KR100677670B1

KR100677670B1 - 전송 신호의 진폭을 제한하는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100677670B1
Application number: KR1020007013395A
Authority: KR
Inventors: 프랑크지오르그; 니겔미첼; 뢰델우도
Original assignee: 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
Priority date: 1998-05-29
Filing date: 1999-05-06
Publication date: 2007-02-01
Anticipated expiration: 2019-05-06
Also published as: KR20010043894A; EP1080568B1; US6636555B1; WO1999063723A1; DE19824233B4; CA2333478C; CN1303562A; EP1080568A1; TW432807B; AR018414A1; JP4202604B2; AU4038199A; CA2333478A1; CN1134952C; AU754727B2; JP2002517951A; DE19824233A1

Abstract

디지털로 표현된 다수의 복소 통신 신호(C1, C2)를 포함하는 전송 신호의 범위를 감소시키는 방법 및 장치가 제공된다. 이는 복소 성분을 토대로 다수의 복소 통신 신호의 크기를 추정하는 수단(610), 상기 결정된 진폭을 토대로 적어도 하나의 스케일링 계수를 결정하는 수단(620) 및, 각각의 복소 신호 성분의 진폭을 줄이는 수단(630)을 포함한다. 시스템은 매우 높은 주파수에서도 동작할 수 있으며, CORDIC 알고리즘을 이용하여 복소 신호 각각의 진폭을 결정하는 회로를 구비하는 장점이 있다. 상기 시스템에는 또한, 개략적인 스케일링 단계(631) 및 세밀한 스케일링 단계(632)에서 복소 성분 각각의 진폭을 스케일링하는 수단이 제공되어 있다. 상기 시스템에 의해, 더욱 크고 비싼 증폭기를 이용할 필요없이 전송 신호의 진폭을 효과적으로 감소시킬 수 있다.

복소 전송 신호, 진폭 제한 장치, CORDIC 알고리즘, 진폭 스케일링 계수, CDMA, 펄스 정형 필터, 진폭 추정 유닛, 반송파 신호.

Description

전송 신호의 진폭을 제한하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR LIMITING THE AMPLITUDE OF A TRANSMISSION SIGNAL}

본 발명은 무선국을 통해 전송될 수 있는 통신 신호와 같은 전송 신호의 진폭을 제한하는 것에 관한 것이다.

통신 시스템에서, 일반적으로 동일한 전송 매체, 예를 들어, 무선 주파수 대역을 통해 매우 많은 통신 채널이 함께 전송된다. 통신 채널을 통신 매체상에 배열하는 다양한 액세스 방식이 공지되어 있다. 널리 공지된 방식으로 CDMA(Code Division Multiple Access)가 있는데, 여기서는, 다수의 상이한 통신 채널이 시간 도메인과 주파수 도메인 모두에서 오버래핑되는 방식으로 무선 주파수 대역내에 동시에 전송된다.

각 통신 채널 신호를 다른 통신 채널 신호와 구별하기 위해서, 종래기술 분야에 널리 공지된 바와 같이, 통신 채널 신호 각각은 하나 이상의 고유의 확산 부호(spreading code)를 이용하여 부호화된다. 확산 부호를 이용하여 각 통신 채널 신호를 변조함으로써, 사실상 확산 계수에 따라 샘플링 속도(sampling rate)(즉, "칩 속도(chip rate)")가 증가한다. 예컨대, 각 통신 채널 신호는 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation)(QAM) 또는 위상 편이 변조(phase shift keying)(PSK) 기술과 같은 디지털 변조 방식에 따호 변조된다. 따라서, 각 통신 채널 신호마다 동상(in-phase) 및 직교 성분 신호가 생성된다. QAM 및 PSK는 종래기술 분야에 널리 공지되어 있다. 다음으로, 각 통신채널과 관련된 동상 및 직교 성분 신호는 고유의 확산 부호 시퀀스를 이용하여 부호화된다. 그 결과 얻어지는 동상 및 직교 성분 신호의 쌍이 샘플링되어(즉, 칩 속도로 샘플링됨) 각각 가중화된다. 결과적으로, 상기 동상 및 직교 성분의 신호가 결합되어 복합적인 동상 신호 및 직교 신호를 형성한다. 그 다음, 상기 복합적인 동상 신호 및 직교 신호는 저역(low-pass) 펄스 정형 필터(pulse shaping filter)에 의해 각각 개별적으로 필터링된다. 필터링된 다음, 상기 복합적인 동상 신호 및 직교 신호는 코사인-반송파(cosine-carrier)와 사인-반송파(sine-carrier)에 의해 각각 변조되어, CDMA 신호와 같은 하나의 다중부호 전송 신호로 결합된다. 다음으로, 상기 하나의 다중부호 전송 신호가 반송파 주파수에 의해 업 컨버팅(upconverting)되며, 전송 신호와 관련된 신호 전력은 전송되기에 앞서 고전력 증폭기에 의해 상승된다. 수신 유닛에서, 반송파 주파수 및 다양한 확산 부호를 이용하여 전송 신호를 복조 및 복호화함으로써, 각 통신채널 신호와 관련된 기저대역 신호(baseband signal)가 추출된다. 또한, 보편적인 셀룰러 통신 시스템에 있어서, 예컨대 송신원(transmission source)은 고전력 기지국일 수 있으며, 수신 엔터티(entity)는 이동국(즉, 이동 전화기)일 수 있다는 것을 알아두어야 한다.

특히 많은 통신 채널 신호가 존재하면, 종종 두 개 이상의 전송 또는 반송파 신호를 발생시키는 것이 바람직한데, 여기서 상기 두 개 이상의 반송파 신호 각각은 자신의 고유의 반송파 주파수를 이용하여 변조된다. 다음으로, 상기 변조된 두 개 이상의 반송파 신호는 전송되기에 앞서 상응하는 고전력 증폭기에 의해 각각 증폭되거나, 대안적으로는, 상기 변조된 두 개 이상의 반송파 신호가 하나의 복소(complx) 전송 신호로 결합된 다음, 상기 하나의 복소 전송 신호는 전송되기에 앞서 하나의 고전력 증폭기에 의해 증폭된다.

당업자들이라면 쉽게 알 수 있는 바와 같이, CDMA는 사실상 시스템 대역폭을 증가시켜, 전체적으로 네트워크의 트래픽 처리 용량을 증가시킨다. 게다가, 상기 기술된 바와 같이, 개별적인 반송파 신호를 하나의 복소 전송 신호로 결합하는 것은 각각의 개별적인 반송파 신호마다 별도의 고전력 증폭기가 필요하지 않고 하나의 고전력 증폭기가 필요하다는 장점이 있다. 이는 고전력 증폭기의 값이 비싸 여러 개 대신 하나의 고전력 증폭기를 이용하면 실질적으로 비용이 절감되는 결과를 가져오기 때문에 장점이 된다.

CDMA과 관련된 장점에도 불구하고, 다수의 통신 채널 신호 및/또는 개별적인 반송파 신호를 결합하는 것은 일반적으로 결과적인 전송 신호와 관련된 피크 대 평균 전력비(peak-to-average power ratio)를 상당히 증가시킨다. 좀 더 상세히 설명하면, 전송 신호에 대한 피크 대 평균 전력비는 다음 관계식에 따라 결정될 수 있고:

PR_PTA = PR_F + 10*log (N)

여기서, PR_PTA 는 상응하는 복합 신호의 피크 대 평균 전력비를 나타내고, PR_F 는 저역 펄스 정형 필터의 전력비를 나타내며, N은 반송파(CDMA) 신호를 형성하는 통신 채널의 수를 나타낸다.

피크 대 평균 전력비가 크다는 것과 관련된 문제점은 송신기에서의 고전력 증폭기의 효율을 감소시킨다는 것이다. 당업자들이라면 쉽게 알 수 있는 바와 같이, 효율은 출력전력의 양(즉, Pmean)을 입력전력의 양(즉, Pdc + Ppeak)으로 나누는 방식으로 측정된다. Ppeak(즉, 피크 전력)가 Pmean에 비례하여 증가함에 따라, 고전력 증폭기의 효율이 감소된다.

한 가지 가능한 해결방법은 간단히 반송파 신호의 진폭(즉, Ppeak)을 제한 또는 클리핑(clip)하는 것이다. 불행히도, 이것은 결과적으로, 상호변조 기생신호 (intermodulation product) 및/또는 스펙트럼 왜곡(spectral distortion)을 발생시키는 경향이 있다. 다음으로, 상호변조 기생신호 및/또는 스펙트럼 왜곡은 다양한 통신 채널 신호 사이에 간섭을 일으키는 경향이 있다. 따라서, 이것은 바람직한 해결방안이 아니다.

또 다른 가능한 해결방법은 좀 더 복잡한 고전력 증폭기를 설계하는 것인데, 이는 큰 피크 대 평균비를 나타내는 (CDMA) 반송파 신호를 허용하여 상기 신호를 더욱 효과적으로 증폭할 수 있다. 그러나, 이 방법 역시, 고전력 증폭기의 비용이 일반적으로 복잡도에 비례하므로 바람직한 해결방법이 아니다. 따라서, 상기 해결방법은 고전력 증폭기를 수용하는 통신 장치의 비용을 상승시키는 결과를 가져온다.

가능한 또 다른 해결방법이 미합중국 특허 제 5,621,762 호("Miller 등에게 허여됨")에 제안되어 있는데, 이것은 곧 전송될 통신 신호가 필터링되어 증폭되기 전에 피크 대 평균 전력비를 제한하는 것이다. 좀 더 상세히 설명하면, Miller는 고전력 증폭기 입력에서 단일 부호 시퀀스에 대한 피크 대 평균 전력비를 감소시키는 피크 전력 억압 장치를 설명한다. 피크 전력 억압 장치는 단일 부호 시퀀스를 수신하고, 상기 부호 시퀀스를 심볼 배치도(symbol constellation diagram)에 맵핑하여, 펄스 정형 필터로부터 예상 응답을 예측하여, 심볼 배치도에 나타나는 진폭을 상기 펄스 정형 필터의 예상 응답에 따라 제한하는 디지털 신호 프로세서(DSP)를 이용한다.

Miller에 제안된 해결방법에 있어서의 근본적인 문제점은 상기 피크 전력 억압 장치가 CDMA과 같은 통신 시스템에서 접하게 되는 높은 데이터 비트 전송속도(data bit rate)에 대처할 수 없다는 것이다. 또한, 상기 장치는 다수의 반송파 채널 신호 및/또는 다중-부호 시퀀스에 대처할 수가 없다. 예컨대, Miller에 기재된 피크 전력 억압 장치는 DSP(Digital Signal Processor)를 이용한다는 사실 및, DSP가 펄스 정형 필터 예측 알고리즘을 실행하는데 시간을 필요로 한다는 사실로 입증된 바와 같이, 본래 저속이다. 따라서, 필터링되어 증폭되기 전에 통신 신호의 피크 대 평균 전력비를 제한할 수 있으며, 또한 훨씬 더 높은 비트 전송속도, 다중 부호 시퀀스 및, 다수의 CDMA 반송파 신호를 처리할 수 있는 통신 신호 증폭 제한 장치가 요구되고 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 높은 데이터 전송속도를 가진 복수의 반송파 신호를 포함하는 복소 전송 신호의 진폭을 제한하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

상기 본 발명의 목적은 독립청구항 1항 및 11항의 특징에 의해 해결된다.

본 발명에 따르면, 다수의 복소 디지털 반송파 신호 각각의 진폭은 이들의 복소 신호 성분을 토대로 추정된다. 다음으로, 상기 계산된 진폭은 진폭 제한된 복소 반송파 신호를 결합하여 전송 신호를 형성하기 전에 다수의 복소 디지털 반송파 신호 각각의 복소 성분을 스케일링(scaling)하는 적어도 하나의 스케일링 계수를 결정하는데 이용된다.

다수의 반송파 신호 각각의 진폭을 제한함으로써, 복소 전송 신호의 최대 진폭을 효과적으로 감소시킬 수 있으므로, 다수의 전력 증폭기 또는 하나의 큰 전력 증폭기가 필요 없게 된다. 또한, 상기와 같이 함으로써, 임의의 수의 반송파 신호를 결합하여, 예컨대 CDMA 통신 응용 등에서 매우 높은 주파수를 가진 복소 디지털 반송파 신호를 처리할 수 있다.

유리한 점은 개별적인 반송파 신호의 진폭이 CORDIC 알고리즘을 이용하여 반복적으로 추정될 수 있다는 것이다. 신호의 진폭은 CORDIC 알고리즘에 따라 적어도 두 번의 반복을 이용하여 충분한 정확도로 추정될 수 있다.

계산 작업을 더 감소시키기 위해, 복소 신호 성분을 표현하는데 사용된 비트의 수가 감소될 수 있고, 진폭을 추정하기 전에 반송파 신호의 복소 성분의 절대값이 결정될 수 있다. 또한, 추정된 진폭을 디지털로 표현하는데 사용되는 비트 수 역시 충분한 정확도로 감소되어 계산 조건을 더욱 감소시킬 수 있다는 장점이 있다.

적어도 하나의 진폭 스케일링 계수는 또한 증폭기의 클리핑 진폭과 관련이 있으며, 클리핑 진폭은 펄스 정형 필터와 관련이 있다.

또한, 적어도 하나의 스케일링 계수는, "log₂(최대진폭/클리핑 진폭)" 보다 작은 가장 큰 정수로 계산될 수 있다.

반송파 신호의 복소 성분에 대한 시프트 스케일링(shift scaling)을 허용하기 위해, 제1 조사표(look-up table)가 이용되어 최대 진폭에 따른 적어도 하나의 시프트 계수를 결정할 수 있다. 또한, 클리핑 동작중에, 다수의 복소 디지털 반송파 신호 각각의 디지털로 표현된 복소 성분은 디지털로 표현된 성분 중 중요도가 낮은 다수의 비트를 삭제함으로써 스케일링될 수 있고, 상기 삭제되는 수는 적어도 하나의 시프트 계수에 의해 결정된다.

이와 같이 중요도가 낮은 비트를 삭제하는 것은 디지털 표현된 복소 성분을 적어도 하나의 시프트 계수에 의해 결정된 다수의 레지스터 위치만큼 레지스터에서 시프트시킴으로써 효과적으로 실행될 수 있다.

스케일링 동작의 정확도를 증가시키기 위해, 제2 조사표가 제공되어, 개략적인(coarse) 클리핑 동작 이후 수행되는 세밀한(fine) 클리핑 동작에 이용될 제2 스케일링 계수를 결정할 수 있다. 상기 세밀한 클리핑 동작은 복소 성분 각각에 대한 디지털 표현을 제2 스케일링 계수와 곱한다.

본 발명의 또 다른 이로운 실시예가 종속 청구항에 개시되어 있다.

본 발명은 첨부도면을 참조하여 판독되는 경우 가장 잘 이해될 수 있다.

도 1은 결합기, 본 발명 실시예에 따른 진폭 제한기, 펄스 정형 필터 및, I-Q 변조기를 포함하는 CDMA과 같은 송신기 구조를 나타내는 도면.

도 2는 상이한 반송파 주파수를 가진 두 개의 복소 반송파 신호로부터 최대 진폭을 결정하는 것을 나타내는 개요도.

도 3은 진폭제한을 한 것과 진폭제한을 하지 않은 복소 형태의 전송 신호에 대한 진폭 분포를 도시하는 두 가지 심볼 배치도를 나타내는 도면.

도 4는 본 발명 실시예의 진폭 제한 장치를 나타내는 도면.

도 5는 본 발명에 따른 진폭 제한 장치의 또 다른 실시예를 나타내는 도면.

도 6은 상응하는 하드웨어 구조의 기능 블록을 더욱 상세히 도시하는 본 발명 실시예를 나타내는 도면.

도 7은 하드웨어 구조의 기능 블록을 더욱 상세히 도시하는 본 발명의 또 다른 실시예를 나타내는 도면.

도 8은 전송 신호를 발생시키는 공지된 방법을 나타내는 도면.

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예가 설명된다. 도면에서, 상응하는 부분은 동일한 참조 부호로 식별된다.

도 8은 예컨대 CDMA에서 복소 전송 신호(805)를 발생시키는 종래 기술을 도시하는 개요도이다. 도시된 바와 같이, 적어도 두 개의 개별적인 반송파 신호(810 및 815)를 결합함으로써 복소 전송 신호(805)가 생성된다. 상기 종래 기술에 따르면, 제1 디지털 통신 채널 신호 집합(Φ₁₁ … Φ_1N)으로부터의 각 통신 채널 신호 및 제2 디지털 통신 채널 신호 집합(Φ₂₁ … Φ_2N)으로부터의 각 통신 채널 신호는 직교 진폭 변조(QAM) 기술을 이용하여 변조된다. 이는 통신 채널 신호마다 동상 및 직교 신호 쌍을 발생시키는 결과를 나타낸다. 다음으로, 제1 통신 채널 신호 집합과 관련된 각각의 동상 신호가 고유의 확산 부호를 이용하여 부호화되고, 개별적으로 가중화되어 다른 동상 신호와 결합됨에 따라, 제1의 복합적인 동상 신호(Xi1)를 생성하고, 제1 통신 채널 신호 집합과 관련된 직교 신호 각각도 상기와 마찬가지로 부호화되고, 가중화되어, 결합됨으로써, 제1의 복합적인 직교 신호(Xq1)를 생성한다. 마찬가지로, 제2 통신 채널 신호 집합과 관련된 동상 신호 각각이 부호화되고, 가중화되어, 다른 동상 신호와 결합됨에 따라, 제2의 복합적인 동상 신호(Xi2)를 생성하고, 제2 통신 채널 신호 집합과 관련된 직교 신호 각각이 부호화되고, 가중화되어, 결합됨에 따라 제2의 복합적인 직교 신호(Xq2)를 생성한다.

도 8에 도시되어 있는 바와 같이, 복합 동상 신호(Xi1) 및 복합 직교 신호(Xq1)는 제1 펄스 정형 필터(820a)로 전송된다. 마찬가지로, 복합 동상 신호(Xi2) 및 복합 직교 신호(Xq2)는 제2 펄스 정형 필터(820b)로 전송된다.

다음으로, 상기 필터링된 신호가 제1 및 제2 벡터 변조기(825a 및 825b)로 전송된다. 벡터 변조기(825a)는, 주파수(f1)를 가진 코사인-반송파를 이용하여 복합 동상 신호(Xi1)를 변조하고, 역시 주파수(f1)를 가진 사인-반송파를 이용하여 복합 직교 신호(Xq1)를 변조한다. 다음으로, 상기 벡터 변조기(825a)는 상기 변조된 복합적인 동상 신호(Xi1)를 상기 변조된 복합적인 직교 신호(Xq1)와 결합함으로써, 제1의 독립적인 반송파 신호(810)를 발생시킨다. 이와 동시에, 벡터 변조기(825b)는 주파수(f2)를 가진 코사인-반송파를 이용하여 복합 동상 신호(Xi2)를 변조하고, 역시 주파수(f2)를 가진 사인-반송파를 이용하여 복합 직교 신호(Xq2)를 변조한다. 다음으로, 벡터 변조기(825b)는 상기 변조된 복합 동상 신호(Xi2)를 상기 변조된 복합 직교 신호(Xq2)와 결합함으로써, 제2의 독립적인 반송파 신호(815)를 발생시킨다. 상기 두 개의 독립적인 반송파 신호(810 및 815)가 결합되어 복소 전송 신호(805)를 형성하며, 그 다음 상기 복소 전송 신호는 전송되기 전에 고전력 증폭기(830)로 전달된다.

상기 설명된 바와 같이, 복소 전송 신호(805)와 관련된 피크 대 평균 전력비는 통신 채널 신호(Φ)의 수가 증가함에 따라 증가되며, 이와 같이 피크 대 평균 전력비가 증가하게 되면 고전력 증폭기(830)의 효율이 감소된다. 게다가, 예컨대 고전력 증폭기(830) 또는 상기 고전력 증폭기(830)를 수용하는 송신기(도시되지 않음)에서 CDMA 신호와 같은 복소 전송 신호(805)의 진폭을 제한하거나 클리핑하고자 시도할 경우, 상당한 양의 상호변조 및/또는 스펙트럼 왜곡이 발생하기 쉽다.

이하, 도 1과 관련하여 본 발명의 바람직한 실시예가 설명된다. 도 1은 전송 신호(805)를 생성하는 기술을 도시한다. 상기 기술은 도 8에 도시된 것과 유사하며, 여기서 바람직한 실시예는 또한, 제1 및 제2의 다수의 디지털 통신 채널 신호(Φ₁₁ … Φ_1N및 Φ₂₁ … Φ_2N) 각각을 제1의 복합 동상 신호(Xi1), 제1의 복합 직교 신호(Xq1), 제2의 복합 동상 신호(Xi2) 및, 제2의 복합 직교 신호(Xq2)로 부호화하여 결합할 것을 필요로한다. 그러나, 도 8에 도시된 종래 기술과는 달리, 복합 동상 및 직교 신호(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)는 주문형 집적 회로(application specific integrated circuit)(ASIC)와 같은 진폭 제한 장치(150)로 전송된다.

진폭 제한 장치(150)는, 복합 동상 및 직교 신호(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)가 펄스 정형 필터(820a 및 820b)로 전송되기 전에 상기 신호의 진폭을 제한할 수 있는 고속 하드웨어 장치이다. 진폭 제한 장치(150)는 이하에 더욱 상세히 기술되어 있다. 다음으로, 현재 필터링되어 진폭 조절된 동상 및 직교 신호(Xi1 및 Xq1)가 주파수(f1)를 가진 (CDMA) 반송파에 의해 변조되고 결합되어, 제1의 독립적인 반송파 신호(110)를 형성한다. 마찬가지로, 필터링되어 진폭 조절된 동상 및 직교 신호(Xi2 및 Xq2)는 주파수(f2)를 가진 반송파에 의해 변조되고 결합되어, 제2의 독립적인 반송파 신호(115)를 형성한다. 그런 다음, 상기 두 개의 개별적인 반송파 신호(110 및 115)가 결합되어 복소 전송 신호(105)를 형성한다. 다음으로, 복소 전송 신호(105)의 신호 전력이 전송되기에 앞서 고전력 증폭기(160)에 의해 상승된다.

본 발명에 따르면, 두 개의 디지털 복소 반송파 신호가 마지막 전력 증폭기가 이용되기 전에 결합될 수 있는데, 왜냐하면 매우 선형적인 고전력 증폭기는 구현하는데 많은 요력을 필요로하며 매우 비싸기 때문이다. 두 개의 반송파가 마지막 전력 증폭기 전에 결합된다면, 두 반송파의 전력의 합으로 적응된 평균 출력 전력을 갖는 단 하나의 증폭기가 필요하다. 전력 증폭기를 지난 다음 결합된다면, 두 개의 증폭기가 필요한데, 상기 증폭기는 각각, 두 개의 디지털 반송파 신호를 결합하는 결합기에서의 손실로 인해 3dB 더 높은 출력 전력을 갖는다. 즉, 상기 두 경우 모두, 증폭기가 동일한 출력 전력을 제공해야 하지만, 증폭기를 지나기 전에 결합하는 경우에는 단 하나의 증폭기만 필요하다.

상기 시스템 및 기술이 CDMA 시스템에 적용되는 것이 바람직하긴 하지만, 이것이 본 발명 범위를 제한하지는 않으며, 상기 기술은 또 다른 통신 시스템 및, 실제 복수의 데이터 채널을 단일 전송 채널로 결합할 필요가 있는 시스템에도 마찬가지로 적용될 수 있다.

또한, 상기 본 발명의 실시예에서는 두 개의 반송파 신호가 진폭 제한되고 결합되어 전송 신호를 형성하지만, 본 발명의 또 다른 실시예에서는, 임의의 수의 반송파 신호가 진폭 제한되고 결합되어 전송 신호를 형성할 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 복소 전송 신호, 예컨대 전송 신호(105)의 진폭을 제한하는 것은 먼저, 제1의 독립적인 반송파 신호(110)와 관련된 최대 진폭(r1) 및 제2의 독립적인 반송파 신호(115)와 관련된 최대 진폭(r2)을 결정할 것을 요구한다. 상기 결정은 도 2에 도시된 심볼 배치도를 참조하면 더욱 잘 이해될 수 있다. 상기 도면에서, S1은 제1 반송파 신호(110)와 상응하는 진폭 및 위상을 나타내고, S2는 제2 반송파 신호(115)와 상응하는 진폭 및 위상을 나타낸다. 다음으로, 최대 진폭(r1 및 r2)이 아래의 관계식에 따라 결정되고:

r1 = ｜S1｜ = (Xi1² + Xq1²)^1/2 (1)

r2 = ｜S2｜ = (Xi2² + Xq2²)^1/2 (2)

여기서, Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2는, 상기 기술된 복합적인 동상 및 직교 신호의 순시값을 나타낸다.

일단, 최대 진폭(r1 및 r2)이 결정되면, r1 및 r2는 스케일링 계수 "S"를 계산하는데 이용된다. 바람직한 실시예에 따르면, 스케일링 계수 "S"는 다음 관계식에 의해 결정되고:

S = Aclip/r (r > Aclip 인 경우)

S = 1 (r ≤Aclip 인 경우) (3)

여기서, Aclip는, 예컨대 펄스 정형 필터(820a 및 820b)의 입력에서 실현되는 최대 허용가능한 진폭값이며, "r"은 최대 총 진폭을 나타낸다. 좀 더 구체적으로 설명하면, 최대 총 진폭("r")은 다음 관계식으로 주어진다:

r = r1 + r2 (4)

다음으로, 스케일링 계수("s")는, 복합적인 동상 및 직교 신호(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)와 관련된 순간 진폭을 제한하는데 이용된다.

도 3은 두 가지 심볼 배치도(305 및 310)를 나타낸다. 심볼 배치도(305)는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 디지털 진폭 제한이 이용될 때의 복소 전송 신호(예컨대, 복소 전송 신호(105))와 관련된 심볼의 위치(즉, 순간 진폭)를 나타낸다. 심볼 배치도(310)는 디지털 진폭 제한이 이용되지 않을 때의 복소 전송 신호와 관련된 심볼의 위치를 나타낸다. 당업자들이 이미 잘 알고있는 바와 같이, 디지털 진폭 제한이 이용되면, 전송된 심볼이 모두 원형 영역내에 놓인다. 그러나, 디지털 진폭 제한이 이용되지 않으면, 전송된 심볼이 반드시 상기 원형 영역내에 놓이는 것은 아니다. 디지털 진폭 제한이 이용되지 않는 경우에는, 피크 대 평균 전력비가 더 커서, 상기 설명된 바와 같이 고전력 증폭기 효율이 열악한 결과가 나타난다.

도 4는 상기 기술된 바람직한 진폭 제한 기술을 수행하는데 필요한 진폭 제한 장치(150)와 관련된 기능상의 구성요소를 더 상세히 도시하는 것이다. 좀 더 구체적으로 설명하면, 진폭 제한 장치(150)는 최대 진폭 계산 모듈(405)을 포함한다. 최대 진폭 계산 모듈(405)은 상기 식(1) 및 (2)를 풀이하는데 필요한 측정 및 계산을 수행할 수 있는 고속 디지털 회로를 나타낸다. 다음으로, 상기 진폭 제한 장치(150)는 r1 및 r2를 스케일링 계수 계산 모듈(410)로 전송한다. 스케일링 계수 계산 모듈(410)은 상기 식(3) 및 (4)를 풀이하는데 필요한 계산을 수행할 수 있는 고속 디지털 회로를 나타낸다.

일단, 스케일링 계수 "S"가 결정되면, 스케일링 계수 계산 모듈(410)은 스케일링 계수 "S"를 스케일링 모듈(415a 및 415b)로 전송한다. 스케일링 모듈(415a)은, 복합 동상 신호(Xi1)와 복합 직교 신호(Xq1) 모두에 스케일링 계수 "S" 를 적용(예컨대, 곱셈)할 수 있는 고속 디지털 회로를 나타낸다. 마찬가지로, 스케일링 모듈(415b)은 복합 동상 신호(Xi2)와 복합 직교 신호(Xq2) 모두에 스케일링 계수 "S"를 적용할 수 있는 고속 디지털 회로를 나타낸다. 일단, 동상 및 직교 신호(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)가 스케일링되었다면, 도 1에 도시된 바와 같이, 진폭 제한 장치(150)가 상기 진폭 제한된 신호를 펄스 정형 필터(820a 및 820b)로 전송한다.

도 5는 진폭 제한 장치(150)에 대한 대안적인 실시예를 나타낸다. 상기 대안적인 실시예에 따르면, 각각의 스케일링 계수(Sa 및 Sb)가 스케일링 계수 계산 모듈(510)에 의해 계산되는데, 여기서 스케일링 계수(Sa)는 동상 및 직교 신호(Xi1 및 Xq1)의 순간 진폭을 독립적으로 조절하는데 이용되고, 스케일링 계수(Sb)는 동상 및 직교 신호(Xi2 및 Xq2)의 순간 진폭을 독립적으로 조절하는데 이용된다. 좀 더 구체적으로 설명하면, Sa 및 Sb는 다음 식에 따라 결정된다:

Sa = (Aclip/r1)*wa (5)

Sb = (Aclip/r2)*wb (6)

여기서, wa 및 wb는 각각, 스케일링 계수(Sa 및 Sb)를 독립적으로 조절하는 제1 및 제2 가중 계수를 나타낸다.

도 5에 도시된 대안적인 기술은 다른 반송파의 통신 채널 신호와 관련된 신호 전력 레벨과 비교하여 도 2의 반송파 중 하나의 통신 채널 신호와 관련된 신호 전력 레벨 간에 상당한 차이가 있을 때 이용될 수 있다. 만일, 예컨대 반송파 중 하나의 통신 채널 신호가 다른 반송파의 통신 채널 신호와 관련된 것 보다 훨씬 더 낮다면, 복합적인 동상 및 직교 신호(Xi2 및 Xq2)에 대한 순간 진폭만을 스케일링하는 것이 적합할 수 있다. 이는, 가중 계수(wb)를 값 "1"로 설정하고, Sa가 값 "1"에 근접하도록 가중 계수(wa)를 설정함으로써 효과적으로 이루어질 수 있다. 물론, 가중 계수(wa 및 wb)가, 복합적인 동상 및 직교 신호(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)에 대한 순간 진폭을 스케일링하는데 적합하다고 여겨지는 임의의 값으로 설정될 수 있다는 것을 알아두어야 한다.

또 다른 대안적인 실시예에 따르면, 진폭 샘플이 규정된 최대값을 넘을 경우, 복합적인 동상 및 직교 신호(예컨대, Xi1, Xq1, Xi2, Xq2)와 관련된 순간 샘플이 제한 또는 클리핑된다. 이에 상응하여 복합 전송 신호의 평균 전력 레벨의 감소 및, 그에 따른 복합 전송 신호의 PR_PTA에 있어서의 바람직하지 않은 증가를 방지하기 위해, 상기 대안적인 실시예는 하나 이상의 그 다음 복합 동상 및 직교 신호 샘플의 진폭을 증가시키는데 이용되는 스케일링 계수를 생성하는데, 여기서 하나 이상의 후속 샘플에서의 진폭 증가는 이전에 클리핑된 한 샘플에서의 진폭 감소에 비례한다. 물론, 상기 후속 샘플의 진폭을 조절하는 것은 이전에 클리핑되었던 순간적인 진폭 샘플을 보상한다. 또한, 당업자라면, 하나의 후속 샘플의 진폭을 극적으로 증가시키기 보다는 오히려, 후속의 복합 동상 및 직교 신호 샘플 다수를 완만히 증가시킴으로써, 비트 오류율(bit error rate)이 낮아질 수 있다는 것을 알고 있을 것이다. 이것은 특히, 하나의 후속 샘플의 진폭을 증가시키는 것이 상기 언급되어 있는 규정된 최대값을 초과하는 결과를 나타낼 경우 그러하다.

이하, 도 6과 관련하여 본 발명의 또 다른 실시예가 설명된다. 도 6은 통신 응용, 특히 CDMA 시스템에서 나타나는 바와 같이, 매우 높은 데이터 전송속도를 가진 두 개의 반송파 신호를 처리할 수 있는 가능한 시스템 구성을 나타내는 기능상의 구성요소에 대한 상세한 블록도이다. 그러나, 상기와 같이, 본 발명 실시예는 또한, 매우 높은 데이터 전송속도를 제공하며 복합 신호에 대한 진폭 제한을 필요로하는 임의의 다른 시스템에도 이용될 수 있다.

이전 도면에서와 같이, 본 실시예는 두 개의 복소 디지털 반송파 신호(C1, C2)를 이용하여 도시되어 있고, 상기 디지털 반송파 신호 각각은 적어도 하나의 통신 채널을 통해 전송되는 디지털로 부호화된 정보를 포함한다. 제1 반송파 신호는 디지털로 표현된 복소 신호 성분(Xi1, Xq1)으로 구성되고, 제2 반송파 신호는 디지털로 표현된 복소 신호 성분(Xi2 및 Xq2)으로 구성된다. 임의의 수의 통신 채널(Φν)이 결합되어, 복소 디지털 반송파 신호(C1, C2) 각각을 형성할 수 있다. 각각의 복소 반송파 신호는 각각 상이한 반송파 주파수를 가진 W-CDMA 신호일 수 있다. 이전의 실시예에서 약술된 바와 같이, 예컨대 동일한 안테나를 통해 전송하기 전에 공동의 고전력 증폭기에서 상기 두 반송파를 동시에 증폭하고자 한다.

복소 전송 신호에 대한 매우 효과적인 진폭 제한을 위해, 복소 반송파 신호(C1, C2)의 진폭(r1, r2)은 두 개의 진폭 추정 유닛(610a, 610b)을 포함하는 진폭 추정 수단(610)에 의해 추정된다. 그 후, 상기 두 진폭(r1, r2) 모두, 예컨대 어떤 다른 연산의 가산 연산을 이용하여 다수의 추정된 진폭을 토대로 최대 진폭(r)을 계산하여, 적어도 최대 진폭을 토대로 적어도 하나의 진폭 스케일링 계수를 결정하는 결정 수단(620)에 제공된다.

본 실시예에 있어서, 제1 진폭 스케일링 계수(S1)는 제1 조사표(621)를 이용하여 결정되고, 제2 진폭 스케일링 계수(S2)는 제2 조사표(622)를 이용하여 결정된다. 상기 두 스케일링 계수(S1, S2)는 두 개의 진폭 스케일링 계수(S1, S2)를 토대로 다수의 복소 디지털 반송파 신호 각각의 복소 성분을 스케일링함으로써 진폭 제한을 수행하는 두 개의 스케일링 유닛(631, 632)을 포함하는 스케일링 수단(630)에 제공된다.

스케일링 계수를 결정함에 있어 반드시 조사표가 이용될 필요가 없으며, 임의의 다른 데이터 제공 수단이 이용될 수 있다는 것을 알아야 한다.

개략적인 클리핑 동작시 제1 스케일링 유닛(631)은, 디지털 표현된 성분 중 중요도가 낮은 다수의 비트를 삭제함으로써 다수의 복소 디지털 반송파 신호 각각의 디지털로 표현된 복소 성분의 스케일링을 수행할 수 있고, 상기 삭제되는 수는 제1 진폭 스케일링 계수(S1)에 의해 결정된다. 스케일링 수단(630)은 또한, 디지털 표현된 복소 성분을 예컨대 제1 진폭 스케일링 계수(S1)에 의해 결정된 다수의 레지스터 위치만큼 레지스터에서 시프트시킴으로써 중요도가 낮은 비트를 삭제할 수 있다.

개략적인 클리핑 동작 후에 수행되는 세밀한 클리핑 동작시 제2 스케일링 유닛(632)은 디지털 표현된 복소 반송파 신호 성분 각각을 제2 진폭 스케일링 계수(S2)와 곱할 수 있다.

스케일링 계수(S1, S2) 중 적어도 하나는 증폭기의 클리핑 진폭과 관련이 있으며, 클리핑 진폭은 펄스 정형 필터와 관련이 있다.

다음으로, 진폭 제한된 복소 통신 신호(C1*, C2*)는 결합 수단(도시되지 않 음)을 이용하여 결합되어, 예컨대 무선 주파수 대역에서 전송하기 위한 전송 신호를 발생시킬 수 있다.

이하, 도 6의 실시예의 상기 언급된 구성요소에 대한 상세한 설명이 제공된다.

진폭 추정 수단(610)은, 두 개의 반송파 신호(C1, C2)를 나타내는 복소 신호 성분(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)을 결합 수단으로부터 수신하여, 진폭 추정을 수행한다. 신호의 복소 성분을 기반으로 하여 복소 신호의 진폭을 추정하는 가장 빠르고 효과적인 방법은 다음 참조문헌과 같은 종래기술 분야에 공지되어 있는 바와 같이 CORDIC 알고리즘을 이용하여 수행될 수 있다[참고: J.E. Volder, "The CORDIC Trigonometric Computing Technique," IRI Transactions on Electronic Computers, EC-8, 1959, pages 330-334]. CORDIC 알고리즘은 복소 신호의 진폭을 반복 추정할 수 있도록 한다. 본래, 복소 신호 벡터는 복소 좌표도의 실수축과 일치하도록 회전한다. 이러한 점에서, 실수 신호 성분의 크기가 신호의 전체 진폭을 나타낸다.

본 발명에 있어서, 원칙적으로는 CORDIC 알고리즘 대신 다른 추정 알고리즘이 이용될 수 있지만, CORDIC 알고리즘을 이용하여 진폭이 추정된다고 가정한다.

매우 효율적이며 신속한 진폭 추정을 위해, 두 개의 진폭 추정 유닛(610a, 610b)이 제공되어, 각 복소 신호(C1, C2)의 진폭을 개별적으로 추정한다. 그러나, 충분히 빠른 진폭 추정 유닛이 이용될 수 있는 경우에는, 신호(C1, C2)의 진폭 모두를 추정하는데 하나의 유닛이 이용될 수 있다.

진폭 추정 유닛(610a, 610b)은, 반송파 신호(C1, C2)의 디지털로 표현된 각각의 복소 성분 쌍을 토대로 복소 반송파 신호의 진폭을 추정한다. 본 실시예에 있어서, 진폭 추정 유닛(610a, 610b)은 CORDIC 알고리즘에 따른 진폭 추정을 적어도 두 번 반복 수행한다. 실험상으로, CORDIC 방법에 따라 세 번 반복하면 이미 매우 정확한 추정 결과가 나타난다는 것을 확인할 수 있다. 그러나, 일반적으로는, 2회 또는 이보다 많은 반복 횟수가 이용될 수 있다.

CORDIC 알고리즘은 하드웨어에 직접 구현하도록 설계되어, 시프트 및 가산 기능과 같은 최소의 하드웨어만이 필요하다. 상기 진폭 추정의 정확도는 CORDIC에 이용된 반복 횟수에 의해 정해진다. 더 많이 반복할수록 추정 오차가 더욱 낮아진다. 네 번 반복하면, 최대 오차는 약 3%가 된다.

게다가, CORDIC 알고리즘은 올바른 결과에 대해 이하에 제시된 것 만큼 각 추정 결과의 고유 스케일링을 가지며:

여기서, Acord는 CORDIC 결과이고, Ncord는 반복 횟수이며, Avector는 신호 벡터의 실제 크기이다. 개략적인 클리핑 및 세밀한 클리핑을 위해 값(Aclip)을 선택할 때, 상기 스케일링 계수가 고려되어야 한다.

예컨대, 3회 반복하는 경우 정확히 추정된 진폭(r1)은 또한 r1 = x3/2.6562 + ε(여기서, ε는 추정 오차)로 주어질 수 있다. 그러나, 나눗셈 과정이 직접 계산될 필요없이, 본 발명에 따라 이후 진폭 제한하는 단계에서 고려될 수 있다.

CORDIC 방법에 따라 3회 반복이 수행되는 경우 및, X_O가 실수 신호 성분의 크기를 나타내고 Y₀가 허수 신호 성분의 크기를 나타내는 경우, 첫 번째 반복에서, 복소 신호 성분의 제1 추정값(X₁, Y₁)은 다음과 같이 나타날 수 있다:

X₁ = X_O + Y_O (7)

Y₁ = Y_O - X_O

S₁ = sgn(Y₁)

두 번째 반복에서, 복소 신호 성분의 제2 추정값(X₂, Y₂)은 다음과 같이 나타날 수 있다:

X₂ = X₁ + S₁ ·Y₁/2 (8)

Y₂ = Y₁ - S₁ ·X₁/2

S₂ = sgn(Y₁)

그리고, 세 번째 반복에서, 실수 신호 성분(X₃)은 다음과 같이 나타날 수 있다:

X₃ = X₂ + S₂ ·Y₂/4 (9)

상기 실수 성분의 제3 추정값(X₃)은 이미, 복소 진폭(X₀, Y₀)을 가진 신호 진폭에 대한 추정이 양호함을 나타낸다.

상기 설명된 바와 같이, 복소 신호의 진폭을 충분히 정확하게 추정하는 것은 두 신호 성분의 제곱근을 계산하는 복잡한 회로를 이용하지 않고(왜냐하면, 이것은 정확한 수학적인 계산이 필요하기 때문임) 적은 수의 단계로 수행될 수 있다. 진폭 추정에 있어서, ASICs으로 구현되는 것과 같은 각 추정 유닛은 단지, 상기 가산, 감산 및, 시프트 연산을 수행하는데 필요한 하드웨어만을 포함할 것을 필요로한다.

상기 기술된 방식으로 각 복소 신호의 진폭이 결정된 후, 추정 수단은 상기 추정된 두 진폭(r1, r2)을 출력하여 결정 수단(620)으로 또한 진행시킨다. 결정 수단은 상기 추정된 다수의 진폭을 토대로 최대 진폭(r)을 결정하여, 상기 최대 진폭(r)을 토대로 적어도 하나의 진폭 스케일링 계수(S1, S2)를 결정한다. 상기 스케일링 계수는 또한 증폭기의 클리핑 진폭을 기반으로 할 수 있다. 가산 단계시 추정 수단으로부터 수신된 진폭(r1, r2)을 합산함으로써 최대 진폭이 계산될 수 있다. 가산하기 전에, 별도의 단계에서, 진폭은 가중 계수를 이용하여 개별적으로 가중화될 수 있다.

변조된 두 반송파(상이한 반송파 주파수를 가짐)를 합한 최대 예상 진폭(r)은 다음과 같다:

r = (Xi1² + Xq1²)^1/2 + (Xi2² + Xq2²)^1/2 (10)

이상적인 진폭 제어기는, 각 복소 반송파 신호 성분을 상기 진폭값(r)으로 나누어, 그 결과를 어떤 경우에도 바라직한 최대 진폭값(Aclip)으로 스케일링한다(여기서, 실제 진폭(r)은 규정된 한도(Aclip)를 초과함).

그러나, 상기 제산 연산(division operation)은 높은 샘플링 주파수에 허용되는 작업을 이용하여 하드웨어에서 수행될 수 없으므로, 결정 수단은 연속하는 두 단계에서 복소 신호 성분을 스케일링하는 제1 및 제2 스케일링 계수(S1, S2)를 발생시키도록 적응된다. 본 실시예에 있어서, 스케일링은 스케일링 수단(630)에 의해 개략적인 클리핑 동작 및 세밀한 클리핑 동작으로 수행된다.

진폭 스케일링 계수는 동작 중에 계산될 필요없이, 상기 계수는 이전에 미리 계산되어 조사표에 저장될 수 있다. 이는 필요한 계산 단계의 수를 상당히 감소시킨다. 따라서, 결정 수단(620)은 제1 진폭 스케일링 계수(S1)를 결정하는 제1 조사표(621)를 포함할 수 있다. 다음으로, 상기 제1 스케일링 계수(S1)는 스케일링 수단(630)으로 출력되어 개략적인 클리핑 동작을 수행한다.

개략적인 클리핑 동작시, 신호 성분 또는 벡터는 2배로 스케일링되어 개략적인 스케일링을 수행한다. 개략적인 클리핑 동작시, 다수의 복소 디지털 반송파 신호의 디지털로 표현된 복소 성분을 스케일링하는 것은 디지털 표현된 성분 중 중요도가 낮은 다수의 비트를 삭제함으로써 수행되는데, 상기 삭제되는 수는 제1 스케일링 계수(S1)에 의해 결정된다. 또한, 스케일링 수단은 상기 디지털 표현의 복소 성분을 제1 진폭 스케일링 계수(S1)에 의해 결정된 다수의 레지스터 위치만큼 레지스터에서 (우측으로) 시프트시킴으로써 중요도가 낮은 비트를 삭제할 수 있다. 이와 같은 스케일링은, 예컨대 간단한 우측 시프트 연산을 이용하여 디지털 하드웨어에서 수행될 수 있다.

최대 진폭(r)이 소정의 임계값, 예컨대 Aclip를 초과할 경우에만, 스케일링이 수행되는 것이 바람직하다.

이상적으로는, 제1 스케일링 계수(S1)를 형성하는데 필요한 시프트 수는 다음과 같이 계산되고:

S1 = (floor)(log₂(r/Aclip)),

여기서, S1은 제1 스케일링 계수를, log₂는 밑(base)이 2인 로그를, r은 최대 진폭을, 그리고 Aclip는 클리핑 진폭을 각각 나타낸다. (floor)는 이것 다음에 있는 변수보다 크지 않은 가장 큰 정수를 계산하라는 것을 나타낸다. 즉, S1은 log₂(r/Aclip)보다 작은 가장 큰 정수로 결정되게 된다. 개략적인 클리핑은 우측 시프트 연산 또는 그 밖의 다른 연산으로 제1 스케일링 유닛(631)에 의해 수행되어, 복소 반송파 신호 성분을 나타내는데 사용된 다수의 비트를 삭제할 수 있다.

log₂연산은 표 1에 도시된 바와 같은 조사표를 이용하여 수행될 수 있다:

개략적인 클리핑을 위한 오른쪽 시프트 수의 결정

범위	S1
2^Qr-1 ≥ r ≥ 2^s1max Aclip	S1_max
…	…
r ≥ 8 Aclip	3
r ≥ 4 Aclip	2
r ≥ 2 Aclip	1
r > Aclip	0
r < Aclip	0 클리핑이 일어나지 않음

개략적인 스케일링에 필요한 가장 많은 시프트 수(S1max)는 최대진폭 값(r)에 의해 주어질 수 있는데, 이는 Qr 비트의 수와 값(Aclip)으로 표현된다:

S1max = (floor)(log₂(2^Qr/Aclip)) + 1.

표 1은 단지 제1 스케일링 계수(S1)를 결정하는 제1 조사표에 대한 바람직한 실시예를 나타내므로, 상기와 다르게 구성된 조사표도 가능하다는 것을 알아야 한다. 예컨대, 상기와 다른 S1max가 이용될 수 있다. 또한, 본 발명의 개념을 벗어나지 않고, 제1 스케일링 계수를 결정하기 위한 상기와 다른 기술이 이용될 수 있다.

일단, 제1 스케일링 계수가 결정된다면, 두 반송파(C1 및 C2)의 모든 성분(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)은 다음과 같이 스케일링된다.

X'_i,q = X_i,q ≫ S1이고,

여기서, 종래기술분야에 공지되어 있는 바와 같이, ≫는 오른쪽 시프트 연산을 나타낸다. 본 실시예에 있어서, 이와 같은 스케일링은 제1 스케일링 수단(631)에 의해 수행되는 것이 바람직하다.

상기와 같은 개략적인 클리핑 동작을 수행한 후, 허용된 진폭(Aclip)보다 더 높은 원래의 최대 진폭(r)을 가진 모든 벡터는 [Aclip;2Aclip] 범위의 진폭을 갖게된다.

개략적인 클리핑 단계 이후, 이제 복소 신호 벡터는 Aclip와 2Aclip 사이로 스케일링된 진폭을 가지며, 제2 스케일링 유닛(632)에 의한 세밀한 클리핑 단계로 이어진다.

제2 스케일링 계수(S2)를 결정하기 위해, 결정 수단(620)은 또한 제2 조사표(622)를 포함할 수 있다. 제2 스케일링 계수(S2)는, 개략적인 클리핑 동작이후 수행되는 세밀한 클리핑 동작시 신호 성분과 곱하기 위한 가중 계수를 형성한다. 적절한 제2 스케일링 계수는 예컨대 S2 ∈ [0.5; 1]일 수 있다. 세밀한 클리핑의 정확도는 제2 스케일링 계수(S2)를 표현하는데 사용된 비트 수로 결정된다. Q가 비트로 정의된 제2 스케일링 계수(S2)의 정확도라면, 제2 스케일링 계수(S2) 및 이러한 스케일링 계수가 유효한 진폭 범위는 다음과 같이 주어지고:

Aclip ·2^Q+1 / (2^Q+n) > (r≫S1) ≥ Aclip ·2^Q+1 / (2^Q + n + 1)

여기서, n ∈ [0,2^Q - 2] 는 범위(Aclip < (r≫S1) ≤ 2Aclip)내의 할당된 구간의 수이다.

제2 조사표(622)는 상기 식을 이용하여 정해질 수 있다. 표 2에는 Q=3인 경우에 대한 예가 제시되어 있다.

3 비트 정확도를 가진 세밀한 클리핑을 위한 가중 계수

범 위	제2 스케일링 계수 S2	제2 스케일링 계수 S2의 2진 표현(십진 표현)
(r≫S1) > 16/9 ·Aclip	9/16	0.1001(0.5625)
(r≫S1) > 16/10 ·Aclip	10/16	0.1010(0.6250)
(r≫S1) > 16/11 ·Aclip	11/16	0.1011(0.6875)
(r≫S1) > 16/12 ·Aclip	12/16	0.1100(0.75)
(r≫S1) > 16/13 ·Aclip	13/16	0.1101(0.8125)
(r≫S1) > 16/14 ·Aclip	14/16	0.1110(0.875)
(r≫S1) > 16/15 ·Aclip	15/16	0.1111(0.9375)
(r≫S1) ≤ Aclip	1	1.0000(1.0)

표 2는 단지, 제2 스케일링 계수(S2)를 결정하기 위한 제2 조사표의 바람직한 실시예를 나타낼 뿐이며, 이와 다르게 구성된 조사표도 가능하다는 것을 알아야 한다. 예컨대, 제2 스케일링 계수(S2)를 결정하는데 더 많은 수의 목록을 가진 조사표가 이용될 수 있다.

도 6과 관련하여 도시 및 설명된 기능적인 요소는, 예컨대 ASICs을 이용하여 허용되는 작업으로 하드웨어에 구현될 수 있다. 계산이 충분히 빠르게 수행되어, 매우 높은 데이터 전송 속도를 만족시킬 수 있는데, 이는 CDMA 시스템에서 데이터 전송 속도가 매우 높기 때문이다.

본 실시예가 두 개의 반송파 신호를 이용하여 설명되어 있다 하더라도, 일반적으로는 이 대신 임의의 수의 반송파 신호가 처리될 수 있다.

복소 반송파 신호의 진폭을 결정하고 스케일링 계수를 결정하는 계산 작업을 더욱 감소시키기 위해, 제1 스케일링 유닛(631)에 의해 수행된 것과 유사한 다수의 시프트 연산이 수행되어, 진폭을 제한하는 동안의 중간 결과를 표현하는데 필요한 비트 수를 감소시킬 수 있다.

도 7에는, 도 6과 관련하여 기술된 것과 유사하며, 계산 작업을 더욱 감소시킬 수 있는 장치를 추가로 포함하는 본 발명의 또 다른 실시예가 도시되어 있다.

추정 수단(610)에 의해 수행되는 CORDIC 추정 동작시 반송파 신호의 진폭을 추정함에 있어, 반송파 신호의 복소 성분의 디지털 표현에 대한 완전한 해결이 필요하지는 않다. 또한, CORDIC 추정에 있어 복소 신호 성분의 부호도 필요하지 않다.

따라서, 진폭을 추정하기 전에, 반송파 신호의 복소 신호 성분의 절대값이 제1 감소 수단(615a, 615b)에 의해 결정될 수 있다. 또한, 개략적인 스케일링과 관련하여 약술된 것과 유사하게, 시프트 연산시, 제1 감소 수단(615a, 615b)은 복소 신호 성분을 표현하는데 필요한 비트 수를 감소시킬 수 있다.

마찬가지로, 적어도 하나의 스케일링 계수를 계산하는데 있어, 반송파 신호의 추정된 진폭에 대한 완전한 해결이 필요하지 않으므로, 개략적인 스케일링 시프트 연산과 역시 유사하게 또 다른 시프트 연산시, 제2 감소 수단(616a, 616b)은 반송파 신호의 진폭을 나타내는데 필요한 비트 수를 감소시킨다.

따라서, 두 채널(C1 및 C2)의 진폭을 추정하는 것은, 성분(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)의 부호를 제거하여, 시프트 연산과 같이 복소 신호 성분을 추가로 감소시킬 수 있는 단계로 시작된다. 이와 같이 함으로써, CORDIC 알고리즘의 복잡성을 감소시킬 수 있다.

또한, 도 6과 관련하여 약술된 구성요소 이외에, 도 7의 결정 수단은 제3 감소 수단(623)을 추가로 포함하여, 제2 진폭 스케일링 계수(S2)를 결정하기에 앞서 최대 진폭을 디지털 표현하는데 사용되는 비트 수를 감소시킨다. 이는 제1 조사 동작에서 결정된 제1 스케일링 계수(S1)를 이용하여 최대 진폭(r)을 우측으로 시프트시킴으로써 이루어질 수 있다.

따라서, 추정된 진폭값(r)이 r'로 스케일링되므로,

r' = r ≫ S1,

제2 조사표(622)는 표 3에 나타나있는 바와 같이 작성될 수 있다.

3 비트 정확도를 가진 세밀한 클리핑을 위한 가중 계수

범 위	제2 스케일링 계수 S2	제2 스케일링 계수 S2의 2진 표현(십진 표현)
r' > 16/9 ·Aclip	9/16	0.1001(0.5625)
r' > 16/10 ·Aclip	10/16	0.1010(0.6250)
r' > 16/11 ·Aclip	11/16	0.1011(0.6875)
r' > 16/12 ·Aclip	12/16	0.1100(0.75)
r' > 16/13 ·Aclip	13/16	0.1101(0.8125)
r' > 16/14 ·Aclip	14/16	0.1110(0.875)
r' > 16/15 ·Aclip	15/16	0.1111(0.9375)
r'≤ Aclip	1	1.0000(1.0)

Claims

전송 신호의 진폭을 제한하는 장치에 있어서:

하나 이상의 통신 채널(Φ₁₁, Φ_1N, Φ₂₁, Φ_2N)을 통해 전송되는 디지털 부호화된 정보를 각각 포함하는 다수의 복소 디지털 반송파 신호(C1, C2) 각각의 진폭(r1, r2)을 이들의 복소 신호 성분(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)을 토대로 추정하는 추정 수단(150, 610);

상기 추정된 다수의 진폭을 토대로 최대 진폭(r)을 계산하여, 상기 최대 진폭(r)을 토대로 하나 이상의 진폭 스케일링 계수(S1, S2)를 결정하는 결정 수단(620, 621, 622);

상기 하나 이상의 진폭 스케일링 계수(S1, S2)를 토대로 다수의 복소 디지털 반송파 신호(C1, C2) 각각의 복소 성분(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)을 스케일링하는 스케일링 수단(630, 631, 632); 및

진폭 제한된 복소 반송파 신호를 결합하여 전송 신호를 형성하는 결합 수단을 포함하는 전송 신호의 진폭 제한 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 추정 수단은 2회 이상 반복하는 CORDIC 알고리즘에 따라 진폭 추정을 반복적으로 수행하는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

복소 반송파 신호 성분을 표현하는데 사용되는 비트 수를 감소시키며, 추정 수단으로 복소 신호 성분을 제공하기 전에 복소 성분의 절대값을 결정하는 제1 감소 수단(615a, 615b); 및

추정된 진폭을 디지털로 표현하는데 사용되는 비트 수를 감소시키는 제2 감소 수단(616a, 616b)을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 하나 이상의 진폭 스케일링 계수(S1, S2)는 증폭기의 클리핑 진폭과 관련이 있으며, 클리핑 진폭은 펄스 정형 필터와 관련이 있는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 장치.
제 4 항에 있어서,

상기 하나 이상의 진폭 스케일링 계수(S1, S2)는, "log₂(최대진폭/클리핑 진폭)" 보다 작은 가장 큰 정수로 결정되는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 결정 수단(620, 621, 622)은 최대 진폭을 토대로 제1 진폭 스케일링 계수를 결정하는 제1 조사표를 포함하고;

상기 스케일링 수단(630, 631, 632)은 개략적인 클리핑 동작시, 디지털로 표현된 성분 중 중요도가 낮은 다수의 비트를 삭제함으로써 다수의 복소 디지털 반송파 신호 각각의 디지털로 표현된 복소 성분에 대한 스케일링을 수행하며, 상기 삭제되는 수는 제1 진폭 스케일링 계수(S1)에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 장치.
제 6 항에 있어서,

상기 스케일링 수단(630, 631, 632)은 디지털로 표현된 복소 성분을 상기 제1 진폭 스케일링 계수에 의해 결정된 다수의 레지스터 위치만큼 레지스터에서 시프트시킴으로써 중요도가 낮은 비트를 삭제할 수 있는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 결정 수단(620, 621, 622)은 제2 스케일링 계수를 결정하는 제2 조사표(622)를 포함하고;

상기 개략적인 클리핑 동작 이후 수행되는 세밀한 클리핑 동작시 상기 스케일링 수단(630, 631, 632)은 각 복소 성분의 디지털 표현을 제2 진폭 스케일링 계수와 곱하는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 장치.
제 8 항에 있어서,

상기 제2 진폭 스케일링 계수를 결정하기 전에, 최대 진폭을 디지털로 표현하는데 사용되는 비트 수를 감소시키는 제3 감소 수단(623)을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

진폭 제한된 다수의 복소 디지털 반송파 신호 각각을 펄스 정형화하는 필터 수단; 및

진폭 제한된 다수의 복소 디지털 반송파 신호를 결합하여 부호 분할 다중 접속(CDMA) 신호를 생성하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 장치.
전송 신호의 진폭을 제한하는 방법에 있어서:

하나 이상의 통신 채널(Φ₁₁, Φ_1N, Φ₂₁, Φ_2N)을 통해 전송되는 디지털 부호화된 정보를 각각 포함하는 다수의 복소 디지털 반송파 신호(C1, C2) 각각의 진폭을 이들 신호의 복소 신호 성분(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)을 토대로 추정하는 단계;

상기 추정된 다수의 진폭(r1, r2)을 토대로 최대 진폭(r)을 계산하는 단계;

상기 최대 진폭(r)을 토대로 하나 이상의 진폭 스케일링 계수(S1, S2)를 결정하는 결정하는 단계;

상기 하나 이상의 스케일링 계수(S1, S2)를 토대로 다수의 복소 디지털 반송파 신호(C1, C2) 각각에 대한 복소 성분(Xi1, Xq1, Xi2 및, Xq2)을 스케일링하는 단계; 및

전송 신호를 형성하기 위해, 상기 진폭 제한된 복소 반송파 신호를 결합하는 단계를 포함하는 전송 신호의 진폭 제한 방법.
제 11 항에 있어서,

2회 이상 반복하는 CORDIC 알고리즘에 따라 진폭 추정을 반복적으로 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 방법.
제 11 항 또는 제 12 항에 있어서,

진폭 추정을 위해 복소 신호 성분을 처리하기 전에 복소 성분의 절대값을 결정하는 단계;

복소 반송파 신호 성분을 표현하는데 사용되는 비트 수를 감소시키는 단계; 및

상기 추정된 진폭을 디지털로 표현하는데 사용되는 비트 수를 감소시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 방법.
제 11 항 또는 제 12 항에 있어서,

상기 하나 이상의 진폭 스케일링 계수(S1, S2)는 증폭기의 클리핑 진폭과 관련이 있으며, 상기 클리핑 진폭은 펄스 정형 필터와 관련이 있는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 하나 이상의 진폭 스케일링 계수(S1, S2)는, "log₂(최대진폭/클리핑 진폭)" 보다 작은 가장 큰 정수로 결정되는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 방법.
제 11 항 또는 제 12 항에 있어서,

제1 조사표를 이용하여 최대 진폭을 토대로 제1 진폭 스케일링 계수(S1)를 결정하는 단계,

개략적인 클리핑 동작시, 디지털로 표현된 성분 중 중요도가 낮은 다수의 비트를 삭제함으로써 다수의 복소 디지털 반송파 신호 각각의 디지털로 표현된 복소 성분에 대한 스케일링을 수행하는 단계를 포함하며, 상기 삭제되는 수는 제1 진폭 스케일링 계수에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 스케일링 수단은 상기 디지털 표현된 복소 성분을 제1 진폭 스케일링 계수에 의해 결정된 다수의 레지스터 위치만큼 레지스터에서 시프트시킴으로써 중요도가 낮은 비트를 삭제할 수 있는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 방법.
제 11 항 또는 제 12 항에 있어서,

제2 조사표를 이용하여 제2 진폭 스케일링 계수(S2)를 결정하는 단계; 및

개략적인 클리핑 단계 이후 수행되는 세밀한 클리핑 단계시, 디지털 표현된 각각의 복소 성분을 제2 진폭 스케일링 계수와 곱하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 제2 진폭 스케일링 계수를 결정하기 전에, 최대 진폭을 디지털로 표현하는데 사용되는 비트 수를 감소시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 방법.
제 11 항 또는 제 12 항에 있어서,

진폭 제한된 다수의 복소 디지털 반송파 신호 각각을 펄스 정형화하는 단계; 및

부호 분할 다중 접속(CDMA) 신호를 형성하기 위해, 상기 진폭 제한된 다수의 복소 디지털 반송파 신호를 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 신호의 진폭 제한 방법.