KR100723479B1

KR100723479B1 - 디지털 텔레비전 수신 장치의 결정-피드백 등화기 및 그방법

Info

Publication number: KR100723479B1
Application number: KR1020040101534A
Authority: KR
Inventors: 지드코프세르게이; 전현배; 권택원; 김도한
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2004-12-04
Filing date: 2004-12-04
Publication date: 2007-05-31
Anticipated expiration: 2024-12-04
Also published as: CN1825917A; FR2879065A1; US20060120475A1; US7738603B2; KR20060062629A; JP4814626B2; CN100496099C; JP2006166454A; FR2879065B1

Abstract

디지털 텔레비전 수신 장치의 결정-피드백 등화기 및 그 방법이 개시된다. 상기 디지털 텔레비전 수신 장치에서는, TCM 디코딩부가 왜곡 보상된 신호를 디코딩하여 심볼 판정 결과들과 소프트 정보 신호를 생성하고, 이에 따라 DFE는 12-D 심볼 간격 만큼 딜레이시킨 소프트 정보 신호를 이용하여 비균일 양자화 과정을 위한 경계 레벨들을 선택하고, 상기 심볼 판정 결과들을 이용하여 피드백 필터링한 신호로부터 상기 왜곡 보상된 신호를 생성한다.

Description

디지털 텔레비전 수신 장치의 결정-피드백 등화기 및 그 방법{Decision-feedback equalizer and method in the digital television receiver}

본 발명의 상세한 설명에서 인용되는 도면을 보다 충분히 이해하기 위하여 각 도면의 간단한 설명이 제공된다.

도 1은 일반적인 DTV 수신 장치의 블록도이다.

도 2는 종래의 DFE를 나타내는 일례이다.

도 3은 종래의 DFE의 다른 방식을 나타내는 예이다.

도 4는 일반적인 TCM 인코딩 장치를 나타내는 블록도이다.

도 5는 일반적인 TCM 디코딩 장치를 나타내는 블록도이다.

도 6은 본 발명의 일실시예에 DTV 수신 장치의 블록도이다.

도 7은 TCM 인코딩 알고리즘을 설명하기 위한 도면이다.

도 8은 TCM 디코딩 과정에서 수신 신호의 현재 상태로부터 다음 상태를 어떻게 예측할 수 있는 지를 설명하는 트렐리스 다이어그램이다.

도 9는 도 6의 슬라이서에서 선택된 경계 레벨들에 따른 양자화 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 10은 도 6의 TCM 디코딩부의 구체적인 블록도이다.

도 11은 도 6의 DTV 수신 장치의 동작 설명을 위한 흐름도이다.

본 발명은 디지털 텔레비전(Digital Television)(이하 "DTV"라 약칭함) 수신 장치에 관한 것으로서, 특히 DTV 수신 장치의 등화기(equalizer) 및 그 방법에 관한 것이다.

최근들어 방송용 시스템들에 급격히 디지털화가 진전되고 있다. 유럽은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)에 기반한 DVB-T(Terrestrial Digital Video Broadcasting)로 표준화가 진행되었고, 미국은 잔류 측파대(Vestigial Sideband)(이하 "VSB"라 약칭함) 방식에 기반하여 표준화가 진행되었다. VSB 신호는 ATSC(Advanced Television Subcommittee)에서 규정하고 있다. 특히, 우리나라가 채택한 미국향 DTV 수신 시스템을 위하여, 멀티패스(multi-path) 채널 하에서 심볼간 간섭(inter-symbol interference)이 많이 섞인 VSB 신호를 수신하여 안정적으로 복조 및 디코딩할 수 있는 강건한(robust) 수신 장치가 요구되고 있다.

VSB 신호를 처리하는 일반적인 DTV 수신 장치(100)의 블록도가 도 1에 도시되어 있다. 도 1을 참조하면, 상기 수신 장치(100)는 튜너(tuner)(110), 복조기(demodulator)(120), 등화기(130) 및 TCM(Trellis-coded Modulation) 디코딩부(140)를 구비한다. 주지된 바와 같이, TCM 디코딩은 열적 노이즈(thermal noise)에 대한 시스템 강건성(robustness)을 개선하기 위한 에러 정정 테크닉을 사용하고, 이러한 테크닉에서의 용이한 디코딩 알고리즘과 결합된 강력한 성능 때문에 많이 사용되고 있는 것 중의 하나이다. 상기 TCM 디코딩부(140)의 출력(OUT)은 소정 신호 처리부에서 처리되어 디스플레이 및 오디오를 위한 신호들로서 출력된다.

도 2는 도 1의 등화기(130)로서 사용되는 종래의 DFE(Decision-Feedback Equalizer:결정-피드백 등화기)(200)를 나타내는 일례이다. 도 2를 참조하면, 상기 DFE(200)는 전방향 필터(feed-forward filter)(210), 합산기(220), 슬라이서(slicer)(230), 및 피드백 필터(240)를 구비한다. 상기 DFE(200)는 도 1의 복조기(110) 출력을 입력 신호(INPUT)로서 받아 왜곡을 보상하고, 보상된(equalized) 신호를 TCM 디코더로 출력한다. 상기 DFE(200)는 TCM 디코더 앞에서 동작하고, 이로 인해 피드백 과정을 수행하기 위하여 코드화되지 않은 심볼들(uncoded symbols)을 사용한다. 그러나, 코드화되지 않은 심볼들의 신뢰성(reliability)은 보통 아주 낮다는 문제점이 있다.

도 2를 개선하기 위하여 TCM 디코딩부(320)와 결합된 DFE(310)를 가지는 다른 DTV 수신 장치(300)가 도 3에 도시되어 있다. 도 3을 참조하면, 상기 DFE(310)는 전방향 필터(feed-forward filter)(311), 합산기(312), 8-레벨 슬라이서(slicer)(313), 및 피드백 필터(314)를 구비한다. 상기 TCM 디코딩부(320)는 상기 DFE(310)의 출력(EQO)을 디코딩한다. 상기 TCM 디코딩부(320)는 TCM 인코딩의 역과정을 수행하는 브랜치 메트릭 계산과 역추적 과정(branch metric computation and traceback procedure)으로부터 심볼 판정 결과들(symbol decisions)(H1, H2, H3...)을 생성한다. 상기 피드백 필터(314)로 피드백되는 상기 심볼 판정 결과들 (H1, H2, H3...)은 가장 생존 가능성이 높은 패스(the most probable surviving path)로부터 생성되므로, 신뢰성이 높다.

그러나, 상기 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...)을 출력(OUT)으로서 생성하는 상기 TCM 디코딩부(320)가 딜레이 없이 이상적으로 동작하려면, 더 빠른 시스템 클럭 레이트(rate)가 요구되고, 이는 하드웨어 복잡도 및 전력 소비를 증가시킨다. 다시 말하여, 효율적인 하드웨어가 적용되더라도 상기 TCM 디코딩부(320)는 디코딩 과정에서 약간의 딜레이를 유발한다. 따라서, 상기 TCM 디코딩부(320)로부터의 제1 판정 결과 H1은 D 심볼(2 내지 7 심볼 정도) 만큼 딜레이 될 수 있다. 성능 열화를 피하기 위하여, 상기 8-레벨 슬라이서(313)의 출력이 상기 피드백 필터(314)의 최초 D 심볼 만큼의 탭들(taps)에 의하여 딜레이되고, 상기 TCM 디코딩부(320)의 출력(OUT)인 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...)은 상기 피드백 필터(314)의 나머지 탭들에 입력되어 필터링된다.

그러나, 상기 TCM 디코딩부(320)와 결합된 DFE(310)가 상기 TCM 디코딩부(320)의 가장 생존 가능성이 높은 패스로부터 생성된 신뢰성있는 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...)을 사용하므로 도 2의 등화기(200) 보다 성능이 좋다할 지라도, 아직도 수신 VSB 신호의 고스트(ghost) 딜레이가 D 심볼 이하이면 좋은 성능을 발휘하지 못한다는 문제점이 있다.

참고적으로, VSB 신호를 송신하는 송신기는 도 4와 같은 구성의 TCM 인코딩 장치(400)를 포함한다. 도 4를 참조하면, ATSC 방송 시스템에 사용되는 상기 TCM 인코딩 장치(400)는 제1 스위칭부(410), 12 개의 병렬 TCM 인코더들(420~430), 및 제2 스위칭부(450)를 포함한다. 예를 들어, 상기 제1 TCM 인코더(420)는 입력 데이터 중 제1 심볼 그룹, 즉, 1 번째, 13 번째, 25 번째 심볼들을 TCM 인코딩한다. 상기 제2 TCM 인코더(430)는 입력 데이터 중 제2 심볼 그룹, 즉, 2 번째, 14 번째, 26 번째 심볼들을 TCM 인코딩한다. 마찬가지로, 상기 제12 TCM 인코더(440)는 입력 데이터 중 제12 심볼 그룹, 즉, 12 번째, 24 번째, 36 번째 심볼들을 TCM 인코딩한다. 이와 같은 상기 TCM 인코딩 장치(400)에서의 코드 인터리빙(code interleaving) 수행에 의하여 출력 데이터 간에는 12 심볼 간격이 있다. 이와 같은 인코딩 메카니즘에 대해서는 이 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 잘 알려져 있다.

도 3의 TCM 디코딩부(320)는 도 5와 같은 구성을 가질 수 있다. 도 5를 참조하면, 상기 ATSC 방송 시스템에 사용되는 상기 TCM 디코딩부(320)는 제1 스위칭부(321), 12 개의 병렬 TCM 디코더들(322~324), 및 제2 스위칭부(325)를 포함한다. 상기 TCM 디코더들(322~324) 각각은 브랜치 메트릭 계산과 역추적 과정(branch metric computation and traceback procedure)을 수행하고, 이에 따라 가장 생존 가능성이 높은 패스로부터 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...)을 생성한다. 상기 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...) 간에는 12 심볼 간격이 있다. 이와 같은 디코딩 메카니즘에 대해서도 이 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 잘 알려져 있다.

따라서, 본 발명이 이루고자하는 기술적 과제는 TCM 디코더로부터의 판정 결과들(decisions)을 이용하고, TCM 디코더가 브랜치 메트릭 계산 및 역추정 과정에 서 딜레이를 유발하는 경우에도 딜레이가 짧은 채널 환경(short delay channel environment)에서 성능이 우수한 DTV 수신 장치의 결정-피드백 등화기(DFE) 및 그 방법을 제공하는데 있다.

상기의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 DTV(digital television) 수신 장치는, 디코딩부 및 DFE(결정-피드백 등화기)를 구비하는 것을 특징으로 한다. 상기 디코딩부는 왜곡 보상된 신호에 대한 디코딩 과정으로부터 심볼 판정 결과들과 소프트 정보 신호를 생성한다. 상기 DFE는 상기 소프트 정보 신호를 이용하여 선택한 경계 레벨들에 따라 상기 왜곡 보상된 신호를 양자화하고, 상기 심볼 판정 결과들을 이용하여 상기 양자화된 신호를 피드백 필터링하며, 입력 신호를 전방향 필터링한 신호와 상기 피드백 필터링된 신호를 합성하여 상기 왜곡 보상된 신호로서 생성한다. 상기 디코딩부는 ATSC(Advanced Television Subcommittee) 표준에 의한 TCM 디코딩을 수행하는 것을 특징으로 한다.

상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 DTV 수신 방법은, 왜곡 보상된 신호에 대한 디코딩 과정으로부터 심볼 판정 결과들과 소프트 정보 신호를 생성하는 단계; 상기 소프트 정보 신호를 이용하여 선택한 경계 레벨들에 따라 상기 왜곡 보상된 신호를 양자화하는 단계; 상기 심볼 판정 결과들을 이용하여 상기 양자화된 신호를 피드백 필터링하는 단계; 및 입력 신호를 전방향 필터링한 신호와 상기 피드백 필터링된 신호를 합성하여 상기 왜곡 보상된 신호로서 생성하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 한다.

본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하는 첨부 도면 및 도면에 기재된 내용을 참조하여야 한다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.

도 6은 본 발명의 일실시예에 DTV 수신 장치(600)의 블록도이다. 도 6을 참조하면, 상기 DTV 수신 장치(600)는 DFE(Decision-feedback equalizer:결정-피드백 등화기)(610) 및 TCM(Trellis-coded Modulation) 디코딩부(630)를 구비한다. 도 6의 DTV 수신 장치(600)의 동작 설명을 위하여 도 11의 흐름도가 참조된다.

상기 DFE(610)는 입력 신호(INPUT)의 왜곡을 보상하여 출력한다. 상기 입력 신호(INPUT)는 도 1의 복조기(120)에서 출력되는 신호일 수 있다. 상기 DFE(610)에 구비된 전방향 필터(670)는 주지된 FIR(Finite Impulse Response) 필터링 방식 등에 의하여 상기 입력 신호(INPUT)를 필터링할 수 있다(도 11의 S110). 상기 DFE(610)에 구비된 합산기(680)는 상기 전방향 필터(670)에서 필터링된 신호와 피드백 필터(660)에서 출력되는 피드백 필터링된 신호를 합성하고, 합성된 결과를 상기 DFE(610)의 왜곡 보상된(equalized) 신호(EQO)로서 생성한다(도 11의 S110). 상기 DFE(610)에 구비된 딜레이기(640) 및 슬라이서(650) 등에 대하여 아래에서 좀더 자세히 기술된다.

상기 TCM 디코딩부(630)는 상기 DFE(610)에서 출력된 왜곡 보상된 신호(EQO) 에 대하여 ATSC(Advanced Television Subcommittee) 표준에 의한 TCM 디코딩을 수행한다. TCM 디코딩에서는 송신측에서 수행하는 TCM 인코딩의 역과정을 위한 브랜치 메트릭 계산과 역추적 과정(branch metric computation and traceback procedure)을 수행한다. 먼저, 도 7과 같이, TCM 인코더(700)는 트렐리스 인코더(trellis encoder)(710) 및 매퍼(mapper)(720)를 포함한다. 상기 트렐리스 인코더(710)는 제1 비트-메모리(711), 합산기(712) 및 제2 비트-메모리(713)를 이용하여, 송신할 비트 데이터 Z₂, Z₁에 Z₀ 비트를 추가하고, 이에 따라 상기 매퍼(720)는 데이터 Z₂, Z₁, Z₀이 가리키는 8가지(-7, -5, -3, -1, +1, +3, +5, +7) 값에 따라 매핑하여 매핑된 신호를 인코딩된 8-레벨 VSB 신호로서 출력한다. 송신측에서 인코딩된 8-레벨 VSB 신호는 반송파에 실려 전송된다.

상기 TCM 디코딩부(630)는 왜곡 보상된 신호(EQO)에 대한 디코딩 과정으로부터 심볼 판정 결과들(symbol decisions)(H1, H2, H3...)과 소프트 정보 신호(α)를 생성한다(도 11의 S130). 주지된 바와 같이, 상기 TCM 디코딩부(630)의 출력(OUTPUT)인 상기 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...)은 4 개의 생존 패스(path)들 중 가장 작은 패스 메트릭(path metric) 값을 가지는 가장 생존 가능성이 높은 패스의 시퀀스(sequence)로부터 결정된다.

상기 소프트 정보 신호(α)는 수신 VSB 신호의 다음 값이 8-레벨 중 -7, -3, +1, +5 레벨들에 해당하는 제1 데이터 서브-세트(subset)에 가까운지 또는 수신 VSB 신호의 다음 값이 8-레벨 중 -5, -1, +3, +7 레벨들에 해당하는 제2 데이터 서브-세트에 가까운지를 알린다. 상기 소프트 정보 신호(α)는 [수학식 1]과 같이 표현될 수 있다. [수학식 1]에서, PM₀₀은 상기 TCM 디코딩부(630)로 입력되는 왜곡 보상된 신호(EQO)가 상태 00에 머지(merge)되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₁₀은 상기 왜곡 보상된 신호(EQO)가 상태 10에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₀₁은 상기 왜곡 보상된 신호(EQO)가 상태 01에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₁₁은 상기 왜곡 보상된 신호(EQO)가 상태 11에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값이다. 이와 같은 패스 메트릭 값들은 주지된 브랜치 메트릭 계산 과정으로부터 유도될 수 있다.

[수학식 1]

결국, 상기 TCM 디코딩부(630)에서 생성되는 상기 소프트 정보 신호(α)는 다음 상태를 예측하여 미리 알려 주는 신호이고, 다음 심볼 간격(symbol interval)에서 결정 신뢰성을 개선하기 위하여 상기 DFE(610)에서 이용될 수 있다.

도 8의 트렐리스 다이어그램은 TCM 디코딩 과정에서 수신 신호의 현재 상태로부터 다음 상태를 어떻게 예측할 수 있는 지를 설명한다. 도 8을 참조하면, 디코딩 과정에서 TCM 디코더는 모든 가능한 인코더 상태들(00, 01, 10, 11) 각각에 머지되는 4개의 생존 패스(path)들을 선택하고, 각각의 상태에 머지되는 패스들은 해당 패스 메트릭 값, PM₀₀, PM₀₁, PM₁₀, 또는 PM₁₁을 가진다.

한편, 도 8에서, 도 7의 TCM 인코더의 비트-메모리들(711, 713)의 현재 상태가 00 또는 10이고, 다음 비트 데이터들 Z₂ 및 Z₁이 0 또는 1로 입력되는 모든 경우를 가정하면, 다음 인코더 상태는 00 또는 01임을 알 수 있다. 이는 다음 심볼이 8-레벨 중 -7, -3, +1, +5 레벨들에 해당하는 제1 데이터 서브-세트에 속할 확률이 높다는 것을 의미한다. 마찬가지로, TCM 인코더의 현재 상태가 01 또는 11인 경우에는, 다음 인코더 상태는 10 또는 11임을 알 수 있다. 이는 다음 심볼이 8-레벨 중 -5, -1, +3, +7 레벨들에 해당하는 제2 데이터 서브-세트에 속할 확률이 높다는 것을 의미한다.

따라서, 다음 심볼 값은 좌표 점들(constellation points) -7, -3, +1, +5 중 어느 하나에 가까워지든지 또는 좌표 점들(constellation points) -5, -1, +3, +7 중 어느 하나에 가까워질 것이다. 이를 결정하기 위하여 상기 소프트 정보 신호(α)가 이용될 수 있다. 상기 소프트 정보 신호(α)는 간단히 구현될 수 있도록 하기 위하여 [수학식 2]와 같이 표현될 수 있다. 이외에도, 상기 소프트 정보 신호(α)는 구현하기 용이하도록 다른 식으로 표현될 수도 있다. [수학식 2]에서 min()은 요소들(elements) 중 최소값이다.

[수학식 2]

[수학식 1] 또는 [수학식 2]에서, α>>0일 때, 패스 메트릭(path metric) 값들 PM₀₀및/또는 PM₁₀이 PM₀₁및/또는PM₁₁ 보다 훨씬 작다는 것을 의미하고, 다음 인코 더 상태는 00 또는 01로 되며, 다음 심볼 값은 -7, -3, +1, +5 레벨들에 해당하는 제1 데이터 서브-세트에 속할 가능성이 높다는 것을 의미한다. 주지된 바와 같이, 가장 작은 패스 메트릭(path metric) 값을 가지는 패스가 가장 생존 가능성이 높은 패스인 것으로 가정된다. 마찬가지로, α<< 0일 때, 다음 심볼 값은 -5, -1, +3, +7 레벨들에 해당하는 제2 데이터 서브-세트에 속할 가능성이 높다는 것을 의미한다. α= 0 이라면, 다음 심볼 값은 8가지 모든 가능한 레벨들 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5, +7 중 어느 하나에 속할 가능성이 같아진다. 이와 같이, 상기 소프트 정보 신호(α)의 여러 가지 값에 따라서 다음 심볼 값이 어느 레벨에 속하는지가 예측 될 수 있고, 따라서 위에서 예를 든 3가지 경우 이외에도 상기 소프트 정보 신호(α) 값의 다른 여러 가지 경우에 대하여도 슬라이서(650)에서의 결정에 이용될 수 있다.

상기 왜곡 보상된 신호(EQO)에 대한 디코딩 과정으로부터 상기 심볼 판정 결과들(symbol decisions)(H1, H2, H3...)과 상기 소프트 정보 신호(α)를 생성하는 도 6의 TCM 디코딩부(630)의 구체적인 블록도가 도 10에 도시되어 있다. 도 10을 참조하면, 상기 TCM 디코딩부(630)는 입력 스위칭부(631), 12개의 TCM 디코더들(632~634), α선택부(635), 및 결정 선택부(decision selector)(636)를 구비한다.

상기 입력 스위칭부(631)는 상기 DFE(610)에서 출력되는 왜곡 보상된(equalized) 신호(EQO)를 수신하여 각 심볼 스트림을 12개의 TCM 디코더들(632~634)에 순차적으로 분배한다. 이에 따라, 상기 12개의 TCM 디코더들(632~634) 각각은 상기 왜곡 보상된 신호(EQO)의 12 심볼 간격을 가지는 심볼들을 TCM 디코딩 하여 각각의 판정 결과들(decisions)(H1, H2,...HN)과 각각의 부가 정보 신호(α1, α2,...α12)를 생성한다(도 11의 S130). 예를 들어, 상기 제1 TCM 디코더(632)는 제1 심볼 그룹, 즉, 1 번째, 13 번째, 25 번째 심볼들을 TCM 디코딩하고, [수학식 1] 또는 [수학식 2]에 따른 제1 부가 정보 신호(α1)를 생성한다. 마찬가지로, 상기 제2 TCM 디코더(633)는 제2 심볼 그룹, 즉, 2 번째, 14 번째, 26 번째 심볼들을 TCM 디코딩하고, 제2 부가 정보 신호(α2)를 생성한다. 또한, 상기 제12 TCM 디코더(634)는 제12 심볼 그룹, 즉, 12 번째, 24 번째, 36 번째 심볼들을 TCM 디코딩하고, 제12 부가 정보 신호(α12)를 생성한다.

상기 α선택부(635)는 상기 디코더들(632~634) 각각에서 생성된 부가 정보 신호(α1, α2,...α12)를 순차적으로 선택하여 선택된 부가 정보 신호를 상기 소프트 정보 신호(α)로서 출력한다. 상기 결정 선택부(636)는 상기 디코더들(632~634) 각각에서 생성된 판정 결과들(H1, H2,...HN)을 순차적으로 선택하여 선택된 판정 결과들을 상기 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...)로서 출력한다. 이와 같은 상기 TCM 디코더들(632~634)에서의 코드 인터리빙(code interleaving) 수행에 의하여 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...) 간에는 12 심볼 간격이 있다.

한편, 도 6에서 상기 DFE(610)는 전방향 필터(feed-forward filter)(670), 합산기(680), 딜레이기(delay line)(640), 슬라이서(slicer)(650), 및 피드백 필터(feedback filter)(660)를 구비한다.

상기 전방향 필터(670)는 복조된 신호인 입력 신호(INPUT)를 전방향 필터링한다. 상기 전방향 필터(670)는 주지된 FIR(Finite Impulse Response) 필터링 방식 등에 의하여 상기 입력 신호(INPUT)를 필터링할 수 있다. 즉, 상기 전방향 필터(670)는 입력 신호(INPUT)를 지연시켜서 만든 탭(tap) 수만큼의 지연 신호들과 필터링 계수들을 승산하고 승산된 값들을 합산하여 출력한다. 이와 같은 FIR 필터링 방식은 피드백 필터(660)에도 적용될 수 있다. 상기 합산기(680)는 상기 전방향 필터(670)에서 필터링된 신호와 피드백 필터(660)에서 출력되는 피드백 필터링된 신호를 합성하고, 합성된 결과를 상기 DFE(610)의 왜곡 보상된(equalized) 신호(EQO)로서 생성한다

한편, 상기 딜레이기(640)는 상기 디코딩부(630)에서 생성된 상기 소프트 정보 신호(α)를 12-D 심볼 기간 딜레이시킨다(도 11의 S140). D는 상기 디코딩부(630)의 TCM 디코더들(632~634)의 브랜치 메트릭 계산과 역추적 과정 동안 딜레이되는 량이고, 이는 12 심볼 기간 보다는 작은 것으로 가정된다.

상기 슬라이서(650)는 레벨 선택기(652) 및 비균일 양자화기(non-uniform quantizer)(651)를 포함한다. 상기 레벨 선택기(652)는 ROM(Read Only Memory)과 유사하다. 상기 레벨 선택기(652)는 경계 간격이 균일하지 않은 결정 경계 세트를 포함하는 다수의 결정 경계 세트들을 저장하고, 상기 디코딩부(630)에서 생성된 상기 소프트 정보 신호(α)에 응답하여 그에 대응하는 결정 경계 세트를 선택하여 선택된 결정 경계 세트에 속하는 경계 레벨들을 출력한다. 결정 경계 세트들은 도 9와 같이 5 세트일 수 있다. 상기 비균일 양자화기(651)는 상기 레벨 선택기(652)에서 출력되는 각 세트에 포함된 경계 레벨들에 따라 상기 왜곡 보상된(equalized) 신호의 양자화 값을 결정하여 상기 양자화된 신호를 생성한다(도 11의 S150).

도 9를 참조하면, α>0일 때 상기 레벨 선택기(652)에서 선택된 결정 경계 세트에 포함된 경계 레벨들에 있어서, -7, -3, +1, +5 레벨들 각각에 해당하는 영역은 넓어지고, -5, -1, +3, +7 레벨들 각각에 해당하는 영역은 좁아진다. α>>0일 때 상기 레벨 선택기(652)에서 선택된 결정 경계 세트에 포함된 경계 레벨들에 있어서는, -5, -1, +3, +7 레벨들 각각에 해당하는 영역은 매우 좁아지므로 상기 슬라이서(650)는 -7, -3, +1, +5 레벨들 각각에 해당하는 4-레벨 슬라이서로서 동작할는지 모른다. 마찬가지로, α=0일 때 상기 레벨 선택기(652)에서 선택된 결정 경계 세트에 포함된 경계 레벨들에 있어서는, -5, -1, +3, +7 레벨들 각각에 해당하는 영역과 -7, -3, +1, +5 레벨들 각각에 해당하는 영역이 모두 같으므로 상기 슬라이서(650)는 8-레벨 슬라이서로서 동작할는지 모른다. α<0일 때 상기 레벨 선택기(652)에서 선택된 결정 경계 세트에 포함된 경계 레벨들에 있어서, -5, -1, +3, +7 레벨들 각각에 해당하는 영역은 넓어지고, -7, -3, +1, +5 레벨들 각각에 해당하는 영역은 좁아진다. α<<0일 때 상기 레벨 선택기(652)에서 선택된 결정 경계 세트에 포함된 경계 레벨들에 있어서는, -7, -3, +1, +5 레벨들 각각에 해당하는 영역은 매우 좁아지므로 상기 슬라이서(650)는 -5, -1, +3, +7 레벨들 각각에 해당하는 4-레벨 슬라이서로서 동작할는지 모른다. 위에서 5가지 세트를 포함하는 결정 경계 세트들을 가정하였으나, 이에 한정 되지 않고 필요에 따라 더 많은 정밀한 결정 경계 세트들을 포함할 수 있다.

한편, 상기 피드백 필터(660)는 주지된 FIR(Finite Impulse Response) 필터링 방식 등에 의하여 상기 슬라이서(650)에서 양자화된 신호를 피드백 필터링할 수 있다. 상기 피드백 필터(660)는 다수의 딜레이 수단들(661), 승산기들(662), 및 합산기(663)를 포함한다. 상기 다수의 딜레이 수단들(661)은 상기 슬라이서(650)에서 양자화된 신호와 상기 디코딩부(630)에서 출력된 상기 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...)로부터 소정 탭(tap) 수만큼의 지연 신호들을 생성한다. 특히, 상기 양자화된 신호는 상기 다수의 딜레이 수단들(661)에 의하여 상기 디코딩부(630)의 딜레이량(D)만큼 지연되어 상기 다수의 딜레이 수단들(661)의 지연 신호들 생성에 반영된다. 이에 따라 상기 승산기들(662)은 상기 다수의 딜레이 수단들(661)에서 출력되는 지연 신호들과 소정 필터링 계수들을 승산한다. 승산된 값들은 상기 합산기(663)에서 합산되어 상기 피드백 필터링된 신호로서 출력된다(도 11의 S160).

결국, 상기 DFE(610)는 상기 소프트 정보 신호(α)를 이용하여 선택한 경계 레벨들에 따라 상기 왜곡 보상된 신호(EQO)를 양자화한다. 또한, 상기 DFE(610)는 상기 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...)을 이용하여 상기 양자화된 신호를 피드백 필터링한다. 상기 피드백 필터링된 신호는 입력 신호(INPUT)가 전방향 필터링된 신호와 합성되고, 합성된 신호는 상기 왜곡 보상된 신호(EQO)로서 생성된다.

위에서 기술한 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 DTV 수신 장치(600)에서는, TCM 디코딩부(630)가 왜곡 보상된 신호(EQO)를 디코딩하여 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...)과 소프트 정보 신호(α)를 생성하고, 이에 따라 DFE(610)는 12-D 심볼 간격 만큼 딜레이시킨 소프트 정보 신호(α)를 이용하여 비균일 양자화(non-uniform quantization) 과정을 위한 경계 레벨들을 선택하고, 상기 심볼 판정 결과들(H1, H2, H3...)을 이용하여 피드백 필터링한 신호로부터 상기 왜곡 보상된 신호 (EQO)를 생성한다.

이상에서와 같이 도면과 명세서에서 최적 실시예가 개시되었다. 여기서 특정한 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

상술한 바와 같이 본 발명에 따른 DTV 수신 장치에서는, 부가적인 소프트 정보 신호를 이용하여 결정 신뢰성(decision reliability)을 개선한 방식의 DFE를 적용하므로, 고스트(ghost) 딜레이가 짧은 채널 환경(short delay channel environment)에서도 성능을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.

Claims

왜곡 보상된 신호에 대한 디코딩 과정으로부터 심볼 판정 결과들과 소프트 정보 신호를 생성하는 디코딩부; 및

상기 소프트 정보 신호를 이용하여 선택한 경계 레벨들에 따라 상기 왜곡 보상된 신호를 양자화하고, 상기 심볼 판정 결과들을 이용하여 상기 양자화된 신호를 피드백 필터링하며, 입력 신호를 전방향 필터링한 신호에 상기 피드백 필터링된 신호를 가산하여 상기 왜곡 보상된 신호로서 생성하는 DFE(결정-피드백 등화기)를 구비하는 것을 특징으로 하는 DTV(digital television) 수신 장치.
제 1항에 있어서, 상기 디코딩부는,

ATSC(Advanced Television Subcommittee) 표준에 의한 TCM 디코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 장치.
제 2항에 있어서, 상기 심볼 판정 결과들은,

상기 디코딩 과정에서 선택되는 4 개의 생존 패스들 중 가장 작은 패스 메트릭 값을 가지는 가장 생존 가능성이 높은 패스의 시퀀스로부터 결정되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 장치.
제 3항에 있어서, 상기 소프트 정보 신호는,

수신 VSB 신호의 다음 값이 8-레벨 중 -7, -3, +1, +5 레벨들에 해당하는 제1 데이터 서브-세트에 가까운지 또는 수신 VSB 신호의 다음 값이 8-레벨 중 -5, -1, +3, +7 레벨들에 해당하는 제2 데이터 서브-세트에 가까운지를 알리는 신호인 것을 특징으로 하는 DTV 수신 장치.
제 3항에 있어서, 상기 소프트 정보 신호는,

수학식

(여기서, α는 상기 소프트 정보 신호, PM₀₀은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 00에 머지(merge)되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₁₀은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 10에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₀₁은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 01에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₁₁은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 11에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값)

으로부터 계산되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 장치.
제 3항에 있어서, 상기 소프트 정보 신호는,

수학식

(여기서, α는 상기 소프트 정보 신호, PM₀₀은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 00에 머지(merge)되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₁₀은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 10에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₀₁은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 01에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₁₁은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 11에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, min()은 요소들 중 최소값)

으로부터 계산되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 장치.
제 1항에 있어서, 상기 디코딩부는,

상기 왜곡 보상된 신호로부터 12 심볼 간격을 가지는 심볼들을 TCM 디코딩하여 각각의 판정 결과들과 각각의 부가 정보 신호를 생성하는 디코더가 다수개로 이루어지고, 상기 디코더들 각각은 서로 다르게 구별되는 심볼들을 디코딩하는 다수의 디코더들;

상기 디코더들 각각에서 생성된 부가 정보 신호를 순차적으로 선택하여 선택된 부가 정보 신호를 상기 소프트 정보 신호로서 출력하는 제1 선택부; 및

상기 디코더들 각각에서 생성된 판정 결과들을 순차적으로 선택하여 선택된 판정 결과들을 상기 심볼 판정 결과들로서 출력하는 제2 선택부를 구비하는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 장치.
제 7항에 있어서, 상기 판정 결과들 각각은 서로 12 심볼 간격을 가지는 데이터인 것을 특징으로 하는 DTV 수신 장치.
제 1항에 있어서, 상기 DFE는,

상기 입력 신호를 전방향 필터링하는 제1 필터;

상기 전방향 필터링된 입력 신호와 상기 피드백 필터링된 신호를 합성하여 상기 왜곡 보상된 신호로서 출력하는 합산기;

경계 간격이 균일하지 않은 결정 경계 세트를 포함하는 다수의 결정 경계 세트들을 저장하고, 상기 소프트 정보 신호에 응답하여 그에 대응하는 결정 경계 세트를 선택하여 선택된 결정 경계 세트에 속하는 상기 경계 레벨들을 출력하는 레벨 선택기;

상기 레벨 선택기에서 출력되는 경계 레벨들에 따라 상기 왜곡 보상된 신호의 양자화 값을 결정하여 상기 양자화된 신호를 생성하는 비균일 양자화기; 및

상기 심볼 판정 결과들을 이용하여 상기 양자화된 신호를 피드백 필터링하여 상기 피드백 필터링된 신호를 출력하는 제2 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 장치.
제 9항에 있어서, 상기 DFE는,

상기 소프트 정보 신호를 12-D(D는 상기 디코딩부의 딜레이량) 심볼 기간 딜레이시키는 딜레이기를 더 구비하고,

상기 제2 필터는 상기 양자화된 신호에 상기 디코딩부의 딜레이량만큼 반영하여 딜레이 반영된 상기 양자화된 신호를 피드백 필터링하는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 장치.
왜곡 보상된 신호에 대한 디코딩 과정으로부터 심볼 판정 결과들과 소프트 정보 신호를 생성하는 단계;

상기 소프트 정보 신호를 이용하여 선택한 경계 레벨들에 따라 상기 왜곡 보상된 신호를 양자화하는 단계;

상기 심볼 판정 결과들을 이용하여 상기 양자화된 신호를 피드백 필터링하는 단계; 및

입력 신호를 전방향 필터링한 신호에 상기 피드백 필터링된 신호를 가산하여 상기 왜곡 보상된 신호로서 생성하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 방법.
제 11항에 있어서, 상기 디코딩은,

ATSC 표준에 의한 TCM 디코딩인 것을 특징으로 하는 DTV 수신 방법.
제 12항에 있어서, 상기 심볼 판정 결과들은,

상기 디코딩 과정에서 선택되는 4 개의 생존 패스들 중 가장 작은 패스 메트릭 값을 가지는 가장 생존 가능성이 높은 패스의 시퀀스로부터 결정되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 방법.
제 13항에 있어서, 상기 소프트 정보 신호는,

수신 VSB 신호의 다음 값이 8-레벨 중 -7, -3, +1, +5 레벨들에 해당하는 제1 데이터 서브-세트에 가까운지 또는 수신 VSB 신호의 다음 값이 8-레벨 중 -5, -1, +3, +7 레벨들에 해당하는 제2 데이터 서브-세트에 가까운지를 알리는 신호인 것을 특징으로 하는 DTV 수신 방법.
제 13항에 있어서, 상기 소프트 정보 신호는,

수학식

(여기서, α는 상기 소프트 정보 신호, PM₀₀은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 00에 머지(merge)되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₁₀은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 10에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₀₁은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 01에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₁₁은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 11에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값)

으로부터 계산되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 방법.
제 3항에 있어서, 상기 소프트 정보 신호는,

수학식

(여기서, α는 상기 소프트 정보 신호, PM₀₀은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 00에 머지(merge)되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₁₀은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 10에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₀₁은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 01에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, PM₁₁은 상기 왜곡 보상된 신호가 상태 11에 머지되는 패스의 패스 메트릭 값, min()은 요소들 중 최소값)

으로부터 계산되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 방법.
제 11항에 있어서, 상기 디코딩은,

서로 다르게 구별되는 심볼들을 디코딩하는 다수의 디코더들 각각이, 상기 왜곡 보상된 신호로부터 12 심볼 간격을 가지는 심볼들을 TCM 디코딩하여 각각의 판정 결과들과 각각의 부가 정보 신호를 생성하는 단계;

상기 디코더들 각각에서 생성된 부가 정보 신호를 순차적으로 선택하여 선택된 부가 정보 신호를 상기 소프트 정보 신호로서 출력하는 단계; 및

상기 디코더들 각각에서 생성된 판정 결과들을 순차적으로 선택하여 선택된 판정 결과들을 상기 심볼 판정 결과들로서 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 방법.
제 17항에 있어서, 상기 판정 결과들 각각은 서로 12 심볼 간격을 가지는 데이터인 것을 특징으로 하는 DTV 수신 방법.
제 11항에 있어서, 상기 경계 레벨들은,

경계 간격이 균일하지 않은 결정 경계 세트를 포함하는 다수의 결정 경계 세트들 중에서 상기 소프트 정보 신호에 따라 선택된 어느 하나에 속하는 경계 레벨들인 것을 특징으로 하는 DTV 수신 방법.
제 11항에 있어서, 상기 DTV 수신 방법은,

상기 소프트 정보 신호를 12-D(D는 상기 디코딩부의 딜레이량) 심볼 기간 딜레이시키는 단계를 더 구비하고,

상기 피드백 필터링에서 상기 양자화된 신호에 상기 디코딩 과정의 딜레이량만큼 반영하여 딜레이 반영된 상기 양자화된 신호를 피드백 필터링하는 것을 특징으로 하는 DTV 수신 방법.