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KR100734031B1 - 상호변조 효과 소거 회로 및 방법 - Google Patents

상호변조 효과 소거 회로 및 방법 Download PDF

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KR100734031B1
KR100734031B1 KR1020027001288A KR20027001288A KR100734031B1 KR 100734031 B1 KR100734031 B1 KR 100734031B1 KR 1020027001288 A KR1020027001288 A KR 1020027001288A KR 20027001288 A KR20027001288 A KR 20027001288A KR 100734031 B1 KR100734031 B1 KR 100734031B1
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유진 알지스키
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유진 알지스키
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Abstract

전기회로에서 불필요한 상호변조(IM) 효과를 소거시키기 위해 소거 회로가 제공된다. IM 소거 회로는 관심 주파수 대역 사이에서 고주파 신호의 서로 다른 신호 성분의 주파수 및 진폭을 인지하고 측정하는 계단식 스펙트럼 분석기를 포함한다. 이 정보는 프로세서에 전달되고, 상기 프로세서는 고주파 신호에 위치하도록 의도된 신호 성분의 주파수 및 진폭에 관한 정보를 제공하는 룩업표를 내장한다. 룩업표를 스펙트럼 분석기에 의해 얻은 주파수 및 진폭과 비교함으로서, 소거 회로의 프로세서는 고주파 신호의 신호 성분이 의도한 "정보" 운반 신호인 지, 의도하지 않은 IM 효과인지 결정할 수 있다. 신호 성분이 의도하지 않은 IM 효과라고 프로세서가 결정한 경우에, 프로세서는 IM 효과의 주파수 및 진폭과 동일한 주파수 및 진폭의 소거 신호를 생성하기 위해 가변 전압 제어 발진기와 가변 증폭기를 제어한다. IM 효과에 대해 소거 신호의 위상을 180도 편이시키기 위해 위상 편이기가 제공되며, 소거 신호는 고주파 신호와 조합되어 IM 효과가 소거된 출력 신호를 생성한다.

Description

상호변조 효과 소거 회로 및 방법{INTERMODULATION PRODUCT CANCELLATION CIRCUIT}
본 발명은 전기회로의 왜곡 감소에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 증폭기에 특히 적합한 왜곡 감소 회로에 관한 것이다.
셀룰러 및 마이크로웨이브 통신 시스템처럼 고주파 시스템은 통상적으로, 고주파 전력 증폭기에 공급될 입력 신호를 필요로한다. 불행하게도, 모든 증폭기는 어떤 전력 수준에서 입력 신호를 왜곡시키는 경향이 있고, 바람직하지 못한 왜곡 효과, 가짜 효과, 잡음 퍼터베이션(noise perturbation), 상호변조(intermodulation; IM) 효과를 증폭기 출력에 삽입시키는 경향이 있다. 단순화를 위해, 이 모두를 IM 효과(IM product)로 통칭할 것이다. 이 IM 효과(IM product)는 증폭기 주파수 범위에서 불필요한 간섭을 일으킬 수 있다. 이러한 이유로, 대부분의 증폭기는 일부 형태의 교정 메카니즘을 증폭기를 통한 신호 흐름 경로로 통합하여야 한다.
IM 효과를 감소시키기 위한 한가지 기존의 방법은 스펙트럼 분석 접근법을 이용하는 것이다. 이 접근법은 IM 효과 후보의 주파수로 조절되는 수신기를 이용하여 증폭기의 출력을 스캔하는 과정을 포함한다. IM 수준이 측정되고 IM 효과를 최소화시키도록 리니어라이저(linearizer)가 수동으로 조절된다. 이 과정은 각각의 IM 효과가 정해진 수용 수준 미만의 크기를 가질 때까지 반복된다. Myer 명의의 미국특허 4,580,105 호에 공개된 유사한 접근법에서, 일부 출력 신호는 위상과 진폭이 조절된 입력 신호와 함께 조합된다. 신호 조합은 왜곡 성분을 고립시키고, 위상 및 이득이 다시 조절된다. 이 고립 왜곡 성분은 왜곡 성분 제거를 위해 커플러를 이용하여 출력 신호에 다시 더해진다. 불행하게도, 이 피드 포워드 기술(feed forward technique)을 이용하여 가용한 왜곡 감소의 크기는 이득 및 위상 조절의 정확도에 의해 제한된다.
추가적으로, 여러 기본적인 피드 포워드 기술로 구현되는 샘플의 수에서 문제가 드러난다. 이 시스템들의 샘플들은 위상 검출기 회로가 상관된 신호를 검출할때만 가용하다. 이는 매우 저조한 오류 신호 분석을 나타내고, 이 오류 신호가 상응하는 자극(spur)을 소거시키는 데 사용된다.
더욱이, 기지국의 성분에서 중대한 선형성 문제 때문에 여러 셀룰러 통신 기지국이 최대한의 용량으로 기능하지 못한다. 추가적으로, 셀룰러 통신 확장에 수반되는 용량 증가 필요성은 최신식 증폭기 회로의 구축에 의해 부합되기에는 너무 엄중하게 되도록 RF 장비의 송신 표준에 대한 요구사항을 강제한다. 더욱이, 시간 분할 다중 접속(TDMA)와 코드 분할 다중 접속(CDMA) 변조는 더 큰 선형성을 필요로하고, 현재 가용한 고효율 RF 전력 증폭기에 의해 정규적으로 얻어질 수 없는 IM 효과의 결여를 필요로한다. 따라서, IM 효과를 제거하기 위한 현 교정 기술이 통신 시스템 전개에 대해 수용불가함을 알 수 있다.
따라서, 전력 증폭기처럼 전자회로에서 IM 효과를 감소시키는 소거 회로가 필요하다.
IM 소거 회로의 제작 단가가 저렴하고 신뢰도가 높다면 더욱 바람직할 것이다.
IM 소거가 소형/경량 구조로 제공될 수 있다면 더욱 바람직할 것이다.
발명에 따라, 전기 회로에서 IM 효과를 자동적으로 감소시키기 위한 개선된 방법 및 장치가 제공된다. 이 IM 소거 회로가 입력 반송파 신호를 증폭하는 증폭기와 함께 사용되기에 특히 적절하리라 기대된다.
가장 기본적인 형태로, IM 효과 소거 회로는 입력 반송파 신호를 샘플링하기 위한 제 1 커플러를 포함한다. 이 커플러는 입력 반송파 신호에서 6dB 아래로 신호 일부를 고립시켜서, 입력 반송파 신호의 에너지 수준에 영향을 미치지 않게 한다. 이 샘플 신호는 계단식 스펙트럼 분석기(stepping spectrum analyser)로 전달되고, 이 분석기는 반송파 신호의 성분들의 주파수 및 진폭을 감지하고 측정한다. 계단식 스펙트럼 분석기는 반송파 신호에서 서로 다른 신호 성분의 주파수와 진폭에 관련된 정보를 프로세서에 전송한다. 프로세서는 반송파 신호의 의도된 신호 성분의 진폭과 주파수나 주파수 대역의 실체에 관한 정보를 저장한다. 이 정보는 진폭이나 주파수를 식별하는 룩-업 표 형태를 취하며, TDMA나 CDMA 시스템의 경우에는 의도된 신호 성분이 위치할거라 예상되는 주파수 대역을 식별하는 룩-업 표의 형태를 취한다. 이 방식으로, 룩-업 표를 참고함으로서, 프로세서는 계단식 스펙트럼 분석기에 의해 감지되고 측정되는 신호 성분들이 의도된 신호 성분인지 의도되지 않은 IM 효과인 지를 결정할 수 있다.
IM 효과 소거 회로는 가변 전압 제어 발진기, 가변 증폭기, 가변 위상 편이기를 또한 포함한다. 전압 제어 발진기, 증폭기, 위상 편이기는 직렬로 연결되어, 진폭 및 위상을 제어할 수 있는 발진기 신호를 생성한다. 전압 제어 발진기, 증폭기, 위상 편이기의 동작은 프로세서에 의해 모두 제어된다. 계단식 스펙트럼 증폭기와 프로세서에 의해 IM 효과를 인지하고 측정하면, 프로세서는 발진 신호를 제공하도록 전압 제어 발진기, 증폭기, 위상 편이기를 제어한다. 상기 발진 신호는 감지된 IM 효과에 대해 진폭과 주파수 면에서 동일하며 위상이 180도만큼 편이된다. 이 발진 신호는 컴바이너처럼 커플러 등을 이용하여 신호가 원 반송파 신호에 다시 공급됨에 따라 IM 소거 신호로 작용한다. 원 반송파 신호는 의도된 신호 성분의 모든 원 특성을 가지면서 커플러로부터 출력된다. 단, 의도되지 않은 IM 효과는 소거 신호에 의해 소거된다.
선호되는 실시예에서, IM 소거 회로는 피드백 회로를 포함한다. IM 효과가 소거된 후, 출력 반송파 신호는 출력 반송파 신호의 샘플을 생성하도록 커플러 등으로 출력 신호를 나눔(split)으로서 샘플링된다. 출력 반송파 신호의 이 샘플은 다시 계단식 스펙트럼 분석기와 프로세서로 돌아온다. 계단식 스펙트럼 분석기와 프로세서는 IM 효과가 소거되었음을 확인할 수 있다. 대안으로, 소거 신호가 부정확한 주파수, 진폭, 또는 위상에서 전송되고 있음이 결정된 경우에, 전압 제어 발진기, 증폭기, 위상 편이기는 소거 신호가 의도되지 않은 IM 효과를 정확하게 소거할때까지 프로세서에 의해 자동적으로 조절된다.
당분야에 공지된 바와 같이, 기언급한 소거 회로는 의도되지 않은 단일 IM 효과만을 소거시킬 것이다. 반송파 신호가 두 개 이상의 의도되지 않은 IM 효과를 가지기 쉬운 경우에, 소거 회로에는 다수의 가변 전압 제어 발진기, 가변 증폭기, 가변 위상 편이기가 제공된다. 전압 제어 발진기, 증폭기, 위상 편이기들 각각의 세트는 프로세서에 직렬로 연결되어, 필요할 때마다 다수의 소거 신호를 생성한다.
추가적인 선호되는 실시예에서, IM 효과 소거 신호는 증폭기와 함께 사용되도록 만들어진다. 증폭기로부터의 출력 일부는 의도된 신호 성분뿐 아니라 IM 효과까지도 인지 및 측정하기 위해 계단식 스펙트럼 분석기로 전달된다. 이 정보는 프로세서에 전달되고, 프로세서는 계단식 스펙트럼 분석기에 의해 수신된 신호가 의도된 신호 성분인 지 의도되지 않은 IM 효과인지 결정한다. 반송파 신호가 IM 효과를 포함하는 지는 의도된 신호 성분의 진폭이나 주파수 대역을 식별하는 룩-업표에 수신 신호를 비교함으로서 결정될 수 있다. 감지된 신호가 룩업표에 나열되지 않을 경우, 이 신호는 IM 효과로 간주된다.
추가적인 실시예에서, 증폭기 입력 신호는 증폭기에 들어가는 제 1 성분과, 분석을 위해 계단식 스펙트럼 분석기에 전달되는 제 2 성분으로 나누어진다. 제 2 성분은 통상적으로 증폭기에 대한 신호 입력보다 6dB 작다. 증폭기에 원래 입력된 신호의 주파수는 의도된 신호로 식별되고, 프로세서에 저장된다. 의도된 신호 성분의 주파수는 증폭기로부터 출력되는 신호의 주파수와 비교된다. IM 효과는 증폭기 입력 신호에서 나타나지 않는 주파수에서 나타나는 것으로 식별될 수 있다. 프로세서는 IM 효과의 주파수 및 진폭과 같은 주파수 및 진폭을 가지는 소거 신호를 생성 하기 위해 가변 전압 제어 발진기와 가변 증폭기를 제어한다. 소거 신호는 IM 효과의 위상에 대해 180도 편이되고, 커플러 등을 이용하여 반송파 신호와 조합된다. 최종 반송파 신호는 청결해진다("cleansed"). 즉, IM 효과가 제거된다.
또하나의 선호되는 실시예에서, 증폭기 회로는 전통적인 피드 포워드 교정 회로를 포함한다. 피드 포워드 교정 회로는 증폭기의 잡음과 IM 효과를 소거시킬 것이다. 그러나, 피드 포워드 회로의 성분들, 즉, 컴바이너, 증폭기, 위상 편이기 등이 추가 IM 효과를 증폭기 출력에 보탠다. 이 IM 효과들은 본 발명의 IM 소거 회로의 적용에 의해 소거될 수 있다. 앞서 설명한 바와 같이, 증폭기로부터의 출력 신호는 계단식 스펙트럼 분석기에 전달되는 성분으로 나누어진다. IM 효과는 푹업표를 이용함으로서 프로세서에 의해 인지되고, 또는 원 증폭기 입력 신호의 분석과의 비교를 통해 인지된다. 프로세서는 가변 제어 발진기, 가변 증폭기, 가변 위상 편이기를 제어하여, IM 효과와 주파수 및 진폭이 같으나 위상이 180도만큼 틀린 소거 신호를 생성한다. 이 소거 신호는 의도하지 않은 IM 효과를 소거하기 위해 증폭기 출력 신호와 조합된다.
본 발명에 따라 적용하기 위한 계단식 스펙트럼 분석기의 선호되는 실시예는 계류중인 미국특허출원 09/313,435 호에 설명되는 자동 주파수 계단식 잡음 측정 테스트 시스템과 유사하다. 선호되는 실시예에서, 계단식 스펙트럼 분석기는 조절가능한 주파수를 가지는 저-잡음 신호를 생성하기 위한 가변 저-잡음 소스를 포함한다. 가변 저-잡음 소스는 동일한 저-잡음 신호를 출력하기 위한 두 개의 출력을 포함하거나, 한 개의 저-잡음 신호를 두 개의 동일한 저-잡음 신호로 분리하기 위 해 스플리터(splitter)에 연결된다. 제 1 저-잡음 신호는 커플러로 전달되고, 커플러는 제 1 저-잡음 신호를, 샘플 신호를 포함하는 입력 반송파 신호의 일부와 조합한다. 제 2 저-잡음 신호는 가변 위상 편이기로 전달되고, 상기 위상 편이기는 샘플 신호와 조합된 제 1 저-잡음 신호에 대해 90도 편이되도록 제 2 저-잡음 신호의 위상을 조절한다. 의도된 반송파 신호 성분과 의도하지 않은 IM 효과를 운반하는 샘플 신호와, 제 1 저-잡음 신호는 믹서로 전달되고, 여기서 이 신호가 위상조절된 제 2 저-잡음 신호와 믹싱된다. 믹서의 내재적 특성으로 인해, 저잡음 소스 신호는 제 1 저잡음 신호에 대해 90도만큼 제 2 저잡음 신호를 위상편이시킴으로서 믹서 출력 신호에서 소거된다. 더욱이, 믹서는 비선형이어서, 저잡음 신호의 주파수에 대해 단일 측대역만을 포함하면서 두배의 진폭을 가지는 출력 신호를 생성한다. "측정 테스트 신호"라 불리는 믹서로부터 출력되는 신호는 가변 저잡음 정합 증폭기로 전달된다. 가변 저잡음 정합 증폭기는 측정 테스트 신호를 증폭시키고 버퍼로 작용한다. 정합 가변 증폭기는 계단식 스펙트럼 분석기에 의한 IM 측정과 간섭을 일으키지 않도록 매우 낮은 잡음이나 IM 효과를 더하게 만들어지며, 원 샘플 신호 내 IM 효과를 측정하는 계단식 스펙트럼 분석기의 능력을 개선시키고자 측정 테스트 신호의 증폭을 제공한다.
저잡음 정합 증폭기를 통과한 후, 측정 테스트 신호는 아날로그-디지털 컨버터(ADC)로 전달되고, 상기 컨버터(ADC)는 아날로그 측정 테스트 신호를 디지털 데이터로 변환한다. 디지털 데이터가 평가를 위해 프로세서로 전달된다. 계단식 스펙트럼 분석기의 프로세서는 가변 전압 제어 발진기, 가변 증폭기, 위상 편이기를 제 어하여 IM 효과 소거 신호를 생성하는 프로세서와는 독립적이고 별개의 것일 수 있고, 또는 두 프로세서 기능들이 단일 프로세서에서 조합될 수 있다. 측정 테스트 신호의 특성을 정확하게 측정하고 IM 효과를 포함하는 지를 정확하게 측정하기 위해 계단식 스펙트럼 분석기의 프로세서는 표준, 윈도우형, 고속, 구분식 퓨리에 변환을 사용한다. 퓨리에 변환은 당 분야에 공지된 것으로서 더 이상 상세한 언급을 피한다.
계단식 스펙트럼 분석기의 프로세서는 가변 증폭기, 가변 저잡음 소스, 가변 위상 편이기, 그리고 가변 저잡음 정합 증폭기에 대한 다수의 제어 라인에 연결된다. 이 제어 연결들은 주파수 대역에서 IM 효과를 식별하기 위해 다른 오프셋 주파수에서의 원하는 주파수 대역 사이에서 저잡음 소스를 "계단화"하도록, 프로세서가 증폭기, 저잡음 소스, 위상 편이기, 정합 증폭기에 대한 수준을 자동적으로 설정하고 조절을 행할 수 있게 한다. 계단식 스펙트럼 분석기를 제어하기 위해, 프로세서는 ADC로부터 디지털화된 출력을 얻어 시스템을 측량하며, 증폭기, 저잡음 소스, 위상 편이기가 정확한 수준으로 설정된다는 것을 보장한다. 특히, ADC로부터의 출력은 저잡음 소스가 정확한 주파수에서 제 1, 2 저잡음 신호를 제공하는 지를 프로세서가 결정할 수 있게 한다. ADC로부터의 출력을 평가함으로서, 프로세서는 위상 편이기가 직교 위상으로 믹서에 의해 수신되는 신호를 적절하게 관리함을 확인할 수도 있다. 이들 성분 중 어떤 것이 최적으로 기능하지 않는 경우, 프로세서는 반송파 신호 내 어떤 IM 효과의 적절한 인지 및 측정을 보장하기 위해 필요한 조절을 자동적으로 행한다. 주파수 특성이 계단식 스펙트럼 분석기에 의해 인지되고 측정 되면, 이 신호 정보는 프로세서로 전달되고, 프로세서는 가변 전압 제어 발진기, 가변 증폭기, 가변 위상 편이기를 제어하여 소거 신호를 생성한다. 이 프로세서는 반송파 신호가 의도되지 않은 IM 효과를 운반하는 지를 결정하고, 의도되지 않은 IM 효과를 소거시키고자 반송파 신호와 조합되는 소거 신호를 생성하기 위해 가변 제어 발진기, 가변 증폭기, 가변 위상 편이기를 제어한다.
따라서, 전자회로에서 IM 효과를 소거시키기 위한 개선된 장치 및 방법을 제공하는 것이 본 발명의 목적이다.
제작 단가가 저렴하고 고도의 신뢰성을 가지며, 소형이면서 가벼운 구조의 IM 소거 회로를 제공하는 것이 본 발명의 또하나의 목적이다.
도 1은 본 발명의 간단한 IM 효과 소거 회로의 블록도표.
도 2는 피드백 회로를 포함한 발명의 IM 효과 소거 회로의 블록도표.
도 3은 다수의 IM 효과 소거 신호 생성을 위해 다수의 가변 전압 제어 발진기, 가변 증폭기, 가변 위상 편이기를 포함하는, 발명의 IM 효과 소거 회로의 블록도표.
도 4는 발명의 IM 효과 소거 회로에 의해 이용되는 계단식 스펙트럼 분석기의 선호되는 실시예의 블록도표.
도 5는 전통적인 피드 포워드 교정 회로와 본 발명의 IM 효과 소거 회로를 통합한 증폭기 회로의 블록도표.
도 6은 의도된 신호와 의도하지 않은 IM 효과를 모두 지닌 반송파 신호를 설 명하고자, 전통적 스펙트럼 분석기의 디스플레이 장치에 나타날 수 있는 그래프.
도 7은 본 발명의 IM 효과 소거 회로의 적용에 의해 소거되는 IM 효과를 가지면서, 도 6에 도시되는 반송파 신호를 설명하고자 전통적 스펙트럼 분석기의 디스플레이 장치에 나타날 수 있는 그래프.
도 1과 6에서, 본 발명의 IM 효과 소거 회로(1)는 계단식 스펙트럼 분석기(9), 프로세서(11), 가변 전압 제어 발진기(13), 가변 증폭기(15), 가변 위상 편이기(17)를 포함한다. 소거되는 IM 효과를 가질 것으로 예상되는 반송파 신호(4)가 입력(3)에 의해 수신된다. 반송파 신호는 커플러(5)에 의해 일부가 입력 반송파 신호보다 6dB 아래로 분리되며, 계단식 스펙트럼 분석기(9)로 전달된다. 계단식 스펙트럼 분석기(9)에 전달되는 신호는 앞으로 샘플 신호(7)라 불리며, 입력 반송파 신호의 신호 성분의 주파수 및 진폭 감지 및 측정을 위해 계단식 스펙트럼 분석기(9)에 의해 분석된다. 반송파 신호(4)를 포함하는 이 신호성분들은 의도된 신호 성분(91)과 의도되지 않은 IM 효과(93)를 모두 포함한다(도 6). 계단식 스펙트럼 분석기(9)가 관심있는 주파수 대역 사이에서 진행되고 상기 주파수 대역 내 반송파 입력 신호의 서로 다른 신호 성분의 주파수 및 진폭을 인지하였을 때, 이 정보는 프로세서(11)로 전달된다.
프로세서(11)는 의도된 신호나 신호들이 반송파 입력 신호 내에 위치할 거라 기대되는 주파수나 주파수 대역의 실체에 관한 정보를 저장한다. 의도된 신호 성분에 관한 이 정보는 진폭, 주파수, 주파수 대역을 식별하는 룩업표 형태로 저장되는 것이 일반적이며, 이때 반송파 입력 신호(4)의 의도된 신호 성분은 그 안에 있도록 의도된다. 룩업표에 저장된 정보로 반송파 입력 신호(4) 내 인지 신호에 관한 계단식 스펙트럼 분석기(9)에 의해 제공되는 정보를 상호참고함으로서, 프로세서(11)는 반송파 입력 신호(4) 내에 의도되지 않은 IM 효과가 존재하는 지를 결정할 수 있다. 프로세서 룩업표에서 진폭 주파수에 의해 나열되지 않는 계단식 스펙트럼 분석기(9)에 의해 식별되는 어떤 신호 성분들은 IM 효과(93)라고 결정된다.
본 발명의 IM 효과 소거 회로(1)는 프로세서(11)를 가변 전압 제어 발진기(13), 가변 증폭기(15), 가변 위상 편이기(17)와 각각 연결시키는 다수의 제어 라인(19, 21, 23)을 또한 포함한다. 제어 라인(19, 21, 23)을 이용함으로서, 프로세서(11)는 가변 전압 제어 발진기(13), 가변 증폭기(15)에게 의도하지 않은 IM 효과에 대해 주파수 및 진폭이 동일한 발진 신호를 생성하도록 명령한다. 이 발진 신호는 반송파 입력 신호(4) 내 IM 효과의 위상에 대해 가변 위상 편이기(17)에 의해 180도로 위상 조절되는 소거 신호(25)로 작용한다. 도 7에서, 소거 신호(25)는 출력 신호(29) 생성을 위해 제 2 커플러(27) 등에 의해 원 반송파 입력 신호(4)와 조합된다. 출력 신호(29)는 원 반송파 입력 신호(4)와 동일하며, 의도된 신호 성분(91)의 모든 원 주파수 및 진폭 특성을 지닌다. 단, 의도하지 않은 IM 효과(93)는 소거 신호(25)에 의해 소거된 점에 차이가 있다.
도 2의 선호되는 실시예에서, IM 효과 소거 신호(1)는 피드백 신호(33)를 생성하는 제 3 커플러(31)를 포함하는 추가적인 피드백 회로를 포함한다. 소거 신호(25)를 반송파 입력 신호(4)와 조합함으로서 IM 효과가 소거된 후, 최종 출력 신호(29)는 피드백 신호33)를 생성하도록 출력 신호(29)보다 6dB 아래로 출력 신호(29) 일부를 고립시키는 커플러(31) 등에 의해 분리된다. 피드백 신호(33)는 계단식 스펙트럼 분석기(9)로 다시 돌아가며, 여기서, 이전에 감지된 IM 효과가 적절하게 소거되었는 지를 확인하기 위해 원하는 주파수 대역 사이에서 피드백 신호(33)가 분석된다. IM 효과가 적절히 소거되지 않은 경우에, 프로세서(11)는 가변 전압 제어 발진기(13), 가변 증폭기(15), 가변 위상 편이기(17)를 조절시켜서, 반송파 입력 신호(4) 내 IM 효과를 적절히 소거시키고자 소거 신호(25)가 적절한 주파수, 진폭, 위상 편이를 가지는 것을 보장할 수 있다.
이전에 기술된 IM 효과 소거 회로(1)는 의도하지 않은 단일 IM 효과만을 소거할 수 있었다. 도 3의 선호되는 실시예에서, 소거 회로(25)는 다수의 가변 전압 제어 발진기(13a-c), 가변 증폭기(15a-c), 가변 위상 편이기(17a-c)를 포함한다. 가변 전압 제어 발진기(13a-c), 가변 증폭기(15a-c), 가변 위상 편이기(17a-c) 각각의 세트는 서로 직렬로 연결되고 제어 라인(19a-c, 21a-c, 23a-c)에 의해 프로세서(11)에 연결되어, 가변 증폭기(15a-c)에 의해 진폭조절될 수 있고 가변 위상 편이기(17a-c)에 의해 위상 조절될 수 있는, 제어가능한 다수의 발진 신호를 프로세서(11)가 생성시킬 수 있다. 예를 들어, 도 3은 세 개의 소거 신호(25a-c)를 생성할 수 있는 가변 제어 발진기(13a-c), 가변 증폭기(15a-c), 가변 위상 편이기(17a-c)의 세 개 세트를 도시한다. 계단식 스펙트럼 분석기(9)와 프로세서(11)가 세 개의 IM 효과를 측정하고 인지한 경우에, 계단식 스펙트럼 분석기(9)와 프로세서(11)에 의해 인지되는 세 개의 IM 효과와 동일한 주파수 및 진폭을 가지는 세 개의 소 거 신호(25a-c)를 생성하고자, 가변 전압 제어 발진기(13a-c)와 가변 증폭기(15a-c)가 조절된다. 세 개의 소거 신호(25a-c)는 위상 편이기(17a-c)에 의해 개별적으로 위상편이되어, 소거하고자 하는 IM 효과에 대해 각각 180도씩 편이된다. 이 소거 신호들(25a-c) 각각은 출력 신호(29) 생성을 위해 반송파 입력 신호(4)와 다시 연결된다. 또한, 출력 신호(29)는 세 개의 감지된 IM 효과가 이제 소거되었음을 제외하면, 반송파 입력 신호(4)의 모든 신호 특성을 포함한다.
본 발명의 IM 효과 소거 회로(1)는 증폭기 내 IM 효과 소거에 실제 적용가능하다고 판단된다. 일반적으로, 증폭기는 증폭기에 의해 생성되는 IM효과를 소거시키기 위해 일부 종류의 피드 포워드 교정 회로(FFCC)를 이용한다. 불행하게도, 피드 포워드 교정 회로가 증폭기 자체의 IM 효과를 소거시키지만, 위상 편이기, 가변 증폭기, 컴바이너처럼 피드 포워드 교정 회로의 추가 성분의 결과로 피드 포워드 교정 회로는 추가적인 IM 효과를 삽입한다. 이 IM 효과는 증폭기 출력 신호의 일부로 출력된다. 도 5에서, IM 효과 소거 회로(1)는 주증폭기(77)의 IM 효과 소거에 사용되는 피드 포워드 교정 회로(67)의 IM 효과를 소거시키는 데 사용될 수 있다. "주증폭기(primary amplifier)"라는 용어는 고주파 증폭기, IF 증폭기, 전력 증폭기 등처럼 어떤 증폭기도 포함하도록 가장 넓은 범주에서 사용되는 것을 의도한다. 피드 포워드 교정 회로(67)를 이용하는 주증폭기(77)는 통상적으로, 추가적인 위상 편이기(75, 83), 가변 증폭기(81), 컴바이너(79, 85)를 포함한다. 입력 신호(68)는 커플러(71)에 의해 나누어지고, 입력 신호(69)의 제 1 부분은 위상 편이기(75)에 의해 90도만큼 위상편이되고, 컴바이너(79)로 전달된다. 입력 신호(69)의 주요부분 은 주증폭기(77)에 전달되고, 이에 따라 증폭된다. IM 효과를 포함한 이 증폭 신호의 일부는 추가 커플러(72)에 의해 고립되고 컴바이너(79)로 전달된다. 컴바이너(79)에 전달되는 증폭 신호의 일부는 위상 편이 입력 신호(73)와 컴바이너(79)에서 조합되어, 제 1 컴바이너 출력 신호(80)를 도출한다. 신호(69)의 원 신호 성분은 소거되고, 대신에, 제 1 컴바이너 출력 신호(80)가 증폭기(77)의 IM 효과만을 포함한다. 이 위상 편이 증폭기 신호는 제 2 위상 편이기(83)에 의해 180도만큼 위상 편이되고, 제 2 컴바이너(85)로 전달된다. 이 위상 편이 증폭기 신호는 제 1 컴바이너 출력과 믹싱되며, 증폭기에 의해 생성되는 IM 효과만을 포함한다. 제 1 컴바이너 출력은 증폭기 출력 신호의 IM 효과와 동일한 진폭을 가지도록 증폭기(81)에 의해 진폭 조절된다. 증폭기 출력 신호가 위상 편이기(83)에 의해 180도만큼 위상편이되기 때문에, 주증폭기의 IM 효과는 출력 반송파 신호(4)에서 소거된다. 도 1, 5, 6, 7에서, 피드 포워드 교정 회로(67)의 성분에 의해 생성되는 추가 IM 효과를 소거시키기 위해, 피드 포워드 교정 회로에 의해 출력되는 반송파 신호(4)는 커플러(5)에 의해 출력 신호(7)의 일부로 나누어지고, 상기 출력 신호 일부는 계단식 스펙트럼 분석기(9)로 보내어진다. 계단식 스펙트럼 분석기(9)는 반송파 신호의 의도된 신호 성분(91)과 의도하지 않은 IM 효과(93)를 인지하기 위해 원하는 주파수 대역 사이에서 진행한다. 앞서 기술한 것과 유사한 방식으로, 계단식 스펙트럼 분석기(9)는 증폭기(77)의 의도된 출력 신호의 주파수에 관한 정보를 저장하는 내부 룩업표로 정보를 상호기준/참고하는 프로세서(11)에, 반송파 신호(4)에서 인지된 다른 신호들의 주파수 및 진폭에 관한 정보를 전달한다. 내부 룩업표에 나열되지 않은 계단식 스펙트럼 분석기(9)에 의해 포괄되지 않은 신호는 의도하지 않은 IM 효과라고 결정된다. 위상 편이기(17)는 반송파 신호(4)의 IM 효과에 대해 180도만큼 소거 신호 위상을 편이시키며, 소거 신호(25)는 출력 신호(29) 생성을 위해 반송파 신호(4)와 다시 조합된다. 소거 신호(25)가 IM 효과(93)와 도일한 주파수 및 진폭을 가지나 180도의 위상 편이를 가지기 때문에, 출력 신호(29)는 증폭기(77)에 의해 생성된 신호의 의도된 신호 성분(91)의 모든 주파수 및 진폭 특성을 포함한다. 하지만, 의도되지 않은 IM 효과(93)는 소거된다.
도 5의 추가적인 선호되는 실시예에서, 입력 신호가 증폭기(77)나 피드 포워드 교정 회로(67)에 의해 수신되기 전에, 입력 신호(69)는 커플러에 의해 나누어져서, 입력 신호의 일부를 고립시킨다(도시되지 않음). 입력 신호의 이 부분은 분석을 위해 계단식 스펙트럼 분석기(9)에 전달되고, 분석기(9)는 입력 신호(69)의 주파수 및 진폭 성분 결정을 포함한 결과를 프로세서(11)에 전달하며, 상기 프로세서(11)는 입력 신호(69)의 의도된 주파수 및 진폭 특성에 관한 정보를 프로세서(11)에 제공하기 위해 룩업표 등에서 이 정보를 저장한다. 이 정보가 증폭기(77)나 피드 포워드 교정 회로(67)에 의해 생성되는 IM 효과를 포함하지 않기 때문에, 샘플 신호(7)는 룩업표에 지금 저장된 정보와 비교될 수 있고, 따라서, 증폭기(77)나 피드 포워드 교정 회로(67)에 의해 생성된 반송파 신호(4)의 IM 효과를 식별할 수 있다. 이 정보는 가변 전압 제어 발진기(13), 가변 증폭기(15), 가변 위상 편이기(16)를 제어하여 소거 신호(25)를 생성하는 데 사용될 수 있다.
반송파 신호, 특히 의도하지 않은 IM 효과의 서로 다른 신호 성분의 주파수 및 진폭을 결정하기 위해 계단식 스펙트럼 분석기(9)가 관심있는 주파수 대역을 신속하고 완전하게 분석한다는 점이 중요하다. 도 4에서, 선호되는 계단식 스펙트럼 분석기(9)는 가변 저잡음 소스(37), 가변 위상 편이기(43), 믹서(47)를 포함한다. 가변 저잡음 소스(37)는 주파수 및 진폭이 동일한, 조절가능한 제 1, 2 발진 신호(39, 41)를 생성한다. 제 1 저잡음 신호(39)는 커플러(35)에 의해 샘플 신호(7)와 조합되어, 조합된 샘플 신호/저잡음 신호(45)를 생성한다. 제 2 저잡음 신호(41)는 위상 편이기(43)에 의해 90도만큼 위상 편이된다. 샘플 신호/저잡음 신호(45)와 제 2 저잡음 신호(41)는 믹서(47)에서 조합되어, 믹서 출력 신호(49)를 생성한다. 믹서(49)의 내재적 특성으로 인해, 저잡음 소스 신호(39, 41)가 소거되고, 잔여 신호 성분들은 "반송파로부터 이격된(offset-from-carrier)" 형태로 나타난다. 기본적으로, 믹서 출력 신호(49)에서의 신호 성분들은 기지대역으로 직교하향변환된다. 예를 들어, 반송파 신호로 작용하는 저잡음 소스 신호(49, 41)가 500.000MHz에서 생성되는 경우, 500.050MHz의 샘플링 신호(7)의 한 신호 성분이 믹서 출력 신호(49)에서 50kHz의 신호로 나타날 것이다. 측정 테스트 신호라 불리는 이 믹서 출력 신호(49)는 저잡음 정합 증폭기(51)에 전달되고, 상기 증폭기(51)는 신호 내 IM 효과가 보다 쉽게 인지되고 측정될 수 있도록 측정 테스트 신호(49)의 크기를 증폭시킨다. 더욱이, 저잡음 정합 증폭기(51)를 통과한 후 측정 테스트 신호(49)를 수신하는 아날로그-디지털 변환기(53)와 믹서(47) 사이에서 임피던스가 최적으로 유지되는 것을 보장하기 위해 저잡음 정합 증폭기(51)는 버퍼로 작용한다.
아날로그-디지털 컨버터(53)는 측정 테스트 신호(49)를 수신하고 선입선출 방식으로 테스트 신호를 디지털 형태로 변환한다. 이 디지털 정보는 프로세서(55)로 전달된다. 계단식 스펙트럼 분석기(9)는 다수의 제어 라인(57, 59, 61)을 추가로 포함하며, 상기 다수의 제어 라인(57, 59, 61)은 프로세서(55)를 각각 가변 저잡음 소스(47), 가변 위상 편이기(53), 저잡음 정합 증폭기(51)에 연결한다. 동작시에, 프로세서(55)는 믹서(47)에 의해 수신되는 서로 다른 반송파 신호를 생성하도록 서로 다른 이격 주파수의 바람직한 주파수 대역 사이에서 저잡음 소스(37)와 위상 편이기(53)를 조절한다. 전형적인 스펙트럼 분석 시스템이 저잡음 소스와 위상 편이기의 수동 조절을 필요로하지만, 본 발명의 스펙트럼 분석기(9)는 이 성분들의 자동 제어를 제공하여, 샘플 신호(7)의 의도된 신호 성분과 의도하지 않은 IM 효과가 전체 관심 대역 사이에서 인지되고 측정될 수 있다.
도 4에서, 프로세서(55)에 도달한 후, 측정 테스트 신호(49)는 스텍트럼 분석기(65)에 전달된다. 아날로그-디지털 컨버터(53)에 의해 디지털 포맷으로 변환된 측정 테스트 신호(49)는, 어떤 의도된 신호 성분과 의도되지 않은 IM 효과의 주파수 및 진폭을 포함한, 샘플 신호(7)의 서로 다른 주파수 성분을 정확하게 측정하는 구분된 퓨리에 변환을 이용하여 스펙트럼 분석기(65)에 의해 분석된다. 이 정보는 프로세서(55)로 되돌아가고, 도 1에서는 프로세서(11)로 되돌아간다. 프로세서(11)는 가변 전압 제어 발진기(13), 가변 증폭기(15), 가변 위상 편이기(17)를 제어한다. 프로세서(11)는 이 정보를 취하여, 내부 룩업표와의 비교에 의해 주파수 성분이 의도된 신호 성분인지, 의도하지 않은 IM 효과인지 결정한다. IM 효과가 규정되 면, 가변 제어 발진기(13), 가변 증폭기(15), 위상 편이기(17)는 프로세서(11)에 의해 제어 링크(19, 21, 23)를 통해 조절되어 소거 신호(25)를 생성하고, 상기 소거 신호(25)는 반송파 신호(4)와 조합되어, 의도하지 않은 IM 효과가 소거된 출력 신호(29)를 생성한다. 당 분야에 공지된 바와 같이, 프로세서(11, 15)는 별개의 프로세서로 만들어질 수도 있고, 단일 프로세서로 통합될 수도 있다.
본 발명은 고주파 신호의 IM 효과 소거를 참고하여 설명되었다. 본 발명이 고주파 시스템에 특정 관련성을 가지기 때문에 이 내용이 이루어졌으나, 본 발명은 고주파 스펙트럼에 제한되고자 하는 것이 아니라, 적외선, 가시광선, 자외선, X-선 스펙트럼에서의 응용을 포함하여 고주파 스펙트럼을 넘는 응용을 포함하는 것으로 의도된다.

Claims (14)

  1. 반송파 신호에서 한 개 이상의 상호변조 효과(IM product)를 감소시키기 위한 IM 효과 소거 회로로서,
    상기 IM 효과 소거 회로는, 가변 발진기, 가변 위상 편이기 수단, 프로세서, 커플러 수단을 포함하며,
    상기 가변 발진기는 IM 효과 소거 신호를 생성하고,
    상기 가변 위상 편이기 수단은 반송파 신호에서 원하지 않는 IM 효과를 소거시키기 위해 반송파 신호 내 IM 효과에 대해 상기 IM 효과 소거 신호를 180도만큼 편이시키며,
    상기 프로세서는 상기 가변 발진기와 상기 가변 위상 편이기에 연결되어, 상기 가변 발진기와 상기 가변 위상 편이기 수단을 제어하여, 반송파 신호 내 불필요한 IM 효과를 감소시키기 위해 IM 효과와 주파수는 동일하게, 위상은 180도 다르게 상기 IM 효과 소거 신호를 개시하고 유지시키며,
    상기 커플러 수단은 감소되는 IM 효과를 가지는 출력 신호 생성을 위해 상기 반송파 신호를 상기 IM 효과 소거 신호와 조합하는 것을 특징으로 하는 상호변조(IM) 효과 소거 회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 IM 효과 소거 신호의 진폭을 제어하기 위한 증폭기를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 회로.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 증폭기가 상기 프로세서에 연결되는 가변 증폭기인 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 회로.
  4. 제 3 항에 있어서, 반송파 신호에서 IM 효과를 소거시키기 위해 상기 IM 효과 소거 신호가 상기 IM 효과와 동일한 진폭을 가지도록, 상기 프로세서가 상기 가변 증폭기를 조절하는 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 회로.
  5. 제 1 항에 있어서, 관심 주파수 대역 내의 상기 IM 효과의 특성을 인지하고 측정하기 위해 상기 프로세서에 연결되는 스펙트럼 분석기를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 회로.
  6. 삭제
  7. 제 5 항에 있어서, 상기 스펙트럼 분석기에 의한 분석 결과를 룩업표에 저장된 정보와 비교함으로서, 불필요한 IM 효과의 존재여부를 프로세서가 결정할 수 있도록, 상기 반송파 신호의 원하는 특성에 관한 정보를 제공하는 룩업표를 상기 프로세서가 포함하는 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 회로.
  8. 삭제
  9. 제 7 항에 있어서, 주증폭기의 IM 효과를 소거시키기 위해 상기 IM 효과 소거 회로가 제공되는 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 회로.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 반송파 신호가 상기 주증폭기에 입력되기 전에, 상기 반송파 신호의 상기 스펙트럼 분석기에 의한 분석에 의해, 상기 룩업표에 저장된 정보가 제공되는 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 회로.
  11. 제 1 항에 있어서, 반송파 신호 내 신호 성분의 분석 및 측정을 위해 반송파 신호 일부를 디지털 포맷으로 변환하는 아날로그-디지털 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 회로.
  12. 제 1 항에 있어서, 다수의 IM 효과를 소거하고자 상응하는 다수의 IM 효과 소거 신호를 생성하기 위해 상기 IM 효과 소거 회로가 다수의 가변 발진기, 가변 증폭기, 가변 위상 편이기를 포함하는 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 회로.
  13. 반송파 신호 내 불필요한 IM 효과를 소거시키는 방법으로서, 상기 방법은,
    - 반송파 신호 샘플 생성을 위해 반송파 신호를 샘플링하고,
    - 반송파 신호가 불필요한 IM 효과를 가지는 지를 결정하기 위해 반송파 신호 샘플을 분석하며,
    - 불필요한 IM 효과와 동일한 주파수를 가지는 IM 효과 소거 신호를 생성하도록 가변 발진기를 제어하고,
    - 반송파 신호 내 IM 효과에 대해 IM 효과 소거 신호를 180도 위상편이시키며,
    - 반송파 신호를 IM 효과 소거 신호와 조합시켜서, 불필요한 IM 효과가 IM 효과 소거 신호에 의해 소거된 출력 신호를 생성하는,
    이상의 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 방법.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 방법은,
    - 반송파 신호를 IM 효과 소거 신호와 조합하기 전에, 불필요한 IM 효과와 동일한 진폭을 가지도록 IM 효과 소거 신호를 증폭시키는,
    단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 IM 효과 소거 방법.
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Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6393372B1 (en) * 1999-05-17 2002-05-21 Eugene Rzyski Automated frequency stepping noise measurement system
US6496064B2 (en) * 2000-08-15 2002-12-17 Eugene Rzyski Intermodulation product cancellation circuit
US20050149002A1 (en) * 2003-04-08 2005-07-07 Xingwu Wang Markers for visualizing interventional medical devices
US20050149169A1 (en) * 2003-04-08 2005-07-07 Xingwu Wang Implantable medical device
US7023273B2 (en) * 2003-10-06 2006-04-04 Andrew Corporation Architecture and implementation methods of digital predistortion circuitry
US7035743B1 (en) * 2004-10-18 2006-04-25 Agilent Technologies, Inc. Phase noise compensation for phase noise measurements
US8965727B2 (en) * 2005-05-20 2015-02-24 Omniphase Research Laboratories, Inc. Intelligent low noise design
US8116401B2 (en) * 2005-05-26 2012-02-14 Broadcom Corporation Method and system for digital spur cancellation
US7919968B2 (en) * 2007-07-09 2011-04-05 Ltx Corporation System and method for distortion analysis
JP5275835B2 (ja) * 2008-02-05 2013-08-28 パナソニック株式会社 基地局装置、端末装置および無線通信システム
US8755762B2 (en) * 2008-08-05 2014-06-17 Broadcom Corporation RF receiver with oscillation based blocker
KR101106822B1 (ko) * 2010-04-21 2012-01-19 송홍준 쐐기식 끼워 물림 구조를 가지는 데드 앤드 클램프
US8634793B2 (en) * 2010-05-10 2014-01-21 Csr Technology Inc. IP2 calibration measurement and signal generation
US9178547B1 (en) * 2013-10-18 2015-11-03 Rockwell Collins, Inc. Mitigating intermodulation distortion in a receiver
JP6269011B2 (ja) * 2013-12-12 2018-01-31 富士通株式会社 無線装置及び無線通信システム
WO2018036627A1 (en) * 2016-08-25 2018-03-01 Huawei Technologies Co., Ltd. Integrated amplifier

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4718118A (en) 1986-02-24 1988-01-05 Rca Corporation Transparent laser drive current update for burst mode fiber optic communication system
US5047736A (en) 1990-09-10 1991-09-10 Technology Research International, Inc. Selective interference reduction in transmission lines
EP0466123A1 (en) * 1990-07-11 1992-01-15 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Feed-forward amplifier
JPH0547736A (ja) * 1991-08-20 1993-02-26 Tadahiro Omi ガス乾燥装置
JPH0840285A (ja) * 1994-08-02 1996-02-13 Daihatsu Motor Co Ltd ステアリング装置の支持構造
EP0747714A2 (en) 1995-06-06 1996-12-11 HE HOLDINGS, INC. dba HUGHES ELECTRONICS Noise measurement test system
US5915213A (en) * 1995-10-30 1999-06-22 Fujitsu Limited Transmitter apparatus with linearizing circuit to compensate for distortion in power amplifier

Family Cites Families (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4268802A (en) * 1979-05-23 1981-05-19 Fisher Charles B Modulation distortion reducer
US4580105A (en) 1985-01-25 1986-04-01 At&T Bell Laboratories Automatic reduction of intermodulation products in high power linear amplifiers
DE3516492A1 (de) * 1985-05-08 1986-11-13 Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart Funkempfaenger
JPS6380626A (ja) 1986-09-24 1988-04-11 Yamaha Corp デイジタル・アナログ変換回路
US5524281A (en) 1988-03-31 1996-06-04 Wiltron Company Apparatus and method for measuring the phase and magnitude of microwave signals
US4926134A (en) * 1988-12-29 1990-05-15 Westinghouse Electric Corp. Gain monitoring of distortion cancellation amplifiers in a feedforward linear amplifier
US4992754B1 (en) * 1989-09-07 1997-10-28 Ortel Corp Predistorter for linearization of electronic and optical signals
US5252930A (en) * 1989-09-07 1993-10-12 Ortel Corporation Predistorter for linearization of electronic and optical signals
GB2238195A (en) 1989-11-16 1991-05-22 Motorola Inc Feed forward amplifier with pilot tone cancellation
US5047763A (en) * 1989-11-30 1991-09-10 Motorola, Inc. Selective call system with message rebroadcasting over another selective call system
US5023565A (en) * 1990-01-26 1991-06-11 At&T Bell Laboratories Linear amplifier with automatic adjustment of feed forward loop gain and phase
GB9009295D0 (en) 1990-04-25 1990-06-20 Kenington Peter B Apparatus and method for reducing distortion in amplification
US5334946A (en) 1990-04-25 1994-08-02 British Technology Group Limited Apparatus and method for reducing distortion in amplification
US5077532A (en) 1990-12-17 1991-12-31 Motorola, Inc. Feed forward distortion minimization circuit
US5119040A (en) 1991-01-04 1992-06-02 Motorola, Inc. Method and apparatus for optimizing the performance of a power amplifier circuit
US5307022A (en) * 1991-04-15 1994-04-26 Motorola, Inc. High dynamic range modulation independent feed forward amplifier network
JP3207884B2 (ja) * 1991-08-02 2001-09-10 日本放送協会 静磁波帯域阻止フィルタおよび妨害波除去装置
JPH077479A (ja) * 1993-05-31 1995-01-10 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 相互変調ひずみテスト用信号発生器
US5459680A (en) 1993-10-20 1995-10-17 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Method and apparatus for spur-reduced digital sinusoid synthesis
US5365187A (en) 1993-10-29 1994-11-15 Hewlett-Packard Company Power amplifier utilizing the vector addition of two constant envelope carriers
FR2716313B1 (fr) * 1994-02-11 1996-04-12 Alcatel Mobile Comm France Dispositif de commande de la polarisation d'un amplificateur.
US5455537A (en) 1994-08-19 1995-10-03 Radio Frequency Systems, Inc. Feed forward amplifier
US5528196A (en) 1995-01-06 1996-06-18 Spectrian, Inc. Linear RF amplifier having reduced intermodulation distortion
US5619168A (en) 1995-08-07 1997-04-08 Lucent Technologies Inc. Distortion creation and reduction circuit
EP0762630A1 (en) * 1995-09-08 1997-03-12 AT&T IPM Corp. Low distortion amplifier circuit with improved output power
US5758275A (en) 1995-09-29 1998-05-26 Motorola, Inc. Method and apparatus for scheduling adaptation for a notch filter
US5623227A (en) 1995-10-17 1997-04-22 Motorola, Inc. Amplifier circuit and method of controlling an amplifier for use in a radio frequency communication system
US5621354A (en) 1995-10-17 1997-04-15 Motorola, Inc. Apparatus and method for performing error corrected amplification in a radio frequency system
US5742201A (en) 1996-01-30 1998-04-21 Spectrian Polar envelope correction mechanism for enhancing linearity of RF/microwave power amplifier
US5903819A (en) 1996-03-13 1999-05-11 Ericsson Inc. Noise suppressor circuit and associated method for suppressing periodic interference component portions of a communication signal
US5892397A (en) 1996-03-29 1999-04-06 Spectrian Adaptive compensation of RF amplifier distortion by injecting predistortion signal derived from respectively different functions of input signal amplitude
JP3297307B2 (ja) 1996-06-14 2002-07-02 沖電気工業株式会社 背景雑音消去装置
US5848168A (en) * 1996-11-04 1998-12-08 Tenneco Automotive Inc. Active noise conditioning system
US5808512A (en) 1997-01-31 1998-09-15 Ophir Rf, Inc. Feed forward amplifiers and methods
US5994957A (en) * 1997-12-19 1999-11-30 Lucent Technologies Inc. Feed forward amplifier improvement
US5912586A (en) * 1997-12-23 1999-06-15 Motorola, Inc. Feed forward amplifier with digital intermodulation control
US5886573A (en) 1998-03-06 1999-03-23 Fujant, Inc. Amplification using amplitude reconstruction of amplitude and/or angle modulated carrier

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4718118A (en) 1986-02-24 1988-01-05 Rca Corporation Transparent laser drive current update for burst mode fiber optic communication system
EP0466123A1 (en) * 1990-07-11 1992-01-15 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Feed-forward amplifier
US5047736A (en) 1990-09-10 1991-09-10 Technology Research International, Inc. Selective interference reduction in transmission lines
JPH0547736A (ja) * 1991-08-20 1993-02-26 Tadahiro Omi ガス乾燥装置
JPH0840285A (ja) * 1994-08-02 1996-02-13 Daihatsu Motor Co Ltd ステアリング装置の支持構造
EP0747714A2 (en) 1995-06-06 1996-12-11 HE HOLDINGS, INC. dba HUGHES ELECTRONICS Noise measurement test system
US5915213A (en) * 1995-10-30 1999-06-22 Fujitsu Limited Transmitter apparatus with linearizing circuit to compensate for distortion in power amplifier

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