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KR100640461B1 - 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 서브 채널 할당 장치 및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 서브 채널 할당 장치 및 방법 Download PDF

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KR100640461B1
KR100640461B1 KR1020040059364A KR20040059364A KR100640461B1 KR 100640461 B1 KR100640461 B1 KR 100640461B1 KR 1020040059364 A KR1020040059364 A KR 1020040059364A KR 20040059364 A KR20040059364 A KR 20040059364A KR 100640461 B1 KR100640461 B1 KR 100640461B1
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subchannel
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조재희
허훈
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삼성전자주식회사
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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서, 다수의 심벌들을 포함하는 시간 영역과, 다수의 서브 대역들을 포함하는 주파수 영역을 포함하는 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널을 할당하는 방법에 있어서, 다수의 서브 캐리어들을 다수의 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 주파수 대역들내의 다수의 서브 캐리어들을 다수의 서브 대역들로 할당하고 상기 주파수 영역에서 상기 서브 대역들을 상기 시간 영역에서 상기 다수의 심벌들로 구분하는 것에 의해 다수의 그룹들을 생성한 후, 상기 각 서브 대역내의 상기 다수의 그룹들 각각에 대해 특정 서브 캐리어 대역을 선택하여 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) 서브 채널들로 할당한다.
AMC 서브 채널, 다이버시티 서브 채널, 시간-주파수 영역, 2차원 서브 채널 할당, 갈로아 필드, 서브 대역

Description

직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 서브 채널 할당 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ASSIGNING SUB CHANNEL IN A COMMUNICATION SYSTEM USING ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SCHEME}
도 1은 OFDMA 이동 통신 시스템의 송신 주파수 응답 특성 및 수신 주파수 응답 특성을 개략적으로 도시한 도면
도 2a는 일반적인 OFDMA 이동 통신 시스템의 주파수 영역에서의 파일럿 신호들이 전송되는 위치를 개략적으로 도시한 도면
도 2b는 일반적인 OFDMA 이동 통신 시스템의 시간 영역에서의 파일럿 심벌들이 전송되는 위치를 개략적으로 도시한 도면
도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 시간-주파수 2차원 영역에서 서브 채널들을 할당하는 과정을 개략적으로 도시한 도면
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널 할당 방식을 기반으로 하여 AMC 채널을 할당하는 과정을 개략적으로 도시한 도면
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 AMC 채널 할당 과정을 도시한 순서도
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 "OFDMA"이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 "OFDMA 이동 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)에 관한 것으로서, 특히 서브 대역별로 피드백되는 채널 품질 정보를 사용하여 적응적으로 서브 채널을 할당하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
1970년대 말 미국에서 셀룰라(cellular) 방식의 무선 이동 통신 시스템(Mobile Telecommunication System)이 개발된 이래 국내에서는 아날로그 방식의 1세대(1G: 1st Generation) 이동 통신 시스템이라고 할 수 있는 AMPS(Advanced Mobile Phone Service) 방식으로 음성 통신 서비스를 제공하기 시작하였다. 이후, 1990년대 중반 2세대(2G: 2nd Generation) 이동 통신 시스템으로서 코드 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access, 이하 "CDMA"라 칭하기로 한다) 방식의 시스템을 상용화하여 음성 및 저속 데이터 서비스를 제공하였다.
또한, 1990년대 말부터 향상된 무선 멀티미디어 서비스, 범 세계적 로밍(roaming), 고속 데이터 서비스 등을 목표로 시작된 3세대(3G: 3rd Generation) 이동 통신 시스템인 IMT-2000(International Mobile Telecommunication-2000)은 현재 일부 상용화되어 서비스가 운영되고 있다. 특히, 상기 3세대 이동 통신 시스템은 이동 통신 시스템에서 서비스하는 데이터량이 급속하게 증가함에 따라 보다 고속의 데이터를 전송하기 위해 개발되었다.
또한, 현재는 3세대 이동 통신 시스템에서 4세대(4G: 4th Generation) 이동 통신 시스템으로 발전해나가고 있는 상태이다. 상기 4세대 이동 통신 시스템은 이전 세대의 이동 통신 시스템들과 같이 단순한 무선 통신 서비스에 그치지 않고 유선 통신 네트워크와 무선 통신 네트워크와의 효율적 연동 및 통합 서비스를 목표로 하여 표준화되고 있다. 따라서 무선 통신 네트워크에서 유선 통신 네트워크의 용량(capacity)에 근접하는 대용량 데이터를 전송할 수 있는 기술 개발이 요구되고 있다.
그래서, 상기 4세대 이동 통신 시스템에서는 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 방식을 활발하게 연구하고 있으며, 상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들, 즉 다수의 서브 캐리어 채널(sub-carrier channel)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
이와 같은 멀티캐리어 변조 방식을 사용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 사용되었으며, 다수의 직교하는 서브 캐리어를 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 멀티 캐리어들간의 직교 변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 사용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용과 cyclic prefix 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 그래서, 이런 OFDM 방식 기술은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 사용되어지고 있다.
즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM: Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다.
또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.
한편, 상기 OFDM 방식에 기반한 다중 접속 방식이 상기 OFDMA 방식이다. 상기 OFDMA 방식은 한 개의 OFDM 심벌(symbol)내의 서브 캐리어(sub-carrier)들을 다수의 사용자들이 분할하여 사용하는 방식이다. 상기 OFDMA 방식을 사용하는 통신 시스템으로서는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템 등이 존재한다. 여기서, 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템은 상기 OFDMA 방식을 사용하는 고정(fixed) 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access) 통신 시스템이다.
또한, 상기 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템에 이동성까지 고려하는 시스템으로서, 현재 IEEE 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 2048 포인트(2048-point) IFFT를 사용하며, 1702개의 서브 캐리어들을 사용한다. 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 1702개의 서브 캐리어들중 166개의 서브 캐리어들은 파일럿(pilot) 서브 캐리어들로 사용하고, 상기 166개의 서브 캐리어들을 제외한 1536개의 서브 캐리어 들은 데이터(data) 서브 캐리어들로 사용한다. 또한, 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 1536개의 데이터 서브 캐리어들을 48개씩 분류하여 총 32개의 서브 채널(sub-channel)로 생성하고, 상기 서브 채널들을 시스템 상황에 맞게 다수의 사용자들에게 할당한다.
여기서, 상기 서브 채널이라 함은 다수의 서브 캐리어들로 구성되는 채널을 의미하며, 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템에서는 48개의 서브 캐리어들이 1개의 서브 채널을 구성하는 것이다. 결과적으로, 상기 OFDMA 이동 통신 시스템은 시스템에서 사용하는 전체 서브 캐리어들, 특히 데이터 서브 캐리어들을 전체 주파수 대역에 분산시켜 주파수 다이버시티 이득(frequency diversity gain)을 획득하는 것을 목적으로 하는 통신 시스템이다.
한편, 특정 사용자에게 할당되는 서브 캐리어들을 동적으로 변경하는 방식이 주파수 도약(FH: Frequency Hopping, 이하 "FH"라 칭하기로 한다) 방식이다. 그리고, 상기 FH 방식과 상기 OFDM 방식을 결합한 방식이 FH-OFDM 방식이다. 상기 FH-OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 "FH-OFDM 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)은 사용자들에게 할당되는 서브 캐리어들의 주파수 대역을 상기 FH 방식을 사용하여 도약시킨다. 즉, 상기 FH-OFDM 통신 시스템 역시 전체 서브 캐리어들, 특히 데이터 서브 캐리어들을 전체 주파수 대역에 분산시켜 주파수 다이버시티 이득을 획득하는 것을 목적으로 하고 있는 통신 시스템이다.
상기에서 설명한 바와 같이 광대역, 일 예로 10[MHz]의 광대역을 주파수 영역(frequency-domain)에서만 서브 채널 단위로 분할하여 사용하는 시스템이 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템이다. 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 2048 포인트 IFFT를 사용하여 OFDM 심볼 당 1702개의 서브 캐리어들을 사용한다. 따라서 다중 셀(multi cell) 환경에서 서브 채널간 충돌 특성이 비교적 좋은 리드 솔로몬(RS: Reed Solomon) 시퀀스(sequence)를 사용하여 서브 채널들을 할당할 경우 41*40 = 1640이므로 약 40여개의 셀(cell)들을 구분하는 것이 가능하다.
그러나, 이동 통신 시스템이 발전해나감에 따라 네트워크(network) 설계를 용이하도록 하기 위해서는 구분할 수 있는 셀들의 개수가 적어도 100개 정도까지는 증가될 필요가 있다. 구분 가능한 셀들의 개수 면에서 주파수 영역에서만 서브 채널을 구성하는 상기 OFDMA 방식은 한계를 가진다.
한편, 1.25[MHz]의 협대역(narrow band)을 사용하는 Flash-OFDM 방식은 128 포인트 IFFT를 사용하여, 113개의 OFDM 심볼들로 구성된 한 주기 동안에 서로 다른 서브 캐리어들을 도약하는 113개의 도약 시퀀스(hopping sequence)를 기본 자원 할당 단위로 정의한다. 상기 Flash-OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 "Flash-OFDM 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)은 네트워크를 설계할 때 상기 도약 시퀀스를 113개의 셀들 각각마다 상이하게 정의함으로써 서로 다른 113개의 셀들을 구분하는 것이 가능하다. 그러나, 상기 Flash-OFDM 방식 역시 협대역 전용인 방식으로서 현재 4G 통신 시스템에서 필요성이 대두되고 있는 용량 증대에는 기여할 수 없다는 문제점을 가진다.
또한, 일반적인 셀룰라(celluar) 통신 시스템에서 송신기에서 송신한 송신 신호는 다중 경로를 통해 수신기로 수신되고, 따라서 상기 수신기에서 수신하는 신호는 주파수 선택적 페이딩 현상을 겪게 된다. 그러면 여기서 도 1을 참조하여 OFDMA 이동 통신 시스템에서 상기 주파수 선택적 페이딩 현상에 따른 주파수 응답(frequency response) 특성을 설명하기로 한다.
상기 도 1은 OFDMA 이동 통신 시스템의 송신 주파수 응답 특성 및 수신 주파수 응답 특성을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, OFDMA 이동 통신 시스템의 송신기, 일 예로 기지국(BS: Base Station)이 송신한 OFDMA 신호의 주파수 스펙트럼(frequency spectrum)(111)은 상기 OFDMA 이동 통신 시스템의 전체 주파수 대역에서 서브 캐리어 신호들별로 동일한 주파수 응답들을 가진다. 즉, 상기 OFDMA 이동 통신 시스템의 전체 주파수 대역내의 모든 서브 캐리어 신호들은 동일한 주파수 응답을 가지므로 전체 주파수 대역에서 동일한 주파수 응답 특성을 가진다. 이렇게, 동일한 주파수 응답을 가지는 전체 서브 캐리어 신호들을 서로 다른 사용자들, 즉 이동 가입자 단말기(MSS: Mobile Subscriber Station)들, 일 예로 제1MSS와 제2MSS로 송신한다고 가정하기로 한다. 물론, OFDMA 이동 통신 시스템에서는 전체 서브 캐리어들이 다수의 MSS들에게 분할되어 송신되지만, 상기 주파수 응답 특성을 비교하기 위해서 상기 제1MSS 및 상기 제2MSS에게 상기 전체 서브 캐리어 신호들을 동일하게 송신한다고 가정하기로 한다.
그러면, 상기 제1MSS는 상기 기지국에서 송신한 전체 서브 캐리어 신호들을 수신하게 되고, 상기 제1MSS가 수신한 전체 서브 캐리어 신호들의 주파수 스펙트럼 (121)은 상기 기지국에서 송신한 전체 서브 캐리어 신호들의 주파수 응답들과 동일하지 않다. 즉, 상기 전체 서브 캐리어 신호들중 복조에 가능한 임계값(threshold value) 이상의 주파수 응답을 가지는 서브 캐리어들도 존재하고, 상기 임계값 미만의 주파수 응답을 가지는 서브 캐리어들도 존재한다.
상기 도 1에 도시한 바와 같이 상기 제1MSS는 상기 전체 서브 캐리어 신호들중 4개의 서브 캐리어 신호들이 상기 임계값 미만의 주파수 응답을 가진다. 상기 임계값 미만의 주파수 응답을 가지는 4개의 서브 캐리어들을 통해서 상기 기지국이 상기 제1MSS로 데이터를 송신할 경우 상기 제1MSS는 상기 선택적 주파수 페이딩으로 인해서 정상적으로 데이터를 수신할 수 없게 된다.
상기 제2MSS 역시 상기 기지국에서 송신한 전체 서브 캐리어 신호들을 수신하게 되고, 상기 제2MSS가 수신한 전체 서브 캐리어 신호들의 주파수 스펙트럼(131)은 상기 기지국에서 송신한 전체 서브 캐리어 신호들의 주파수 응답들과 동일하지 않다. 즉, 상기 전체 서브 캐리어 신호들중 상기 임계값 이상의 주파수 응답을 가지는 서브 캐리어들도 존재하고, 상기 임계값 미만의 주파수 응답을 가지는 서브 캐리어들도 존재한다. 상기 도 1에 도시한 바와 같이 상기 제2MSS는 상기 전체 서브 캐리어 신호들중 5개의 서브 캐리어 신호들이 상기 임계값 미만의 주파수 응답을 가진다. 상기 임계값 미만의 주파수 응답을 가지는 5개의 서브 캐리어들을 통해서 상기 기지국이 상기 제2MSS로 데이터를 송신할 경우 상기 제2MSS는 상기 주파수 선택적 페이딩으로 인해서 정상적으로 데이터를 수신할 수 없게 된다.
결국, 임의의 MSS에 대해서 상기 OFDMA 이동 통신 시스템의 전체 서브 캐리 어들중 어떤 서브 캐리어들은 상기 임의의 MSS에게 할당하기에 적합한 반면, 또 다른 서브 캐리어들은 상기 임의의 MSS에게 할당하기에 부적합하다는 것을 알 수 있다.
그래서, 상기 주파수 선택적 페이딩으로 인한 성능 열화를 보상하기 위해서 제안된 방식이 주파수 선택적 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding, 이하 "AMC"라 칭하기로 한다) 방식이다. 상기 주파수 선택적 AMC 방식은 각 서브 캐리어의 주파수 응답 특성에 따라서 각 서브 캐리어에 할당되는 변조 방식 및 코딩 방식을 적응적으로 조정하는 방식이다. 여기서, 상기 변조 방식은 송신 전력(transmit power)을 조정하는 방식이며, 상기 코딩 방식은 코딩 레이트(coding rate)를 조정하는 방식이다. 또한, 상기 주파수 응답은 일 예로 캐리어 대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio, 이하 "CINR"이라 칭하기로 한다)로 정의할 수 있으며, 이 경우 상기 서브 캐리어들 각각의 CINR 값에 상응하게 상기 변조 방식 및 코딩 방식이 적응적으로 조정된다.
상기 주파수 선택적 AMC 방식은 다수개의 변조 방식들과 다수개의 코딩 방식들을 가지며, 상기 변조 방식들과 코딩 방식들을 조합하여 신호를 변조 및 코딩한다. 통상적으로 상기 변조 방식들과 코딩 방식들의 조합들 각각을 변조 및 코딩 방식(MCS ; Modulation and Coding Scheme, 이하 "MCS"라 칭하기로 한다)이라고 하며, 상기 MCS들의 수에 따라 레벨(level) 1에서 레벨(level) N까지 다수개의 MCS들을 정의할 수 있다. 결국, 상기 주파수 선택적 AMC 방식은 기지국과 MSS들의 주파수 응답 특성에 따라 상기 MCS의 레벨을 적응적으로 결정하여 기지국의 전송 용량 을 증대시켜 전체 OFDMA 이동 통신 시스템의 시스템 효율을 향상시키는 방식이다.
이렇게, 상기 OFDMA 이동 통신 시스템에서 AMC 방식을 사용하기 위해서는 상기 OFDMA 이동 통신 시스템의 전체 서브 캐리어들 각각에 대한 주파수 응답을 알아야만 한다. 즉, 기지국이 상기 전체 서브 캐리어들에 대한 CINR 값을 MSS들로부터 피드백(feedback) 받아야만 AMC 방식을 사용할 수 있다. 그러면, 여기서 도 2a 및 도 2b를 참조하여 서브 캐리어들 각각에 대해서 주파수 응답, 즉 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 "CQI"라 칭하기로 한다)를 피드백하는 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 2a는 일반적인 OFDMA 이동 통신 시스템의 주파수 영역에서 파일럿 신호들이 전송되는 위치를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 2a를 참조하면, 상기 OFDMA 이동 통신 시스템에서 송신기, 즉 기지국은 도시되어 있는 바와 같이 미리 설정한 설정 위치의 파일럿 서브 캐리어(pilot sub-carrier)들을 통해서만 파일럿 신호를 송신한다. 수신기, 즉 MSS들 역시 상기 기지국에서 송신하는 파일럿 서브 캐리어들의 위치를 미리 알고 있으며, 상기 파일럿 서브 캐리어들을 통해 송신되는 파일럿 신호 역시 알고 있다. 여기서, 상기 파일럿 신호는 미리 설정되어 있는 시퀀스(sequence)를 가지며, 상기 시퀀스는 상기 기지국과 MSS간에 미리 규약되어 있는 시퀀스이다. 상기 MSS는 상기 파일럿 서브 캐리어를 통해 수신된 신호를 상기 파일럿 서브 캐리어를 통해 송신된 파일럿 신호로 나누어 상기 파일럿 서브 캐리어에서의 CINR을 검출한다. 이런 식으로 각 파일럿 서브 캐리어들에서의 CINR들을 검출하고, 상기 파일럿 서브 캐리어들의 CINR들 을 보간(interpolation)하여 상기 파일럿 서브 캐리어들을 제외한 서브 캐리어들, 즉 데이터 서브 캐리어들의 CINR들을 추정한다. 상기 MSS는 이렇게 구해진 모든 서브 캐리어들의 CINR들, 즉 CQI들을 상기 기지국으로 피드백하고, 상기 기지국은 상기 MSS로부터 피드백된 서브 캐리어들의 CQI들을 가지고 해당 서브 캐리어들에 대한 변조 방식 및 코딩 방식을 조정한다.
상기 도 2b는 일반적인 OFDMA 이동 통신 시스템의 시간 영역에서의 파일럿 심벌들이 전송되는 위치를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 2b를 참조하면, 기지국은 미리 설정한 심벌 시간동안에 파일럿 심벌을 전송한다. 각각의 기지국들은 동일한 서브 캐리어들을 사용하지만, 미리 설정한 확산 계수만큼의 서브 캐리어들로 구성된 블록에 동일 길이의 직교 코드로 곱한 다음, 이를 다시 서로 다른 PN(Pseudo Noise) 코드들을 곱하여 파일럿 심벌을 생성한다. 그러면, MSS는 PN 코드로 기지국 신호를 구분하고 직교 코드를 이용하여 각 서브 캐리어의 CINR 값들을 구하여 이를 기반으로 CQI 정보를 기지국에 전달한다.
상기에서 설명한 바와 같이, OFDMA 이동 통신 시스템의 CQI 피드백 방법은 상기 OFDMA 이동 통신 시스템이 상기 MSS로 서브 캐리어들이 일단 할당되면 상기 할당된 서브 캐리어들의 채널 상태는 불변한다고 가정할 경우에만 적합하다. 그러나, 현재 4세대 이동 통신 시스템에서는 상기 OFDMA 방식을 고속의 이동 무선 통신 시스템에 사용하는 경우를 고려하고 있으며, 따라서 한번 할당된 서브 캐리어들의 채널 상태가 불변한다는 가정은 적합하지 않다. 즉, MSS에 서브 캐리어들을 할당하면, 상기 MSS에 할당한 서브 캐리어들의 채널 상태는 지속적으로 변하고, 따라서 상기 MSS는 상기 서브 캐리어들 각각에 대해서 변화하는 CQI를 피드백시켜야만 기지국에서 상기 AMC 방식을 정상적으로 사용할 수 있다.
그러나, 상기 OFDMA 이동 통신 시스템에서 모든 서브 캐리어들에 대해서 CQI를 빈번하게 피드백하는 동작은 시그널링 오버헤드(signalling overhead)를 가져오고, 상기 서브 캐리어들에 대한 CQI를 피드백하는 시그널링은 업링크 간섭(uplink interference)으로 작용하게 된다는 문제점이 있다.
그래서, 상기 OFDMA 이동 통신 시스템에서 고속의 이동 통신 서비스를 지원하면서도 상기 AMC 방식을 효율적으로 사용하기 위한 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 OFDMA 이동 통신 시스템에서 AMC 방식을 사용하는 서브 채널 할당 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDMA 이동 통신 시스템에서 AMC 방식을 사용하는, 시간-주파수 2차원의 서브 채널 할당 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDMA 이동 통신 시스템에서 인접 서브 채널간 충돌을 최소화하는, AMC 방식을 사용하는 서브 캐리어 할당 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서, 다수의 심벌들을 포함하는 시간 영역과, 다수의 서브 대역들을 포함하는 주파수 영역을 포함하는 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널을 할당하는 방법에 있어서, 다수의 서브 캐리어들을 다수의 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 주파수 대역들내의 다수의 서브 캐리어들을 다수의 서브 대역들로 할당하는 과정과, 상기 주파수 영역에서 상기 서브 대역들을 상기 시간 영역에서 상기 다수의 심벌들로 구분하는 것에 의해 다수의 그룹들을 생성하는 과정과, 상기 각 서브 대역내의 상기 다수의 그룹들 각각에 대해 특정 서브 캐리어 대역을 선택하여 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) 서브 채널들로 할당하는 과정을 포함한다.
상기한 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하는 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 서브 채널을 할당하는 방법에 있어서, 다수의 심벌들을 포함하는 시간 영역에서 상기 서브 캐리어 대역들을 분류하여 상기 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템이 포함하는 기지국들의 개수와 동일한 개수의 그룹들로 생성하는 과정과, 상기 그룹들을 분류하여 다수의 서브 대역들을 생성하는 과정과, 미리 설정된 제1시퀀스에 상응하게 상기 서브 대역들중 특정 서브 대역내 그룹들 각각에서 해당 서브 캐리어 대역들을 검출하는 과정과, 상기 특정 서브 대역내 그룹들 각각에서 검출한 서브 캐리어 대역들을 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) AMC 서브 채널들로 할당하는 과정을 포함한다.
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상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서, 다수의 심벌들을 포함하는 시간 영역과, 다수의 서브 대역들을 포함하는 주파수 영역을 포함하는 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널을 할당하는 장치에 있어서, 다수의 서브 캐리어들을 다수의 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 주파수 대역들내의 다수의 서브 캐리어들을 다수의 서브 대역들로 할당하며, 상기 주파수 영역에서 상기 서브 대역들을 상기 시간 영역에서 상기 다수의 심벌들로 구분하는 것에 의해 다수의 그룹들을 생성한 후, 상기 각 서브 대역내의 상기 다수의 그룹들 각각에 대해 특정 서브 캐리어 대역을 선택하여 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) 서브 채널들로 할당하는 서브 채널/서브 대역 할당기를 포함한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 장치는; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하는 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 서브 채널을 할당하는 장치에 있어서, 다수의 심벌들을 포함하는 시간 영역에서 상기 서브 캐리어 대역들을 분류하여 상기 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템이 포함하는 기지국들의 개수와 동일한 개수의 그룹들로 생성하고, 상기 그룹들을 분류하여 다수의 서브 대역들을 생성하며, 미리 설정된 제1시퀀스에 상응하게 상기 서브 대역들중 특정 서브 대역내 그룹들 각각에서 해당 서브 캐리어 대역들을 검출한 후, 상기 특정 서브 대역내 그룹들 각각에서 검출한 서브 캐리어 대역들을 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) 서브 채널들로 할당하는 서브 채널/서브 대역 할당기를 포함한다.
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이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 "OFDMA"이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 "OFDMA 이동 통신 시스템"이라 칭하기로 한다)에서 시간-주파수 영역(time-frequency domain)의 2차원 영역의, 주파수 선택적(frequency selective) 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding, 이하 "AMC"라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 서브 채널(sub-channel)(이하 "AMC 서브 채널"이라 칭하기로 한다) 할당 방식을 제안한다.
그래서, 본 발명은 상기 OFDMA 이동 통신 시스템에서 구분 가능한 셀(cell), 즉 기지국(BS: Base Station)들의 수를 증가시키고, 또한 인접 기지국들간 서브 채널간 충돌을 최소화하면서도, 이동 가입자 단말기(MSS: Mobile Subscriber Station)의 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 "CQI"라 칭하기로 한다)에 상응하도록 상기 AMC 서브 채널을 할당하는 것을 가능하게 한다. 여 기서, 상기 기지국은 하나의 셀을 관장하며 서비스를 할 수도 있고, 다수의 셀을 관장하며 서비스를 할 수도 있으나, 본 발명에서는 설명의 편의상 하나의 기지국은 하나의 셀만을 관장한다고 가정하기로 한다.
그러면 여기서 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDMA 이동 통신 시스템의 송신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 이동 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 먼저 상기 OFDMA 이동 통신 시스템의 송신기는 CRC(Cyclic Redundancy Check) 삽입기(CRC inserter)(311)와, 인코더(encoder)(313)와, 심벌 매핑기(symbol mapper)(315)와, 서브 채널/밴드 할당기(sub-channel/band allocator)(317)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(319)와, 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter)(321)와, 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)기(323)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(325)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(327)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(329)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(331)로 구성된다.
먼저, 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터비트(control data bits)가 발생하면, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트는 상기 CRC 삽입기(311)로 입력된다. 여기서, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트를 "정보 데이터 비트(information data bits)"라고 칭하기로 한다. 상기 CRC 삽입기(311)는 상기 정보 데이터 비트를 입력하여 CRC 비트를 삽입한 후 상기 인코더(313)로 출력한다. 상기 인코더(313)는 상기 CRC 삽입기(311)에서 출력한 신호를 입력하여 미리 설정되어 있는 코딩(coding) 방식으로 코딩한 후 상기 심벌 매핑기(315)로 출력한다. 여기서, 상기 코딩 방식은 소정 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등이 될 수 있다.
상기 심벌 매핑기(315)는 상기 인코더(313)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 상기 서브 채널/밴드 할당기(317)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 될 수 있다. 상기 서브 채널/밴드 할당기(317)는 상기 심벌 매핑기(315)에서 출력한 변조 심벌들을 입력하여 서브 채널 및 밴드를 할당한 후 상기 직렬/병렬 변환기(319)로 출력한다. 상기 서브 채널/밴드 할당기(317)의 서브 채널 할당 및 밴드 할당 동작은 본 발명에서 제안하는 서브 채널 할당 방식 및 밴드 할당 방식에 상응하게 수행되며, 본 발명에서 제안하는 서브 채널 할당 방식 및 밴드 할당 방식은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 직렬/병렬 변환기(319)는 상기 서브 채널/밴드 할당기(317)에서 출력하는 서브 채널 및 밴드가 할당된 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(321)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(321)는 상기 직렬/병렬 변환기(319)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 상기 IFFT기(323)로 출력한다.
상기 IFFT기(323)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(321)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(325)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(325)는 상기 IFFT기(323)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(327)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(327)는 상기 병렬/직렬 변환기(325)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(329)로 출력한다.
여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDMA 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "Cyclic Prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "Cyclic Postfix" 방식으로 삽입된다.
상기 디지털/아날로그 변환기(329)는 상기 보호 구간 삽입기(327)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(331)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(331)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(329)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상 에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.
그러면 여기서 본 발명에서 제안하는 서브 채널 할당 및 밴드 할당 방식에 대해서 설명하기로 한다.
(1) 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널 할당 방식
서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들의 인덱스(index)들은 리드 솔로몬(RS: Reed Solomon) 시퀀스(sequence)를 사용하여 할당하며, 상기 할당된 서브 캐리어 인덱스들에 해당하는 서브 캐리어들을 가지고 상기 서브 채널을 구성한다. 상기 OFDMA 이동 통신 시스템을 구성하는 전체 서브 캐리어들은 Q-1개의 그룹들로 분류되며, 상기 Q-1개의 그룹들 각각은 Q개의 연속된 서브 캐리어들로 구성된다.
한편, 상기 리드 솔로몬 시퀀스는 갈로아 필드(Galois Field, 이하 "Galois Field"라 칭하기로 한다)에서 정의되며, 상기 Galois Field(Q)는 Q개의 엘리먼트(element)들 {0, 1, 2, ... , Q-1}로 구성된다. 여기서, 상기 Q는 Galois Field의 크기를 나타내며, 상기 Q가 소수인 경우에 Galois Field(Q)에서 덧셈 연산과 곱셈 연산은 하기 수학식 1과 같이 정의된다.
Figure 112004033800923-pat00001
Figure 112004033800923-pat00002
한편, 상기 Galois Field(Q)에서 정의되는 시퀀스 S는 상기 Q-1개의 그룹들 각각에서 할당된, 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들의 위치를 나타내는 서브 채널 시퀀스이다. 상기 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들의 인덱스들은 하기 수학식 2와 같이 표현된다.
Sub_carrier index(i) = Q*i + S(i)
상기 수학식 2에서, i는 상기 OFDMA 이동 통신 시스템의 전체 Q-1개의 그룹들중 어느 그룹에 해당하는지를 나타내는 그룹 인덱스(group index)를 나타내며, 상기 그룹 인덱스 i는 0, 1, ... , Q-2중 어느 한 값을 가진다. 또한, 상기 수학식 2에서 상기 S(i)는 순열 S의 (i+1)번째 엘리먼트로서, 해당 그룹의 서브 캐리어들의 위치를 나타낸다.
상기 수학식 2와 같은 시퀀스, 즉 상기 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들의 인덱스들을 나타내는 시퀀스가 정의되면, 상기 시퀀스에 상응하는 서브 채널이 정의될 수 있다. 일 예로, 상기 OFDMA 이동 통신 시스템의 전체 서브 캐리어들이 그 인덱스가 {0, 1, 2, ... , 41}인 42개라고 가정할 때, 상기 42개의 서브 캐리어들을 6개의 그룹들로 분류할 수 있다. 그리고, 길이가 6인 시퀀스를 이용하여 특정한 서브 채널을 구성하는 6개의 서브 캐리어들을 할당할 수 있다. 즉, 서브 채널 시퀀스 S가 {3, 2, 6, 4, 5, 1}으로 주어지면 해당 서브 채널은 서브 캐리어들 {3, 9, 20, 25, 33, 36}로 구성된다.
또한, 임의의 기지국과 상기 임의의 기지국내 서브 채널의 구분은 기본 시퀀스의 치환(permutation)과 오프셋(offset)을 사용한다. 여기서, 상기 기본 시퀀스 를 "S0"라 정의하기로 하며, 상기 기본 시퀀스 S0는 하기 수학식 3과 같이 표현된다.
S0 = {α, α2, α3, ... , αQ-2, αQ-1}
상기 수학식 3에서 상기 α는 Galois Field(Q)의 프리미티브 엘리먼트(primitive element)를 나타낸다(
Figure 112004033800923-pat00003
for
Figure 112004033800923-pat00004
). 상기 Galois Field의 크기 Q가 7인 경우(Q = 7) 3이 프리미티브 엘리먼트가 되며, S0 = {3, 32, 33, ... , 35, 36} mod 7 = { 3, 2, 6, 4, 5, 1}이 된다. 여기서, 상기 기본 시퀀스 S0는 상기 OFDMA 통신 시스템을 구성하는 다수의 기지국들중 기준이 되는 기준 기지국의 0번 서브 채널에 할당되는 시퀀스를 나타낸다. 여기서, 상기 기준 기지국은 0번 기지국이라 가정하기로 하며, 상기 0번 기지국이 상기 OFDMA 통신 시스템을 구성하는 기지국들중 제1기지국이 되는 것이다. 또한, 상기 0번 서브 채널이 97개의 서브 채널들중 제1서브 채널이 되는 것이다.
그리고, 임의의 m번 셀에 할당된 시퀀스 Sm은 상기 기본 시퀀스 S0를 m번 치환한 시퀀스로서 하기 수학식 4와 같이 표현된다.
Sm = αmS0 = {αQ-m, αQ-m+1, ... , α Q-2, αQ-1, α, α2, ... , αQ-m-1}
여기서, 상기 Sm은 m번 기지국의 0번 서브 채널에 할당되는 시퀀스를 나타낸다.
또한, 상기 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스 Sm,β은 상기 m번 셀의 0번 서브 채널에 할당되는 시퀀스 Sm에 오프셋 β를 가산한 형태가 되며, 상기 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스 Sm,β은 하기 수학식 5와 같이 표현된다.
Figure 112004033800923-pat00005
상기 수학식 5에서, GF(Q)는 Galois Field(Q)를 나타낸다.
이런 식으로, 상기 전체 OFDMA 통신 시스템의 Q-1개의 기지국들 각각에 대해서 서브 채널 할당이 가능하며, 따라서 상기 Q-1개의 기지국들 각각에 대해서 Q개의 서브 채널 시퀀스들을 얻을 수 있게 된다. 상기와 같이 얻어진 서브 채널 시퀀스들은 인접한 셀들, 즉 인접한 기지국들간에 최대 1개의 서브 채널 정도만 충돌을 일으킬 가능성이 존재하여 서브 채널 충돌로 인한 시스템 성능 저하 역시 방지한다는 이점을 가진다.
그러면 여기서 하기 표 1 및 표 2를 참조하여 Galois Field의 크기 Q가 7(Galois Field(Q) = 7)이고, α = 3이고, 기본 시퀀스 S0 = {3, 2, 6,4, 5, 1}인 경우의 0번 서브 채널에 대한 기지국별 시퀀스들과 상기 0번 기지국내 각 서브 채널을 지정하기 위한 시퀀스들을 설명하기로 한다.
Figure 112004033800923-pat00006
Figure 112004033800923-pat00007
상기 표 1은 서로 다른 셀의 0번 서브 채널을 할당하는 시퀀스들을 나타낸 것이며, 상기 표 2는 0번 기지국내 서브 채널들 각각을 할당하는 시퀀스들을 나타낸 것이다. 상기 표 1 및 표 2에 나타낸 바와 같이 최대 1개의 서브 채널 정도만 충돌을 일으킬 가능성이 존재하여 서브 채널 충돌로 인한 시스템 성능 저하는 방지된다.
한편, 주파수 재사용도가 1인 셀룰라(cellular) 통신 시스템에서는 네트워크 설계를 용이하게 하기 위해, 즉 기지국 설치를 용이하게 하기 위해 전체 시스템에서 구분 가능한 기지국들의 수를 증가시켜야만 한다. 이렇게 구분 가능한 기지국들의 수를 증가시키기 위해서는 상기 Galois Field(Q)의 Q값을 증가시킬 필요가 있다. 또한, 본 발명에서는 상기 구분 가능한 기지국들의 수를 증가시키기 위해 주파수 영역뿐만 아니라 시간 영역까지도 고려하여 2차원 서브 채널 할당 방식을 제안하는 것이다. 일 예로, 하나의 OFDM 심벌당 1552 = 97*16개의 서브 캐리어들을 송신한다고 가정하고, 6개의 OFDM 심벌들을 하나의 서브 캐리어 할당 단위로 사용하면 97*16*6 = 97*96개의 데이터 서브 캐리어들을 사용하는 것으로 간주할 수 있다. 이 경우 상기 서브 채널 수열을 Galois Field(97)상에서 정의하면 96개의 셀 각각에서 97개의 서브 채널들을 할당할 수 있다.
Galois Field(97)상의 프리미티브 엘리먼트인 5를 사용한 기본 시퀀스 S0은 상기 수학식 3에 Q = 97, α= 5를 대입하여 계산할 수 있으며, 이 기본 시퀀스 S0은 하기 수학식 6과 같이 표현된다.
Figure 112004033800923-pat00008
그러면 여기서 도 4를 참조하여 시간-주파수 2차원 영역에서 서브 채널들을 할당하는 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 시간-주파수 2차원 영역에서 서브 채널들을 할당하는 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4를 설명하기에 앞서, 먼저 상기에서 설명한 바와 같이 OFDMA 이동 통신 시스템에서 96개의 기지국들을 구분 가능하고, 상기 96개의 기지국들 각각에 대해서 97개의 서브 채널들을 구분 가능하도록 서브 캐리어들을 할당하는 경우를 가정하기로 한다. 즉, 상기 도 4에 도시한 바와 같이 97*96개의 서브 캐리어들을 시간-주파수 영역에서 6 OFDM 심볼 구간 동안 96개의 그룹들을 구성하고, 상기 96개의 그룹들 각각에 97개의 연속된 서브 캐리어들을 배치한다. 상기 도 4에서 서브 캐리어 인덱스(sub-carrier index)는 서브 캐리어의 인덱스를 나타내며, 심벌 인덱스(symbol index)는 시간 영역의 OFDM 심벌의 인덱스를 나타낸다.
상기 도 4에서, 상기 Galois Field의 크기 Q = 97이기 때문에 상기 수학식 6의 기본 시퀀스 S0와 상기 수학식 4 및 수학식 5를 사용하면 임의의 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스
Figure 112004033800923-pat00009
를 생성할 수 있다. 상기 m번 기지국내의 서브 채널들 각각을 정의하기 위한 시퀀스
Figure 112004033800923-pat00010
이 생성되므로 96개의 기지국들 각각에 대해서 97개의 서브 채널들을 할당할 수 있다.
한편, 상기 OFDMA 통신 시스템에서 Q(Q-1)개의 서브 캐리어들을 사용하는 경우, 하나의 OFDM 심벌 내에서는 Q*L개의 서브 캐리어들을 사용하여 L개의 그룹들을 구성하고, N = (Q-1)/L개의 OFDM 심벌들을 사용하는 경우, 서브 채널들 각각을 구성하는 서브 캐리어들의 인덱스는 하기 수학식 7과 같이 표현된다.
Figure 112004033800923-pat00011
상기 수학식 7에서,
Figure 112004033800923-pat00012
는 x보다 작거나 같은 최대 정수를 나타낸다. 상기 도 2a에서는 Q = 97, L = 16, N = 6이므로 상기 그룹 인덱스 i는 0 내지 Q-2, 즉 0 내지 95까지의 값들 중 어느 한 값을 가지며, 상기 심벌 인덱스 n은 0에서 5의 값들중 어느 한 값을 가지게 된다.
또한, 상기 프리미티브 엘리먼트 α = 5일 경우 0번 기지국의 0번 서브 채널의 서브 캐리어 인덱스는 다음과 같다.
<0번 기지국의 0번 서브 채널 서브 캐리어 인덱스>
심볼 0: 5, 122, 222, 334, 409, 493, 622, 685, 806, 926, 1041, 1131, 1193, 1309, 1404, 1491
심볼 1: 83, 124, 232, 384, 465, 579, 664, 701, 789, 938, 1004, 1140, 1238, 1340, 1365, 1490
심볼 2: 78, 99, 204, 341, 444, 571, 624, 695, 856, 885, 1030, 1076, 1209, 1292, 1416, 1551
심볼 3: 92, 169, 263, 345, 464, 574, 639, 770, 843, 917, 996, 1100, 1232, 1310, 1409, 1516
심볼 4: 14, 167, 253, 295, 408, 488, 597, 754, 860, 905, 1033, 1091, 1187, 1279, 1448, 1517
심볼 5: 19, 192, 281, 338, 429, 496, 637, 760, 793, 958, 1007, 1155, 1216, 1327, 1397, 1456
이런 식으로 서브 캐리어들을 할당하게 되면, 상기에서 설명한 바와 같이 서로 다른 셀에 속한 서브 채널들간에 최대 1개의 서브 채널에서만 충돌이 발생할 확률을 가지며, 이런 충돌 발생 확률은 기존의 통신 시스템들에 비해서 굉장히 낮은 확률이 된다. 일 예로, 상기 종래 기술 부분에서 설명한 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a 통신 시스템은 각 셀마다 32개의 서브 채널들을 할당할 수 있는데, 상기 서로 다른 셀의 서브채널은 0 ~ 5개의 서브 캐리어 위치에서 충돌이 발생한다. 한편, 본 발명에서와 같이 서브 캐리어들을 할당할 경우 서브 채널들을 구성하는 서브 캐리어들간의 충돌 횟수가 0 또는 1로 작아진다.
상기 리드 솔로몬 시퀀스를 사용하는 경우, 서브 채널마다 Q-1개의 서브 캐리어들이 존재하고, 서로 다른 셀의 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어의 충돌 횟수가 최대 1이므로, 충돌 서브 캐리어의 비율은 최대 1/(Q-1)이 되고, 이 값은 Q값이 증가될수록 감소된다. 따라서, 본 발명에서 제안하는 시간-주파수의 2차원 서브 캐리어 할당 방안은 구분 가능한 셀들의 개수의 증가뿐만 아니라 충돌 서브 캐리어의 비율도 최소화시킨다는 이점을 가진다.
(2) 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널 할당 방식에 기반한 밴드 할당 방식
상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 상기 OFDMA 이동 통신 시스템에서 송신기, 즉 기지국에서 송신한 송신 신호는 다중 경로를 통해 수신기, 즉 MSS로 수신되고, 따라서 상기 MSS에서 수신하는 신호는 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading) 현상을 겪게 된다. 즉, 기지국에서는 동일한 주파수 응답(frequency response)을 가지는 서브 캐리어 신호들을 송신하였다고 할지라도 MSS들로 수신되는 서브 캐리어 신호들의 주파수 응답은 상기 주파수 선택적 페이딩 현상으로 인해 상기 기지국에서 송신한 서브 캐리어 신호들의 주파수 응답과 상이하게 된다. 그래서, 상기 주파수 선택적 페이딩으로 인한 성능 열화를 보상하기 위해서 제안된 방식이 상기 주파수 선택적 AMC 방식으로서, 각 서브 캐리어의 주파수 응답 특성에 따라서 각 서브 캐리어에 할당되는 변조 방식 및 코딩 방식을 적응적으로 조정하는 방식이다.
여기서, 상기 변조 방식은 송신 전력(transmit power)을 조정하는 방식이며, 상기 코딩 방식은 코딩 레이트(coding rate)를 조정하는 방식이다. 물론, 상기 변조 방식과 코딩 방식을 모두 변경하지 않고 상기 코딩 방식만을 변조할 수도 있는데, 상기 코딩 방식만을 적응적으로 변조하는 방식이 레이트 적응적(rate adaptive) AMC 방식이며, 상기 변조 방식만을 적응적으로 변조하는 방식이 이득 적 응적(margin adaptive) AMC 방식이다. 또한, 상기 주파수 응답은 일예로 캐리어 대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio, 이하 "CINR"이라 칭하기로 한다)로 정의할 수 있으며, 이 경우 상기 서브 캐리어들 각각의 CINR 값에 상응하게 상기 변조 방식 및 코딩 방식을 적응적으로 조정하게 된다.
한편, 상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 상기 주파수 선택적 AMC 방식을 사용하기 위해서는 MSS들이 수신한 모든 서브 캐리어들에 대한 CQI를 피드백해야만 한다. 상기 OFDMA 이동 통신 시스템에서 MSS에 서브 캐리어들을 할당하면 지속적으로 채널 상태가 변하고, 따라서 상기 MSS는 상기 서브 캐리어들 각각에 대해서 변화하는 CQI를 피드백시켜야만 기지국에서 상기 AMC 방식을 정상적으로 사용할 수 있다. 그러나, 상기 모든 서브 캐리어들에 대해서 CQI를 빈번하게 피드백하는 동작은 시그널링 오버헤드(signalling overhead)를 가져오고, 상기 서브 캐리어들에 대한 CQI를 피드백하는 시그널링은 업링크 간섭(uplink interference)으로 작용하게 된다는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명에서는 상기 CQI 피드백으로 인한 시그널링 로드를 최소화하고 상기 주파수 선택적 AMC 방식 사용의 복잡도를 최소화하도록 상기 OFDMA 이동 통신 시스템의 서브 캐리어들을 그룹화하여 구성한 서브 채널들중 주파수 응답 특성이 양호한, 즉 채널 품질이 양호한 서브 채널을 선택하여 상기 주파수 선택적 AMC 방식을 사용하도록 제안한다.
한편, 상기 주파수 선택적 AMC 방식을 사용하기 위해서 MSS는 가급적 서로 인접한 서브 캐리어들을 할당받아야만 한다. 일 예로, 하나의 OFDM 심벌당 L개의 그룹들이 존재하고, 서브 채널들을 구성하는 서브 캐리어들을 N개의 OFDM 심벌 구간동안 상기 수학식 7을 사용하여 구성했다고 가정하기로 한다. 또한, 상기 OFDMA 이동 통신 시스템에서 사용하는 전체 주파수 대역을 B개의 서브 대역(sub-band)들로 분할하고, 상기 B개의 서브 대역들 각각에 속한 서브 캐리어들로 1개의 AMC 서브 채널을 구성한다고 가정하기로 한다. 여기서, B는 L의 약수이다.
상기에서 설명한 바와 같이 1개의 서브 채널을 분할하여 B개의 서브 대역들 각각에 속한 서브 캐리어들로 1개의 AMC 서브 채널을 구성할 경우, 상기 OFDMA 이동 통신 시스템에는 (Q-1)/B개의 서브 캐리어들로 구성된 B개의 AMC 서브 채널들이 생성된다. 따라서, 기존 서브 채널들과 동일한 개수, 즉 (Q-1)개의 서브 캐리어들로 구성된 AMC 서브 채널을 구성하기 위해 B개의 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들을 서브 대역별로 묶어 B개의 AMC 서브 채널들을 구성한다. 이하, 설명의 편의상 상기 시간-주파수 2차원 영역의 할당 방식에 상응하게 생성된 서브 채널을 "다이버시티(diversity) 서브 채널"이라고 칭하기로 한다.
그러면 여기서 도 5를 참조하여 상기 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널 할당 방식을 기반으로 하여 상기 AMC 서브 채널 할당 방식에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널 할당 방식을 기반으로 하여 AMC 서브 채널을 할당하는 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 5를 설명하기에 앞서, 먼저 상기에서 설명한 바와 같이 OFDMA 이동 통신 시스템에서 96개의 기지국들을 구분 가능하고, 상기 96개의 기지국들 각각에 대해서 97개의 서브 채널들을 구분 가능하도록 서브 캐리어들을 할당하는 경우를 가정하기로 한다. 즉, 상기 도 4에서 설명한 바와 같이 97*96개의 서브 캐리어들을 시간-주파수 영역에서 6 OFDM 심볼 구간 동안 96개의 그룹들을 구성하고, 상기 96개의 그룹들 각각에 97개의 연속된 서브 캐리어들을 배치한다. 상기 AMC 서브 채널 할당은 상기 시간-주파수 2차원 영역의 다이버시티 서브 채널 할당 방식을 기반으로 하여 할당된다. 그리고, 상기 도 5에 도시한 바와 같이 상기 OFDMA 이동 통신 시스템에서 사용하는 전체 주파수 대역을 B개의 서브 대역들로 분할한다. 상기 도 5에는 상기 Galois Field의 크기 Q가 97이고, 1개의 OFDM 심벌당 존재하는 서브 채널 구성을 위한 그룹의 개수 L이 16이고, 서브 채널을 구성하는 OFDM 심벌들의 개수 N이 6이고, 상기 서브 대역들의 개수 B가 8인 경우의 AMC 서브 채널들이 도시되어 있다 (Q = 97, L = 16, N = 6, B = 8).
그리고, 상기 도 5에서 심벌 인덱스는 시간 영역의 OFDM 심벌의 인덱스를 나타내고, 서브 대역 인덱스(sub-band index)는 서브 대역들의 인덱스를 의미하며, Li은 서브 채널 구성을 위한 그룹 인덱스를 나타낸다. 여기서, 상기 서브 채널을 구성하는 OFDM 심벌들의 개수가 6개이므로 상기 OFDM 심벌의 인덱스는 n = 0부터 n = 5까지 6개이며, 상기 서브 대역들의 개수가 8개이므로 상기 서브 대역 인덱스는 B0부터 B7까지 8개이다. 결국, B개의 다이버시티 서브 채널들을 구성하는 서브 캐리어들을 사용하여 B개의 AMC 서브 채널들을 구성할 수 있으며, B개의 AMC 서브 채널 들 사이의 충돌 특성은 B개의 다이버시티 서브 채널들 사이의 충돌 특성과 동일하므로, B개의 AMC 서브 채널을 구성하는 B*(Q-1)개의 서브 캐리어로 구성된 하나의 블록은 인접 셀과 최대 B2개의 서브 캐리어 위치에서 충돌이 발생할 수 있다.
상기 AMC 서브 서브 채널을 구성하는 방식을 수학식으로 정리하면 하기와 같다.
먼저, 상기 수학식 7에서 정의한 m번 기지국의 다이버시티 서브 채널 β0~β0+B-1번을 구성하는 서브 캐리어들을 사용하여 b0~ b0+B-1번 AMC 서브 채널을 구성한다고 가정하기로 한다. 이 경우, b번 서브 대역에서 정의되는 b0+b번 AMC 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들은 아래 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004033800923-pat00013
상기 수학식 8에서, n은 심벌 인덱스를 나타내며, i는 서브 캐리어 인덱스를 나타낸다. 상기 수학식 8에서, 다이버시티 서브 채널이 정의된 경우에 서브 대역의 개수를 나타내는 B값과 AMC 서브 채널을 정의하기 위해 사용되는 첫 번째 다이버시티 서브 채널 인덱스 β0와, 상기 B의 배수 값을 가지는 AMC 서브 채널의 수만 결정되면 전체 Q개의 다이버시티 서브 채널들을 다이버시티 서브 채널들과 AMC 서브 채널들로 자유롭게 분할하여 사용할 수 있음을 알 수 있다.
본 발명의 실시예에서는 다이버시티 서브 채널과 AMC 서브 채널의 분할 정보만 알면, 서브 채널 인덱스만을 가지고 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들을 지정할 수 있어 AMC 서브 채널 할당을 위한 제어 신호의 정보비트가 감소되는 장점을 가진다. 일 예로, B = 8이고, 0 ~ 80번까지의 서브 채널들을 다이버시티 서브 채널들로 사용하고, 81 ~ 96번까지의 서브 채널들을 AMC 서브 채널로 사용한다고 가정하기로 한다. 그러면, 기지국은 상기 다이버시티 서브 채널과 AMC 서브 채널로 사용하는 서브 채널들의 개수를 MSS에게 시스템 정보(SI: System Information) 채널을 통해 알려주고, 상기 MSS들 별로 할당된 서브 채널 인덱스들, 즉 0 ~ 96번 사이의 서브 채널 인덱스들만 알려주면 상기 MSS들은 상기 수학식 7 및 수학식 8의 서브 채널 할당 방식을 사용하여 해당 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들의 인덱스들을 검출할 수 있다.
그러면, 상기와 같은 가정하에, 즉 상기 Galois Field의 크기 Q가 97이고, 1개의 OFDM 심벌당 존재하는 서브 채널 구성을 위한 그룹의 개수 L이 16이고, 서브 채널을 구성하는 OFDM 심벌들의 개수 N이 6이고, 상기 서브 대역들의 개수 B가 8인 경우 상기 AMC 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들의 인덱스는 하기 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004033800923-pat00014
그러면, 여기서 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 AMC 서브 채널 할 당 과정을 설명하기로 한다.
상기 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 AMC 서브 채널 할당 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 6을 참조하면, 먼저 611단계에서 기지국은 MSS로부터 서브 대역들 각각에 대한 채널 품질 정보를 수신하고 613단계로 진행한다. 상기 기지국은 상기 기지국에 속한 다수의 MSS들 모두에 대해서 상기 도 6과 같은 동작을 수행하지만, 여기서는 설명의 편의상 임의의 한 MSS만을 고려하여 설명하기로 한다. 또한, 상기 기지국이 수신하는 서브 대역들 각각에 대한 채널 품질 정보는 상기 MSS가 서브 대역들 각각에 대한 채널 품질 정보를 피드백함으로써 얻어지는데, 여기서 상기 MSS가 상기 서브 대역들 각각에 대한 채널 품질 정보를 피드백하는 과정을 설명하기로 한다.
먼저, 상기 OFDMA 이동 통신 시스템의 전체 주파수 대역은 B개의 서브 대역들로 분할된다. 상기 서브 대역들 각각은 다수의 서브 캐리어들로 구성되며, 상기 서브 대역을 구성하는 서브 캐리어들 각각을 통해서는 데이터 혹은 파일럿 신호가 송신된다. 여기서, 상기 OFDM 이동 통신 시스템의 전체 주파수 대역을 구성하는 서브 캐리어들의 개수는 시스템 상황에 따라 가변적으로 설정 가능함은 물론이다. 상기 도 6에서는 상기 도 5에서 설명한 바와 같이 97*16*6개의 서브 캐리어들이 전체 주파수 대역을 이루며, 상기 전체 주파수 대역은 8개의 서브 대역들로 분할되며, 96개의 서브 캐리어들이 점유하는 주파수 영역을 하나의 서브 채널로 구성한다고 가정하기로 한다.
한편, 도시하지는 않았으나 상기 서브 대역을 구성하는 서브 캐리어들중 미리 설정한 설정 위치의 서브 캐리어들을 통해서는 파일럿(pilot) 신호가 송신된다. 상기 파일럿 신호가 송신되는 서브 캐리어를 "파일럿 서브 캐리어"라고 칭하기로 하며, 상기 파일럿 신호가 아닌 데이터 신호가 송신되는 서브 캐리어를 "데이터 서브 캐리어"라고 칭하기로 한다. 상기 종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 OFDMA 이동 통신 시스템은 기존의 OFDMA 방식을 사용하는 고정 무선 통신 시스템과는 달리 이동 통신 시스템의 특성상 채널 상태가 가변적이며, 따라서 채널 상태의 변화를 반영하여 효율적인 통신을 수행하기 위해서는 상기 채널 상태를 나타내는 CQI를 빈번하게 보고해야만 한다. 또한, 상기 CQI로 CINR 등을 사용할 수 있으며, 여기서는 설명의 편의상 상기 CQI로 CINR을 사용한다고 가정하기로 한다.
상기 서브 대역들 각각내에서 미리 설정한 설정 위치의 파일럿 서브 캐리어들을 통해서만 파일럿 신호가 송신된다. 상기 예에서는 8개의 서브 대역들이 존재하지만 설명의 편의상 임의의 서브 대역, 일 예로 제1서브 대역(B0)에서의 CQI 피드백 과정만을 설명하기로 하며, 상기 제1서브 대역을 제외한 나머지 서브 대역들의 CQI 피드백 과정 역시 상기 제1서브 대역의 CQI 피드백 과정과 동일한 형태를 가짐에 유의하여야 한다. 먼저, MSS는 기지국에서 송신하는 파일럿 서브 캐리어들의 위치를 미리 알고 있으며, 상기 파일럿 서브 캐리어들을 통해 송신되는 파일럿 신호 역시 알고 있다. 여기서, 상기 파일럿 신호는 미리 설정되어 있는 시퀀스(sequence)를 가지며, 기지국과 MSS간에 상기 파일럿 신호를 구성하는 시퀀스, 즉 파일럿 시퀀스가 규약되어 있다. 상기 MSS는 각 서브 대역별로 상기 파일럿 서브 캐리어를 통해 수신된 신호를 상기 파일럿 서브 캐리어를 통해 송신된 파일럿 신호로 나누어 상기 파일럿 서브 캐리어에서의 CINR을 검출한다. 이런 식으로 각 파일럿 서브 캐리어들에서의 CINR들을 검출하고, 상기 파일럿 서브 캐리어들의 CINR들을 보간(interpolation)하여 상기 파일럿 서브 캐리어들을 제외한 서브 캐리어들, 즉 데이터 서브 캐리어들의 CINR들을 추정한다. 상기 MSS는 이렇게 구해진 상기 8개의 서브 대역들의 CINR들, 즉 CQI들을 상기 기지국으로 피드백하고, 상기 기지국은 상기 MSS로부터 피드백된 상기 8개의 서브 대역들의 CQI들을 가지고 해당 MSS에 할당할 서브 채널을 결정하게 되는 것이다.
또한, 상기에서는 주파수 영역에서 파일럿과 데이터를 구분하는 경우를 설명하였으나, 시간영역에서 기지국마다 다른 기준 신호, 즉 파일럿 심벌을 사용하는 경우에도 동일하게 적용할 수 있다. 일 예로, CDMA 통신시스템에서처럼 직교 코드와 PN 코드를 각 서브 캐리어에 곱하여 기지국별로 파일럿 신호를 전송하고, MSS는 자신이 속한 기지국에 할당된 PN 코드와 직교 코드를 사용하여 파일럿 신호를 복조하여 각 서브 캐리어의 채널 응답과 CINR 값들을 구할 수 있다.
여기서는 상기 MSS가 상기 8개의 서브 대역들 모두에 대해서 CQI를 피드백하는 경우를 설명하였으나, 다른 방식으로 CQI 정보를 피드백할 수도 있다. 이를 설명하면, MSS는 상기와 같은 방식으로 상기 서브 대역들 각각에 대한 CINR을 검출하고, 상기 OFDMA 통신 시스템의 전체 주파수 대역에서의 평균 CINR과, 상기 CINR이 가장 우수한 상위 b개의 서브 대역들의 평균 CINR과, 상기 서브 대역들 각각의 CINR 차와 서브 대역들의 인덱스를 상기 기지국으로 피드백한다. 여기서, 시그널링 오버헤드(signalling overhead)를 최소화하기 위해서 상기 CINR을 직접 피드백하지 않고 상기 CINR에 해당하는 MCS 레벨을 전송할 수도 있다.
상기 613단계에서 상기 기지국은 상기 MSS로부터 피드백되는 CQI를 분석하여, 상기 MSS가 겪는 채널의 주파수 선택적 페이딩과, 상기 MSS의 이동 속도와, 상기 MSS의 평균 CINR 등을 고려하여 상기 MSS에 상기 주파수 선택적 AMC 방식을 사용할 수 있는지를 검사한다. 상기 검사 결과 상기 MSS에 대해서 상기 주파수 선택적 AMC 방식을 사용할 수 있을 경우 상기 기지국은 615단계로 진행한다. 상기 615단계에서 상기 기지국은 상기 MSS에 대해서 주파수 선택적 AMC 방식을 사용할 수 있으므로 상기 MSS에게 AMC 서브 채널을 할당하도록 선택하고 619단계로 진행한다. 상기 613단계에서 검사 결과 상기 MSS에 대해서 상기 주파수 선택적 AMC 방식을 사용할 수 없을 경우 상기 기지국은 617단계로 진행한다. 상기 617단계에서 상기 기지국은 상기 MSS에 대해서 상기 주파수 선택적 AMC 방식을 사용하는 것이 불가능하므로 다이버시티 서브 채널을 할당하도록 선택하고 상기 619단계로 진행한다.
상기 619단계에서 상기 기지국은 상기 MSS에게 선택된 형태의 서브 채널을 우선(priority) 순위를 고려하여 할당하고 621단계로 진행한다. 그러면 여기서 상기 MSS에게 AMC 서브 채널 혹은 다이버시티 서브 채널을 할당하는 방식을 설명하기로 한다. 먼저, 상기 기지국은 상기 MSS에게 할당하도록 선택된 서브 채널이 AMC 서브 채널일 경우 상기 CINR이 가장 우수한 서브 대역의 AMC 서브 채널을 할당한다. 이와는 반대로, 상기 MSS에게 할당하도록 선택된 서브 채널이 다이버시티 서브 채널일 경우 상기 기지국은 상기 MSS에서 다이버시티 서브 채널을 할당한다.
상기 621단계에서 상기 기지국은 상기 MSS에게 할당한 서브 채널 할당 정보를 송신한다. 여기서, 상기 기지국은 상기 서브 채널 할당 정보를 상기 기지국과 MSS에 이미 사용되고 있는 기존의 제어 채널(control channel)을 통해서 송신하거나 혹은 새로운 형태의 제어 채널을 제안하여 그 새로운 형태의 제어 채널을 통해서 송신할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, OFDMA 방식을 사용하는 통신 시스템에서 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널 할당 방식을 기반으로 하여 주파수 선택적 AMC 방식을 사용하므로 전송 용량을 최대화할 수 있다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 MSS의 채널 상태에 따라 다이버시티 서브 채널과 AMC 서브 채널을 적응적으로 할당하여 가입자 단말기 특성에 상응하는 서비스를 제공할 수 있다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명에 따른 서브 채널 할당은 인접한 기지국들의 서브 채널들간 충돌이 발생할 확률을 최소화하여 서브 채널 충돌로 인한 시스템 성능 저하를 방지한다는 이점을 가진다.

Claims (35)

  1. 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서, 다수의 심벌들을 포함하는 시간 영역과, 다수의 서브 대역들을 포함하는 주파수 영역을 포함하는 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널을 할당하는 방법에 있어서,
    다수의 서브 캐리어들을 다수의 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 주파수 대역들내의 다수의 서브 캐리어들을 다수의 서브 대역들로 할당하는 과정과,
    상기 주파수 영역에서 상기 서브 대역들을 상기 시간 영역에서 상기 다수의 심벌들로 구분하는 것에 의해 다수의 그룹들을 생성하는 과정과,
    상기 각 서브 대역내의 상기 다수의 그룹들 각각에 대해 특정 서브 캐리어 대역을 선택하여 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) 서브 채널들로 할당하는 과정을 포함하는 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널 할당 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 AMC 서브 채널들을 할당한 후, 상기 AMC 서브 채널들이 포함하는 서브 캐리어 대역들 이외의 서브 캐리어 대역들을 미리 설정된 방식에 상응하게 선택하여 다이버시티 서브 채널들로 할당하는 과정을 더 포함하는 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널 할당 방법.
  3. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하는 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 서브 채널을 할당하는 방법에 있어서,
    다수의 심벌들을 포함하는 시간 영역에서 상기 서브 캐리어 대역들을 분류하여 상기 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템이 포함하는 기지국들의 개수와 동일한 개수의 그룹들로 생성하는 과정과,
    상기 그룹들을 분류하여 다수의 서브 대역들을 생성하는 과정과, 미리 설정된 제1시퀀스에 상응하게 상기 서브 대역들중 특정 서브 대역내 그룹들 각각에서 해당 서브 캐리어 대역들을 검출하는 과정과,
    상기 특정 서브 대역내 그룹들 각각에서 검출한 서브 캐리어 대역들을 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) AMC 서브 채널들로 할당하는 과정을 포함하는 서브 채널 할당 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 AMC 서브 채널들을 할당한 후, 미리 설정된 제2시퀀스에 상응하게 상기 그룹들 각각에서 해당 서브 캐리어 대역들을 검출하는 과정과,
    상기 그룹들 각각에서 검출한 서브 캐리어 대역들을 다이버시티 서브 채널들로 할당하는 과정을 더 포함하는 서브 채널 할당 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 다이버시티 서브 채널들로 할당되는 서브 캐리어 대역들은 상기 AMC 서브 채널들로 할당된 서브 캐리어 대역들과 상이한 서브 캐리어 대역들임을 특징으로 하는 서브 채널 할당 방법.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 제1시퀀스는 상기 AMC 서브 채널로 할당되는 서브 캐리어들의 인덱스들을 나타내는 시퀀스임을 특징으로 하는 서브 채널 할당 방법.
  7. 제4항에 있어서,
    상기 제2시퀀스는 상기 다이버시티 서브 채널로 할당되는 서브 캐리어들의 인덱스들을 나타내는 시퀀스임을 특징으로 하는 서브 채널 할당 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 제1시퀀스는 갈로아 필드상에서 정의된 시퀀스임을 특징으로 하는 서브 채널 할당 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제2시퀀스는 갈로아 필드상에서 정의된 시퀀스임을 특징으로 하는 서브 채널 할당 방법.
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  23. 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서, 다수의 심벌들을 포함하는 시간 영역과, 다수의 서브 대역들을 포함하는 주파수 영역을 포함하는 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널을 할당하는 장치에 있어서,
    다수의 서브 캐리어들을 다수의 주파수 대역들로 분할하고, 상기 다수의 주파수 대역들내의 다수의 서브 캐리어들을 다수의 서브 대역들로 할당하며, 상기 주파수 영역에서 상기 서브 대역들을 상기 시간 영역에서 상기 다수의 심벌들로 구분하는 것에 의해 다수의 그룹들을 생성한 후, 상기 각 서브 대역내의 상기 다수의 그룹들 각각에 대해 특정 서브 캐리어 대역을 선택하여 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) 서브 채널들로 할당하는 서브 채널/서브 대역 할당기를 포함하는 서브 채널 할당 장치.　
  24. 제23항에 있어서,
    상기 서브 채널/서브 대역 할당기는 상기 AMC 서브 채널들을 할당한 후, 상기 AMC 서브 채널들이 포함하는 서브 캐리어 대역들 이외의 서브 캐리어 대역들을 미리 설정된 방식에 상응하게 선택하여 다이버시티 서브 채널들로 할당함을 특징으로 하는 서브 채널 할당 장치.
  25. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하는 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 서브 채널을 할당하는 장치에 있어서,
    다수의 심벌들을 포함하는 시간 영역에서 상기 서브 캐리어 대역들을 분류하여 상기 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템이 포함하는 기지국들의 개수와 동일한 개수의 그룹들로 생성하고, 상기 그룹들을 분류하여 다수의 서브 대역들을 생성하며, 미리 설정된 제1시퀀스에 상응하게 상기 서브 대역들중 특정 서브 대역내 그룹들 각각에서 해당 서브 캐리어 대역들을 검출한 후, 상기 특정 서브 대역내 그룹들 각각에서 검출한 서브 캐리어 대역들을 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) 서브 채널들로 할당하는 서브 채널/서브 대역 할당기를 포함하는 서브 채널 할당 장치.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 서브 채널/서브 대역 할당기는 상기 AMC 서브 채널들을 할당한 후, 미리 설정된 제2시퀀스에 상응하게 상기 그룹들 각각에서 해당 서브 캐리어 대역들을 검출하고, 상기 그룹들 각각에서 검출한 서브 캐리어 대역들을 다이버시티 서브 채널들로 할당함을 특징으로 하는 서브 채널 할당 장치.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 다이버시티 서브 채널들로 할당되는 서브 캐리어 대역들은 상기 AMC 서브 채널들로 할당된 서브 캐리어 대역들과 상이한 서브 캐리어 대역들임을 특징으로 하는 서브 채널 할당 장치.
  28. 제26항에 있어서,
    상기 제1시퀀스는 상기 AMC 서브 채널로 할당되는 서브 캐리어들의 인덱스들을 나타내는 시퀀스임을 특징으로 하는 서브 채널 할당 장치.
  29. 제26항에 있어서,
    상기 제2시퀀스는 상기 다이버시티 서브 채널로 할당되는 서브 캐리어들의 인덱스들을 나타내는 시퀀스임을 특징으로 하는 서브 채널 할당 장치.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 제1시퀀스는 갈로아 필드상에서 정의된 시퀀스임을 특징으로 하는 서브 채널 할당 장치.
  31. 제29항에 있어서,
    상기 제2시퀀스는 갈로아 필드상에서 정의된 시퀀스임을 특징으로 하는 서브 채널 할당 장치.
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