KR100676547B1

KR100676547B1 - 이동국에 기지국을 동기화하는 방법

Info

Publication number: KR100676547B1
Application number: KR1020017003004A
Authority: KR
Inventors: 베른하르트 라프; 위르겐 미헬; 안드레아스 로빙거; 레오폴트 뵈머
Original assignee: 지멘스 악티엔게젤샤프트
Priority date: 1998-09-08
Filing date: 1999-09-02
Publication date: 2007-01-30
Also published as: CN1317181A; EP1112633B1; BR9913505A; AU767521B2; CN101136715B; BR9913505B1; JP4149675B2; AU1030700A; JP2002524970A; CN101136715A; ES2228120T3; WO2000014915A2; WO2000014915A3; US7142584B1; DE59911106D1; EP1112633A2; KR20010086380A; CN100347976C

Abstract

본 발명은 반복되고 프로세스에서 제 1 신호 시퀀스 요소로 변조되는 제 2 신호 시퀀스 요소를 갖는 신호 시퀀스 요소들상에 기초한 신호 시퀀스들의 형성에 관한 것이다. 두개 스테이지 계산 방법에서 상관 합의 계산을 간략하게 하기 위해 두개의 송신 유니트들의 동기화를 위한 상기 신호 시퀀스 요소들을 사용하며, 부분 상관 합 시퀀스가 가장 먼저 계산된다.

Description

이동국에 기지국을 동기화하는 방법{METHOD FOR SYNCHRONIZATION OF A BASE STATION TO A MOBILE STATION}

본 발명은 이동국에 기지국을 동기화하는 방법에 관한 것이다.

이동 무선 시스템과 같은 신호 송신 시스템에서, 통신 파트너들 중 하나(제 1 송신 유니트)가 다른 통신 파트너(제 2 송신 유니트)에 의해 송신되는 특정 확인 신호를 식별할 필요가 있다. 상기 통신 파트너들은 예를 들어 무선국과 같은 두개의 동기화 파트너들의 동기화를 위한 동기화 버스트(synchronization burst)(동기화 무선 블록들)라 지칭될 수 있으며, 또는 액세스 버스트(access burst)라 지칭될 수 있다.

주위 잡음에 대해 신뢰성있게 수신된 신호들을 탐지하고 식별하기 위해, 수신된 신호는 한정된 시간 주기동안 미리 결정된 신호 시퀀스와 연속하여 상관되며, 상기 상관 합은 미리 결정된 신호 시퀀스의 시간 주기에 걸쳐 형성되는 것으로 공지되어 있다. 최대 상관 합을 생성하는 수신된 신호 영역은 탐색된 신호에 대응한다. 디지털 이동 무선 시스템의 기지국으로부터의 동기화 신호는 저장된 신호 시퀀스와 상관됨으로써, 이동국에서 설명된 방법으로 탐지되거나 또는 결정되는 소위 트레이닝 시퀀스(training sequence)로서의 신호 시퀀스에 의해 선행된다. 따라서, 이동국들은 기지국에 대해 동기화될 수 있다.

상기와 같은 형태의 상관 계산은 또한 예를 들어 랜덤 액세스 채널(RACH) 탐지를 위해 기지국에서 요청될 수 있다. 더욱이, 상관 계산은 또한 채널 임펄스 응답 및 수신된 신호 버스트의 신호 지연 시간을 생성하도록 수행된다.

이 경우의 상관 합은 다음과 같이 계산된다.

E(i)는 수신된 신호로부터 나오는 수신 신호 시퀀스이고 K(i)(i는 0부터 n-1까지임)는 미리 결정된 신호 시퀀스이다. 상관 합(Sm)은 서로 다른 시간에서 수신된 신호로부터 얻어진 다수의 신호 시퀀스들 E(i)에 대해 연속적으로 계산되고, 그후에 Sm의 최대 값이 생성된다. k개의 연속 상관 합이 계산되면, 그 후에 계산 결과는 하나의 연산으로 카운팅되는 곱셈 및 덧셈 기능을 갖는 k * n 연산들을 포함한다.

따라서 상관 합의 계산은 고도로 복잡하고, 특히 음성 통신 또는 비디오 전화기술과 같은 실시간 응용 또는 CDMA 시스템에 있어서, 계산 프로세스 동안 많은 양의 전력을 소비하는 강력하고 비용이 비싼 프로세서들을 필요로 한다. 예를 들어, 길이 256 칩(CDMA에서, 하나의 송신 비트는 또한 하나의 칩으로도 지칭됨)의 공지된 신호 시퀀스는 UMTS 이동 무선 시스템의 동기화를 위해 결정되어야 하고, 상기 UMTS 이동 무선 시스템은 현재 표준화되어 있다. 상기 시퀀스는 매 2560 칩들마다 반복된다. 이동국은 초기에 칩 클록에 대해 비동기적으로 동작하기 때문에, 수신된 신호는 샘플링 위치가 나쁘더라도 적절한 신호가 얻어지도록 하기 위해 오버샘플링되어야(oversampled) 한다. I 및 Q 구성요소들의 샘플링에 의해 256*2560*2*2 = 2621440 연산이 유도된다.
Maskara S.L. 등에 의해 1981년 5월에 기록된 문서 "Concatenated Sequences for Spread Spectrum Systems", IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, US, IEEE, Inc. New York, Vol. AES-17, No. 3은 내부 신호 시퀀스와 외부 신호 시퀀스의 변조 방법을 개시하는데, 이 결과로서 제 3 신호 시퀀스가 생성된다.

본 발명은 이동국과 기지국 사이의, 계산 복잡성이 거의 없는 동기화 방법을 특정하는 목적에 기초한다.

상기 목적은 제 1 항의 특징부에 의해 달성된다. 추가적 개선안은 종속항에 개시된다.

따라서, 본 발명은 제 2 신호 시퀀스 요소와, 프로세스에서 상기 제 2 신호 시퀀스 요소로 변조되는 제 1 신호 시퀀스를 반복함으로써 신호 시퀀스 요소들로부터 얻어질 수 있는 신호 시퀀스를 동기화를 위해 사용하는 발상에 기초하며, 여기서 상기 제 1 및 제 2 신호 시퀀스 요소들은 동일한 길이를 갖는다.

기지국에 대한 이동국의 동기화를 위해 요구되는 이동국에서의 상관 합들의 계산은 이동국에서 신호 시퀀스 요소들에 대한 정보를 구비함으로써 용이하게 수행될 수 있다.

삭제

상관 합(correlation sum)을 생성함으로써 수신 신호 시퀀스에 포함되는 미리 결정된 신호 시퀀스를 결정하기 위해, 본 발명의 개선안에 따라 제 2 신호 시퀀스 요소의 부분 상관 합 시퀀스가 수신 신호 시퀀스의 대응하는 부분들로 계산된다. 상관 합을 계산하기 위해, 부분 상관 합 시퀀스의 n1 요소들이 선택되고 스칼라 곱에 의해 제 1 신호 시퀀스 요소와 곱해진다.

본 발명의 개선안으로서, 일단 부분 상관 합이 계산되었으면 상기 합은 저장되고 추가의 계산 합을 계산하는데 사용된다. 따라서, 부가 상관 합을 계산할 때, 미리 계산되었던 부분 상관 합을 사용할 수 있고 따라서 계산 복잡성을 크게 감소시킬 수 있다.

수신 신호 시퀀스라는 용어는 또한 예를 들어 복조, 필터링, 역회전(derotation), 스케일링 또는 아날로그-디지털 변환에 의해 수신된 신호로부터 도출된 신호 시퀀스를 의미한다. 신호 시퀀스의 결정은 또한 수신 신호 시퀀스 내의 신호 시퀀스 위치의 결정을 의미한다.

본 발명은 여러 전형적인 실시예들을 참조하여 다음의 텍스트에 더 상세하게 기술될 것이며, 상기의 설명은 하기에 나열된 도면을 참조하여 이루어진다.

도 1은 이동 무선 네트워크의 블록 다이어그램를 도시한다.

도 2는 무선국의 블록 다이어그램를 도시한다.

도 3은 상관 합을 계산하는 종래의 방법을 도시한다.

도 4는 본 발명에 따른 신호 시퀀스들 및 신호 시퀀스 요소들을 도시한다.

도 5는 본 발명에 따른 신호 시퀀스 형성의 개략도를 도시한다.

도 6, 7 및 8은 상관 합을 계산하는 방법의 개략도를 도시한다.

도 9 및 10은 상관 합을 형성하는 방법의 변형 실시예의 개략도를 도시한다.

도 1은 지상통신선 네트워크(landline network) PSTN/ISDN에 액세스를 형성하고 서로 네트워킹된 다수의 이동 교환 센터(MSC)를 포함하는, GSM(Global System for Mobile Communi cation)과 같은 셀룰라 이동 무선 네트워크를 도시한다. 더욱이, 상기 이동 교환 센터(MSC)는 데이터 처리 시스템에 의해 형성될 수 있는 적어도 하나의 기지국 제어기(BSC)에 각각 접속된다. 유사한 구조가 또한 UMTS(Universal Mobile Telecommuni cation System)에 사용된다.

각각의 기지국 제어기(BSC)는 차례로 적어도 하나의 기지국(BS)에 접속된다. 이와 같은 기지국(BS)은 소위 이동국(MS)으로 불리는 다른 무선국으로의 무선 인터페이스를 통해 무선 링크를 설정할 수 있다. 이동국들(MS)과, 상기 이동국(MS)들과 관련된 기지국(BS) 사이의 무선 신호에 의해, 주파수 대역(b) 내에 있는 무선 채널(f)내에서 정보가 송신될 수 있다. 기지국의 무선 신호의 범위는 기본적으로 무선 셀(FZ)을 한정한다.

기지국들(BS) 및 기지국 제어기(BSC)는 기지국 시스템(BSS)을 형성하도록 조합될 수 있다. 기지국 시스템(BSS)은 이 경우에 또한 무선 채널 운영 및 할당, 데이터율 매칭, 무선 송신 경로 모니터링, 핸드오버 프로시저(procedure)를 담당하고, CDMA 시스템에 있어서는 사용되는 확산 코드 세트의 할당을 담당하며, 상기 목적에 요구되는 시그널링 정보를 이동국들(MS)에 송신한다.

듀플렉스(duplex) 시스템의 경우에, 업링크(u)(이동국(송신 유니트)에서 기지국(수신 유니트)으로)를 위해 GSM 시스템과 같은 FDD(Frequency Division Duplex)에 제공되는 주파수 대역은 다운링크(d)(기지국(송신 유니트)에서 이동국(수신 유니트)으로)를 위해 제공된 주파수 대역과 상이할 수 있다. 서로 다른 주파수 대역(b) 내에서, 다수의 주파수 채널들(f)이 FDMA(Frequency Division Multiple Access) 방법에 의해 제공될 수 있다.

본 응용의 문맥에서, 송신 유니트라는 용어는 또한 통신 유니트, 송신 유니트, 수신 유니트, 통신 단말기, 무선국, 이동국 또는 기지국을 의미한다. 본 응용에 사용되는 용어 및 예들은 또한 GSM 이동 무선 시스템과 관련된다. 그러나, 상기 용어 및 예들은 상기 시스템에 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 서술에 기초하여, 당업자에 의해 CDMA 시스템, 특히 광대역 CDMA 시스템과 같이 다른 이동 무선 시스템, 가능하게는 미래의 이동 무선 시스템에도 적용될 수 있다.

다중 액세스 방법은 데이터가 무선 인터페이스를 통해 효율적으로 송신되도록 하고, 분리되어 하나 이상의 특정 링크들 및 적절한 가입자에게 할당되도록 한다. 시분할 다중 액세스 방법(TDMA), 주파수 분할 다중 액세스 방법(FDMA), 코드 분할 다중 액세스 방법(CDMA) 또는 다수의 상기 다중 액세스 방법들의 조합이 상기 목적을 위해 사용될 수 있다.

FDMA의 경우에 있어서, 주파수 대역(b)은 다수의 주파수 채널들(f)로 세분된다. 상기 주파수 채널들은 시분할 다중 액세스 방법(TDMA)에 의해 타임 슬롯들(ts)로 분할된다. 타임 슬롯(TS) 및 주파수 채널(f) 내에서 송신된 신호들은 데이터로 변조되는 연결-특정(connection-specific) 확산 코드들, 소위 CDMA 코드들(cc)에 의해 분리될 수 있다.

상기 방법으로 생성된 물리적 채널들은 특정 방식에 따른 로직 채널들에 할당된다. 기본 특성은 두가지 형태의 로직 채널들, 즉 시그널링 정보(또는 제어 정보)를 송신하기 위한 시그널링 채널(또는 제어 채널) 및 사용자 데이터를 송신하기 위한 트래픽 채널(TCH) 사이에서 도출될 수 있다.

시그널링 채널들은 다음과 같이 세분될 수 있다.

-방송 채널

-공통 제어 채널

-전용/액세스 제어 채널 DCCH/ACCH

방송 채널들의 그룹은 MS가 기지국 시스템(BSS), 주파수 정정 채널(FCCH) 및 동기화 채널(SCH)로부터 무선 정보를 수신하는 방송 제어 채널(BCCH)을 포함한다. 공통 제어 채널들은 랜덤 액세스 채널(RACH)을 포함한다. 상기 로직 채널들을 제공하기 위해 송신되는 무선 블록 또는 신호 시퀀스들은 이 경우에 다양한 목적을 위해 소위 상관 시퀀스라 불리는 신호 시퀀스(K(i))를 포함할 수 있고, 신호 시퀀스들(K(i))은 다양한 목적들을 위해 상기 로직 채널들상에 송신될 수 있다.

예를 들어, 이동국(MS)에서 기지국(BS)으로의 동기화 방법은 다음의 텍스트에서 설명될 것이다. 즉, 초기 기지국 탐색 또는 셀 탐색(초기 셀 탐색 프로시저)의 제 1 단계 동안, 이동국은 가장 센 강도의 기지국과의 타임슬롯 동기화를 달성하기 위해 1차 동기화 채널(SCH(PSC))을 사용한다. 이것은 1차 동기화 코드(cp)에 매칭되지만 또한 모든 기지국들에 의해 송신되는, 매칭 필터 또는 적절한 회로에 의해 보장될 수 있다. 이 경우에는, 길이 256의 동일한 1차 동기화 코드(cp)는 모든 기지국들(BS)에 의해 송신된다.

이동국은 수신된 시퀀스로부터의 상관에 의해 도 6 내지 도 11 및 이에 대한 기술에서 설명된 원리에 기초하여 수신 신호 시퀀스들(K(i))을 결정한다. 이 경우에, 이동국의 수신 영역 내에 위치한 각 기지국의 각각의 수신 신호 시퀀스에 대한 매칭 필터의 출력에서 피크들이 방출된다. 가장 센 피크 위치를 탐지함으로써 가장 센 기지국 타이밍 모듈로(modulo) 슬롯 길이를 결정할 수 있다. 더 우수한 신뢰성을 보장하기 위해, 매칭된 필터로부터의 출력은 다수의 타임 슬롯들 동안 비간섭적으로 축적될 수 있다. 따라서, 이동국은 매칭된 필터 동작으로서 길이 256 칩들의 신호 시퀀스에 대해 상관을 실행한다.

이 경우에 도 5 및 이에 대한 기술에 설명된 원리에 기초한 신호 시퀀스(K(i))에 대응하는 방식으로 동기화 코드(cp)가 형성되거나 획득될 수 있다. 이 경우에 신호 시퀀스(K(i)) 또는 길이 256의 동기화 코드(cp)는 각각 16의 길이를 갖는 두 개의 신호 시퀀스 요소들(K1(j), K2(k))로부터 형성되거나 형성될 수 있다. 이 경우의 상기 신호 시퀀스 요소들은 신호 시퀀스 요소 쌍(K1(j); K2(k))을 형성한다.

상기 방법으로 획득된 신호 시퀀스(K(i))는 이 경우에 또한 "계층적 신호 시퀀스(hierarchical signal sequence)"로서 지칭될 수 있다. 신호 시퀀스 요소는 또한 "짧은 상관 시퀀스(short correlation sequence)"로 지칭될 수 있다.

도 2는 제어 유니트 또는 인터페이스 유니트(MMI), 제어 디바이스(STE), 처리 디바이스(VE), 파워 서플라이 디바이스(SE), 수신 디바이스(EE) 및 가능하게는 송신 디바이스(SE)를 포함하는, 이동국(MS)일 수 있는 무선국을 도시한다.

제어 디바이스(STE)는 필수적으로 기록 및 판독을 위한 메모리 모듈(SPE)을 액세스할 수 있는 프로그램 가능한 마이크로제어기(MC)를 포함한다. 마이크로제어기(MC)는 무선국의 모든 주요 요소들 및 기능들을 제어하고 모니터링한다.

처리 디바이스(VE)는 또한 메모리 모듈들(SPE)을 액세스할 수 있는 디지털 신호 프로세서(DSP)에 의해 형성될 수 있다. 처리 디바이스(VE)는 또한 덧셈 및 곱셈 수단을 제공할 수 있다.

무선국과 통신 시퀀스를 제어하기 위해 요구되는 프로그램 데이터, 특히 시그널링 프로시저, 및 신호 처리동안 획득된 정보는 휘발성 또는 비휘발성 메모리 모듈(SPE)에 저장된다. 게다가, 상관 목적을 위해 사용되는 신호 시퀀스들(K(i)) 및 상관 합계 계산들로부터의 중간 결과들은 상기 메모리 모듈들(SPE)에 저장될 수 있다. 본 발명의 범위내에 있는 신호 시퀀스(K(i))는 따라서 이동국 및/또는 기지국에 저장될 수 있다.

하나 이상의 신호 시퀀스 요소 또는 신호 시퀀스 요소 쌍들(K1(j); K2(k))이 이동국 및/또는 기지국에 저장되는 것이 또한 가능하다. 신호 시퀀스(K(i))가 이동국 및/또는 기지국의 신호 시퀀스 요소 쌍(K1(j); K2(k))으로부터 형성될 수 있다.

특히, 동기화 목적을 위해 고정 또는 가변 간격으로 송신되는 신호 시퀀스 (K(i))는 하나의 기지국 또는 시스템내의 모든 기지국들에 저장될 수 있다. 기지국에 저장되는 신호 시퀀스(K(i))가 형성될 수 있는 신호 시퀀스 요소 쌍(K1(j); K2(k))은 기지국(MS)에 저장되고, 계산의 복잡성없이 상관 합산 계산을 수행하기 위해 기지국에 대한 이동국의 동기화를 위해 사용된다.

신호 시퀀스들 및 신호 시퀀스 요소들은 또한 임의의 원하는 코딩 형태로 적절한 정보를 저장함으로써, 휘발성 및/또는 비휘발성 메모리 모듈과 같은 저장 장치에 의해, 또는 적절히 구성된 가산기 또는 곱셈기 입력들 또는 대응하는 동등한 하드웨어 구성들에 의해 저장될 수 있다.

무선 주파수 섹션(HF)은 변조기 및 증폭기(V)를 갖는 송신 디바이스(SE) 및 복조기 및 마찬가지로 증폭기를 갖는 수신 디바이스(EE)를 포함할 수 있다. 수신 디바이스(EE)로부터 발생하는 아날로그 오디오 신호 및 아날로그 신호들은 아날로그/디지털 변환에 의해 디지털 신호로 변환되고, 디지털 신호 프로세서(DSP)에 의해 처리된다. 처리 후에, 디지털 신호들은 디지털/아날로그 변환에 의해 아날로그 오디오 신호들 또는 다른 출력 신호들, 및 송신 디바이스(SE)에 공급되는 아날로그 신호들로 변환될 수 있다. 변조 및 복조는 상기 목적을 위해 실행될 수 있다.

송신 디바이스(SE) 및 수신 디바이스(EE)는 합성기(SYN)를 통해 전압 제어된 발진기(VCO)로부터의 주파수를 공급받는다. 전압 제어된 발진기(VCO)는 또한 생성되는 시스템 클록이 무선국의 프로세서 디바이스들에 대한 클록을 제공하도록 한다.

안테나 장치(ANT)는 이동 무선 시스템의 공중 인터페이스를 통해 신호를 수신하고 송신하기 위해 제공된다. GSM(Global System for Mobile Communication)과 같은 일부 공지된 이동 무선 시스템들에서, 신호들은 수신되고, 소위 버스트로 시간에 대해 펄스화되어 송신된다.

무선국은 또한 기지국(BS)일 수 있다. 이 경우에, 제어 유니트(MMI)의 확성기 요소 및 마이크로폰 요소는 예를 들어 기지국 제어기(BSC) 및/또는 교환 센터(MSC)를 통해 이동 무선 네트워크에 대한 링크에 의해 교체된다. 동시에 다수의 이동국들(MS)과 데이터를 상호교환하기 위해, 기지국(BS)은 적절하게 많은 수의 송신 및 수신 디바이스들을 갖는다.

도 3은 수신된 신호로부터 유도된 신호 시퀀스일 수 있으며 길이(w)를 갖는 수신 신호 시퀀스(E(1))를 도시한다. 초기에 인용된 수식에 따라 제 1 상관 합 (S0)을 계산하기 위해, 상기 수신 신호 시퀀스(E(1))의 제 1 섹션의 요소들은 길이(n)를 갖는 신호 시퀀스(K(i))의 대응하는 요소들에 의해 쌍 단위로 곱해지며, 최종 결과 요소(resultant result element)의 길이는 상관 합(S0)을 형성할 만큼 합산된다.

부가의 상관 합(S1)을 계산하기 위해, 신호 시퀀스(K(i))는 도면에 그래픽 형태로 도시된 바와 같이 오른쪽으로 하나의 요소만큼 시프팅되고, 신호 시퀀스 (K(i))의 요소들은 신호 시퀀스(E1)의 대응하는 요소들에 의해 쌍 단위로 곱해지는데, 여기서 최종 결과 요소들의 합산에 의해 상관 합(S1)이 다시 형성된다.

신호 시퀀스의 요소들 및 수신 신호 시퀀스의 요소들이 각 경우에 직각(Cartesian) 좌표계 벡터를 형성하도록 결합된다면, 수신 신호 시퀀스의 대응하는 요소들에 의해 쌍 단위로 신호 시퀀스의 요소들을 곱하는 것과 후속의 합산은 스칼라 곱의 형성으로서 벡터적으로 기술될 수 있다.

상기 방법으로 결정된 상관 합들(S)에서, 최대값을 탐색할 수 있고, 상관 합들(S)의 최대값과 예정된 임계 값을 비교할 수 있으며, 이 방법으로 수신된 신호 (E(1))가 미리 결정된 신호 시퀀스(K(i))를 포함하는지를 결정하고, 포함하면, 상기 신호 시퀀스가 수신된 신호(E(1))에 위치하는 곳을 결정하여, 두 개의 무선국들을 서로 동기화하며 개별 확산 코드가 신호 시퀀스(K(i))의 형태로 변조된 상태의 데이터를 탐지할 수 있다.

도 4는 수신 신호 시퀀스(E(1)) 및 상관 시퀀스로서 신호 시퀀스 요소(K1(j), K2(k))에 기초하는 신호 시퀀스(K(i))를 다시 도시한다.

도 5는 길이(n2)의 신호 시퀀스 요소(K2(k)) 및 길이(n1)의 신호 시퀀스 요소(K1(j))에 기초하는 신호 시퀀스(K(i))의 형성을 도시한다. 상기 목적을 위해, 신호 시퀀스 요소(K2(k))는 n1 횟수만큼 반복되는데, 여기에서 신호 시퀀스 요소(K1(i))는 프로세스에서 상기 요소(k2(k))로 변조된다. 신호 시퀀스(K(i))의 형성은 또한 다음 공식에 의해 수학적으로 표시될 수 있다.

K(i) = K2(i mod n2) * K1(i div n2), i = 0 ... n1*n2-1

이것은 다음의 관계식에서 n1 = n2인 상황에 대응한다.

K(i) = K2(i mod n1) * K1(i div n2)

이 경우에, mod는 나눗셈의 정수 나머지(integer remainder)를 표시하고, div는 나눗셈의 정수 몫(integer result)을 표시한다.

이것은 반복적으로, 연속하여 매핑된 신호 시퀀스 요소(K2(k))를 포함하는 시퀀스(f2) 및 상기 시퀀스(f2)를 통해 확장된 신호 시퀀스 요소(K1(j))에 의해 매핑되는 시퀀스(f1)에 의한 그래픽 형태로 표현된다.

길이(n)의 새로운 신호 시퀀스(K(i))는 시퀀스(f2)를 통해 매핑되는 시퀀스 (f1)내의 대응하는 요소들과 상기 시퀀스(f2)의 요소들을 곱함으로써 얻어진다. 상기 신호 시퀀스(K(i)) 곱은 길이 4의 두개의 이진 신호 시퀀스 요소들의 예를 기초로 도면 하부에 다시 도시되어 있다.

본 발명은 물론 길이 4의 신호 시퀀스 요소들, 또는 길이 16의 신호 시퀀스에 한정되지 않는다. 본 발명은 또한 상기에 사용된 수학적 기술에 한정되지 않는다.

예를 들어, 길이 16의 신호 시퀀스 요소들 및 길이 256의 신호 시퀀스에 대한 다음의 예시의 내용들은 상기에 사용된 수학적 표시에 대응하며, 따라서 마찬가지로 본 발명에 포함된다.

a는 길이 16의 신호 시퀀스 요소이며,

a = <x1, x2, ..., x16>;

길이 256의 신호 시퀀스 y는 신호 시퀀스 요소(a)를 16번 반복함으로써 생성되며, 상기 a는 상기 신호 시퀀스로 변조되는 길이 16의 제 2 신호 시퀀스 요소를 갖는다.

이중 밑줄(double underscore)은 제 2 신호 시퀀스 요소 및 제 2 신호 시퀀스 요소에 의한 변조를 표시한다.

상기 방법으로 형성된 길이(256)의 신호 시퀀스는 예를 들어, 길이 256의 제 1 차 동기화 코드(cp)로서 동기화 목적을 위해 송신될 수 있다.

이 방법으로 형성된 신호 시퀀스들(K(i))은 수신 신호 시퀀스들(E(1))과 상기 신호 시퀀스들(K(i))의 상관 합의 계산을 간략화하는데 사용될 수 있다.

더 빠르고 노력이 덜 드는 상관 합(S)을 계산하기 위한 상기의 간략화된 프로세스의 개략적 도시는 도 6에서 도 8까지에 도시되어 있는데, 이는 다음 텍스트에서 언급된다.

부분 상관 합(TS(z))은 가장 먼저 형성된다. 예를 들어, 제 2 신호 시퀀스 요소(K2(k))와 수신 신호 시퀀스(E(1))의 상관 합은 부분 상관 합 시퀀스(TS(0))의 제 1 요소에 대해 상기 목적을 위해 형성된다.

그래픽 형태로 도시된 바와 같이, 제 2 신호 시퀀스 요소(K2(k))는 부분 상관 합 시퀀스(TS(1))의 제 2 요소에 대해 하나의 요소만큼 시프팅되며, 상관 합은 마찬가지로 수신 신호 시퀀스(E(1)) 등의 대응하는 요소로 형성된다.

부분 상관 합 시퀀스 TS(n1*n2-1) 내의 n번째 요소는 수신 신호 시퀀스(E(1))에 대해 제 2 신호 시퀀스 요소(K2(k))의 n-1 시프팅 후에 대응하는 방법으로 계산된다.

상기 방법으로 생성된 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))는 도 7의 상부에 도시되어 있다. 각각의 n2번째 요소는 상기 부분 상관 합 시퀀스로부터 선택되고 제 1 신호 시퀀스 요소(K1(j)) 내의 대응하는 요소에 의해 쌍 단위로 곱해진다.

부분 상관 합 시퀀스(TS(z))의 선택된 요소들 및 제 1 신호 시퀀스 요소 (K1(j))가 각각 벡터들을 형성하도록 조합된다면, 제 1 상관 합(S0)은 상기 두개 벡터들의 스칼라 곱에 의해 생성된다.

도 7의 하부는 먼저 선택된 요소들로부터 오른쪽으로 하나 또는 두 자리들만큼 시프팅된 n2번째 요소들의 선택에 의해 각각 부가의 상관 합들(S1, S2)에 대한 대응하는 계산을 도시한다.

일단 계산된 부분 상관 합(TS)의 저장은 부가의 상관 합이 나중에 계산되는 때 상기 합이 다시 참조되도록 하여, 대응하는 계산 단계들이 필요없게 한다.

설계 변형에 따라, 먼저 전체의 수신 신호 시퀀스(E(1))에 대해 완전한 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))를 계산하고 그후에 개별 상관 합들을 계산하거나, 또는 새로운 상관 합을 계산하기 위해 요구되었을 때만 대응하는 요청된 부분 상관 합을 더 계산할 수 있다.

도 8은 도 5에 도시된 예를 참조하여, 길이 4의 두개 이진 신호 시퀀스 요소들의 상관 합(S)을 계산하기 위한 두가지 단계들을 포함하는 방법을 다시 도시한다.

제 1 단계에서, 제 2 신호 시퀀스 요소(K2(k) ++-+)의 부분 상관 합은 수신 신호 시퀀스(E(1))의 대응하는 섹션들로써 계산되며, 그후에 제 2 단계에서, 상기 방법으로 생성된 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))의 모든 네번째 요소가 선택되고, 제 1 신호 시퀀스 요소(K1(j) +--+)의 대응하는 요소에 의해 곱해지며, 상기 부분 상관 합들은 상관 시퀀스(S0)를 형성하기 위해 가산된다.

이 경우의 굵은 선들은 다른 부분 상관 합들(TS)이 이미 계산되었고 미리 저장된 상태에서 부가의 상관 합(S1)을 계산하기 위해 새로 실행되어야 하는 계산 단계들을 표시한다.

상기 설계 변형은 모든 n2번째 부분 상관 합이 가장 먼저 계산된다면 가능한한 효율적으로 메모리를 사용하여 수행될 수 있다. 샘플 값들은 상기 목적을 위해 버퍼 저장된다.

도 9 및 도 10은 상기에 이미 언급된 길이 4의 두개의 이진 신호 시퀀스 요소들의 예시를 기초로 하여 상관 합들(S)의 계산을 간략화하기 위한 다른 설계 변형을 도시한다.

이 경우에, 수신 신호 시퀀스(E(1))의 모든 네번째 요소가 가장 먼저 선택되며, 신호 시퀀스 요소(K1(j))와 상기 방법으로 선택된 요소들의 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))가 형성된다. 네개의 연속적인 요소들은 각 경우에 상기 방법으로 얻어진 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))로부터 선택되며 신호 시퀀스 요소(K2(k))의 대응하는 요소들에 의해 쌍 단위로 곱해지며, 최종 결과 요소들은 상관 합(S)을 형성하도록 가산된다. 이 경우에, 두꺼운 선들은 다른 부분 상관 합들(TS)이 이미 계산되었고 미리 저장된 상태에서 부가의 상관 합(S1)을 계산하기 위해 부가적으로 요청된 단계들을 다시 표시한다.

도 10은 다시 수신 신호 시퀀스(E(1))의 매 네번째 요소가 가장 먼저 선택되는 제 1 상관 합(S0)의 계산을 다시 도시하며, 상기 요소들은 제 1 신호 시퀀스 요소(K1(j) +--+)의 대응하는 요소들에 의해 곱해지며, 부분 상관 합(TS(0))은 결과 요소들의 합산에 의해 계산된다. 제 2 단계에서, 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))의 첫번째 네개 연속 요소들은 제 2 신호 시퀀스 요소(K2(k) ++-+)의 대응하는 요소들에 의해 곱해지고, 최종 결과 요소들은 상관 합(S0)을 형성하기 위해 가산된다.

상기 설계 변형에서, 합산이 연속적으로 계산된다면, 메모리가 부분 상관 합들의 버퍼 저장을 위해 더 적게 요구된다.

본 발명의 바람직한 일 설계 변형에서, 바커(Barker) 시퀀스들이 신호 시퀀스 요소들로서 사용되는데, 이는 각각의 길이에 대해 상기 시퀀스들은 가능한 최적의 자기 상관(autocorrelation) 특성들을 제공하기 때문이다. 길이 169의 신호 시퀀스의 용도는 특히 상기 언급된 방법들에 적합하며, 길이 13의 두 개의 바커 신호 시퀀스 요소들에 의해 형성된다. 상기 시퀀스는 특히 UMTS 이동 무선 시스템에 유용하게 사용될 수 있다.

설계 변형에 따라, 신호 시퀀스 요소들 내의 요소들은 단위 원 상의 값, 즉 임의의 주어진 실수 값 또는 임의의 주어진 복소수 값으로 가정할 수 있다.

게다가, 본 발명의 추가적 개선안은 동일한 길이의 두개의 신호 시퀀스 요소들이 사용되는 것을 제공한다. 또한 양쪽 신호 시퀀스 요소들에 대해 동일한 시퀀스를 사용할 수 있다. 게다가, 제 2 신호 시퀀스 요소(K1(j) = K2(n1-j))로서 제 1 신호 시퀀스 요소의 거울 이미지(mirror image)를 사용하는 것이 유용할 수 있다.

또한 n1*n2 값 이하의 값을 갖는 단축 신호 시퀀스(shorten signal sequence)를 사용하는 것도 가능하다. 이 경우에, (새로운 상관 합을 계산하기 위한) 부분 상관 합 시퀀스의 마지막 요소는 상관 합들을 계산하기 위해 단축 형태로 우선 계산되며, 그 후에 (다음의 상관 합을 위해 요구된 부분 상관 합 시퀀스를 계산하기 위해) 완전하게 계산된다. 이것은 임의의 원하는 길이의 신호 시퀀스의 생성을 허용한다.

따라서, 상기에 도입된 명명법(nomenclature)을 사용하여, 길이 ns가 n1*n2 이하인 신호 시퀀스(Ks(i))가 사용된다. ns = n1*n2 - delta이다. n1은 delta < n2 가 되도록 선택될 수 있다.

상기 계산은 이미 설명된 방법에 유사하게 수행되며, n2보다 짧은 델타(delta) 길이를 갖는 단축된 부분 상관 시퀀스들(TS)이 부가적으로 계산된다.

그 후에 (단축된) 제 1 상관 합(S0)이 계산될 수 있는데, 상기 기술된 방법과 반대로, 단축된 부분 상관 합이 마지막 항에 대해 사용된다.

나중에 요구될 단축되지 않은 부분 상관 합(TS(i))은 저장된 부분 상관 시퀀스(TSs(i))를 사용하여 유용하게 계산된다.

연장된 신호 시퀀스, 즉 n1 * n2 값 이상인 신호 시퀀스를 사용하는 것도 가능하다. 이 경우에, 상관 합은 상기 방법을 사용하여 제 1 부분(n1 * n2 항)을 계산함으로써 계산되는데, 부가적 항들이 또한 부가된다. 상기 목적에 대한 상관 시퀀스(K1(i))는 본 발명에 따른 상관 시퀀스(K(i))를 포함하지만, 부가적인 요소들에 의해 연장된다. 상기 방법은 다시 한번 임의의 원하는 길이의 시퀀스들을 생성하도록 한다.

따라서, 상기에 도입된 명칭을 사용하여, 길이가 n1 * n2보다 더 큰 n1인 연장된 상관 시퀀스(K1(i))가 사용된다. 따라서, 0 ≤ i ≤ n1*n2-1 에 대해 K1(i) = K(i)이다.

상기 계산은 이미 기술된 방법에 유사하게 수행되는데, 부가적인 항들이 종래대로 또는 본 발명에 따른 임의의 바람직한 방법을 사용하여 계산된다.

S0=K1(0)*TS(0)+...+K1(j)*TS(j*n2-1)+...+K1(n1-1)*TS((n1-1)*n2-1)+K1(n1)*E((n1-1)*n2)+...+K1(n1)*E(n1)

가장 최근에 기술된 전형적인 실시예의 부가 변형에 있어서, 부가적인 값들은 시작시에 및/또는 신호 시퀀스 요소(K2)의 (변조된) 반복들 사이에 삽입된다. 삽입되지 않은 요소들은 상기의 방법을 사용하여 추가로 처리되며, 삽입된 요소들은 종래대로 또는 유사하게 본 발명에 따른 방법을 사용하여 추가로 처리된다.

본 발명의 또 다른 개선안은 두개 이상의 신호 시퀀스 요소들의 용도를 고찰하는 것인데, 신호 시퀀스 요소 자체가 신호 시퀀스 요소들을 포함한다.

본 발명의 추가적 개선안은 신호 시퀀스(K(i))의 규칙적 구성 원리로부터 발생하는 상기 신호 시퀀스의 비주기적 자기 상관 함수의 규칙적(사실상 주기적인) 구조를 이용한다. 이것은 신호에 대한 탐색이 제 1 차 최대값뿐만 아니라 규칙적 간격인 제 2 차 최대값들을 생성한다는 것을 의미한다. 상기 최대값들의 위치의 규칙성은 수신 신호 시퀀스의 신호 시퀀스에 대한 탐색 속도를 높이는데 이용될 수 있다. 제 2 차 최대값을 찾고 나서 바로, 다른 최대값의 위치가 주기성에 기초하여 예측될 수 있는데, 즉 상기 포인트들에서만 상관 합이 계산된다. 이에 의해 제 1 차 최대값이 빨리 탐지되게 된다. 그러나, 제시된 제 2 차 최대값은 또한 (잡음량 때문에) 랜덤하게 증가된 값일 수 있다. 이 경우에, 어떠한 최대값도 실제로 예측된 제 1 차 최대값에 대한 잠정적 포인트들에서 발견되지 않을 것이다. 이 경우에, 가설이 부정되며, 계산은 종래대로 계속된다.

그러나, 신호 시퀀스들의 구성 원리로부터 발생하는 제 2 차 최대값의 규칙성은 또한 상관 결과의 간섭 제 2 차 최대값을 제거하고 정정하는데 사용될 수 있다. 최대값의 탐지 후에, 제 2 차 최대값은 상기 최대값으로부터 계산될 수 있고, 상기 값은 대응하는 상관 결과들로부터 공제될 수 있다. 이것은 완벽한 자기 상관 함수를 갖는 (가상적인) 시퀀스에 대한 상관 결과를 발생시킨다. 따라서 제 2 차 최대값의 규칙성은 고도로 간략화된 계산을 발생시킨다.

본 발명은 무선 송신 시스템들에 제한되지 않으며, 또한 예를 들어 특히 음파홀로그래피(sonography) 목적을 위한 음향 방법(초음파), 또는 예를 들어 레이저레이다(Lidar) 원리에 기초한 적외선 측정인 광학 방법과 같은 다른 송신 방법을 위해 사용될 수 있다. 부가적인 응용 분야는 후방-산란된(back-scattered) 신호들의 스펙트럼 구조의 변화들의 연구이다.

신호 시퀀스들의 형성, 상기 신호 시퀀스들의 송신, 및 상기 신호 시퀀스들과 수신 신호 시퀀스들과의 상관 합의 계산은 예를 들어 무선국들과 같은 2개의 송신 유니트들의 동기화를 위해, 특히 현재 표준화되고 있는 UMTS 시스템과 같은 CDMA 이동 무선 시스템 내에서 동기화 채널 내의 상기 시퀀스들의 사용을 위해 사용될 수 있다.

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Claims

이동국(MS)에 기지국(BS)을 동기화하는 방법으로서,

상기 기지국은 길이 n의 신호 시퀀스(K(i))를 송신하고,

상기 신호 시퀀스는 길이 n2의 제 2 신호 시퀀스 요소(K2(k))를 n1 번 반복하고, 상기 프로세스에서 상기 제 2 신호 시퀀스 요소를 길이 n1의 제 1 신호 시퀀스 요소(K1(j))로 변조시킴으로써 형성될 수 있고,

상기 n1은 n2와 동일하고,

상기 송신된 신호 시퀀스(K(i))를 상기 이동국 측에서 처리하여 상기 이동국과 기지국을 동기화하는,

이동국(MS)에 기지국(BS)을 동기화하는 방법.
제 1항에 있어서,

상기 n은 256이고, 상기 n1은 16이며, 상기 n2는 16인 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

상기 신호 시퀀스(K(i))는 다음의 규칙: K(i) = K2(i mod n2) * K1(i div n2)에 따라 상기 제 2 신호 시퀀스 요소들(K2(k))의 변조에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 신호 시퀀스 요소들(K1(j), K2(k))에 대한 지식(knowledge)이 상기 신호 시퀀스(K(i))를 결정하기 위해 상기 이동국(MS)에서 사용되는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 4항에 있어서,

수신 신호 시퀀스(E(1))에 포함된 미리 결정된 신호 시퀀스(K(i))는 상기 신호 시퀀스(K(i))와, 상기 수신 신호 시퀀스(E(1))의 대응하는 섹션들과의 상관 합들(S)을 수행함으로써 상기 이동국에서 결정되고,

상기 신호 시퀀스 요소(K2(k))의 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))가 상기 수신 신호 시퀀스(E(1))의 대응하는 부분들을 사용하여 계산되며,

상관 합(S)을 계산하기 위해 상기 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))의 n1 요소들이 선택되고, 스칼라 곱으로 상기 신호 시퀀스 요소(K1(j))에 의해 곱해지는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 5항에 있어서,

상관 합(S)을 계산하기 위해 상기 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))의 각각의 n2 번째 요소들에서 n1이 선택되는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 4항에 있어서,

수신 신호 시퀀스(E(1))에 포함된 미리 결정된 신호 시퀀스(K(i))는 상기 신호 시퀀스(K(i))와, 상기 수신 신호 시퀀스(E(1))의 대응하는 섹션들과의 상관 합들(S)을 수행함으로써 상기 이동국에서 결정되고,

상기 신호 시퀀스 요소(K1(j))의 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))가 상기 수신 신호 시퀀스(E(1))의 대응하는 요소들을 사용하여 계산되며,

상기 부분 상관 합 시퀀스(TS(z))의 n2 요소들은 상관 합(S)을 계산하기 위해서, 스칼라 곱의 의미에서, 상기 신호 시퀀스 요소(K2(k))에 의해 곱해지는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 7항에 있어서,

상기 수신 신호 시퀀스(E(1))의 각각의 n2 번째 요소들에서 n1이 부분 상관 합(TS)을 계산하기 위해 선택되는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
제 5항에 있어서,

상기 계산된 부분 상관 합들(TS)은 상기 이동국에 저장되고, 추가적인 상관 합(S)을 계산하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 동기화 방법.
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