KR100540304B1

KR100540304B1 - 다중 표준 수신

Info

Publication number: KR100540304B1
Application number: KR1019997002512A
Authority: KR
Inventors: 반데플라쉐루디요한; 브루에케르스알폰스안토니우스마리아람베르투스; 기엘리스게라르두스크리스티안마리아
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 1997-07-25
Filing date: 1998-05-07
Publication date: 2006-01-10
Anticipated expiration: 2018-05-07
Also published as: DE69830228D1; JP2001502876A; EP0951756B1; EP0951756A1; KR20000068625A; WO1999005796A1; DE69830228T2; US6643502B1

Abstract

수신기에서, 튜너(TUN)는 수신 신호(Srf)를 중간 주파수 신호(Sif)로 변환한다. 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는 중간 주파수 신호(Sif)를 서로 다른 전송 표준들에 연관된 다양한 주파수 응답들(Hfil1, Hfil2)을 제공할 수 있는 필터 장치(FIL)를 위한 입력 신호(Sin)로 변환한다. 조절 가능 주파수 변환기(AFRC) 및 필터 장치(FIL)는 많은 서로 다른 전송 표준들에 적합한 집적된 수신기 회로(IRC)의 일부를 형성할 수 있다. 튜너(RUN)는 다양한 서로 다른 중간 주파수들(IF1, IF2) 중 임의의 한 주파수에서 중간 주파수 신호(Sif)를 제공할 수 있다. 임의의 중간 주파수(IF1, IF2)에 대해, 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는 필터 장치(FIL)가 그 주파수 응답들(Hfil1, Hfil2)에 대해 적절히 위치되는 주파수 범위(FR)의 입력 신호(Sin)를 수신하도록 조절될 수 있다. 따라서, 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는 다양하고 서로 다른 중간 주파수들 중 임의의 한 주파수의 사용을 허용하며, 따라서, 상대적으로 저가의 표준 지정 튜너들의 사용을 허용한다. 따라서, 이것은 상대적으로 비용 효율적인 구현들을 허용한다.

중간 주파수, 전송 표준, 주파수 응답, 주파수 변환기, 샘플링 회로

Description

다중 표준 수신{Multi-standard reception}

본 발명은 서로 다른 표준들에 따라 전송되는 신호들의 수신에 관한 것이다. 예컨대, 텔레비전(TV) 신호들은, 국가 또는 지역에 의존하고 및/또는 케이블, 위성 또는 지상 경로를 통해, 아날로그 또는 디지털이 될 수 있는 전송 형태에 의존하는 서로 다른 표준들에 따라 전송된다.

EP-A 0,696,854는 종래의 다중 표준(multi-standard) TV 수신기를 개시한다. 이 수신기에서, 튜너 출력 신호는, 매우 많은 인접 채널 신호 성분들을 억제하는 140 MHz의 중심 주파수를 갖는 표면 음파 필터(surface-acoustic wave filter)를 통과한다. 후속하는 믹서 단(mixer stage)은 약 75 MHz의 하향 변환(down-convert)된 중간 주파수 신호를 얻기 위해 주파수 변환을 실현한다. 하향 변환된 중간 주파수 신호는, 하향 변환된 중간 주파수 신호가 A/D 변환기의 입력에 인가되기 전에, 내부 대역 통과 한계를 갖는 자동 이득 제어 증폭기에 인가된다. 적응적으로 제어된 대역폭을 갖는 후속하는 대역 통과 필터는 인접 채널 신호 성분들의 최소의 잔류물(remainder)을 갖는 원하는 신호를 선택한다.

본 발명의 목적은, 배경기술의 수신기에 대해, 보다 높은 비용 효율의 구현들을 허용하는 다중 표준 수신을 제공하는 것이다. 청구항들 1 및 5는, 본 발명에 따른 수신기 및 집적된 수신기 회로를 각각 정의한다. 본 발명을 유리하게 구현하기 위해 선택적으로 사용될 수 있는 추가적인 특징들은 종속항들에서 정의된다.

본 발명은 다음과 같은 측면들을 고려한다. 다중 표준 수신기에서, 서로 다른 표준들에 따라 전송된 수신 신호들을, 추가 처리를 위해 공통 중간 주파수로 변환하는 것이 가능하다. 배경기술로서 전술된 종래의 수신기는 이런 접근의 예이다. 이는 서로 다른 표준들에 따라 전송된 수신 신호들을 정확하게 처리하여 그것들을 공통 중간 주파수로 변환시키는 튜너, 또는 튜너들의 그룹을 필요로 한다.

종래의 수신기에서, 공통 중간 주파수는 특정 전송 표준 또는 전송 표준들의 그룹에 대해 통상적으로 사용되는 임의의 중간 주파수에 대응하지 않는다. 따라서, 종래의 수신기의 일부를 형성하는 튜너는 다중 표준 수신 이외의 응용들에는 적합하지 않다. 다중 표준 수신기들은 비교적 소량으로 생산되므로, 튜너는 경제성의 부족으로 인해 상대적으로 고가일 것이다.

그러나, 종래의 수신기에서, 공통 중간 주파수가 통상적으로 사용된 중간 주파수에 대응한다 하더라도, 튜너는 경제적 규모의 부족으로 인해 여전히 상대적으로 고가일 것이다. 튜너는 다중 표준 수신을 허용하기 위해 상당 양의 회로를 포함하는데, 이것은 그런 회로가 과다한 다중 표준 수신 이외의 응용들에 대해서 매우 고가가 되도록 만든다. 단일-표준 수신기에서는, 오히려, 수신 신호들을 문제의 전송 표준에 대하여 통상적으로 사용되는 중간 주파수로 변환시키기 위해 비교적 저가의 표준 지정 튜너(standard-specific tuner)를 사용할 것이다.
JP 03-060225A로서 공개된 일본특허출원은 수신기 회로를 개시하고 있다. 상기 수신기에서, 주파수 변환 회로는 튜너와 표면파 필터들(surface wave filters) 사이에 제공된다. 튜너로부터 출력된 중간 주파수 신호는 주파수변환되고, 주파수 변환 후의 중간 주파수 신호 내 비디오 신호의 주파수(비디오 캐리어 주파수)는 시스템 및 수신된 신호의 수신 대역에 독립적인 동일한 주파수로 된다. 따라서, L-시스템 VHF 저대역 수신 시의 캐리어 주파수와, L-시스템 고대역 및 UHF 대역 수신 시의 캐리어 주파수는 서로 일치한다. 그러므로, 주파수를 튜닝하는 가변 커패시터및 전환 스위치가 불필요하게 되며, 회로 구성이 단순화된다.

본 발명에 따라, 조절 가능 주파수 변환기가 튜너에 의해 제공된 중간 주파수 신호를, 서로 다른 전송 표준들에 연관된 다양한 주파수 응답들을 제공할 수 있는 필터 장치에 대한 입력 신호로 변환한다. 조절 가능 주파수 변환기는 주파수의 중간 주파수 신호를, 필터 장치를 위한 입력 신호를 획득하도록 조절될 수 있는 양만큼 효과적으로 시프트시킨다. 다수의 서로 다른 중간 주파수들 중에서 임의의 한 주파수에 대해, 조절 가능 주파수 변환기는 필터 장치가 그것이 제공하는 주파수 응답들에 대해 적절히 위치되는 주파수 범위 내의 입력 신호를 수신하는 방식으로 조절될 수 있다. 따라서, 다중 표준 응용에서는, 표준 지정 튜너들의 어셈블리가 사용될 수 있으며, 각 튜너는 수신 신호를 특정 전송 표준 또는 전송 표준들의 그룹에 대해 통상적으로 사용되는 서로 다른 중간 주파수로 변환한다. 많은 응용들에서, 이러한 표준 지정 튜너들의 어셈블리는 경제적 규모의 이유 때문에 배경기술에서 요구되는 전용 다중 표준 튜너보다 저가일 것이다. 따라서, 본 발명은 보다 비용 효율이 높은 구현들을 가능하게 한다.

본 발명은 전체적으로 또는 부분적으로 집적 회로로서 구현될 수도 있다. 예컨대, 조절 가능 주파수 변환기 및 필터 장치는 튜너에 의해 제공된 중간 주파수 신호들을 처리하는 집적된 수신기 회로의 일부를 형성할 수 있다. 이러한 집적된 수신기 회로는 비교적 다수의 서로 다른 전송 표준들에 적합하다. 따라서, 이것은 다중 표준 수신기들에서 뿐 아니라 비교적 많은 서로 다른 단일 표준 수신기들에서도 사용될 수 있다. 그러므로, 본 발명은 다용도의 집적된 수신기 회로를 허용하고, 따라서 경제적 규모로부터 이익을 얻은 수 있도록 광범위한 응용을 갖는다.

유리하게 본 발명을 구현하는데 선택적으로 사용될 수 있는 본 발명 및 부가적인 특징들이 이하에 설명된 도면들을 참조하여 명료해 질 것이다.

도 1은 청구항 1에 청구된 본 발명의 기본 특징들을 도시하는 개념도.

도 2 내지 도 4는 청구항 3 내지 청구항 4에 청구된 부가적 특징들을 각각 도시하는 개념도.

도 5는 본 발명에 따른 수신기의 일예의 블록도.

도 6a, 도 7a,..., 도 15a는 도 5의 수신기의 필터들에 적합한 계수들의 예들를 열거하는 표들.

도 6b, 도 7b,..., 도 15b는 도 6a, 도 7a,.... 도 15a의 표들에 열거된 필터 계수들에 연관된 주파수 응답들을 각각 도시하는 그래프들.

먼저, 참조 부호들의 사용에 대한 약간의 논의들이 이루어질 것이다. 유사한 실체(entity)들은 도면들의 전반에 동일한 문자 코드로 표시된다. 한 도면에서, 다양한 유사 실체들이 도시될 수도 있다. 이 경우, 유사 실체들을 서로 구별하기 위해 문자 코드에 숫자가 부가된다. 유사 실체들의 개수가 유동성 파라미터일 경우, 숫자가 괄호들 사이에 있을 것이다. 상세한 설명 및 청구항들에서, 참조 부호의 임의의 숫자는 적절할 경우 생략될 수도 있다.

도 1은 실선들 내에 본 발명의 기본 특징들을 도시한다. 튜너(TUN)는 수신 신호(Srf)를 중간 주파수 신호(Sif)로 변환한다. 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는 중간 주파수 신호(Sif)를 필터 장치(FIL)를 위한 입력 신호(Sin)로 변환한다. 필터 장치(FIL)는 서로 다른 전송 표준들과 연관된 다양한 주파수 응답들(Hfil1, Hfil2)을 제공할 수 있다.

도 1은 또한 파선들 내에 다음의 특징들을 도시한다. 조절 가능 주파수 변환기(AFRC) 및 필터 장치(FIL)는 많은 서로 다른 전송 표준들에 적합한 집적된 수신기 회로(IRC)의 일부를 형성할 수 있다. 튜너(TUN)는 다양한 서로 다른 중간 주파수들(IF1, IF2) 중 임의의 한 주파수에서 중간 주파수 신호(Sif)를 제공할 수 있다. 임의의 중간 주파수(IF1, IF2)에 대해, 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는 필터 장치(FIL)가 그의 주파수 응답들(Hfil1, Hfil2)에 대해 적절히 위치되는 주파수 범위(FR)의 입력 신호(Sin)을 수신하는 방법으로 조절될 수 있다. 이러한 목적을 위해, 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)에 의해 수행된 주파수 변환을 판단하는 제어 신호(IFsel)가 사용될 수 있다. 제어 신호(IFsel)는 도시되지 않은 제어기에 의해 제공될 수 있다.

도 2는 다음의 특징을 도시한다. 필터 장치(FIL)에 의해 제공된 주파수 응답들(Hfil1, Hfil2)은 제로(0) 주파수를 포함하는 통과대역들(PB1, PB2)을 갖는다. 즉, 주파수 응답들(Hfil1 및 Hfil2)은 저역 통과 특성들을 갖는다.

도 2의 특징은 다음과 같은 측면들을 고려한다. 필터 장치(FIL)가 원하는 신호와 주파수가 인접한 신호들을 실질적으로 억제하는 것이 바람직하다. 이하에서 그런 신호들을 인접 주파수 신호들이라 부를 것이다. 대조적으로, 튜너와 조절 가능 주파수 변환기 사이의 중간 주파수 경로에서 인접 주파수 신호들이 크게 억제된다면, 다소 고가의 다중 표준 응용들에서 복수의 필터들이 요구될 것이다.

인접 주파수 신호들을 충분히 억제하기 위해, 필터 장치(FIL)는 한편으로 원하는 신호가 위치하는 주파수 범위와, 다른 한편으로 인접 주파수 신호들이 위치할 수 있는 주파수 범위 사이에서 크기 면에서 충분히 큰 차이를 갖는 주파수 응답을 제공할 필요가 있다. 이것은 주파수 응답이 이하, 통과대역과 정지 대역으로 각각 언급될 두 개의 주파수 범위들 사이에서 크기-경사(magnitude-slope)를 갖는다는 것을 의미한다. 통과대역의 중심 주파수가 높을수록, 통과대역과 정지 대역 사이의 크기 면에서의 특정 차이에 대해 보다 급격한 경사가 필요하다. 일반적으로, 복잡한 회로일수록 더 급격한 크기 경사를 실현해야 한다고 여겨진다.

도 2의 특징이 적용되면, 통과대역은 상대적으로 낮은 중심 주파수를 가질 것이다. 따라서, 정지 대역에 위치한 임의의 인접 주파수 신호들을 적절히 억제하는데 있어 상대적으로 완만한 크기의 경사로도 충분할 것이다. 이것은 필터 장치(FIL)가 상대적으로 간단한 회로로 구현되는 것을 허용한다. 또한, 이것은 필터 장치(FIL)가 집적된 회로 형태로 구현되는 것을 허용한다. 따라서, 도 2의 특징은 비용 효율에 기여한다.

도 3은 다음의 특징을 도시한다. 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는 벡터 믹서(VMX)를 포함한다. 이것은 중간 주파수 신호(Sif)와 단일 믹싱 주파수(θ)를 갖는 벡터 신호를 효과적으로 곱한다. 이 곱셈의 결과, 필터 장치(FIL)를 위한 입력 신호(Sin)가 형성된다. 도 3에서, 입력 신호(Sin)의 도시는 신호 벡터(Vs)에 의해 주어진다. 신호 벡터(Vs)는 특정 순간에서의 입력 신호(Sin)의 상태를 나타낸다. 신호 벡터(Vs)의 반시계 방향 회전은 정극성 주파수(+f)로서 간주될 수 있고, 시계방향 회전은 부극성 주파수(-f)로 간주될 수 있다.

도 3의 특징은 다음의 측면들을 고려한다. 믹싱 주파수(θ)가 중간 주파수 신호(Sif)의 스펙트럼에 의해 점유된 주파수 범위 내에 있으면, 스펙트럼은 두 부분들로 효과적으로 분할될 것이다. 스펙트럼의 한 부분은 이러한 부분의 스펙트럼 성분이 정극성 주파수 차이를 갖는다는 것을 의미하는 믹싱 주파수(θ)보다 높을 것이다. 스펙트럼의 다른 부분은 믹싱 주파수(θ)보다 낮을 것이고, 이것은 이 부분의 스펙트럼 성분이 부극성 주파수 차이를 갖는다는 것을 의미한다. 스펙트럼의 두 부분들이 완전히 대칭이 아니라면, 중간 주파수 신호(Sif)에 포함된 정보의 임의의 왜곡을 방지하기 위해, 정극성 주파수 차이들을 갖는 스펙트럼 성분들과 부극성 주파수 차이들을 갖는 스펙트럼 성분들 간의 구별이 이루어져야 한다.

도 3의 특징이 적용되면, 필터 장치(FIL)를 위한 입력 신호(Sin)는 도 3에 도시된 바와 같은 벡터 형태가 될 것이다. 따라서, 믹싱 주파수(θ)에 대한 정극성 및 부극성 주파수 차이들을 갖는 중간 주파수 신호(Sif)의 스펙트럼 성분들 사이에 구별이 이루어질 수 있다. 따라서, 믹싱 주파수(θ)는 정보의 심각한 손실 또는 왜곡을 초래하지 않으면서, 중간 주파수 신호(Sif)의 스펙트럼에 의해 점유되는 주파수 범위 내에 속할 수 있다. 따라서, 도 3의 특징은 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)에 의해 수행된 주파수 변환에 대해 비교적 큰 선택의 자유를 허용한다.

도 4는 다음의 특징을 도시한다. 샘플링 회로(S&H)는 중간 주파수 신호(Sif)를 시간-불연속적인(time-discrete) 형태로 벡터 믹서(VMX)에 인가한다. 도 4는 또한, 도 3과 관련하여 전술된 것처럼 벡터 믹서(VMX)에 의해 벡터 형태로 필터 장치(FIL)에 인가되는 입력 신호(Sin)를 도시한다. 도 3에서와 유사하게, 신호 벡터(Vs)는 특정 순간에서의 입력 신호(Sin)의 상태를 나타낸다.

도 4의 특징은 다음의 측면들을 고려한다. 실제 구현 시에, 벡터 믹서(VMX)는 두 개의 출력 신호들을 제공할 것이다. 한 신호는 수평축에 대한 신호 벡터(Vs)의 위치를 규정할 것이고, 다른 신호는 수직축에 대한 신호 벡터(Vs)의 위치를 규정할 것이다. 즉, 두 개의 신호들은 벡터 형태의 입력 신호(Sin)의 x 성분과 y 성분을 각각 형성한다. 두 개의 신호들이 서로 정확하게 수직이 아니라면, 정극성 및 부극성 주파수들 사이의 완전한 구별이 이루어질 수 없다. 이것은, 특히 벡터 믹서(VMX)가 제로(0) 주파수를 포함하는 주파수 범위의 입력 신호(Sin)를 제공할 경우에, 수신 품질에 악영향을 줄 수 있다.

도 4의 특징이 적용될 경우, 벡터 믹서(VMX)는 시간-불연속적인 방식으로 동작할 수 있다. 이것은 벡터 형태의 입력 신호(Sin)의 x 성분 및 y 성분을 형성하는 두 신호들 사이에 매우 정확한 90도 위상관계를 확립하는 것을 허용한다. 따라서, 정극성 및 부극성 주파수들 사이의 양호한 구별이 이루어 질 수 있다. 따라서, 도 4의 특징은 수신 품질에 기여한다.

도 5는 도 1 내지 도 4에 도시된 특징들을 포함하며 이러한 도면들과 관련하여 전술된 본 발명에 따른 TV 수신기의 예를 도시한다. 도 5의 수신기에서는 튜너(TUN)와 제어 가능 주파수 변환기(AFRC) 사이에 다음과 같은 부가적인 소자들: 안티 에일리어싱 필터(anti-aliasing filter: AAF), 샘플링 회로(S&H)를 포함하는 아날로그-디지털 변환기(ADC), 디지털 필터(DF1) 및, 샘플링 레이트 감소기(SRD1)가 결합된다. 필터 장치(FIL)는 다양한 디지털 필터들(DF2-DF10), 두 개의 샘플링 레이트 감소기들(SRD2, SRD3) 및, 동기식 복조기(SDEM)를 포함한다. 필터 장치(FIL)는 사운드 처리기(SPRC), 비디오 처리기(VPRC) 또는 심벌 처리기(XPRC)에서 추가로 처리되는 출력 신호들을 제공한다.

도 5의 수신기는 다음과 같이 동작한다. 튜너(TUN)는 관심있는 TV 대역의 임의의 채널에 위치될 수 있는 수신 신호(Srf)에 튜닝된다. 이에 응답하여, 튜너(TUN)는 아래에 열거된 통상적으로 사용되는 중간 주파수들 중 한 주파수에서 중간 주파수 신호(Sif)를 제공한다.

위에서 열거된 중간 주파수들은 중간 주파수 신호(Sif)에 포함되는 주 반송파에 적용된다는 것에 유의해야 한다.

중간 주파수 신호(Sif)는 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)에 공급되기 전에, 아날로그-디지털 변환되고 스칼라-벡터 변환된다. 이들 변환들은 아날로그-디지털 변환기(ADC)와 디지털 필터(DF1)에 의해 각각 수행된다. 안티 에일리어싱 필터(AAF)는 아날로그-디지털 변환의 일부로서 주파수(Fs)에서의 샘플링에 기인한 에일리어싱 효과들을 상쇄시킨다. 샘플링 레이트 감소기(SDR1)는 샘플링 주파수(Fs)보다 낮은 계수(R1) 배인 샘플링 레이트로 중간 주파수 신호가 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)에 공급되도록 한다.

스칼라-벡터 변환은, 디지털 필터(DF1)에 의해 제공된 두 개의 서로 다른 유한 임펄스 응답들 Ax(z) 및 Ay(z)에 따라, 디지털화된 중간 주파수 신호를 필터링하는 것에 의해 달성된다. 유한 임펄스 응답 Ax(z)에 따라 필터링된, 디지털화된 중간 주파수 신호는 x 성분(Xif)을 제공하고, 유한 임펄스 응답 Ay(z)에 따라 필터링된 디지털화된 중간 주파수 신호는 y 성분(Yif)을 제공한다. 조합에서, x 및 y 성분들(Xif, Yif)은 중간 주파수 신호(Sif)의 벡터 표현을 형성한다. 또한, 디지털 필터(DF1)는 샐플링 레이트 감소기(SRD1)에 의해 초래된 에일리어싱 효과들을 상쇄시킨다. WO-A 96/8078(대리인 분류번호 PHN 15,001)은 스칼라-벡터 변환을 수행하는 디지털 필터에 의해 안티 에일리어싱을 달성하는 적합한 방법을 설명한다.

조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는 중간 주파수 신호(Sif)의 벡터 표현을 주파수 시프트시킨다. 주파수 시프트량은 도 3과 관련하여 전술된 벡터 믹서(VMX)에 공급된 믹싱 주파수(θ)와 동일하다. 예컨대, 벡터 믹서(VMX)가 코딕 처리기(Cordic processor)로서 구현될 경우, 믹싱 주파수(θ)는 코딕 처리기에 결합된 z 데이터 발생기에 의해 결정될 것이다. EP-A 486,095(대리인 분류번호 PHN 13,500)는 주파수 시프트를 수행하는 z 데이터 발생기에 결합되는 코딕 처리기를 설명한다.

믹싱 주파수(θ)는 수신이 요구되는 전송 시스템에 의존한다. 아래의 표 2는 다양한 전송 시스템들에 적합한 믹싱 주파수들(θ)을 열거한다.

믹싱 주파수(θ)가 표 2를 따를 경우, 필터 장치(FIL)를 위한 입력 신호(Sin)는 실질적으로 제로 주파수 주변에 집중되는 주파수 스펙트럼을 가질 것이다.

필터 장치(FIL)에서, 디지털 필터들(DF2 및 DF3)은 실질적으로 인접 주파수 신호들을 억제한다. 입력 신호(Sin)의 주파수 스펙트럼이 실질적으로 제로 주파수 주위에 집중된다고 가정하면, 저역 통과 주파수 응답들이 디지털 필터들(DF2 및 DF3)의 임펄스 응답들(B(z) 및 C(z))의 각각에 연관된다. 샘플링 레이트 감소기(SRD2)는 입력 신호(Sin)의 샘플링 레이트를 감소시킨다. 이러한 샘플링 레이트의 감소는 디지털 필터들(DF2 및 DF3)이 입력 신호(Sin)의 대역폭을 효과적으로 감소시킴으로써 허용된다.

동기식 복조기(SDEM)는 입력 신호(Sin)에 포함되는 원하는 주 반송파를 제로(0) 주파수로 효과적으로 시프트한다. 그 결과, 벡터 기본 대역 신호(Svbb)가 획득된다. 이것은 주 반송파의 동상(in-phase) 및 직교 변조 성분에 대응하는 두 개의 성분들(Xbb 및 Ybb)로 구성된다.

벡터 기본 대역 신호(Svbb)의 내용은 수신 신호(Srf)가 전송되는 것에 따른 표준에 의존한다. 수신 신호(Srf)가 아날로그 지상 TV 전송인 경우, 벡터 기본 대역 신호(Svbb)는 휘도 신호, 색도 반송파 신호 및 하나 또는 그 이상의 사운드 반송파 신호들을 포함할 것이다. 이러한 신호들은 아날로그 지상 TV 전송이 발생하는 것에 따른 표준에 의존하는 방식으로 주파수에서 다중화된다. 수신 신호(Srf)가 디지털 TV 전송일 경우, 벡터 기본 대역 신호(Svbb)는 심벌들의 스트림을 포함할 것이다. 심벌들의 스트림의 특성들은 디지털 TV 전송이 발생하는 것에 따른 표준에 의존할 것이다.

디지털 필터들(DF4-DF10)의 어셈블리는 동기식 복조기(SDEM) 뒤에 결합된다. 각 디지털 필터(DF4-DF10)는 벡터 기본 대역 신호(Svbb)에 포함될 수 있는 특정 부분의 내용에 대한 특정 작업을 갖는다. 이것을 이하에 더 상세히 설명한다.

디지털 필터(DF4)는 아날로그 지상 TV 전송들에 사용된 잔류 측파대 변조(vestigial sideband modulation)의 결과로서 휘도 신호의 왜곡을 보상한다. 이를 위해, 디지털 필터(DF4)는 나이퀴스트(Nyquist) 경사를 포함하는 주파수 응답을 갖는다. 이것은 적절히 선택된 임펄스 응답들(Dx(z) 및 Dy(z))에 따라 벡터 기본 대역 신호(Svbb)의 두 성분들(Xbb 및 Ybb)을 각각 필터링함으로써 달성될 수 있다. 다음에, 이렇게 획득된 필터링된 성분들이 스칼라 출력 신호를 생성하기 위해 결합된다.

디지털 필터들(DF5, DF6 및 DF7)은 휘도 신호와 색도-반송파 신호가 아닌 다른 신호들을 억제한다. 특히, 이들은 아날로그 지상 TV 전송이 발생하는 것에 따른 표준에 따라 서로 다른 주파수들에 위치될 수 있는 사운드 반송파 신호들을 억제한다. 디지털 필터들(DF5 및 DF6)은 B/G 및 I 표준 뿐 아니라 K 표준에 따른 전송들에 대한 사운드 반송파 신호들을 억제한다. 이를 위해, 약 5MHz의 차단 주파수들을 갖는 저역 통과 주파수 응답들이 디지털 필터들(DF5 및 DF6)의 임펄스 응답들(Ek0(z) 및 Ek1(z))에 각각 연관된다. 전술된 표준들 중 임의의 표준에 대해, 디지털 필터(DF6)의 출력 신호는 비디오 처리기(VPRC)에서의 추가적 처리를 위해 취해진다. 그러나, M표준 전송들에 있어서, 디지털 필터(DF6)의 출력 신호는 디지털 필터(DF7)에 의해 추가로 필터링된다. 디지털 필터(DF7)는 4.5MHz의 주파수에서 임의의 사운드 반송파를 억제하기 위해 주파수 응답이 실질적으로 이 주파수 주위에 집중된 노치(notch)와 연관되는 임펄스 응답 Em(z)을 갖는다.

디지털 필터(DF8) 및 샘플링 레이트 감소기(SRD3)는 사운드 처리기(SPRC)에서의 추가 처리를 위해 사운드 반송파 신호들을 제공한다. 디지털 필터(DF8)는 사운드 반송파 신호들이 위치될 수 있는 주파수 범위를 포함하는 통과대역을 갖는 주파수 응답을 갖는다. 또한, 이는 디지털 필터(DF4)의 스칼라 출력 신호를 벡터 신호로 변환한다. 이를 위해, 스칼라 출력 신호는 두 개의 서로 다른 임펄스 응답들(Gx(z) 및 Gy(z))에 따라 필터링된다. 따라서, 조합에서, 벡터 신호를 형성하는 두 개의 성분들이 획득된다. 샘플링 레이트 감소기(SRD3)는 수직 신호의 샘플링 레이트를 계수(R3)에 의해 감소시킨다. 디지털 필터(DF8)는 WO-A 96/8078(대리인 분류번호 PHN 15,001)에 설명된 원리들에 따른 이러한 샘플링 레이트 감소에 연관된 임의의 에일리어싱을 상쇄시킨다.

디지털 필터(DF9 및 DF10)는 유럽과 미국의 디지털 케이블 TV 전송들 각각에 대한 표준들에 따른 심벌들의 스트림을 필터링한다. 디지털 필터(DF9)는 저역 통과 주파수 응답이 약 4 MHz의 차단 주파수 및 약 0.15의 롤오프 계수(roll-off factor)와 연관되는 임펄스 응답 Heur(z)을 갖는다. 디지털 필터(DF10)는 저역 주파수 응답이 약 3MHz의 차단 주파수 및 약 0.2의 롤오프 계수와 연관되는 임펄스 응답 Hus(z)을 갖는다. 디지털 필터들(DF9 및 DF10)의 출력 신호들은 추가 처리를 위해 심벌 처리기(XPRC)에 공급된다.

사운드 처리기(SPRC), 비디오 처리기(VPRC) 및, 심벌 처리기(XPRC)는 자신에 공급된 신호들 또는 심벌들을 다양하고 서로 다른 방식들로 처리할 수 있다. 사운드 처리기(SPRC)에서 사운드 반송파 신호들을 처리하는데 특히 적합한 방식은 다음과 같다. 사운드 반송파 신호는 이것이 저역 통과 필터들에 의해 필터링되고, 이어서 복조된 후, 제로(0) 주파수로 시프트된다. EP-A 486,095(대리인 분류번호 PHN 13,500)는 제 1 코딕 처리기, 저역 통과 필터들 및, 제 2 코딕 처리기의 직렬 접속(cascade)을 포함하는 수신기를 설명한다. 이 직렬 접속은 이전에 설명된 바와 같이 사운드 반송파 신호를 처리하기 위하여 사운드 처리기(SPRC)에서 사용될 수 있다. 또한 이것은 비디오 처리기(VPRC)에서 유사한 방식으로 색도 반송파 신호를 적절히 처리하기 위하여 사용될 수도 있다.

도 6a, 도 7a,..., 도 15a는 디지털 필터들(DF1, DF2, .., DF10) 각각의 임펄스 응답들(Ax(z)/Ay(z), B(z),.... Hus(z))에 대한 적합한 계수들을 열거한다. 이에 대해, 각 임펄스 응답은 z 표시법(notation)을 사용하여 다음과 같이 표현될 수 있음에 유의해야 한다.

여기서, N은 정수이고 임펄스 응답의 길이를 나타내며, a(i)는 임펄스 응답의 i번째 계수를 나타낸다. 도 6a, 도 7a, ..., 도 15a에서, 계수들의 값들은, VAL(DEC)로 명명된 열에서는 10진법으로, VAL(CSD)로 명명된 열에서는 정준 부호 자리 표시법(canonical-signed digit notation)으로 각각 주어진다.

도 6b, 도 7b, ..., 도 15b는 도 6a, 도 7a, ..., 도 15a의 임펄스 응답들과 각각 연관된 주파수 응답들을 도시한다. 주파수 응답은 임펄스 응답의 푸리에 변환이다. 도 6a, 도 6b, 도 7a, 도 7b,..., 도 15a, 도 15b에 대해, 다음 조건들이 적용됨에 유의해야 한다. A/D 변환기(ADC)의 샘플링 주파수(Fs)는 128 MHz이다. 샘플링 레이트 감소 계수들은: R1=2, R2=4 및 R3=2이다.
종결 논의(CLOSING REMARKS)
이상의 도면들 및 그 설명은 본 발명을 한정하는 것이 아니라 예시하는 것이다. 첨부된 청구항들의 범위에 속하는 다양한 대안들이 존재한다는 것이 명백할 것이다. 이에 대해, 다음 종결 논의들이 이루어진다기능 또는 기능성 소자들을 다양한 유닛들로 물리적으로 확장시키는 다수의 방법들이 존재한다. 이에 대해, 도면들은 매우 개략적이며, 각각 본 발명의 하나의 가능한 실시예만을 나타낸다. 예컨대, 도 5를 참조하면, 샘플링 레이트 감소기들(SRD1, SRD2 및 SRD3) 중 임의의 것이 그 앞의 디지털 필터와 합체될 수도 있다. 많은 경우들에서, 이러한 합체가 유리할 것이다. 그것은 해당 디지털 필터의 적어도 일부가 상대적으로 낮은 주파수에서 동작하는 것을 허용한다. 이것은 저전력 소비에 기여한다. 다른 예에서, 역시 도 5를 참조하면, 디지털 필터들(DF2 및 DF3)이 하나의 필터를 형성하도록 합체될 수 있다. 또한, 디지털 필터들(DF4-DF10)의 어셈블리는 벡터 기본 대역 신호(Svbb)에 포함될 수 있는 임의의 내용을 적절히 처리하기 위한 다양한 주파수 응답들을 제공할 수 있는 단일 조절 가능 필터로 대체될 수 있다.
또한, 디양한 기능들 또는 기능성 소자들이 개별적으로 또는 결합되어 적절하게 프로그램된 컴퓨터에 의해 구현될 수 있다는 것에 유의해야 한다. 예컨대, 도 5를 참조하면, 필터 장치(FIL)는 신호 처리기의 형태로 구현될 수 있다. 신호 처리기는 또한, 사운드 처리기(SPRC), 비디오 처리기(VPRC) 및/또는 심벌 처리기(XPRC)와 같은 다른 기능성 소자들을 포함할 수 있다.
원리적으로, 임의 형태의 튜너가 사용될 수 있다. 예컨대, 도 5를 참조하면, 튜너(TUN)는 예컨대 상업적으로 사용할 수 있는 필립스 TV 튜너 UV916H와 같은 단일 TV 튜너일 수 있다. 이것은 또한, 각각이 서로 다른 전송 표준들 또는 전송 표준들의 그룹들을 위해 설계된 다양한 TV 튜너들의 병렬 장치일 수도 있다.
원리적으로, 서로 다른 전송 표준들에 연관된 다양한 주파수 응답들을 제공하기 위해 임의 형태의 필터 장치가 사용될 수 있다. 도 5에서, 필터 장치(FIL)는 디지털 필터들(DF2-DF10)을 사용하여 구현되었지만, 다른 형태들의 필터들도 배제되지 않는다. 예컨대, 도 5의 수신기는 아날로그-디지털 변환기를 샘플 및 홀드 회로로 대체함으로써 변형될 수 있다. 그 경우, 스위치된 캐패시터 필터들이 디지털 필터들 대신 필터 장치(FIL)에 사용될 수 있다. 대안적으로, 중간 주파수 신호가 디지털화되지 않으면, 관련 표준에 따라 아날로그 필터들이 필터링을 위해 사용될 수 있다. 도 5를 참조하면, 동기식 복조기(SDEM) 뒤의 임의의 디지털 필터들(DF4-DF10)이 동기식 복조기(SDEM) 앞의 디지털 필터로 대체될 수도 있다는 것에 유의해야 한다. 모든 디지털 필터들(DF4-DF10)이 이런 식으로 대체되면, 필터 장치(FIL)는 동기식 복조기를 포함하지 않을 것이다.
원리적으로, 임의 형태의 조절 가능 주파수 변환기가 사용될 수 있다. 도 5에서, 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는 디지털 회로이지만, 아날로그 구현들도 배제되지 않는다. 예컨대, 도 5의 수신기는, 조절 가능 주파수 변환기의 앞이 아니라 그 뒤에서 아날로그-디지털 변환이 수행되는 식으로 변형될 수도 있다. 또한, 도 5의 수신기를 참조하면, 벡터 믹싱 신호를 발생시키는 사인 및 코사인 표들을 포함하는 판독 전용 메모리들과 관련하여 디지털 증배기 회로들을 사용함으로써 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)를 구현하는 것이 가능하다. 그러나, 도 5와 관련하여 전술된 코딕 처리기에 기초한 구현은 일반적으로 하드웨어 효율과 비용 효율이 더 높다.
괄호들 사이의 임의의 참조 부호들은 관련된 청구범위를 한정하는 것으로 해석되어서는 안될 것이다.

삭제

Claims

수신기에 있어서,

수신 신호(Srf)를 중간 주파수 신호(Sif)로 변환하기 위한 튜너(TUN); 및

상기 중간 주파수 신호(Sif)를 필터 장치(FIL)를 위한 입력 신호(Sin)로 변환하는 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)를 포함하고,

상기 필터 장치(FIL)는 서로 다른 전송 표준들과 연관된 다양한 주파수 응답들(Hfil1,Hfil2)을 제공할 수 있으며, 상기 필터 장치(FIL)에 의해 제공되는 상기 주파수 응답들(Hfil1,Hfil2)은 제로(0) 주파수를 포함하는 통과대역들(PB1,PB2)을 갖는 것을 특징으로 하는, 수신기.
삭제
제 1항에 있어서, 상기 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는, 실질적으로 제로 주파수 주변에 집중되는 주파수 스펙트럼을 갖는 상기 입력 신호(Sin)를 얻기 위해 믹싱 주파수(mixing frequency)를 갖는 것을 특징으로 하는, 수신기.
제 3항에 있어서,

상기 수신 신호(Srf)는 TV 대역의 채널이고,

상기 튜너(TUN)는 38.90MHz, 36.15MHz, 45.75MHz, 43.75MHz, 58.75MHz, 56.50MHz 주파수들 중 하나 상의 주 반송파(main carrier)를 상기 중간 주파수 신호(Sif)에 제공할 수 있고,

상기 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는 대응하는 믹싱 주파수들(B/G, I 전송 표준에 대해 35.65MHz, 또는 K 전송 표준에 대해 34.75MHz, 36.15MHz, 42.50MHz, 43.75MHz, 55.50MHz, 56.50MHz) 각각을 제공할 수 있는, 수신기.
제 1항, 제 3항, 또는 제 4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 입력 신호(Sin)에 포함된 주 반송파를 제로 주파수로 시프트(shift)하기 위한 동기식 복조기(synchronous demodulator: SDEM)를 더 포함하는, 수신기.
제 1항에 있어서, 상기 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는, 단일의 믹싱 주파수(S)를 갖는 벡터 신호와 상기 중간 주파수 신호(Sif)를 효과적으로 곱하기 위한 벡터 믹서(VMX)를 포함하고, 상기 곱의 결과는 상기 필터 장치(FIL)를 위한 상기 입력 신호(Sin)를 구성하는 것을 특징으로 하는, 수신기.
제 4항에 있어서, 상기 수신기는 상기 입력 신호(Sin)를 시간-불연속적인(time-discrete) 형태로 상기 벡터 믹서(VMX)에 인가하기 위한 샘플링 회로(S&H)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 수신기.
제 1항에 있어서, 상기 필터 장치(FIL) 및 상기 조절 가능 주파수 변환기(AFRC)는 집적된 수신기 회로(IRC)에 집적되는, 수신기.