정을 산출하기 위해 감산기(80)를 통해 I_o의 추정치로부터 감산된다. N_t,l은 경로-가중 및 조합 회로(42)의 제 3 곱셈기(94) 및 상기 제 2 곱셈기(90)의 제 1 입력에 N_t,l의 역수를 출력하는 LUT(88)에 제공된다. 상기 제 2 곱셈기(90)의 상기 제 2 입력은 상기 제 2 곱셈기(90)의 상기 제 2 입력 단자에

를 제공하는 제 1 곱셈기(82)의 출력에 연결된다. 상기 제 2 곱셈기(90)는 다음의 식에 따른 l^th 다중 경로 성분에 관련된 캐리어 신호-대-간섭 비(C/I)의 정확한 추정치를 출력한다.

식 (5)

정확한 C/I 값은 C/I 누산기 회로(92)를 통해 수신된 신호의 L 경로를 통해 누산된다. 상기 누산된 C/I 값은 LLR 회로(46) 및 레이트/전력 요청 발생 회로(도 1의 44를 참조)에 제공된다.

경로-가중 및 조합 회로(42)에서, 제 4 곱셈기(96)는 상기 제 2 상수 발생 회로(98)에 의해 제공된 상수 k를 필터링된 파일럿 신호 p에 곱한다. 상기 상수 k는 다음의 식에 따라 계산된다.

식 (6)

여기서 E_s는 변조 심볼 에너지이고, E_p는 파일럿 심볼 에너지이며, M은 상기에 언급된 칩당 월시 심볼의 수이다. E_s 대 E_p의 비는 역방향 링크 및 순방향 링크 전송에 대한 공지된 상수이다.

제 4 곱셈기(96)의 출력은 다음의 식에 의해 기술된 채널 계수의 추정치(

)를 제공한다.

식 (7)

는 l^th 다중 경로 성분의 변조 심볼 에너지의 추정치이며,

는 파일럿 신호의 위상의 추정치이다. 채널

는 상기 파일럿 필터(76)의 출력의 복소 진폭(amplitude)의 스케일링된 추정치이다.

상기 채널 추정치는 그후에 제 3 곱셈기(94)에 의해 l^th 다중 경로 성분과 관련된 간섭 에너지 N_t,l의 역수로 곱해진다. 상기 간섭 에너지 N_t,l은 간섭 및 잡음 성분을 포함한다. 상기 복소 공액 회로(100)는 최대 비율 경로 조합 가중치를 표시하는 제 3 곱셈기(94)의 공액을 계산한다. 상기 최대 비율 경로 조합 가중치는 제 5 곱셈기(102)를 통해 분배기 회로(78)로부터의 대응하는 데이터 심볼 출력으로 곱해진다. 상기 데이터 심볼(d)은 다음의 식에 의해 표시된다.

식 (8)

변수는 식 (2) 및 (7)에 대해 주어진대로이다.

제 5 곱셈기(102)의 출력은 최적으로 가중된 데이터 신호를 나타내며 그후에 경로 조합 회로(104)를 통해 신호를 포함하는 L개 경로를 거쳐 누산된다. 최적으로 조합된 최종 데이터 신호는 디코더(도 1의 48 참조)에 대한 최적 디코더 연판정 입력의 계산을 용이하게 하는 LLR 회로(46)에 제공된다.

당업자는 제 1 상수 발생 회로(84) 및 제 2 상수 발생 회로(98)에 의해 제공된 상수 c 및 k는 각각 본 발명의 범위를 이탈하지 않고서 식 (3) 및 (6)에 의해 표시된 것과 다른 상수 또는 변수일 수 있다.

도 3은 역방향 링크 전송에 대해 최적화되고 경로-가중 및 조합 회로(42) 및 도 2의 LLR 회로(46)를 포함하는 정확한 간섭 에너지 계산 회로(110)를 도시한다.

상기 간섭 에너지 계산 회로(110)의 동작은 N_t의 계산을 제외하고 도 2의 C/I 및 N_t 추정 회로(12)의 동작과 유사하다. 상기 간섭 에너지 계산 회로(110)는 PN 역확산기(70), M-어레이 월시 디커버링 회로(72) 및 파일럿 필터(76)를 포함한다. M-어레이 월시 디커버링 회로(72)는 PN 역확산기(70)로부터 출력된 역확산 I 및 Q 신호 샘플로부터 파일럿 채널 및 데이터 채널을 디커버링, 즉 추출한다.

간섭 에너지 계산 회로(110)에서, 파일럿 채널은 파일럿 감산기 회로(112)의 양의 입력 및 파일럿 필터(76)에 제공된다. 상기 파일럿 필터(76)는 파일럿 채널의 잡음 및 간섭 성분을 삭제하고 필터링된 파일럿 신호를 파일럿 감산 회로(112)의 음의 입력에 제공한다. 파일럿 감산기 회로(112)는 필터링된 파일럿 채널로부터 파일럿 채널을 감산하고 전송 기지국(도시되지 않음) 및 간섭 에너지 계산 회로(110)를 사용하는 송수신기 시스템(도 1의 10을 참조)사이의 채널에 의해 유입된 심볼 당 간섭 및 잡음을 나타내는 신호를 출력한다. 간섭 에너지(N_t,l) 및 각 심볼에 대한 잡음 신호는 다음의 식에 따라 간섭 에너지 계산 회로(114)를 통해 계산된다.

식 (9)

여기서 M은 월시 심볼 당 칩의 수이며, N은 파일럿 버스트의 칩(64개 칩)의 수이며, 점표시(ㆍ)는 파일럿 감산기 회로(112)의 출력이다.

간섭 에너지 계산 회로(110)는 도 2의 제 1 상수 발생 회로(84)에 의해 제공된 상수 값 c가 공지되지 않을 때 사용된다. 이것은 여러 역방향 링크 응용을 갖 는 경우이다.

도 4는 각각 순방향 링크에 적응된 도 2의 정확한 간섭 회로 및 최대 비율 경로 조합 회로의 선택적인 실시예(120, 122)를 도시한다. 선택적인 C/I 및 N_t 추정 회로(120)는 파일럿 에너지 계산 회로(86) 및 파일럿 신호 곱셈기(126)의 입력에 병렬로 연결된 파일럿 핑거 필터(124)를 포함한다. 상기 파일럿 에너지 계산 회로(86)의 출력은 LUT(88) 및 파일럿 에너지 신호 곱셈기(128)의 입력에 병렬로 연결된다.

LUT(88)의 출력은 파일럿 에너지 신호 곱셈기(128)의 또 다른 입력 및 파일럿 신호 곱셈기(126)의 또 다른 입력에 연결된다. 상기 파일럿 에너지 신호 곱셈기 (128)의 출력은 C/I 경로 누산 회로(130)에 입력된다. C/I 경로 누산 회로(130)의 출력은 도 1의 레이트/전력 발생 회로(44)의 입력 및 일반화된 이중 최대치 회로(132)의 입력에 병렬로 연결된다.

파일럿 신호 곱셈기(126)의 출력은 스칼라 곱 회로(134)에 연결된다. 스칼라 곱 회로(134)의 또 다른 입력은 도 3의 M-어레이 월시 디커버링 회로(72)의 출력에 연결된다. 상기 스칼라 곱 회로(134)의 출력은 I 및 Q 신호 디멀티플렉서(DEMUX)(136)의 입력에 연결된다. 상기 I 및 Q DEMUX(136)는 일반화된 이중 최대치 회로(132)의 입력에 연결된 I 및 Q 신호의 직교위상 출력(Y_Q) 및 동위상 출력(Y_I)을 제공한다. 상기 일반화된 이중 최대치 회로(132)의 동위상 메트릭(m_I) 및 직교위상 메트릭(m_Q)은 LLR 회로(도 1, 2, 3의 46을 참조)에 연결된다. 상기 I 및 Q DEMUX(136)는 일반화된 이중 최대치 회로(132)의 입력에 연결된 I 및 Q 신호 DEMUX(136)의 직교위상 출력(Y_Q) 및 동위상 출력(Y_I)을 제공한다.

동작에서, 파일럿 핑거 필터(124)는 도 3의 M-어레이 월시 디커버링 회로(72)의 출력으로부터 역확산 파일럿 신호를 수신하고 다음 식에 따른 필터링된 신호(p)를 출력한다.

식 (10)

P_l은 수신된 파일럿 신호의 l^th 다중 경로 성분과 관련된 파일럿 신호이며, I _o 는 다음 식에 의해 정의된 칩 당 총 수신 에너지이다.

식 (11)

N_t,l은 이전에 언급된 바와 같이, 수신된 신호의 l^th 다중 경로 성분과 관련된 간섭 및 잡음 성분을 나타내며, I_or,l는 l^th 다중 경로 성분과 관련된 수신된 신호의 원하는 성분의 에너지를 나타낸다.

필터링된 신호 p는 신호 p의 크기가 제곱되고 LUT(88)에 출력되는 파일럿 에너지 계산 회로(86)에 입력된다. 상기 LUT(88)는 1로부터 제곱된 신호 p2를 감산하고 상기 결과를 다음 식을 산출하도록 인버팅시킨다.

식 (12)

P_l 및 I_o 는 식 (10) 및 (11)에 주어진 것과 같다. 이전에 언급된 바와 같이 N_t,l 은 l^th 다중 경로 성분과 관련된 수신된 신호의 간섭 및 잡음 성분과 관련된 에너지를 나타낸다. ｜P_l｜²는 I_or의 정확한 추정치를 제공한다.

LUT(88)의 최종 출력은 도 1의 시스템(20)에 의해 수신된 신호의 l^th 다중 경로 성분에 대한 정확한 C/I 값을 산출하기 위해 파일럿 에너지 신호 곱셈기(128)를 통해 파일럿 에너지 계산 회로(86)의 출력과 곱해진다. 상기 C/I 값은 C/I 경로 누산 회로(130)를 통해 수신된 신호를 포함하는 L개의 다중경로를 거쳐 부가된다. 상기 C/I 경로 누산 회로(130)는 도 1의 레이트/전력 요청 발생 회로(44) 및 일반화된 이중 최대치 회로(132)에 대한 총 C/I의 정확한 추정치를 제공한다.

상기 파일럿 신호 곱셈기(126)는 다음의 출력(y)을 산출하도록 LUT(88)의 출력을 갖는 파일럿 핑거 필터(124)의 출력을 곱한다.

식 (13)

상기 변수는 식 (12)에 주어진 것과 같다.

식 (13)에 주어진 상기 파일럿 신호 곱셈기(126)의 출력은 스칼라 곱 회로(134)에 제공된다. 상기 스칼라 곱 회로(134)는 또한 도 2의 M-어레이 월시 디커버링 회로(72)로부터 입력으로서 데이터 신호(d)를 수신한다. 본 실시예에서, 데이터 신호(d)는 다음 식에 의해 표시된다.

식 (14)

X_l은 도 1의 시스템(20)에 의해 수신된 신호의 l^th 다중경로 성분과 관련된 직교 크기 변조(QAM) 신호이며, I _o 는 식 (11)에 주어진 것과 같다.

도 4의 시스템은 도 4의 시스템을 제외한 도 2의 시스템이 명백하게 자동 이득 제어 회로(도 1 참조)에 따른 스케일링을 도시하는 것과 유사한 알고리즘을 실행한다. 도 4의 시스템은 또한 도 2에서와 같이 명확하게 I_o를 계산하지 않고서 (I_or,l)/(I_o)를 (I_or,l)/(N_t,l)로 및 (N_t,l)/(I _o)의 역수로 변환하도록 사용된 LUT(88)를 도시한다. (I_or,l)/(I_o)는 도 4의 파일럿 에너지 계산 회로(86)로부터 출력된 것과 같이 (｜P_l｜²)/(I_o)와 같고 E_p/I_or = 1이면, E _p/I_o와 같다. 여기서 E_p는 상기에 기술된대로 파일럿 심볼 에너지이다.

스칼라 곱 회로(134)는 식 (14) 및 (13)에서 각각 정의된 신호(d)와 신호(y)의 스칼라 곱을 취하고 다음의 식에 따라 출력 신호(Y)를 제공한다.

식 (15)

여기서 L은 다중경로의 총 수이다; l은 카운터이며 L개 다중경로의 특정 l 경로를 나타낸다; Y_l은 수신된 데이터 신호의 동위상 성분을 표시하고, Y_Q는 수신된 데이터 신호의 허수 직교위상 성분을 나타낸다. 다른 변수, 즉, X_l, P_l 및 N_t,l은 식 (13) 및 (14)에 주어진 값과 같다.

DEMUX(136)는 선택적으로 식 1의 LLR 회로(46)에 응답하여, 각각 메트릭

및

를 출력하는 일반화된 이중 최대치 회로(132)제공되는 개별 경로상에 식 (15)에 의해 정의된 출력(Y)의 I(Y_I) 및 Q(Y_Q) 성분을 스위칭한다.

도 4의 시스템에 사용된 것과 같이 본 발명을 형성하기 위해 사용된 모든 회로 소자 및 모듈은 당업자에 의해 쉽게 형성된다.

도 5는 간섭 에너지(N_t)의 추정치를 개선하고 도 2의 정확한 C/I 및 N_t 추정 회로(12)로 사용되는 프레임 활성도 제어(FAC) 회로(140)의 블록선도이다.

도 2 및 도 5를 참조하면, FAC 회로(140)는 LUT(88)의 입력에서 도 2의 C/I 및 N_t 추정 회로(12)에 삽입될 수 있다. 상기 FAC 회로(140)는 감산기 회로 (80)의 출력 및 M-어레이 월시 디커버링(72)로부터의 데이터 채널 출력 및 제 1 곱셈기(82)의 출력으로부터 N_t,l을 수신하고 N_t,l의 새로운 추정치, 즉 N_t ^Data를 출력하는데, 상기 N_t ^Data는 소정의 기지국이 파일럿 간격동안 방송하고 데이터 간격동안은 방송하지 않는 사실에 대해 정정된 간섭(잡음을 포함하는) 추정치이다. 파일럿 간격동안 방송하는 기지국은 파일럿 신호를 통해 측정되고 채널과 관련된 잡음 및 간섭에 기여한다. 소정의 기지국이 데이터 간격동안 방송하지 않고 파일럿 간격동안 방송하면, 파일럿 간격에 기초한 상기 채널 잡음 및 간섭의 추정치는 N_t,data < N_t,pilot 및 (C/I)_data < (C/I)_pilot으로 매우 크게 될 것이다.

본 발명의 특징에 따라, 기지국에 의해 방송된 파형은 프레임 활성도 비트(FAC 비트)를 포함한다. FAC 비트는 관련된 파일럿 신호의 트래픽 채널이 다음 하프 프레임을 수반하는 하프 프레임동안 전송할 것인지를 도 1의 시스템(10)과 같은 이동국에 표시한다. FAC 비트가 예를 들어 논리 1에 세팅되면, 순방향 트래픽 채널은 비동작상태이다. FAC 비트가 명확하면, 즉, 논리 0에 대응하면, 대응하는 순방향 채널은 비동작상태이다. i^th 기지국에 대한 하프 프레임 n동안 전송된 FAC 비트는, 즉 FAC_i(n)은 다음 프레임, 즉 하프 프레임(n+2)동안 순방향 데이터 채널 활성도를 명기한다.

FAC 비트를 사용하면 소정의 기지국이 파일럿 간격동안 방송하고 데이터 간격동안은 방송하지 않는 통신 시스템의 C/I 추정치를 개선하게 된다. 그 결과, FAC 비트를 사용하면 도 1의 레이트/전력 요청 발생 회로(44)를 통해 실행된 바와 같이 더 우수한 데이터 레이트 제어를 발생시킬 수 있다. 또한 FAC 비트를 사용하면 하프 프레임(n+1)으로 시작하는 8개 슬롯에 달하고 FAC 비트를 통해 기지국 활성도를 고려하는 데이터 레이트 제어 메세지에 기초하여 순방향 데이터 채널 전송이 유효하게 되도록 한다.

FAC 회로(140)는 다음의 식에 따라 데이터 간격동안은 방송하지 않는 기지국으로부터 간섭 기여를 감산한다.

식 (16)

여기서 i는 기지국의 인덱스, 즉 N_t,i ^Data가 추정되는 섹터이다. j는 카운팅되는 각 기지국에 대해 증가되는 카운터이다. N_t,i ^Data는 l^th 다중경로 성분에 대해 그리고 j^th 기지국에 대한 데이터 전송과 관련된 간섭 에너지를 표시한다. 유사하게, N_t,i ^pilot은 l^th 다중경로 성분에 대해 그리고 j^th 기지국에 대한 파일럿 전송과 관련된 간섭 에너지를 표시한다.

는 j^th 기지국으로부터 수신된 원하는 신호 성분의 에너지이다.

본 특징부에 접근함으로써, 당업자는 용이하게 과도한 실험없이 FAC 회로 (140)를 형성할 수 있다.

파일럿 간격동안 그리고 간섭 에너지 N_t가 추정되는 동안, 도 1의 송수신기 시스템(10)과 통신하는 모든 기지국은 풀 전력에서 전송한다. 소정의 기지국이 파일럿 간격을 앞서고 뒤따르는 데이터 간격동안 휴지 상태이면, 큰 규모의 다중경로 확산이 발생하여, 기지국으로부터의 간섭은 다른 기지국으로부터 파일럿 신호의 전체 지속기간동안 수신될 수 없다. N_t 추정치의 부정확성 발생을 피하기 위해, 파일럿 버스트 전후에, 그리고 휴지 데이터 간격동안 기지국은 휴지 스커트 신호를 전송한다. 휴지 스커트 신호의 길이는 상기 채널과 관련된 예측된 다중경로 확산보다 길다. 바람직한 실시예에서, 휴지 스커트 신호의 길이는 제로의 최소 길이부터 128 칩의 최대 길이까지 구성가능하다.

도 6은 활성 슬롯(150) 및 휴지 슬롯(152)을 도시하는 예시적인 타이밍도이다. 파일럿 스커트(154)는 제 1 파일럿 버스트(156) 전후에 휴지 슬롯(152)동안 도시된다. 상기 제 1 파일럿 버스트(156)는 활성 슬롯(150)동안 제 2 파일럿 버스트 (158)에 대응한다.

FAC 신호(164), 즉 역방향 전력 제어 채널(RPC) 신호는 휴지 슬롯(152)의 제 3 파일럿 버스트(160) 및 활성 슬롯(150)의 대응하는 제 4 파일럿 버스트(162)전후에 도시된다.

도 7은 트래픽 채널 신호(170), 파일럿 채널 신호(172), 프레임 활성도 신호(174)(FAC) 및 도 6의 슬롯의 휴지 채널 스커트 신호(176)를 도시하는 예시적인 타이밍도이다.

따라서, 본 발명은 특정 응용에 대한 특정 실시예를 참조하여 기술되었다. 당업자는 본 발명의 범위내에서 부가적인 변형, 응용 및 실시예를 인식할 것이다.

따라서 본 발명의 범위내에서 모든 응용, 변형물 및 실시예들을 포괄하는 첨부된 청구항에 의해 제한된다.

Claims

채널을 통해 수신된 무선 신호에 대한 정확한 간섭 에너지 값을 제공하는 시스템으로서,

상기 무선 신호를 수신하고, 이에 응답하여 상기 무선 신호로부터 동위상 및 직교위상 신호 샘플들을 제공하는 수단;

상기 동위상 및 직교위상 신호 샘플들로부터 파일럿 신호를 추출하고, 이에 응답하여 간섭 성분이 결여된 상기 무선 신호의 에너지의 추정치를 제공하는 수단; 및

상기 무선 신호의 전체 에너지의 측정치 및 상기 간섭 성분이 결여된 상기 무선 신호의 에너지의 상기 추정치에 기초하여 상기 간섭 에너지 값을 계산하는 수단을 포함하는 시스템.
채널을 통해 수신된 신호의 디코딩을 용이하게 하기 위해 정확한 캐리어 신호-대-간섭 비를 제공하는 시스템으로서,

채널을 통해 하나 또는 그이상의 칩들을 갖는 신호를 수신하는 수단;

상기 하나 또는 그이상의 칩들의 각각에 대하여 간섭 성분과 원하는 신호 에너지 성분을 갖는 전체 수신 에너지의 추정치를 제공하는 수단;

상기 수신된 신호로부터 상기 원하는 신호 에너지 성분의 추정치를 추출하는 수단;

상기 간섭 성분의 추정치를 제공하기 위해 상기 원하는 신호 에너지 성분의 상기 추정치 및 상기 전체 수신 에너지의 상기 추정치를 사용하는 수단; 및

상기 정확한 캐리어 신호-대-간섭비를 제공하기 위해 상기 원하는 신호 에너지 성분의 상기 추정치 및 상기 간섭 성분의 상기 추정치를 사용하는 수단을 포함하는 시스템.
로그-우도 비(log-likelihood ratio) 컴퓨터에 입력들을 제공하는 시스템으로서,

채널을 통해 신호를 수신하는 제 1 수신기;

상기 수신된 신호에 포함된 간섭 또는 잡음을 나타내는 신호를 제공하고, 이에 응답하여 신호-대-간섭 비를 제공하는 간섭 계산기;

상기 로그-우도 비 컴퓨터에 대한 제 1 입력으로서 경로-조합 신호를 생성하기 위해 상기 간섭 또는 잡음을 나타내는 신호 및 상기 수신된 신호를 사용하는 경로 조합기; 및

상기 로그-우도 비 컴퓨터에 대한 제 2 입력으로서 캐리어 신호-대-간섭 값을 제공하기 위해 상기 신호-대-간섭 비를 누산하는 누산기를 포함하는 시스템.
제 1 신호를 잡음 또는 간섭을 상기 제 1 신호에 제공하는 채널을 통해 미리결정된 레이트 및 전력 레벨로 전송하는 트랜시버;

파일럿 신호 성분 및 하나 또는 그이상의 다중 경로 성분들을 가지는 상기 제 1 신호를 수신하고, 이에 응답하여 상기 제 1 신호의 동위상 및 직교위상 샘플들을 제공하는 수단;

상기 파일럿 신호를 추출하고, 상기 파일럿 신호 성분 및 상기 동위상 및 직교위상 샘플들에 기초하여 미리 결정된 다중 경로 성분에 대한 상기 제 1 신호를 통해 수신된 전체 간섭 에너지의 추정치를 제공하는 수단;

상기 전체 간섭 에너지의 추정치 및 상기 하나 또는 그이상의 다중 경로 성분들과 연관된 에너지의 추정치에 기초하여 전력 또는 레이트 제어 신호를 생성하는 수단;

상기 전력 또는 레이트 제어 신호를 상기 트랜시버에 전송하는 수단;

상기 전체 간섭 에너지의 추정치에 기초하여 상기 하나 또는 그이상의 다중경로 성분들에 대한 경로-조합 가중치들을 계산하고, 이에 응답하여 조합된 신호 경로들을 제공하는 수단; 및

상기 조합된 신호 경로들, 상기 전체 간섭 에너지, 및 상기 하나 또는 그 이상의 다중경로 성분들과 연관된 에너지의 추정치에 기초하여 로그-우도 값을 계산하는 수단; 및

상기 로그-우도 값에 응답하여 상기 제 1 신호를 디코딩하는 수단을 포함하는 통신 시스템.
채널을 통해 수신되고 외부 수신기에 의해 전송되는 신호에 대한 정확한 잡음 또는 간섭값을 제공하는 방법으로서,

원하는 신호 성분 및 간섭 또는 잡음 성분을 가지는 상기 신호를 수신하는 단계;

상기 수신된 신호로부터 상기 원하는 신호 성분의 추정치를 추출하는 단계; 및

상기 원하는 신호 성분의 상기 추정치 및 상기 수신된 신호에 기초하여 상기 정확한 잡음 또는 간섭값을 제공하는 단계를 포함하는 방법.
무선 채널을 통해 원하는 신호 성분 및 간섭 성분을 포함하는 신호를 수신할 수 있는 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 수신기;

상기 CDMA 수신기에 접속되어 상기 수신된 신호의 간섭 에너지 값 및 신호-대-간섭 비를 생성하고, 상기 수신된 신호로부터 상기 원하는 신호 성분의 추정치를 추출하기 위한 신호 추출기를 포함하는 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지 추정기; 및

상기 신호 추출기에 접속되어 상기 간섭 에너지값 및 상기 원하는 신호 성분의 상기 추정치에 응답하여 합산된 가중-경로 신호들을 생성하는 경로 조합기를 포함하는 시스템.
제 6항에 있어서, 상기 경로 조합기에 접속되어 상기 합산된 가중-경로 신호들에 기초하는 연판정 값들을 생성하는 로그-우도 비 발생기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 7항에 있어서, 상기 로그-우도 비 발생기는 상기 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지 추정기에 접속되어 상기 합산된 가중-경로 신호들 및 상기 신호-대-간섭 비에 기초하는 상기 연판정 값들을 생성하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 7항에 있어서, 상기 로그-우도 비 발생기에 접속되어 상기 연판정 값들에 기초하는 디코딩된 신호들을 생성하는 디코더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 9항에 있어서, 상기 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지 추정기에 접속되어 상기 신호-대-간섭 비에 응답하여 레이트 제어 또는 전력 부분 요청 메세지를 생성하는 레이트 및 전력 요청 발생기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 9항에 있어서,

상기 레이트 및 전력 요청 발생기에 접속된 제어기; 및

상기 제어기에 접속되어 인코딩된 레이트 제어 또는 전력 부분 요청 메세지를 생성하는 인코더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 6 항에 있어서, 상기 CDMA 수신기는 상기 수신된 신호에 기초하여 스펙트럼 확산된 동위상 및 직교위상 신호들을 생성하기 위한 중간 주파수(IF)-대-기저대역 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 12 항에 있어서, 상기 신호 추출기는 상기 스펙트럼 확산된 동위상 및 직교위상 신호들에 기초하여 역확산된 동위상 및 직교위상 신호들을 생성하기 위한 의사-잡음 역확산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 13 항에 있어서, 상기 신호 추출기는 상기 의사-잡음 역확산기에 접속되어 상기 역확산된 동위상 및 직교위상 신호들로부터 데이터 채널을 따르는 데이터 신호들 및 파일럿 채널을 따르는 파일럿 신호를 분리하는 디커버링 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 14 항에 있어서, 상기 데이터 채널은 다음의 식에 의해 기술되며,

상기 s는 데이터 채널을 표시하고, 상기 M은 월시 심볼 당 칩의 개수이며, 상기
는 상기 데이터 채널의 l^th 다중경로 성분의 변조 심볼 에너지이며, 상기
는 데이터 채널 s의 위상이며 상기 X_t는 상기 데이터 채널 s의 정보-차단 성분인 것을 특징으로 하는 시스템.
제 14 항에 있어서, 상기 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지 추정기는 필터링된 파일럿 신호를 생성하기 위해 상기 디커버링 회로에 접속된 파일럿 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 16 항에 있어서, 상기 필터링된 파일럿 신호는 다음의 식에 의해 기술되며,

상기 p는 상기 필터링된 출력 신호를 표시하고, 상기 M은 월시 심볼당 칩의 개수이며, 상기
는 상기 p의 l^th 다중경로 성분의 파일럿 칩 에너지이며, 상기
는 상기 p의 위상인 것을 특징으로 하는 시스템.
제 17 항에 있어서, 상기 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지 추정기는 순방향 링크 상수를 생성할 수 있는 순방향 링크 상수 발생기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 18 항에 있어서, 상기 순방향 링크 상수는 다음의 식에 의해 기술되며,

상기 c는 상기 순방향 링크 상수를 표시하고, 상기 l_or은 원하는 신호 성분의 수신된 에너지이며, 상기 E_p는 파일럿 칩 에너지인 것을 특징으로 하는 시스템.
제 19 항에 있어서, 상기 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지 추정기는 상기 역확산된 동위상 및 직교위상 신호들, 상기 필터링된 파일럿 신호 및 상기 순방향 링크 상수에 기초하여 간섭 에너지 값의 역수를 생성할 수 있는 룩업 테이블을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 20 항에 있어서, 상기 경로 조합기는,

상수를 발생할 수 있는 상수 발생기 - 여기에서, 상기 상수는 다음의 식에 의해 기술되며, 상기 E_s는 변조 심볼 에너지임 - ; 및

상기 상수 발생기 및 상기 파일럿 필터에 접속되어 채널 계수의 추정치를 생성하기 위한 곱셈기를 포함하며, 상기 채널 계수의 추정치는 다음 식에 의해 기술되고,

상기
는 l^th 다중경로 성분의 변조 심볼 에너지의 추정치이며, 상기
는 상기 파일럿 신호의 위상의 추정치인 것을 특징으로 하는 시스템.
제 21 항에 있어서, 상기 합산된 가중-경로 신호들은 상기 채널 계수의 추정치, 상기 간섭 에너지값의 역수 및 상기 월시 심볼당 칩들의 개수에 기초하여 생성되는 것을 특징으로 하는 시스템.
무선 채널을 통해 파일럿 신호 및 데이터 신호들을 포함하는 신호들을 수신할 수 있는 코드분할 다중 액세스(CDMA) 수신기;

상기 CDMA 수신기에 접속되어 상기 수신된 신호들의 간섭 에너지값 및 신호-대-간섭비를 생성하는 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지 추정기 - 상기 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지 추정기는,

역확산되고 디커버링된 파일럿 신호를 수신하고, 이에 응답하여 필터링된 파일럿 신호를 생성할 수 있는 파일럿 핑거 필터,

상기 파일럿 핑거 필터에 접속되어 파일럿 에너지 값 p²을 생성하는 파일럿 에너지 컴퓨터,

상기 파일럿 에너지 컴퓨터에 접속되어 1/(1-p²)와 동일한 결과치를 생성하는 룩업 테이블, 및

상기 룩업 테이블에 접속되어 전체 다중-경로 캐리어 신호-대-간섭비의 추정치를 생성하는 캐리어 신호-대-간섭 경로 누산기를 포함함 - ; 및

상기 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지 추정기에 접속되어 동위상의 합산된 가중-경로 성분들과 직교하는 합산된 가중-경로 성분들을 갖는 합산된 가중-경로 신호들을 생성하는 경로 조합기를 포함하는 시스템.
제 23항에 있어서, 상기 경로 조합기에 접속되어 상기 합산된 가중-경로 신호들에 기초하는 연판정 값들을 생성하는 로그-우도 비 발생기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 24항에 있어서, 상기 로그-우도 비 발생기에 접속되어 상기 연판정 값들에 기초하는 디코딩된 신호들을 생성하는 디코더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 24항에 있어서,

상기 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지 추정기에 접속되어 상기 신호-대-간섭비에 응답하여 레이트 제어 또는 전력 부분 요청 메세지를 생성하는 레이트 및 전력 요청 발생기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 26항에 있어서,

상기 레이트 및 전력 요청 발생기에 접속된 제어기; 및

상기 제어기에 접속되어 인코딩된 레이트 제어 또는 전력 부분 요청 메세지를 생성하는 인코더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 27항에 있어서, 상기 CDMA 수신기는 상기 수신된 신호들에 기초하여 스펙트럼 확산된 동위상 및 직교위상 신호들을 생성하는 중간 주파수(IF)-대-기저대역 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 23항에 있어서, 상기 경로 조합기는,

역확산 및 디커버링된 데이터 신호들을 수신할 수 있는 데이터 신호 입력;

상기 파일럿 핑거 필터 및 상기 룩업 테이블에 접속되어 상기 필터링된 파일럿 신호와 상기 룩업 테이블의 결과치의 곱(product)을 생성하는 곱셈기;

상기 곱셈기 및 상기 데이터 신호 입력에 접속되어 다중 경로들을 통해 상기 데이터 신호들의 동위상 및 직교위상 성분들 생성하는 디멀티플렉서; 및

상기 디멀티플렉서에 접속되어 상기 동위상의 합산된 가중-경로 성분들 및 상기 직교하는 합산된 가중-경로 성분들을 생성하는 이중 최대값 발생기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
무선 채널을 통해 파일럿 신호 및 데이터 신호들을 포함하는 신호들을 수신하고, 이에 응답하여 스펙트럼 확산된 동위상 및 직교위상 신호들을 생성할 수 있는 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 수신기;

상기 CDMA 수신기에 접속되어 상기 수신된 신호들의 간섭 에너지값을 생성하는 간섭 에너지 추정기 - 상기 간섭 에너지 추정기는,

상기 스펙트럼 확산 동위상 및 직교위상 신호들에 응답하여 역확산된 동위상 및 직교위상 신호들을 발생할 수 있는 의사-잡음 역확산기,

상기 의사-잡음 역확산기에 접속되어 상기 역확산된 동위상 및 직교위상 신호들로부터 데이터 채널을 따르는 데이터 신호들과 파일럿 채널을 따르는 파일럿 신호를 분리하는 디커버링 회로,

상기 파일럿 채널에 접속되어 필터링된 파일럿 신호를 생성하는 파일럿 필터, 및

상기 필터링된 파일럿 신호로부터 상기 파일럿 채널을 따라 전송된 상기 파일럿 신호를 감산하여 심볼당 간섭 및 잡음을 나타내는 신호를 생성하는 파일럿 감산기, 및

상기 파일럿 감산기에 접속되어 간섭 에너지값을 생성하는 간섭 에너지 컴퓨터를 포함함 - ; 및

상기 간섭 에너지 추정기에 접속되어 상기 간섭 에너지값과 상기 데이터 채널로부터의 상기 데이터 신호들에 기초하는 합산된 가중-경로 신호들을 생성하는 경로 조합기를 포함하는 시스템.
제 30항에 있어서, 상기 경로 조합기에 접속되어 상기 합산된 가중-경로 신호들에 기초하는 연판정 값들을 생성하는 로그-우도 비 발생기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 31항에 있어서, 상기 로그-우도 비 발생기에 접속되어 상기 연판정 값들에 기초하는 디코딩된 신호들을 생성하는 디코더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 30항에 있어서, 상기 CDMA 수신기는 상기 수신된 신호들에 기초하여 스펙트럼 확산된 동위상 및 직교위상 신호들을 생성하기 위한 중간 주파수(IF)-대-기저대역 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 30항에 있어서,

상기 간섭 에너지 추정기는 상기 간섭 에너지 검퓨터에 접속되어 상기 간섭에너지값의 역수를 생성하는 룩업 테이블을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 34 항에 있어서, 상기 경로 조합기는,

상수를 발생할 수 있는 상수 발생기 - 여기에서, 상기 상수는 다음 식에 의해 기술되며,

상기 E_s는 변조 심볼 에너지이고, E_p는 파일럿 칩 에너지이고, M은 월시 심볼당 칩들의 개수임 - ; 및

상기 상수 발생기 및 상기 파일럿 필터에 접속되어 채널 계수의 추정치를 생성하기 위한 곱셈기를 포함하며, 상기 채널 계수의 추정치는 다음 식에 의해 기술되고,

상기
는 상기 l^th 다중경로 성분의 변조 심볼 에너지 추정치이며, 상기
는 상기 파일럿 필터의 위상의 추정치인 것을 특징으로 하는 시스템.
코드 분할 다중 액세스(CDMA) 통신 장치로서,

무선 채널을 통해 원하는 신호 성분 및 간섭 성분을 포함하는 신호를 수신하는 수단;

상기 수신된 신호의 간섭 에너지값 및 신호-대-간섭비를 발생하기 위해 상기 수신된 신호의 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지를 추정하고, 상기 수신된 신호로부터 상기 원하는 신호 성분의 추정치를 추출하는 수단을 갖는 수단; 및

상기 간섭 에너지값 및 상기 원하는 신호 성분의 상기 추정치에 응답하여 합산된 가중-경로 신호들을 생성하는 수단을 포함하는 CDMA 통신 장치.
제 36항에 있어서, 상기 합산된 가중-경로 신호들에 기초하여 연판정값들을 생성하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 37항에 있어서, 상기 연판정값들을 생성하는 수단은 로그-우도 비 발생기를 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 37항에 있어서, 상기 연판정값들에 기초하여 디코딩된 신호들을 생성하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 39항에 있어서, 상기 신호-대-간섭비에 기초하여 레이트 제어 메세지와 전력 부분 요청 메세지로 구성된 그룹으로부터 선택된 메세지를 생성하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 36항에 있어서, 상기 신호를 수신하는 수단은 상기 수신된 신호에 기초하여 스펙트럼 확산된 동위상 및 직교위상 신호들을 생성하는 중간 주파수(IF)-대-기저대역 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 41항에 있어서, 상기 원하는 신호 성분의 추정치를 추출하는 수단은 상기 스펙트럼 확산된 동위상 및 직교위상 신호들에 기초하여 역확산된 동위상 및 직교위상 신호들을 생성하는 의사-잡음 역확산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 42항에 있어서, 상기 원하는 신호 성분의 추정치를 추출하는 수단은 상기 의사-잡음 역확산기에 접속되어 상기 역환산된 동위상 및 직교위상 신호들로부터 데이터 채널을 따르는 데이터 신호들과 파일럿 채널을 따르는 파일럿 신호를 분리하기 위한 디커버링 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 43항에 있어서, 상기 데이터 채널은 다음의 식에 의해 기술되며,

상기 s는 상기 데이터 채널을 표시하고, M은 월시 심볼 당 칩들의 개수이고, 상기
는 상기 데이터 채널의 l^th 다중경로 성분의 변조 심볼 에너지이고, 상기
는 데이터 채널 s의 위상이며 상기 X_t는 상기 데이터 채널 s의 정보-차단 성분인 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 43항에 있어서, 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지를 추정하는 수단은 상기 디커버링 회로에 접속되어 필터링된 파일럿 신호를 생성하는 파일럿 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 45 항에 있어서, 상기 필터링된 파일럿 신호는 다음의 식에 의해 기술되며,

상기 p는 상기 필터링된 출력 신호를 표시하고, 상기 M은 월시 심볼당 칩의 개수이며, 상기
는 상기 p의 l^th 다중경로 성분의 파일럿 칩 에너지이며, 상기
는 상기 p의 위상인 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 46 항에 있어서, 상기 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지를 추정하는 수단은 순방향 링크 상수를 생성할 수 있는 순방향 링크 상수 발생기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 47 항에 있어서, 상기 순방향 링크 상수는 다음의 식에 의해 기술되며,

상기 c는 상기 순방향 링크 상수를 표시하고, 상기 I_or은 상기 원하는 신호 성분의 수신된 에너지이며, 상기 E_p는 파일럿 칩 에너지인 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 48 항에 있어서, 상기 캐리어 신호-대-간섭 및 간섭 에너지를 추정하는 수단은 상기 역확산된 동위상 및 직교위상 신호들, 상기 필터링된 파일럿 신호 및 상기 순방향 링크 상수에 기초하여 간섭 에너지 값의 역수를 생성할 수 있는 룩업 테이블을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 49 항에 있어서, 상기 합산된 가중-경로 신호들을 생성하는 수단은,

상수를 발생할 수 있는 상수 발생기 - 여기에서, 상기 상수는 다음 식에 의해 기술되며, 상기 E_s는 변조 심볼 에너지임 - ; 및

상기 상수 발생기 및 상기 파일럿 필터에 접속되어 채널 계수의 추정치를 생성하기 위한 곱셈기를 포함하며, 상기 채널 계수의 추정치는 다음 식에 의해 기술되고,

상기
는 상기 수신된 신호의 l^th 다중경로 성분의 변조 심볼 에너지 추정치이며, 상기
는 상기 파일럿 필터의 상기 출력의 위상 추정치인 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.
제 50항에 있어서, 상기 합산된 경로-가중 신호들은 상기 채널 계수의 추정치, 상기 간섭 에너지값의 역수, 및 상기 월시 심볼당 칩들의 개수에 기초하여 생성되는 것을 특징으로 하는 CDMA 통신 장치.