KR100623065B1 - 정보율 증대를 위한 초광대역 엠씨에스케이/비피피엠 무선통신 시스템 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 BPPM방식에 M-진 코드변이변조(MCSK)방식을 접목시켜 초광대역 신호를 변조하여 정보율을 증가시킬 수 있도록 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템 및 방법을 제공하며, 이는 추가 데이터 스트림에 따라 MCSK를 통해 특정 TH코드를 선택하여 선택된 TH코드에 따라 사용자의 전송하고자 하는 신호를 BPPM하여 채널을 통해 전송하는 송신기 및 상기 송신기로부터 채널을 통해 전송된 신호를 수신하여 최대우도 시퀀스 검출을 통해 상기 송신기에서 전송된 신호를 추정하는 수신기를 포함하여 구성되며, 이러한 본 발명은 기존 TH-PPM 시스템과 동일한 BER과 보다 높은 정보율을 가지면서도 낮은 전송 전력으로 초광대역 신호를 전송할 수 있게 된다.

초광대역, MCSK, BPPM, 정보율 증대, 변조

Description

정보율 증대를 위한 초광대역 엠씨에스케이/비피피엠 무선 통신 시스템 및 방법{UWB MCSK/BPPM WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD FOR INCREASED INFORMATION RATE}

도 1은 본 발명에 따른 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템의 블록 구성도.

도 2는 도 1의 송신기의 상세 구성도.

도 3은 본 발명에서 전송되는 정보를 나타낸 도.

도 4는 본 발명에서 각 사용자에 대한 TH 코드 할당 설명도.

도 5는 도 1의 수신기의 상세 구성도.

도 6은 도 5의 수신기의 검출과정 설명도.

도 7 내지 도 11은 길이가 가변적인 TH 코드와 TH 코드의 가변적인 수에 대한 BER 결과를 보여주는 그래프.

도 12는 기존 TH-BPPM 방식과 본 발명의 연속(Continuous) 신호전력 스펙트럼 분포를 나타낸 도.

도 13은 기존 TH-BPPM 방식과 본 발명의 단속(Discrete) 신호전력 스펙트럼 분포를 나타낸 도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

10 : 송신기 11 : MCSK 모듈

12 : TH-BPPM 모듈 20 : 채널

30 : 수신기 31 : 판별변수 형성부

32 : 검출부

본 발명은 초광대역 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 BPPM(Binary Pulse Position Modulation)방식에 M-진 코드변이변조(M-ary Code Shift Keying : 이하, MCSK라 칭함)방식을 접목시켜 초광대역 신호 변조에 사용함으로써 정보율을 증가시킬 수 있도록 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템 및 방법에 관한 것이다.

최근 무선통신 기술의 급속한 발전과 함께 무선 기기들의 보급으로 사람들의 생활 방식에 많은 변화를 주고 있다. 특히, 별도의 주파수 자원의 확보 없이 기존의 무선통신 서비스와 공존하며 고속 광대역의 무선통신을 할 수 있는 초광대역(Ultra Wideband : 이하, 'UWB'라 함) 통신이 활발히 연구되고 있다.

UWB는 짧은 펄스(Gaussian Monocycle)를 이용하여 데이터를 송수신하는 것으로, 매우 짧은 펄스를 이용하기 때문에 주파수 영역에서 관찰하면 대역폭이 수 GHz 정도로 무척 넓다.

이러한 UWB 통신은 기존의 통신과 달리 캐리어를 이용하지 않고 데이터를 송수신하므로 적은 전력을 소모하고, 또 초광대역을 이용하므로 주파수영역에서 잡음레벨 이하로 검출되므로 다른 기기에 영향을 거의 주지 않고 사용할 수 있는 장점이 있다.

한편, UWB는 펄스의 듀티 사이클(Duty Cycle)이 매우 작기 때문에 전송 속도가 매우 높고 다중접속이 가능하며 다중 경로에 의한 간섭 영향을 억제할 수 있는 장점도 있다.

UWB는 여러 분야에 사용될 수 있지만, 현재 연구되는 주요 방향은 대략 수~수십m 정도 영역에서의 고속 근거리 통신에 관한 것이다. UWB 통신은 고속 데이터 송수신이 가능하므로 이를 이용하면 디지털 하이비전 방송이나 DVD 등 초고화질 영상을 스트리밍 데이터로 전송하는 것을 가능하게 한다.

이와 같은 UWB 기술은 실내 단거리 무선 통신의 확실한 솔루션으로서, UWB 시스템은 다중 경로를 잘 해결하기 때문에 대량의 데이터와 다중접속(MA) 성능을 동시에 지원할 수 있다.

UWB 시스템을 사용하는 중요한 이유는 유닛 대역 당 낮은 전력 또는 보다 낮은 소비 전력 방출로 인한 기존 시스템보다 우수한 구조, 그리고 복잡하지 않게 구현하여 UWB 신호 발생이 용이하다는 점이다.

현재 사용되고 있는 변조 시스템인 시간도약 펄스 위치 변조(Time Hopping Pulse Position Modulation : 이하, TH-PPM이라 칭함)는 상기에서 언급한 조건을 지원할 수는 있으나, 동일한 다중접속 성능을 유지하고 기존 협대역 시스템에 미치는 간섭을 최소화하는 동시에 데이터율을 더욱 증가시키기 위해서 기존 시스템에 미치는 간섭에 대한 연구가 계속적으로 이루어지고 있다.

이러한 점을 개선하면서 미연방통신위원회(FCC)가 발행한 "UWB 1차 보고서(First UWB Report and Order)"에 명시된 스펙트럼 마스크(Spectral Mask) 조건 및 시스템의 낮은 복잡성 구현에는 영향을 미치지 않아야 한다.

기존 TH-PPM 시스템은 BPPM을 사용하여 1-비트 데이터를 변조하며, 해당 사용자 TH 코드를 사용하여 다중접속으로 인한 치명적인 충돌을 줄인다.

이러한 기본 구조를 바탕으로 시스템을 변경하여 데이터율을 증가시키려는 시도들이 있었다.

현재 진행되는 두 가지 주요 접근법은 다른 펄스 모양을 전송하거나 변조 포맷을 수정하는 데 초점을 두고 있다.

첫 번째 접근법은 펄스 모양 변조(Pulse Shape Modulation : 이하, PSM이라 칭함)라고 하며, 이는 BPPM을 이용한 수정된 직교 에르미트 펄스(Hermite Pulses)의 전송에 바탕을 두고 있다. 이 시스템에서 각 사용자에게는 직교 펄스 집합이 할당된다. 그러한 직교 집합의 발생은 펄스의 차별화가 기본이 된다.

그러므로, 집합의 크기를 늘리면 펄스의 제로 크로싱(Zero-Crossing)률이 증가한다. 이렇게 되면 펄스를 발생시키는 새로운 하드웨어가 추가적으로 필요하게 된다. 또한, 그러한 펄스의 발생으로 제로 크로싱이 증가하여 하드웨어의 복잡도가 커지므로 직교 집합의 크기를 제한하고 결과적으로 데이터율을 제한시킬 수 있다.

PSM을 사용하면 직교 집합이 커지면서 데이터율(다중접속 성능에 영향을 미치지 않는)은 증가하며, 이때 집합의 각 펄스는 여러 가지 스펙트럼의 특성을 나타낸다. 이렇게 되면 수신기에서 여러 안테나 구조가 필요하며 스펙트럼 마스크 조건을 위반하게 된다.

또한, 데이터율의 증가는 비트 에러율(Bit Error Rate : 이하, BER이라 칭함) 성능 저하를 초래하는데, 이는 채널 코딩으로 개선할 수 있으며, 이때 중복되는 비트를 전송해야 하므로 데이터율이 줄게 되는 것이다.

두 번째 접근법은 BPPM 포맷을 M-진 PPM(이하, MPPM이라 칭함)으로 수정하는 데 바탕을 두고 있다. 펄스를 M개의 위치로 이동시킨다고 할 때 데이터율을 증가시키면 고정된 대역에서 다중접속 성능은 줄어들게 된다.

MPPM을 사용하면 증가된 데이터율에 대해 사용자의 숫자는 줄어든 상태로 동일한 비트 에러율 성능을 얻어낼 수 있다.

그러므로 동일한 비트 에러율 성능에 따른 데이터율 증가는 시스템 내에서 수용해야 하는 사용자의 숫자(혹은 다중접속 성능)에 의해 제한된다. 그렇지 않으면 증가된 데이터율 대신 전송 대역이 확장되어야만 한다.

본 발명은 상기와 같은 점을 감안한 것으로, 본 발명의 목적은 사용자 TH 코드에 기반하고 있는 MCSK를 통하여 TH-PPM 시스템의 주요 구조를 변경하지 않고 추가 정보 전송으로 데이터율을 증가시킬 수 있도록 한 정보율 증대를 위한 초광대 역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템 및 방법을 제공함에 있다.

상기 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템은, 추가 데이터 스트림에 따라 MCSK를 통해 특정 TH코드를 선택하여 선택된 TH코드에 따라 사용자의 전송하고자 하는 신호를 BPPM하여 채널을 통해 전송하는 송신기; 및 상기 송신기로부터 채널을 통해 전송된 신호를 수신하여 최대우도 시퀀스 검출을 통해 상기 송신기에서 전송된 신호를 추정하는 수신기;를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 송신기는 추가 데이터 스트림에 따라 특정 TH코드를 선택하는 MCSK 수단; 및 상기 MCSK 수단에 의해 선택된 TH코드에 의해 입력정보를 시간 도약 변조하는 TH-BPPM 수단;을 포함하고, 상기 수신기는 상기 채널을 통해 전송된 상기 사용자의 신호를 추정하기 위한 판별 별수를 형성하는 판별변수 형성수단; 및 상기 판별변수 형성수단의 출력으로부터 상기 사용자의 신호에 대한 추정치를 검출하는 검출수단으로 구성됨을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 방법은, 각 사용자를 위한 TH 코드를 생성하는 단계; 추가 데이터 스트림에 따라 MCSK 모듈을 통해 특정 TH코드를 선택하는 단계; 상기 선택된 TH코드에 따라 사용자의 전송하고자 하는 신호를 BPPM하여 전송하는 단계; 및 상기 전송된 데이터를 수신하여 최대우도 시퀀스 검출을 통해 원래 데이터를 추정하는 단계;를 포함하는 것을 특징 으로 한다.

본 발명은 또한, 상기 TH코드의 주기로 TH코드 발생을 제어하며, TH코드의 숫자로 TH코드 발생을 제어하고, 상기 TH코드의 주기로 전송 신호의 데이터율을 제어하는 것을 특징으로 한다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 보다 상세하게 설명한다. 단, 하기 실시 예는 본 발명을 예시하는 것일 뿐 본 발명의 내용이 하기 실시 예에 한정되는 것은 아니다.

본 발명은 DS-CDMA(Direct-Sequence Code-Division Multiple-Access) 시스템을 위해 제안된 "D.I.KIM, 'Combined binary pulse position modulation/biorthogonal modulation for dierect-sequence code vision multiple access,' IEEE Trans. Comm., vol.47, no.1, pp.22-26, Jan.1999"을 TH-PPM UWB 시스템에 적용해 데이터율을 증가시키도록 한 데 바탕을 두고 있다.

이는 BPPM을 사용하여 해당 사용자 TH 코드에 내장된 추가 데이터를 전송함으로써 가능하다. 이러한 새로운 개념의 변조 시스템을 본 발명에서는 복합 MCSK/BPPM이라고 칭한 것이며, 본 발명은 신호공간(Signal Space)과 그 스펙트럼에 영향을 미치지 않고 초광대역 통신 시스템을 위한 정보량을 증가시키는 솔루션을 제시하게 된다.

도 1은 본 발명에 따른 정보율 증대를 위한 초광대역 BPPM/MCSK 무선 통신 시스템의 블록 구성도를 도시한 것이다.

도시한 바와 같이, 본 발명은 송신기(10), 전송된 신호에 영향을 미치는 모 델인 채널(20), 수신기(30)로 구성된다. 상기 송신기(10)는 MCSK를 통해 해당 사용자에 대한 TH코드를 선택하여 선택된 TH코드에 따라 해당 사용자의 전송하고 자하는 신호를 BPPM하여 채널(20)을 통해 전송하며, 수신기(30)는 상기 송신기(10)로부터 채널(20)을 통해 전송된 신호를 수신하여 송신기(10)에서 전송된 신호를 추정한다.

이와 같은 본 발명의 시스템에서

는 전송되어 송신기(10)로 입력되는 사용자 k의

번째 기호이다. 송신기(10)에서 출력되는

는 채널(20)상으로 전송된 UWB 신호이다.

채널(20)은 기타 사용자, 송수신 안테나 및 잡음의 영향을 나타낸다. 채널(20)의 출력 r(t)는 수신기(30)의 입력이다. 수신기(30)는 채널(20)의 영향을 받아

의 추정치인

을 출력한다.

도 2는 송신기(10)의 상세 구성을 도시한 것으로, 송신기(10)는 log₂M(M : 각 사용자가 사용 가능한 TH 코드의 수) 입력정보 비트에 의해 한개의 TH코드를 선택하는 MCSK 모듈(11), 상기 MCSK 모듈(11)에 의해 선택된 TH코드에 의해 입력정보를 시간 도약(Time-Hopping) 변조하는 TH-BPPM 모듈(12)로 구성되며, 미설명 부호인 (13)은 직렬/병렬 변환기이다. 여기서, 상기 TH-BPPM 모듈(12)은 1비트의 입력 정보에 대응(Mapping)되는 복수개의 TH-BPPM 모듈(12-1,12-2,...,12-n)로 구성된다.

송신기(10)에서 사용자 k의 첫 번째 기호를 전송한다고 할 경우, B₁ ^k = {d_i│ i=1,...,(log₂M + N_p/N_s)}이며, 이때 d_i∈{0,1}이고, M은 각 사용자가 사용 가능한 TH 코드의 수, N_p는 TH 코드의 주기, 그리고 N_s는 단일 비트를 전송하는데 사용되는 펄스의 수가 된다. 도시하지 않은 메모리에 저장되어 있는 TH코드는 1비트 시간에 1회 이상 발생해서는 안 되므로 N_p≥ N_s이다.

T₁ ^(k)⊂B₁ ^(k) 그리고 C₁ ^(k)⊂B₁ ^(k)이라할 경우, T₁ ^(k)={d₁,...,d_(Np/ns)}는 TH-BPPM 모듈(12-1)을 이용하여 전송되는 비트 집합이며,

는 해당 사용자 TH 코드

의 지수-n을 구하기 위해 MCSK 모듈(11)에 입력된다.

n과

의 상관 관계는

이며, 여기서, (·)x는 베이스(base) x를 표시한다. (1)식은 MCSK 모듈(11)의 출력 지수를 구하며, {C_i ^(k)│i=0,...,M-1}에서 TH 코드

을 선택하여

을 전송하게 된다.

사용자 당 하나의 TH 코드를 나타내는 M=1에서, 본 발명은 기존 TH-PPM과 동일해진다. k번째 사용자의

번째 비트를 전송하며 기존 TH-BPPM을 사용하게 했던 UWB 신호는 아래와 같은 식으로 나타낼 수 있다.

여기서,

은 펄스 폭이

일 때 전송된 펄스이며,

은 펄스 하나를 전송하는 프레임 시간이다. {(c₀ ^(k))_j}은 k번째 사용자의 TH코드로써 정수로 되어 있으며, 0≤(c₀ ^(k))_j<N_h과 N_hT_c≤T_f를 만족시키고 여기서

는 칩 시간이다. 칩 시간은 TH 코드가 취하는 최소의 시간으로서, 서로 다른 두 사용자의 펄스가 충돌했을 때 서로의 간섭이 무시될 수 있을 정도의 시간이며, 펄스의 폭 Tp보다 약간 크게 설정한다.

는 k번째 사용자에 대한

번째 이진 데이터이며 δ는 TH-BPPM 모듈(12)의 시간 이동 변수이다. 이 변조 포맷을 사용하여 매

초마다 1-비트 데이터가 전송되며, 여기서 정보율은 R_b = 1/

이다.

1-비트 데이터가 TH-BPPM 모듈(12-1)을 사용하여 전송되는 반면, 추가적인 log₂M-비트 데이터는 M>1인 M개의 해당 사용자 TH 코드 집합에서 특정 TH 코드를 선택한다.

N_p/N_s>1에 대해서, N_p 펄스가 전송될 때까지 동일한 TH 코드가 사용된다. 이것은 TH-BPPM 모듈(12)이 log₂M-비트 데이터가 선택한 TH 코드를 사용하여 N_p/N_s비트를 효과적으로 전송한다는 뜻이다.

그러므로 (log₂M + N_p/N_s)비트의 총계는 도 3에서 설명하는 바와 같이(도 3에 서 부가정보인 additional information은 상기 C이며, 기본정보인 primary information은 상기 T이다), (N_p/N_s)비트가 전송되는 동안 계속해서 TH-BPPM 모듈(12)을 이용하여 전송된다. 이로 인해 증가된 정보율은 다음과 같다.

M의 여러 가지 값과 N_p/N_s비율에 대한 비트 에너지 Eb을 동일하게 유지하기 위해, 전송되는 신호 w_tr(t)의 진폭은

배 증가되어야 한다.

로 구한 TH 코드

을 사용하여 집합

에 전송하는 신호는 다음과 같은 공식으로 나타난다.

이러한 본 발명의 전송 신호는 기존 시스템과 두 가지 점에서 다르다.

첫째, 상기 (4)식에서의 G로, TH 코드 주기(N_p) 및 TH 코드의 수(M)에 따른 진폭 증가, 둘째, 상기 (4)식에서의 (

)로, 사용자 k에게 TH-BPPM 모듈(12)에서 사용되는 다양한 TH 코드이다.

치명적인 충돌의 최소화로 다중 접속을 가능하게 하기 위해서 사용자 k에 대한 (

)는 도 4에 나타낸 바와 같다.

도 4에서와 같이, 이진수로 된 최장 시퀀스(m-sequence)를 사용하여 M개의 TH 코드를 N_u명의 사용자 각각에게 할당하고자 한다.

우선, 다중 접속을 허가하기 위한 슬롯의 수를 택한다.

예를 들어, 100ns-길이의 프레임

하에서, 펄스 폭

와 이진-이동 변수 δ의 합이 1ns와 같다면, 다중 접속에 최대 100 슬롯을 할당할 수 있게 된다.

이진 m-시퀀스를 십진수 m-시퀀스로 바꾸려면,

= 100이어야 하며, 여기서 2^l≡ N_h. 따라서, N_h =64 그리고 l=6. 그러면 이진 m-시퀀스는 해당 비트 블록과 일치하는 십진수를 구함으로써 십진수로 변환된다. 여기서 l=6은 도 4에 대해 선택한다.

그리고나서 십진 m-시퀀스로부터 TH 코드를 구하여 사용자에게 할당한다. 우선, 첫 번째

수는 첫 번째 사용자에게

이 할당된다. 두 번째 수부터 시작하여 다음

수는

로 할당된다.

이 과정은 M개의 고유의 TH코드가 사용자에게 결정되는 {c_M-1 ⁽¹⁾}까지 계속된다.

N_p/N_s비트를 전송하는 동안 각 사용자는 TH 코드 중 하나만을 전송할 수 있기 때문에 TH 코드에서 숫자가 부분적으로 겹치는 것은 허용되며, 하나의 기호가 지속되는 동안 할당된 TH 코드가 충돌하는 것은 불가능하다.

다음 사용자에게는 도 4와 같이 이전 사용자의 코드에 할당되지 않은 그 다 음 수에서부터 시작하는 TH 코드가 할당된다. 이 과정은 N_u명의 사용자 모두에게 M개의 TH 코드가 할당될 때까지 계속된다.

기존 TH-PPM 시스템이 십진 m-시퀀스의 N_pN_u수를 사용한다면, 본 발명의 MCSK/BPPM 시스템은 (N_p +M-1)N_u수를 사용한다. 도 4는 N_p = 4, M=4 그리고 주어진 이진 m-시퀀스에 대한 위의 과정을 설명하고 있다.

전송 신호

은 다른 사용자를 방해할 수 있으며 이는 채널(20)에서 수신 안테나에 의해 영향을 받는다.

는 방해하는 사용자 간섭을 나타내며, 여기서

은 사용자 사이의 비동시성을 보여주는 시간지연을 의미한다.

수신 안테나는

의 기본 펄스

에서 시간 도메인 구분자 역할을 하며, 결과적으로

가 된다. 그러면, 수신한 신호를 아래와 같은 식으로 나타낼 수 있다.

여기서,

은 채널 감쇠 변수이며,

는 k번째 사용자의 수신 신호고, n(t)는 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise)이다.

상기 수신기(30)는 도 5에 도시한 바와 같이, 두 개의 블록으로 이루어져 있다.

도 5에 나타낸 바와 같이, 채널(20)의 출력(r(t))으로부터 송신기(10)에서 변조되어 전송된 사용자의 신호인

을 추정하기 위한 판별변수(Desion Variables)를 형성하는 판별변수 형성부(31), 상기 판별변수 형성부(31)의 출력으로부터

의 추정치인

을 검출(Decoding)하는 검출부(32)로 구성된다.

상기 판별변수 형성부(31)는 상관기, 통합기, 누산기 등으로 이루어지고, 검출부(32)는 누산기, 비교기로 이루어진다.

도 5에 따르면, 수신기(30)는 판별변수 형성부(31)에서 M개의 여러 TH 코드와 기호 내의 각 비트에 대한 이진 데이터의 양 값에 대하여 수신 신호 r(t)와 템플릿 신호

사이의 상관 관계를 계산한다.

를 k번째 사용자의

번째 비트에 대한 판별변수 형성부(31)의 출력값이라고 할 때, 이는 다음식에 대한 {i = 1,...,N_p/N_s; n=0,...,M-1; v_i = 0,1}의 값에 해당한다.

각각의 M개의 TH 코드에 대한 N_p/N_s이진 비트값은 계산되어 판별변수 형성부(31)에 저장된다.

와

를 계산하기 위해,

이 검출부(32)에 입력된다.

N_p/N_s비트를 전송하는 각각의 TH 코드에 대해서 시퀀스

의 가능성 있는 출력결과값은 2^Np/Ns개 이다. 상기 검출부(32)는 최대우도(ML : Maximum Likelihood)시퀀스 검출기를 사용하여,

의 합계를 구하여 각각의 TH 코드에 대응하는 전송 시퀀스를 구할 수 있다.

이 식을 첫 번째 기호에 대한 판별 변수라고 하자.

이때, n = {0,...,M-1} 그리고 v = [v₁v₂ ...v_(Np/ns)], 2^(Np/Ns)M출력수와 함께 vi∈{0,1}이다. 집합

그리고

는 다음 중에서 최대값을 주는 판별 변수를 선택하여 추정한다.

도 6에서는 N_p/N_s =2와 M=4에 대한

및

의 검출과정을 설명하고 있다. 도 6의 표는 검출부(32)의 누산값을 보여준다. 각 가로 칸은 전송된 여러 비트-시퀀스와 일치하며, 각 세로 칸은 시퀀스를 전송하는데 사용되는 특정 TH 코드와 일치한 다.

는 Cn의 지수 n과 연관이 있다. 도 6의 표는 2^Np/NsM입력으로 구성되어 있다. 그러면 검출부(32)의 도시하지 않은 비교기는 입력치를 비교하고 최대값을 찾는다. 최대 입력치와 가로 칸의 수로

를 구하고 세로 칸 수로

를 구한다. 그렇게 되면 수신기(30)의 출력은

=[

]이다.

기존 TH-PPM 및 MCSK/BPPM 변조 시스템의 성능 비교를 위해서는, M 및 N_p/N_s에 의해 정해지는 여러 가지 정보율에서 비트-에러율(BER) 성능을 조사한다.

수신 펄스

를 다음과 같이 주어지는 가우시안 모노싸이클(Gussian Monocycle)의 두 번째 도함수라고 한다.

여기서,

= 0.2877ns이다. δ = 0.156ns는 기존 TH-PPM의 성능을 최대화하기 위해 선택된다.

도 7은 신호의 전력을 일정하게 유지하는 조건에서 기존의 TH-BPPM 방식과 본 발명의 MCSK/BPPM 방식의 BER을 상호 비교한 도로, TH코드의 주기 Np = 2Ns(Ns는 심볼당 프레임의 수)일 때를 가정하여 BER를 평가한 결과를 나타낸 것이다. 일반적으로, 신호의 전력을 일정하게 유지하게 되면, 심볼의 수 M을 증가시키는 경우에 SNR이 오히려 감소하므로 기존 방식에 비해 성능 개선 효과가 별로 없다.

도 8은 신호의 전력을 일정하게 유지하는 조건에서 기존의 TH-BPPM 방식과 본 발명의 MCSK/BPPM 방식의 BER을 상호 비교한 도로, TH코드의 주기 Np = 4Ns(Ns는 심볼당 프레임의 수)일 때를 가정하여 BER를 평가한 결과를 나타낸 것이다. 일반적으로, TH코드의 주기 Np를 증가시키면 최대우도 검출기의 신호 관찰시간이 증가하여 검출특성이 개선된다. 따라서, 도 7에 비해 새로이 제안한 MCSK/BPPM방식의 BER이 기존방식에 비해 보다 개선된다. 아울러, SNR이 증가하는 경우 M의 증가에 따른 SNR의 감소를 어느 정도 보상하게 되므로 M의 증가에 따른 개선의 정도가 SNR의 증가에 따라 현저해짐을 관찰할 수 있다.

도 9는 신호의 비트당 에너지를 일정하게 유지하는 조건에서 기존의 TH-BPPM 방식과 본 발명의 MCSK/BPPM 방식의 BER을 상호 비교한 도로, TH코드의 주기 Np = 2Ns(Ns는 심볼당 프레임의 수)일 때를 가정하여 BER를 평가한 결과를 나타낸 것이다. 일반적으로, 신호의 비트당 에너지를 일정하게 유지하게 되면, 심볼의 수 M을 증가시키는 경우에 SNR이 비례하여 증가하므로, MCSK/BPPM 방식이 기존 TH-BPPM 방식에 비해 성능개선 효과가 현저함을 도 7 및 도 8과 비교하여 확인할 수 있다.

다만, 비트당 에너지를 일정하게 유지하는 경우에 M을 증가시키면 신호의 진폭이 비례하여 증가하므로 신호의 전력이 증가하는 문제점이 있다. 프리임 시간을 증가시키면 신호의 평균전력이 감소하므로 이러한 문제를 해결할 수 있다. 이때 프레임 시간의 증가는 데이터율을 감소시키므로 적절히 선택하여, 성능개선 효과를 유지할 수 있다.

도 10은 신호의 비트당 에너지를 일정하게 유지하는 조건에서 기존의 TH- BPPM 방식과 본 발명의 MCSK/BPPM 방식의 BER을 상호 비교한 도로, TH코드의 주기 Np = 4Ns(Ns는 심볼당 프레임의 수)일 때를 가정하여 BER를 평가한 결과를 나타낸 것이다. 일반적으로, TH코드의 주기 Np를 증가시키면 최대우도 검출기의 신호 관찰시간이 증가하여 검출특성이 개선되게 된다. 따라서, M의 증가에 따른 SNR의 증가와 상호 결합되어 기존 방식 대비 성능개선 효과가 도 9에 비해 보다 현저해짐을 확인할 수 있다.

도 11은 신호의 전력 및 데이터율을 일정하게 유지하는 조건에서 기존의 TH-BPPM 방식과 본 발명의 MCSK/BPPM 방식의 BER을 상호 비교한 도로, 심볼의 수 M=8, TH코드의 주기 Np = Ns, 2Ns, 3Ns, 4Ns(Ns는 심볼당 프레임의 수)일 때를 각각 가정하여 BER를 평가한 결과이다. 데이터율을 일정하게 유지하는 경우에 프레임 시간 및 신호의 진폭은 M에 비례하여 증가하지만, Np/Ns에 반비례하여 감소하게 된다. 따라서, SNR이 낮은 영역에서는 TH코드의 주기 Np를 증가시켜 최대우도 검출기의 검출특성을 개선하고, SNR이 높은 영역에서는 TH코드의 주기 Np를 감소시켜 프레임 시간을 길게 하여 신호펄스의 충돌에서 오는 간섭의 영향을 감소시키게 되어, 이를 통해 BER 성능을 각각 개선할 수 있음을 보여 주고 있다.

도 12는 M=1은 기존의 TH-BPPM 방식의 연속(Continuous) 신호전력 스펙트럼의 분포를, M=2, 4, 8은 MCSK/BPPM 방식의 연속(Continuous) 신호전력 스펙트럼의 분포를 각각 보여주고 있다. 여기서, M이 증가하면서 스펙트럼의 분포가 보다 균일(Uniform)해짐을 확인할 수 있다. 그 이유는 M이 증가하면서 MCSK/BPPM 방식의 매 심볼마다 선택되는 TH코드의 임의성(Randomness)이 증가하므로 신호의 스펙트럼이 분산되어 신호의 전력이 일정하게 유지되는 경우에 스펙트럼의 분포가 보다 균일해지기 때문이다. 따라서, 기존방식에 비해 연속 스펙트럼의 분포특성을 개선할 수 있음을 보여 주고 있다.

도 13은 M=1은 기존의 TH-BPPM방식의 단속(Discrete) 신호전력 스펙트럼의 분포를, M=2, 4, 8은 MCSK/BPPM 방식의 단속(Discrete) 신호전력 스펙트럼의 분포를 각각 보여주고 있다. 여기서, M이 증가하면서 단속 스펙트럼이 억압(Suppressed)됨을 확인할 수 있다. 그 이유는 M이 증가하면서 MCSK/BPPM 방식의 매 심볼마다 선택되는 TH코드의 임의성(Randomness)이 증가하게 되고, 이는 실질적으로 TH코드의 주기를 증가시키게 되어 단속(Discrete) 스펙트럼의 최소 간격이 비례하여 줄어 들게 되므로, 신호의 전력이 일정하게 유지되는 경우에 단속(Discrete) 스펙트럼의 크기를 억압하는 효과를 가져오기 때문이다. 따라서, 기존방식에 비해 단속(Discrete) 스펙트럼의 분포특성을 현저히 개선할 수 있음을 보여주고 있다.

즉, 본 발명의 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템은 보다 우수한 BER 성능과 동일한 MA 성능으로 보다 증가된 데이터율을 얻을 수 있으며, TH-PPM 신호의 스펙트럼 형성(Spectrum Shaping)을 개선하여 FCC 스펙트럼 마스크를 준수한다. 또한, 본 발명은 전송 전력이 보다 낮으면서도 기존의 TH-PPM 시스템과 비교해 보다 우수한 성능을 나타낸다.

상술한 바와 같이, 본 발명의 바람직한 실시 예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 또는 변형하 여 실시할 수 있다.

이상에서 살펴본 바와 같이, 본 발명은 사용자 TH 코드의 근직교 집합을 MCSK에 사용하여 TH 코드 수가 증가할 때 보다 나은 BER 성능 하에서 정보율이 증가될 수 있으며, TH-PPM 시스템과 동일한 BER과 보다 높은 정보율을 가지면서도 낮은 전송 전력으로 UWB 신호를 전송할 수 있게 된다. 또한, TH 코드의 길이 선택에 따라 기존 TH-PPM 시스템보다 나은 성능 이득을 얻을 수 있게 된다.

Claims (13)

1. 초광대역 무선 통신 시스템에 있어서,

   추가 데이터 스트림에 따라 MCSK를 통해 특정 TH코드를 선택하여 선택된 TH코드에 따라 사용자의 전송하고자 하는 신호를 BPPM하여 채널을 통해 전송하는 송신기; 및

   상기 송신기로부터 채널을 통해 전송된 신호를 수신하여 최대우도 시퀀스 검출을 통해 상기 송신기에서 전송된 신호를 추정하는 수신기;

   를 포함하는 것을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 송신기는

   추가 데이터 스트림에 따라 특정 TH코드를 선택하는 MCSK 수단; 및

   상기 MCSK 수단에 의해 선택된 TH코드에 의해 입력정보를 시간 도약 변조하는 TH-BPPM 수단;

   을 포함하는 것을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템.
3. 제 2 항에 있어서, 상기 TH-BPPM 수단은

   1비트의 입력정보에 대응되는 복수개의 TH-BPPM 모듈로 구성됨을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템.
4. 제 2 항에 있어서, 상기 TH코드의 주기로 TH코드 발생을 제어하는 것을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템.
5. 제 2 항에 있어서, 상기 TH코드의 숫자로 TH코드 발생을 제어하는 것을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템.
6. 제 2 항에 있어서, 상기 TH코드의 주기로 전송 신호의 데이터율을 제어하는 것을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템.
7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 추가 데이터 스트림은

   log₂M(M : 각 사용자가 사용 가능한 TH 코드의 수) 입력정보 비트인 것을 특 징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템.
8. 제 1 항에 있어서, 상기 수신기는

   상기 채널을 통해 전송된 상기 사용자의 신호를 추정하기 위한 판별 별수를 형성하는 판별변수 형성수단; 및

   상기 판별변수 형성수단의 출력으로부터 상기 사용자의 신호에 대한 추정치를 검출하는 검출수단;

   으로 구성됨을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 시스템.
9. 초광대역 무선 통신 방법에 있어서,

   각 사용자를 위한 TH 코드를 생성하는 단계;

   추가 데이터 스트림에 따라 MCSK 모듈을 통해 특정 TH코드를 선택하는 단계;

   상기 선택된 TH코드에 따라 사용자의 전송하고자 하는 신호를 BPPM하여 전송하는 단계; 및

   상기 전송된 데이터를 수신하여 최대우도 시퀀스 검출을 통해 원래 데이터를 추정하는 단계;

   를 포함하는 것을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무 선 통신 방법.
10. 제 9 항에 있어서, 상기 TH코드의 주기로 TH코드 발생을 제어하는 것을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 방법.
11. 제 9 항에 있어서, 상기 TH코드의 숫자로 TH코드 발생을 제어하는 것을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 방법.
12. 제 9 항에 있어서, 상기 TH코드의 주기로 전송 신호의 데이터율을 제어하는 것을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 방법.
13. 제 9 항에 있어서, 상기 추가 데이터 스트림은

    log₂M(M : 각 사용자가 사용 가능한 TH 코드의 수) 입력정보 비트인 것을 특징으로 하는 정보율 증대를 위한 초광대역 MCSK/BPPM 무선 통신 방법.

Images