KR100513413B1

KR100513413B1 - 수평동기복원방법및장치,저장매체,및디스플레이장치

Info

Publication number: KR100513413B1
Application number: KR1019980700886A
Authority: KR
Inventors: 존 코르네일스 콘라두스 아드리아누스 마리아 반
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 1996-06-06
Filing date: 1997-05-27
Publication date: 2006-02-28
Anticipated expiration: 2017-05-27
Also published as: US5953071A; DE69712291T2; CN1179514C; CN1198287A; KR19990036218A; EP0842583A1; DE69712291D1; JPH11510988A; EP0842583B1; MY132377A; WO1997047134A1

Abstract

본 발명은 PLL을 이용하여 TV로부터 수평 동기를 복원하기 위한 방법, 장치 및 저장 매체에 관한 것이다. 미리 결정된 정도의 동기가 지속되는 기간의 수가 카운팅되며 그 카운팅 결과에 의해 상기 기간의 수가 증가하면 PLL의 대역폭을 감소시킨다.

Description

수평 동기 복원 방법 및 장치, 저장 매체, 및 디스플레이 장치

본 발명은 위상 고정 루프에 의해서 수신된 신호로부터 수평 동기를 복원하기 위한 방법 및 장치에 관한 것으로서, 반복 발진 신호를 생성하는 단계, 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들과 상기 발진 신호를 위상 비교하는 단계, 상기 위상 비교의 결과를 저역 필터링하는(low-pass filtering) 단계 및 발진 신호와 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간의 위상 에러를 감소시키도록 발진 신호의 생성을 제어하기 위해 상기 필터링된 위상 비교의 결과를 이용하는 단계를 포함하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

필립스 반도체부에서 발행한 명칭이 "Die Horizontal-Vertikal Kombination TDA 2579" 인 공보 "Valvo Technische Information, 841221"에서는 종래 기술의 수평 동기화 복원 방법을 기술하고 있다. 위상 고정 루프의 목적은 발진 출력 신호를 동기화하는 것으로서, 이는 예컨대 수신된 TV 신호의 동기 펄스들로, 화상 디스플레이의 스캐닝을 제어하는데 사용될 수 있다. 그러나, 이러한 신호는 종종 낮은 S/N비, 에코들, 감소된 동기 펄스 진폭, 공통 채널 간섭 등으로 인해서 심하게 왜곡된다. 이러한 위상 비교 단계에서, 수신된 TV 신호의 동기 펄스들의 위상 각은 발진 신호의 위상과 비교된다. 위상 비교 단계에서는 위상 차와 비례하는 신호를 생성한다. 일반적으로, 이러한 신호는, 발진 신호의 생성을 제어하기 위해서 사용되는 정상 상태(DC) 성분과, 원치 않은 왜곡들에 의해 생성되며 저역 필터링에 의해 가능한 한 억압되어야 하는 변동(fluctuating)(AC) 성분으로 구성된다.

왜곡들을 억압하는 처리에서, 특히 저역 필터의 대역폭에 의해 결정되는 위상 고정 루프의 대역폭은 매우 중요하다. 이러한 대역폭이 작으면 작을수록, 왜곡들은 더 잘 억압되며, 발생된 발진 신호가 더욱 안정되게 된다. 그러나, 대역폭이 작으면 작을수록, 위상 고정 루프가 고정된 상태(locked state)가 되기가 더욱 어렵게 된다. 고정된 상태는 "캐칭(catching)" 상태보다 앞서게 되며, 그 캐칭 상태는 발진 신호의 위상 및/또는 주파수가 입력 신호의 그것들로부터 크게 떨어져 위상 고정 루프가 고정되는 것이 불가능한 상태이다. 캐칭 상태 동안, 입력 신호의 동기 펄스들은 통상 발진 신호를 직접 동기화하도록 배치되며, 물론 이 발진 신호는 입력 신호의 왜곡들에 의해 그리고 측정의 부정확성에 의해 야기된 모든 변동들을 갖는다. 직접 동기화하는 한가지 방법은 입력 신호 또는 적어도 입력 신호의 동기 펄스들을 발진기에 직접 인가하는 것이며, 이에 의해서 위상 검출기 및 루프 필터를 우회하게 된다(bypass). 예컨대 미국 특허 제 3,846,584호에 공지된 다른 방법은 루프 필터를 스위칭 오프시키는 것이며, 그래서 그 대역폭은 매우 크며, 입력 신호의 동기 펄스들은 필터링되지 않은 발진기에 도달하게 된다. 입력 동기 펄스들 및 발진기 신호가 충분히 일치할 때 위상 고정 루프는 "고정된" 동작으로 스위칭된다.

TV 신호들의 수평 동기화를 위한 실질적인 위상 고정 루프들은 예컨대 200Hz와 같이 수백 Hz의 루프 필터 대역폭을 갖는다. 이것은 한편으로는 고정된 모드(locked mode)에서 발진기의 상당히 안정된 동작과 다른 한편으로는 캐칭 상태로부터 고정된 상태(locked state)로의 상당히 용이하고 빠른 변화(transition)간의 절충이다. 대역폭이 매우 작으면, 발진기 신호의 주파수 및 위상이 인입 동기 펄스들의 주파수 및 위상에 매우 근접할 때만 고정된 상태로 들어갈 수 있다. 이것은 캐칭 상태에서 달성되기가 매우 어렵다.

도 1은 본 발명의 소프트웨어 구현이 사용될 수 있는 장치를 포함하는 디스플레이 장치의 일부를 도시한 도면.

도 2는 본 발명이 구현되는 프로그램의 기능도.

도 3a 및 도 3b는 도 2를 설명하기 위한 신호 파형도.

도 4는 1cll-카운터로부터 루프 필터 대역폭의 의존도를 도시하는 그래프.

본 발명의 목적은 안정되며 실질적으로 왜곡이 없는 고정된 동작뿐만 아니라 용이하고 빠른 캐치를 얻는 것이다. 이러한 목적을 위해서, 본 발명에 따른 방법은 상기 발진 신호와 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간에 미리 결정된 정도의 동기가 지속되는 기간들의 수를 카운트하는 단계와, 상기 카운트 결과에 응답하여 상기 기간들의 수가 증가하면 상기 대역폭을 점진적으로 감소시키도록 상기 위상 고정 루프의 대역폭들을 제어하는 단계를 특징으로 한다. 그러므로, 캐칭 상태를 떠나 고정된 상태로 들어갈 때, 위상 고정 루프의 대역폭은 캐칭 상태로부터 고정된 상태로의 변화가 용이하고 빠르도록 하기 위해 다소 넓어진다(예를 들면, 170Hz). 이 변화 후, 발진기 신호 및 입력 신호간의 주파수 및/또는 위상에 다소 큰 편차들이 여전히 존재할 수 있다. 고정된 상태가 계속될 때 위상 고정 루프의 대역폭은 종래 기술의 위상 고정 루프들의 일반적인 대역폭보다 훨씬 작은 최종 값(예를 들면 4Hz)까지 깔때기(funnel)의 폭처럼, 점진적으로 작아진다.

전형적인 위상 고정 루프는 국부 발진기(local oscillator) 출력에서 주파수를 조절하기 위해서 루프 필터 출력에서 평균 위상 차를 이용한다. 이것은 평균 위상 차가 실질적으로 제로로 수렴하고 라인 주파수가 실질적으로 정확한 값으로 수렴하도록 특정 치수로 만들어질 수 있는 시스템이 된다. 아날로그 하드웨어에서 최상의 해결책인 이러한 시스템은 위상 및 라인 길이 둘 다를 복원하는 단일 처리가 있지만 라인 길이는 사실상 위상과 무관하다는 사실로 인해 근본적인 성능 제한을 포함하고 있다. 이를테면 라인 길이가 정확하지만, 위상이 그렇지 않다고 가정하자. 위상을 조절하기 위해서, 전형적인 위상 고정 루프는 라인 길이를 변화시키고, 따라서 라인 길이는 더 이상 정확하지 않게 될 것이다. 1995년 12월 14-15일, 독일, 에센(Essen), 살바우(Saalbau), "Proceedings 1995, International Symposium on Synchronization"의 간행물 165-170 페이지의 "Synchronization Issues for Consumer TV"에 이미 제안된 바와 같이, 이 단점은 이중-루프 PLL을 적용함으로써 회피될 수 있다. 본 발명의 이로운 실시예에 따라서, 이 방법은 상기 발진기 신호의 기간의 길이를 표시하는 신호를 생성하기 위해서 위상 비교의 결과를 이용하는 단계와, 그렇게 획득된 길이 표시 신호를 저역 필터링하는 단계와, 상기 발진 신호의 생성을 제어하기 위해 필터링된 길이 표시 신호를 이용하는 단계를 특징으로 하며, 이에 의해 저역 필터링의 대역폭은 상기 카운팅의 결과에 의해 제어된다.

저역 필터링을 지정하는데 있어서, 저역 필터링을 통해 전달된 신호의 DC 성분이 발진 신호의 기간(= 주파수)의 길이를 결정하도록 실현되어야 한다. 그러므로, 본 발명에 따른 방법은 길이 표시 신호의 저역 필터링의 제로 주파수 전달이 대역폭의 제어에 영향을 받지 않고 유지되는 것을 특징으로 한다. 특히, 본 발명에 따른 방법은 길이 표시 신호의 저역 필터링이 z-변환 함수

C^*(1-α)ⁿ/(1-α/z)ⁿ

를 갖는 디지털 필터링이며, 여기서 C는 상수이며, n은 양의 정수이며, α 는 카운팅의 결과에 의해 제어된다.

본 발명의 실시예에 따른 방법에서, 상술된 바와 같이, 필터링된 라인 길이 표시 신호가 생성되어 발진 신호의 기간들의 길이를 결정하는데 사용되며, 게다가 위상 비교 결과는 발진 신호의 위상을 제어한다. 잡음의 영향을 감소시키고 발진 신호의 생성에 따라 다른 왜곡들을 감소시키기 위해서, 본 발명에 따른 방법은 또한 카운팅의 결과가 이러한 위상 제어를 제어하는 것을 특징으로 한다. 도 2와 관련하여 설명된 바와 같이, 위상 제어를 제어하는 간단한 방법은 상기 기간들의 수가 증가하면 카운팅의 결과가 발진 신호의 위상 제어를 점진적으로 감소시키는 것으로 되어있다.

바람직하게 본 발명에 따른 방법은 또한 상기 위상 고정 루프의 대역폭이 상기 기간들의 제 1 수 동안에 임의의 레벨로 일정하게 유지되며, 기간들의 제 2 수 동안 더 낮은 레벨로 점진적으로 감소되며, 기간들의 수가 상기 제 2 수를 초과할 때 더 레벨로 다시 일정하게 유지되는 것을 특징으로 한다. 이것은 필터링 처리를 특정 치수로 만드는 것을 용이하게 하며, 여기서 상기 기간들의 제 1 수 동안 대역폭은 동기화 처리의 초기 수렴 속도를 결정하며, 상기 기간들의 제 2 수 후 대역폭은 그 최종 정밀도를 결정한다.

여기서, 본 발명에 따라서, 위상 고정 루프의 대역폭은 카운팅의 결과에 응답하여 미리 결정된 정도의 동기화가 존재하는 기간들의 수가 증가하면 감소되고, 또한 위상 고정 루프의 대역폭들은 상기 미리 결정된 정도의 동기화가 더 이상 존재하지 않을 때 바람직하게 증가될 수 있다. 대역폭에 있어서 이러한 증가는 예를 들어, 카운팅의 결과를 제로로 재설정함으로써, 또는 카운팅의 결과를 예를 들어 1씩 감소시킴으로써 또는 상기 미리 결정된 정도의 동기화가 존재하지 않을 때마다 카운팅의 결과를 미리 결정된 인수(factor)로 분할함으로써 최대로 될 수 있다.

위상 비교 단계는 수신된 TV 신호의 동기 펄스들의 위치를 결정하는데 필요한 것을 포함한다. 이것은 바람직하게 수신된 신호의 레벨을 슬라이스 레벨과 비교함으로써 그리고 슬라이스 레벨과 동기 펄스의 에지의 교점들을 결정함으로써 행해질 수 있다. 슬라이스 레벨 자체는 수신된 신호의 블랙 레벨과 상부 동기 레벨을 측정함으로써 그리고 예를 들어 그들 사이의 중간인 슬라이스 레벨을 계산함으로써 결정될 수 있다. 이상적으로는 슬라이스 레벨은 일정한 값이지만 이것은 수신된 신호의 잡음 등에 의해서 교란될 수 있다. 슬라이스 레벨로부터의 잡음과 다른 교란들을 가능한 한 많이 제거하기 위해서, 본 발명은 수신된 TV 신호로부터 슬라이스 레벨을 검출하고, 슬라이스 레벨을 저역 필터링하며, 상기 발진 신호와 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간의 위상 비교에 필터링된 슬라이스 레벨을 이용하고, 카운팅의 결과는 부가적으로 상기 기간들의 수가 증가하면 이러한 대역폭을 점진적으로 감소시키기 위해서 필터링된 슬라이스 레벨의 대역폭을 제어하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 수신된 TV 신호로부터 수평 동기를 복원하기 위한 장치에 관한 것이다. 상기 미리 결정된 정도의 동기가 존재하는 기간들의 수를 카운팅하는 단계와, 상기 카운팅의 결과에 응답하여 위상 고정 루프의 대역폭을 제어하는 단계는 하드웨어에서 보다 소프트웨어에서 더 쉽게 구현될 수 있음을 유념할 수 있다. 그러므로 수신된 TV 신호로부터 수평 동기를 복원하기 위한 장치는 디지털 신호 처리기와, 이 장치의 동작을 제어하기 위한 저장된 프로그램을 포함하는 메모리를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 수신된 TV 신호로부터 수평 동기화를 복원하기 위한 디바이스를 포함하는 디스플레이 장치에 관한 것이다.

이를테면 프로그램을 교환하여 이러한 디바이스의 메모리에 로드됨으로써, 본 발명의 하나 이상의 양태를 이용하는 업그레이드 버전에 의해서, 이미 시장에 출하된 디바이스들을 업그레이드하는 것이 가능하다. 그러한 업그레이드 버전은 디스켓, CDROM, 스마트 카드, 또는 다른 적당한 저장 매체의 형태로 이용 가능할 수 있다. 그러므로 본 발명은 또한 수신된 TV 신호로부터 수평 동기를 복원하기 위해서 신호 처리기의 동작을 제어하기 위한 저장된 프로그램을 포함하는 저장 매체에 관한 것이다.

본 발명은 수신된 TV 신호로부터 수평 동기화를 복원하기 위해서 신호 처리기의 동작을 제어하기 위한 프로그램을 포함하는 신호에 관한 것이다.

표 1 및 표 2는 도면들의 설명의 끝에서 볼 수 있다. 표 1은 도 2의 기능도에 사용된 C-코드 프로그램 함수를 리스트한 것이며 표 2는 도 2의 기능도에 사용된 제 2 C-코드 프로그램 함수를 리스트한 것이다.

도 1은 안테나와 접속하기 위한 입력 단자(2)와 TV 프런트 엔드(1)를 도시한다. 그 프런트 엔드는 통상 CVBS(Composite Video Blanking Sync)-신호를 선택, 증폭, 및 검출하기 위한 RF 및 IF 단들을 포함한다. 이 신호는 ADC-변환기(3)에 인가되는데, 여기서 그 신호는 클럭 발생기(4)의 제어 하에서 샘플링되고 디지털화된다. 15625Hz의 라인 주파수 및 50Hz의 래스터 주파수를 갖는 표준 인터레이스된 PAL-B 신호에 대해서, 샘플 레이트는 예를 들면 13.5MHz일 수 있는데, 이는 표준 TV 라인이 864 샘플들을 포함함을 의미한다.

도 1의 장치는 디지털 CVBS 신호를 처리하기 위한 중앙 처리 장치(CPU; Central Processing Unit)(6)를 갖는 디지털 신호 처리기(DSP; Digital Signal Processor)(5)와, 예를 들어 Y, U, V 비디오 신호들과 같은 처리 신호의 성분과 수평 및 수직 스캐닝 정보를 변환하고 출력하기 위한 하나 이상의 DAC-변환기들(7)을 더 포함한다. Y, U, V 비디오 신호들은 비디오 처리 유닛(17)에서 처리되어 비디오 구동 신호들을 디스플레이 장치(16)에 공급한다. 수평 및 수직 스캐닝 정보는 디스플레이 장치(16)의 스크린상의 비디오 신호들의 위치를 결정하기 위해 어드레싱 유닛(15)에서 처리된다. 디스플레이 장치(16)는 예를 들어, 음극선관, 액정 디스플레이, 또는 플라즈마 디스플레이일 수 있다. DSP(5)는 통신 버스(8)를 통해 ROM-타입의 프로그램 메모리(9) 및 RAM-타입의 데이터 메모리(10)에 접속된다. RAM-메모리(10)는 특히 입력 신호들의 샘플들 및 출력 신호들의 샘플들을 저장하는 역할을 한다. ADC(3)로부터 RAM(10)으로의 입력 신호들의 저장과, RAM(10)으로부터 DAC(7)로의 출력 신호들의 판독은 직접 메모리 액세스(DMA; Direct Memory Access) 유닛들(11, 12)을 통해 각각 일어나며, 이는 DSP(5)의 일부이다. DMA 유닛들(11, 12)의 동작은 CPU(6)의 동작과 독립적일 수 있으므로, CPU는 그 처리 작업들에 대해 자유롭다. ADC(3), DAC(7) 및 DMA 유닛들(11, 12)은 모두 클럭 발생기(4)에 의해 제어된다. 이와 대조적으로 CPU(5)는 수정(crystal)(13)에 의해 결정되는 클럭에 의해 제어되며 그 주파수는 클럭 발생기(4)의 주파수보다 실질적으로 크다(예를 들면 100MHz 이상).

도 1의 디바이스의 동작이 다음과 같이 보다 상세히 설명된다. CVBS 입력 샘플들은 DMA 유닛(11)을 통해 순환 "입력 버퍼"로서 역할을 하는 RAM(10)의 일부에 저장된다. 입력 버퍼의 크기는 상당히 임의적이지만 적어도 몇 개의 TV-라인들을 저장하는데는 충분하도록 커야한다. 기록 포인터는 기록 처리의 추이(progress)를 유지한다. 입력 버퍼가 풀(full)일 때 입력 샘플들의 기록은 입력 버퍼의 시작으로 리턴될 것이다.

한편 CPU는 단일 TV 라인의 크기를 각각 가지는 연속적인 부분들을 입력 버퍼로부터 판독하고, 하기에 "CVBS[]-어레이"로 불리는 이러한 부분을 RAM(10)의 일부에 저장한다. 도 2 및 첨부된 설명을 참조하라. CPU는 ROM(9)에 저장된 프로그램 명령들의 제어 하에서 그러한 단일 TV-라인부를 처리한다. 이 프로그램 명령들은 사운드 IF 복조, 동기 복원, 서브캐리어 재생, 칼라 디코딩, 텔레텍스트 디코딩 등을 위한 프로그램들을 포함할 수 있다. 더 상세한 것은 여기에 참조로 포함된 출원인의 종래 특허 출원 PHN 14905호에서 찾을 수 있다. 도 2를 참조하여 볼 수 있듯이, 동기 복원 프로그램은 특히 가변 "Nsync"를 발생시키며, 이것은 CPU가 입력버퍼로부터 CVBS[]-어레이로 복사해야 하는 샘플들의 수를 포함한다. 판독 포인터는 판독 처리의 추이를 유지한다. 입력 버퍼로의 기록 처리가 계속되며 중지될 수 없으므로, 연속적인 단일 TV-라인 부분들의 판독 및 처리는 기록 처리보다 더 빨라야 하며, 판독 포인터를 기록 포인터와 비교함으로써, 프로그램은 충분히 새로운 샘플들이 입력 버퍼에 기록될 때까지 기록 처리가 중지되어야 할 때를 결정한다. 이러한 방식으로 클럭 발생기(4)의 동작과 CPU의 동작간의 동기가 얻어진다.

CPU에 의해 발생된 출력 샘플들은 "출력 버퍼"라고 불리는 RAM(10)의 다른 부분에 저장되며, 출력 버퍼내에 이와 같이 수집된 샘플들은 판독되어 입력 버퍼에 대해 상술된 방법과 유사한 방법으로 DMA(12)에 의해서 DAC(7)로 전송된다. 통신 버스(8)가 2개의 DMA 유닛 및 CPU에 의해서 사용되면, 이 통신 버스는 용이하게 오버로드(overload)될 수 있다. 통신 버스의 사용을 최소화하며 CPU 고속 메모리 액세스를 제공하기 위해서, 캐쉬 메모리(14)에는 CPU로 그리고 CPU로부터의 명령 및 데이터 통신이 제공된다.

도 2의 기능도는 판독 전용 메모리(9)에 포함된 프로그램의 일부, 이른바 고정된 상태에서 수평 동기 복원을 다루는 프로그램의 일부를 도시한다. 캐칭 상태는 수평 동기 펄스와 예상된 라인 길이의 위치의 제 1 추정을 제공하는 프로그램의 다른 부분(도시되지 않음)에서 처리된다. 이것은 예를 들면, 최소 세그먼트 합 방법을 적용시킴으로써 행해질 수 있다. 이 방법은 예를 들어 60 샘플들의 세그먼트내의 샘플들의 합이 계산됨을 의미한다. 다음으로 세그먼트는 한 샘플만큼 시프트되며 그 합이 다시 계산된다. 합이 최소가 될 때 동기 펄스가 가정된다.

도 2의 기능도를 더 잘 이해하기 위해서, 표준 인터레이스된 50Hz, 625 라인 PAL-TV 신호를 처리하기 위해 미리 결정된 바람직한 값들이 제공된다. 그러나, 이 값들은 단지 예로서만 고려되어야 한다. 출원인에 의해서 사용된 실제 소스 코드에서, 이 값들은 이른바 정수 또는 변수들로서 표시되며 따라서 그것들은 예를 들어 다른 TV-표준이 처리되어야 하는 경우에, 용이하게 변경될 수 있다.

제 1 프로그램-모듈 M1, 이른바 "LPF"는 선형 어레이 CVBS[]에 포함된 신호 샘플들을 수신한다. 이 어레이는 수신된 CVBS-신호의 일부를 저장하기 위해 예를 들어 2500 어레이-소자들을 포함할 수 있다. 13.5 Mc/s의 샘플 주파수에서 표준 PAL-TV 신호의 한 TV 라인은 864 샘플들을 포함하지만, 바람직하게 어레이 CVBS[]는 예를 들어 이와 같이 하나 이상의 라인을 저장하거나 및/또는 HDTV와 같은 다른 TV-표준들을 처리할 수 있도록 더 많은 공간을 포함한다.

프로그램 모듈 M1은 다음의 기능들을 수행한다, 즉,

- 우선 모듈이 수신된 샘플들을 저역 필터링한다. 처리될 동기-신호들은 비디오와 비교되는 저주파 신호들이다. 고주파 신호 성분들 및 동기 복원에 따른 왜곡(예를 들면 크로마(chroma) 및 잡음 각각)의 영향을 감소시키기 위해서, CVBS-신호의 대역폭은 1MHz보다 작게 감소된다. 저역 필터링된 출력 샘플들은 출력 어레이 y[]에 저장된다. 이러한 각 출력-샘플은 특정 CVBS-(중앙)-샘플에 부가함으로써 얻어지는데, 예를 들어 이러한 샘플보다 더 작은 가중 인수를 각각 갖는 다섯 개의 나란히 놓인 좌측 샘플들과 다섯 개의 나란히 놓인 우측 샘플들은 중앙-샘플로부터 멀리 떨어지게 된다. 이렇게 얻어진 필터는 디지털 소프트웨어로 구현된 횡 저역 필터(transversal low-pass filter)이다.

- 프로그램-모듈 M1에서 신호는 동시에 서브샘플링된다. y[] 어레이의 출력 신호가 CVBS[] 어레이의 입력 신호와 비해 대역폭을 감소시키므로 서브샘플링함으로써 출력 샘플들의 수를 감소시키는 것이 가능하다. 테스트된 프로그램에서 서브샘플링은 더 큰 인수가 가능하더라도 인수 2에 의해 행해진다. (11개의) 나란한 CVBS-샘플들의 세트로부터 y-샘플의 생성 후에, 다음 y-샘플은 제 1 세트에 대해서 1만큼이 아니라 2개의 CVBS-샘플만큼 시프트되는 (11개) 나란한 CVBS-샘플의 새로운 세트로부터 계산된다. 다시 말해서, 단지 각각의 짝수(또는 각각의 홀수) CVBS-샘플이 출력 샘플들을 생성하기 위해서 중앙-샘플로서 사용된다.

- 도 2에 도시된 바와 같이, 프로그램-모듈 M1은 변수 "hs_exp"를 수신한다. 이것은 수평 동기-펄스의 중심을 구하기 위해서 프로그램이 예상하는 CVBS[]-어레이의 위치를 가리키는 부동점 변수이다. "hs_exp"의 값은 기술될 프로그램 모듈 M10의 이전 실행 동안(또는 캐칭-모드를 다루는 프로그램의 일부에 의해서) 계산되었다. 프로그램 모듈 M1은 동기-펄스의 중심을 y[] 어레이의 고정된 위치에, 예를 들면 위치 24에 배치시키기 위해서 변수 "hs_exp"의 정수부를 이용하며 따라서 어레이-요소 y[24]는 (대략) 출력 신호의 중간-동기-샘플을 포함한다.

- CVBS[]-어레이의 한 PAL TV-라인은 (공칭) 864 샘플들을 포함하며, 이를 인수 2로 서브샘플링하면, 출력 어레이 y[]는 완전한 출력-라인을 저장하기 위해서 적어도 432 요소들을 필요로 할 것이다. 그러나 다른 동기-복원 계산들에 대해 수평 동기-펄스 근방의 샘플들만이 관심의 대상이 되며 출력 어레이의 수평 동기-펄스의 위치가 이미 대략 공지되어 있으므로(요소 24 근방), 출력 어레이의 길이는 한 TV-라인보다 상당히 작게 감소될 수 있어 이에 상응하여 메모리 및 처리 시간이 절약되게 된다. 테스트된 프로그램에서, y[]-어레이는 위치들 12-36에서 대략적으로 예상된 수평 동기-펄스를 갖는 요소들 0-75만을 포함한다.

소위 "coincidence(일치)"라고 하는 제 2 프로그램-모듈 M2는 모듈 M1내에서 유도된 y-샘플들과 추정된 슬라이스 레벨을 표시하는 변수 "slice_est"를 수신한다. 이러한 슬라이스 레벨은 블랙 레벨과 상부-동기 레벨 사이에 (바람직하게 중간에) 놓이며, 프로그램 모듈들 M4 및 M5와 관련하여 후술된 방식으로 프로그램의 이전 실행 사이클 동안에 계산된다. 일치 모듈의 목적은 실제로 수평 동기-펄스가 y[] 어레이의 예상된 위치(샘플 12와 36 사이에)에 존재하는지 여부를 확인하는 것이다. 상기 모듈은 y-샘플들 0-5, 19-30 및 43-48의 값을 변수 "slice_est"에 의해 제공된 추정된 슬라이스 레벨과 비교한다. 이것은 도 3a에 도시된다. 일치 모듈 M2에서, 이전에 제로로 초기화된 카운터 "coincidence"는 12개의 샘플들 0-5 및 43-48 중 하나가 슬라이스 레벨을 초과할 때마다, 그리고 샘플 19-30 중 하나가 슬라이스 레벨 아래일 때마다 1씩 증가된다. 결국 카운터가 얻을 수 있는 최대 값은 24이며 이것은 완전한 동기-펄스가 정확한 위치에 배치되는 것을 의미한다. 결정 모듈 M3에서 카운터 "일치(coincidence)"는 미리 결정된 상수 값 19와 비교되며 카운터가 이 값을 초과할 때, 즉, 일치가 19 이상일 때 기술된 프로그램을 계속하도록 결정한다.

결정 모듈 M3은 동시에 프로그램의 초기 실행 중에 계산된 그리고 2개의 연속되는 수평 동기-펄스들 사이의 추정된 라인 길이(CABS-샘플들에서)를 표시하는 변수 "ll_est"가 최대 허용 가능한 라인 길이 값 940 아래인지를 체크한다. 일치 상태 또는 라인-길이 상태가 충족되지 않으면, 프로그램은 수직 동기 펄스가 존재하는지를 체크하여 수직 동기 복원을 처리하는 프로그램의 일부로 들어가거나 그렇지 않으면 캐칭 모드로 리턴될 것이다.

양쪽의 조건들이 충족되면, 프로그램은 프로그램 모듈 M4 "slice_black_level_detect"로 들어간다. 이 모듈은 (동기-펄스 내에 모두 놓인) y-샘플들 16-31의 평균값인 상부-동기 레벨과, (동기-펄스의 백 포치(back porch) 상에 모두 놓인) y-샘플들 59-75의 평균값인 블랙 레벨을 계산한다. 블랙 레벨은 변수 "black_calc"내에 저장된다. 블랙 레벨과 상부-동기 레벨 사이의 중간 값이 계산되어 "slice_calc"라고 불리는 변수에 슬라이스 레벨로서 저장된다. 그와 같이 얻어진 슬라이스 레벨 및 블랙 레벨이 잡음 또는 다른 교란으로 인해서 요동할 수 있기 때문에, 두개의 값들은 프로그램 모듈 M5 "slice_black_filter"에서 저역 필터링되며 필터링된 값들은 변수들 "slice_est" 및 "black_est"에 각각 저장된다. 프로그램 모듈 M5에 관한 다른 상세가 나중에 제공될 것이다.

이 시점에서 프로그램은 위상 검출기 모듈 M6, 루프 필터 모듈 M9 및 발진기 모듈 M10을 포함하는 위상 고정 루프의 소프트웨어 구현으로 들어간다.

위상 검출기 모듈 M6은 도 3b의 도움으로 설명되는 다음 동작들을 수행한다.

- 모듈은 변수 "slice_est"에 의해서 제공된 슬라이스 레벨과 y-샘플들에 의해서 표시된 동기 펄스의 리딩 에지(leading edge)의 교차 P1의 위치를 결정한다. 이 위치는 부동 소수점 정밀도로 교차 직전의 샘플 값과 교차 직후의 샘플 값을 보간함으로써 결정된다.

- 모듈은 동기-펄스의 트레일링 에지(trailing edge)와 슬라이스 레벨의 교차 P2의 위치를 동일한 방식으로 결정한다.

- 모듈은 부동 소수점 정밀도로 부동 소수점 변수 "hs_exp"로 표시된 CVBS-위치를 대응하는 y[]-어레이 위치로 변환시킨다.

- 마지막으로 모듈은 리딩 에지 교차점 P1과 "hs_exp"로 표시된 위치 사이의 거리를 계산하고, 이 거리를 부동 소수점 변수 "phi_0"로 저장하며, 유사하게 이는 "hs_est"로 표시된 위치와 트레일링 에지 교차점 P2 사이의 거리를 계산하며, 이 거리를 부동 소수점 변수 "phi_1"로 저장된다. "phi_0" 및 "phi_1"은 y-샘플들로 표시된다.

이어서 프로그램은 명령문(statement) M7에서 "위상 차" dphi_calc=(phi_0-phi_1)/2를 계산하며, 이는 교차점들 P1 및 P2 간의 중간의 동기

-펄스의 측정된 중간 위치와 변수 "hs_exp"에 의해서 주어진 예상된 위치간의 차이다. 이는 이전의 TV 라인의 처리 동안 발진기 모듈 M10에 의해서 계산된다. 결정 명령문 M8은 이러한 위상 차를 미리 결정된 임계값(예를 들어 5 y-샘플들)과 비교하며 위상 차가 이 임계 아래일 때 프로그램은 루프 필터 모듈 M9로 계속될 것이다.

본 출원의 도입부에서 설명된 바와 같이, 위상 및 라인 길이가 각각 처리되며 개별적으로 필터링될 때 훨씬 더 양호한 성능을 갖는 위상 고정 루프가 얻어진다. 그러므로 프로그램 모듈 M9는 라인 길이를 계산하는 것으로 시작되며 위상 차와 라인 길이를 개별적으로 필터링한다. 현재 라인의 라인 길이는 명령문

ll_calc= ll_est - 2*(dphi_calc-dphi_calc1)

에 의해서 계산된다.

여기서 ll_est는 계산되어 필터링된 이전 라인의 라인 길이를 표시하며, dphi_calc는 예측된 (hs_exp)와 현재 조사하에 측정된 동기 펄스의 중심 사이의 계산된 위상차이며, dphi_calc1은 프로그램의 이전 실행 동안 계산된 위상차이다. 인수 2는 dphi_calc 및 dphi_calc1이 y-샘플들의 수로 표시되며 ll_calc 및 ll_est가 CVBS-샘플들의 수로 표시된다는 사실로부터 유래한다. 상술된 명령문으로부터 현재 라인의 위상 차 및 이전 라인의 위상 차가 모두 제로일 때, 이전에 계산된 라인 길이가 보존된다(ll_calc=ll_est)는 것이 분명하다. 그러나 위상 차가 제로는 아니지만 같을 때, 이전에 구해진 라인 길이는 명확하게 정확하여 변경되지 않으며 위상(즉, "hs_exp"로 표시된 동기 펄스 위치)만이 보정을 필요로 한다.

시스템이 고정되어 있을 때, 위상 및 라인 길이의 변화를 추적해야 한다. 특히, 표준 방송 TV-신호들은 명확한 시간축을 갖지만 매우 낮은 신호/잡음비를 가질 수 있다. 그러므로 실제의 라인 길이는 거의 변화되지 않지만 그럼에도 불구하고 측정된 위상 차 및 라인 길이가 큰 에러들을 포함할 수 있다. 그러므로 이러한 측정된 값들은 필터링되어야 하며 그래서 측정된 위상 및/또는 라인 길이의 변화는 각각의 필터-출력 값들을 매우 작게 변화시킬 것이다. 이러한 목적으로 도 2의 루프 필터 모듈 M9은 계산된 라인 길이 "ll_calc"를 필터링하고 필터링된 라인 길이 "ll_est"를 출력하는 함수 "ll_filter"를 포함한다. 게다가 이는 계산된 위상 차 "dphi_calc"를 필터링하고 필터링된 위상 차 "dphi_est"를 출력하는 함수 "dphi_filter"를 포함한다.

바람직하게 라인 길이 필터 "ll_filter"에 대하여, 다음 z-변환

을 갖는 재귀 디지털 필터의 소프트웨어 버젼이 사용된다. 여기서 C는 상수이며 n은 양의 정수이다. 실제로 간략함과 효율성 사이의 최적의 절충은 z-변환 H(z)

에 주어진 C=1을 갖는 2차 필터(n=2)이다. 이러한 필터의 -3db 대역폭은

이며, 여기서 f_H은 예를 들어 PAL B-표준에서 15625Hz의 라인 주파수이다.

H-동기 복원을 위한 PLL 필터의 -3db 대역폭의 통상적인 값은 약 200Hz이다. 더 큰 대역폭이 사용될 때 저주파 에러들이 필터를 쉽게 통과할 것이며 이에 의해 변동하는 수평 스캔 및 이에 따라 불안한 화상이 생기게 된다. 한편 대역폭이 훨씬 더 작을 때 시스템이 정확한 동기화를 얻는데 훨씬 더 많은 시간이 걸리게 될 것이다. 그러므로 루프 필터 대역폭의 선택은 명백히 절충의 문제이다. 이러한 절충을 회피하기 위해서 라인 길이 필터의 대역폭은 "수렴"-카운터 "lcll"에 의존하게 된다. 이러한 카운터는 미리 결정된 정도의 동기가 존재할 때마다 증가한다. 수렴 카운터를 증가시키면 대역폭은 감소하며, 그래서 동기 복원은 더 강인해지게 되고 잡음 및 다른 왜곡들에 덜 민감하게 되며 동기가 더 오래 정확하면 할수록 동기는 더 신뢰할 수 있게 된다. 이것을 구현하는 용이한 방법은 상술된 식의 파라미터 α를 다음과 같이 수렴 카운터 "lcll"에 따르게 하는 것이다.

lcll ＜ TR0 이면 α = α ₀

이 예에서 α는 상수이며 lcll이 TR0(=25 라인) 아래인 한 α ₀(=0.90)과 같으며, α 는 lcll이 TR0(=25 라인) 내지 TR1(=10000 라인들)로 증가하면 α ₀에서 α ₁으로 서서히 증가하며, α는 lcll ≥ TR1일 때 α ₁으로 유지된다. α ₀이면 상술된 바와 같이 TR0 및 TR1이 선택되고, α ₁의 값은 상수 "CONV"의 선택으로 결정될 수 있다. 실제 실시예에서, 이러한 상수는 0.04로 설정되어 α ₁=0.997555가 되게 된다. α ₀가 초기의 수렴 속도를 결정하며, α ₁이 동기 처리의 최종 정확도를 결정함을 유념하라.

도 4는 f_H = 15,625, α ₀ = 0.90, CONV = 0.04 및 TR0 = 25에 대한 수렴 카운터 "lcll"의 함수로서 ll_filter 대역폭 fc를 도시한다. 이 도면에서 TR1은 lcll < 25 및 lcll > 800에 대해서 수평 부분들을 보다 명확하게 도시하기 위해서 800 라인들로 선택된다. lcll> 800에서, 대역폭 fc는 39.52Hz이다. 실제 실시예에서, 상부 임계 "TR1"은 3.92Hz의 최종 대역폭을 제공하는 10,000만큼 클 수 있다. 이 낮은 대역폭을 이용하면 동기는 매우 강인(robust)하게 된다.

표 1은 C-코드의 프로그램-함수 "ll_filter"를 도시한다. C-코드에 익숙한 사람이라면 이 함수의 동작을 쉽게 이해할 것이다. 이 표는 C-코드의 일부가 아니지만 쉽게 참조하기 위해서 삽입된 라인 수들을 도시한다.

표의 라인들 1-6은 상수의 개념을 포함하며, 라인들 8-9는 함수 "ll_filter"에서 사용되는 한 전역 변수들의 선언을 포함한다. 라인들 11-38은 적걸한 함수 "ll_filter"를 포함한다. 라인 40은 메인 프로그램의 일부이며 함수 "ll_filter"이 호출되는 명령문을 도시한다. 라인들 16-27에서, 카운터 "lcll"는 TR1의 값에 도달할 때까지 함수가 호출될 때마다 1씩 증가된다. 더욱이 이러한 라인들에서 변수 "alpha"의 값은 카운터 "lcll"의 값에 의존하며 그리고 식 4-6에 따라서 계산된다. 라인들 29-30의 명령문은 식 1에서 주어진 z- 변환을 가지며 이전 라인의 필터링된 라인 길이 "ll_1" 및 제 2 이전 라인의 필터링된 라인 길이 "ll_2"를 이용하는 필터-함수를 포함한다. 이러한 값들은 함수 "ll_filter"의 다음 실행 동안에 사용하도록 표의 라인들 34-35에서 업데이트된다.

본 프로그램(표 1의 라인들 31-32)에서 카운터 "lcll"은 현재 구해진 필터링된 라인 길이 "rval" 및 이전에 구해진 필터링된 라인 길이 "ll_1"간의 차가 상수 "LL_THRESHOLD" 보다 더 클 때 제로로 감소된다. 이러한 상수는 3.7ns에 대응하는 CVBS-샘플 기간 예를 들면 0.05 즉, 1/20이다. 표의 라인 31의 상태가 만족될 때마다, 카운터를 완전히 리세트하는 것이 아니라 그 대신 예를 들어 인수 10만큼 카운터를 감소시키는 것이 가능하다. 상술된 것으로부터, TR0 및 TR1 사이에서, 카운터 "lc11"이 (1만큼) 증가되며, 결국 라인 길이 필터의 대역폭은, 라인 31의 조건이 만족되지 않는 "ll_filter"의 각 실행 동안 즉, 현재 구해진 필터링된 라인 길이와 이전에 구해진 필터링된 라인 길이 사이의 차가 "LL_THRESHOLD"보다 작은(또는 같은) 미리 결정된 정도의 동기가 지속될 때 감소된다는 것이 명백해질 것이다.

필터링된 라인 길이 값은 로컬 변수 "rval"로 저장되며, 표의 라인 37의 함수 "ll_filter"에 의해서 리턴되며 표의 라인 40의 전역 변수들 "ll_est"에 전달된다.

상술된 바와 같이, 계산된 슬라이스 레벨 "slice_calc" 및 계산된 블랙 레벨 "black_calc"가 모두 프로그램 모듈 M5에서 필터링된다. 블랙 레벨 필터 및 슬라이스 레벨 필터는 라인 길이 필터로서 동일한 z-변환을 갖는다(식 2). 함수 "ll_filter"에서 계산된 카운터 "lcll"은 또한 이러한 2개의 필터들의 대역폭을 감소시키는데 사용된다. 라인 길이 필터와 블랙 레벨 및 슬라이스 레벨 필터 사이의 차만이 마지막 2개의 필터들의 상수 "CONV"가 제 1 필터(0.04)에서 보다 크다(0.25)는 것을 의미한다. 이러한 상수가 클수록 카운터 "lcll"에 의한 제어에 의해서 얻어진 대역폭-감소가 더 커진다.

이제 도 2로 돌아가면, 루프 필터 모듈 M9가 계산된 위상 차 "dphi_calc"를 위한 필터를 포함한다는 것이 이미 관찰되었다. 이 필터는 식 2에서 주어진 바와 같이 z-변환을 갖는 재귀(recursive) 2차 디지털 필터가 될 수 있으며, 이는 카운터 "lcll"에 의해서 유사하게 제어되며 따라서 위상 고정 루프는 더 안정되며 입력 왜곡들에 의해서 덜 영향을 받으며 적절한 동기가 더 길게 존재하여 즉, 동기화를 더 신뢰할 수 있다. 그러나, 이러한 "dphi_filter"에 대해서 더 간단한 해결책이 이용 가능하다. 이것을 설명하기 위해서 위상 고정 루프의 대역폭이 루프 필터의 대역폭에 의존하지만, 또한 그 루프 이득에도 의존하는 것이 관찰되며, 다시 말해서 위상 고정 루프의 대역폭은 루프 필터의 대역폭을 감소시키는 것에 의해 감소될 수 있지만 루프 이득을 감소시키는 것에 의해서도 감소될 수 있다. 루프 이득이 감소되면 수신된 입력 신호와 발진기 사이의 결합이 느슨해지므로 입력 신호에 존재하는 잡음 및 다른 교란들이 발진기의 동작에 덜 영향을 미치며, 한편 동기화시키는데 발진기에 대해서 더 많은 시간이 필요하다. 명백히 루프 필터 대역폭이 루프 이득이 감소될 때와 같이 감소되면 실질적으로 동일한 효과가 발생된다.

그러므로 함수 "dphi_filter"가 "ll_filter"와 유사한 필터일 수 있지만, "dphi_filter"로서 "lcll"-제어된 감쇠기를 이용하는 것이 더 편리하다. 표 2는 이러한 함수를 위한 C-코드의 예를 제공한다. 이 표에서 라인들 1 내지 6은 이 함수에 사용된 전역 상수들 및 변수들을 포함하며, 라인들 8 내지 23은 적절한 "dphi_filter"-함수를 포함하며, 라인 25는 함수 호출을 포함한다. 간격 TR0 ≤ lcll≤ TR1 에서 변수 "alpha"는 카운터 "lcll"로 선형으로 증가된다. 라인 20에서 위상 차 "dphi_calc"는 1/(alpha + 1)로 감쇠된다. 이것은, 카운터 "lcll"가 그 최대 값 TR1에 도달될 때 계산된 위상 차"dphi_calc"의 1/8979만이 "dphi_est"로서 발진기 모듈 M10으로 전달됨을 의미한다.

라인 길이 필터를 위해서 "lcll" 제어된 감쇠기를 사용하는 것이 불가능함을 알 수 있다. 그 이유는 정상 상태에서, 즉, 시스템이 적절히 동기화되며 안정될 때, 정확한 라인 길이 값이 필터를 통해서 전달되어야만 하며 이 값은 카운터 "lcll"에 의해서 영향을 받아서는 안 된다. 동일한 것이 슬라이스 레벨 및 블랙 레벨 필터들에 적용된다. 제로 주파수(z=1)에서 이러한 필터들의 z-변환 H(z)이 α와 무관(식 1에서 H(1)=C 이며, 식 2에서 H(1)= 1이다)함에 유념하라. 한편 위상 차 "dphi_calc"의 정상 상태 조건은 제로이며 따라서 이러한 신호에 대한 "lcll"-제어된 감쇠기를 사용하는데 이의가 없다.

엄밀히 말하면, 위상 고정 루프의 일부는 도시하지 않더라도, 도 2는 또한 프로그램 모듈 M9에서, phi_0 및 phi_1의 계산된 평균인 변수 "phi_calc"를 필터링하기 위한 함수 "phi_filter"이다. phi_0 + phi_1이 y[]-어레이의 현재의 동기 펄스의 계산된 폭이므로, 변수 "phi_calc"는 이러한 계산된 펄스의 반폭을 표시한다. 이러한 변수는 잡음 및 다른 교란들을 감소시키기 위해서 함수 "phi_filter"에서 필터링된다. 실제로 함수 "phi_filter"은 상술된 슬라이스 레벨 및 블랙 레벨 필터들과 같이 동일하게 되며 카운터 "lcll"에 의해 동일하게 제어된다.

발진기 모듈 M10은 다음의 두 개의 명령문들을 도시한다.

1. "hs_est=hs_exp-dphi_est". 변수 "hs_exp"는 프로그램의 이전 실행 중에 구해졌으며 현재 측정된 수평 동기 펄스의 (예상된 시간에) 중앙-위치를 포함한다. "dphi_est"는 "hs_exp"와 현재 동기 펄스의 중앙 사이의 필터링된 위상 에러이며 그러므로 변수 "hs_est"는 현재 동기 펄스의 중앙의 보정된 위치를 포함한다. "dpi_est"가 측정된 위상-차 "dphi_calc"의 작은 부분임을 이미 기술하였다. 그러므로 보정은 단지 부분적이므로 동기화가 다수의 프로그램-실행들(TV-라인들) 동안에 정확한 위치에 점진적으로 수렴된다.

2. "hs_exp = hs_est + ll_est-Nsync". 이 명령문에서 다음 동기 펄스의 중앙의 예측된 위치를 가리키는 "hs_exp"의 새로운 값이 계산된다. 이것은 현재의 동기 펄스의 중앙의 위치에 추정된 라인 길이 "ll_est"를 부가함으로서 행해진다. Nsync는 현재의 실행-사이클의 시작에서 CVBS[]-어레이내에서 시프트되는 신호-샘플들의 수를 포함하는 정수이며 변수 "hs_exp"는 이러한 시프트에 대해서 수정되어야 하는 것이 명백하다.

마지막으로 프로그램은 명령문을 포함하는 모듈 M11로 들어간다.

1. "dphi_calc1=dphi_calc"은 다음 실행 사이클의 루프 필터 모듈 M9에서 사용하기 위해 변수 "dphi_calc1"을 업데이트한다.

2. Hsync=hs_est - 2* phi_est". 변수 "hs_est"는 현재의 수평 동기 펄스의 중앙 위치를 가리킨다. 현재의 수평 동기 펄스의 리딩 에지를 가리키는 변수 "Hsync"를 출력하는 것이 바람직하다. 그러므로 "hs_est"는 현재의 동기 펄스의 반폭을 표시하는 "phi_est"에 의해서 보정된다. "phi_est"가 y[]-샘플링 기간들에 표시되므로 인수 2로 승산을 하는 것은 CVBS[]-샘플링 기간들에서 보정을 행하는데 필요하다. 변수 "Hsync"는 도 1의 RAM(10)의 출력 버퍼내의 적절한 위치에서 수평 동기화 샘플(들)을 배치시키는데 사용될 수 있다. 그 다음 DMA(12)에 의해서 출력 버퍼를 판독하는 것으로 인해 DAC(7)의 출력에서 적절한 순간에 수평 동기 펄스들이 야기된다. 이러한 방법의 단점은 동기 펄스들이 변수 "Hsync"가 부동 소수점 정밀도를 갖는다 하더라도 부동 소수점 정밀도로 생성될 수 없다는 것이다. 양호한 방법은 (컬러 디코딩 전 또는 후에) DSP에 의해서 비디오 샘플들을 보간하기 위해서 변수 "Hsync"를 이용하는 것이며, 그래서 각 TV 라인은 일정한 수의 비디오 샘플들, 예를 들면 액티브 비디오 라인당 720 Y-샘플들, 360 U-샘플들 및 360 V-샘플들을 포함한다. 그 다음, 동기 펄스들의 위치를 제어하는 대신에, "Hsync"는 동기 펄스 위치가 고정되는 동안 비디오의 시간축을 제어하는데 사용된다.

3. "Nsync=2*ll_est -Nsync + hs_est-48". 이 명령문은 Nsync의 새로운 값 즉, 다음 실행 사이클의 시작에서 CVBS[]-어레이로 복사되어야 하는 입력 샘플들의 수를 계산한다. 안정된 고정된 동기화 상태에서 hs_est가 48로 수렴되며 Nsync는 ll_est로 수렴됨을 알 수 있다.

결정 모듈 M8에서 계산된 위상 차 "dphi_calc"가 예를 들어 5보다 큼이 나타나면, 프로그램은 상술된 루프 필터 모듈 M9를 실행하지 않지만 모듈 M9a, M10a 및 M11a를 통과하며, 그래서 명백하게 phi_0, phi_1 및 dphi_calc의 에러 값들은 더 이상 사용되지 않는다. 대신에, 이전 실행 사이클 동안에 구해진 ll_est, dpi_est 및 phi_est의 오리지널 값들은 모듈 M10과 동일한 명령문을 포함하는 모듈 M10a에서 hs_est 및 hs_exp의 새로운 값들을 생성하기 위해서 다시 사용된다. 모듈 M9a에서 수렴 카운터 lcll은 1만큼 감소된다. 모듈 M10a의 실행 후에 프로그램은 변수 "dpi_calc1"이 "dphi_calc"의 (에러) 값과 같지 않지만 대신 제로로 설정되는 것을 제외하고는 모듈 M11과 일치하는 모듈 M11a를 실행한다.

본 발명의 사상에서 벗어나지 않는 한 주어진 실행에서 많은 수정이 이루어짐을 알 수 있다. 예를 들어, "lcll" 카운팅에 의해서 제어되는 "ll_filter" 및 "dphi_filter" 대신에, 이러한 필터들 중 하나만이 제어될 수 있다. 또한, 상술된 이중 루프(위상 및 라인 길이) PLL의 바람직한 사용 대신에, 단일 루프 PLL이 사용될 수 있으며 여기서 단일 루프 필터는 "lcll"-카운팅의 결과에 응답하여 제어된 대역폭이다. 이 경우에 루프 이득을 제어하는 것이 불가능하다. 왜냐하면 안정된 고정된 상태에서 발진 신호와 수신된 신호간의 위상차가 통상 제로가 아니기 때문이다. 위상차는 그 자연 주파수에서 수신된 신호의 주파수로 발진기를 풀(pull)하도록 요구된다.

청구범위내의 괄호사이의 참조 부호는 발명의 범위를 제한하는 것으로 해석되지 않는다.

표 1 및 2를 포함하는 설명 및 첨부 도면들은 본 발명의 소프트웨어 구현을 제공한다. 그러한 소프트웨어 구현은 대응하는 하드웨어 구현보다도 경제적이며 유연성이 있다.

Claims

위상 고정 루프에 의해서 수신된 TV 신호로부터 수평 동기를 복원하는 방법에 있어서, 상기 방법은,

반복 발진 신호를 생성하는 단계와, 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들과 상기 발진 신호를 위상 비교하는 단계와, 상기 위상 비교의 결과를 저역 필터링하는 단계, 및 상기 발진 신호와 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간의 위상 에러를 감소시키도록 상기 발진 신호의 생성을 제어하기 위해 상기 필터링된 위상 비교의 결과를 이용하는 단계를 포함하며,

상기 발진 신호(hs_exp)와 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간에 미리 결정된 정도의 동기가 지속되는 기간들의 수를 카운팅하는 단계와, 고정된 상태가 계속될 때 점진적으로 감소하는 대역폭을 얻기 위해 상기 카운팅 결과(lcll)에 응답하여 상기 기간들의 수가 증가하면 상기 대역폭을 점진적으로 감소시키도록 상기 위상 고정 루프의 대역폭을 제어하는 단계를 특징으로 하며,

상기 방법은 또한 상기 발진 신호의 기간의 길이를 표시하는 현재 라인 길이(11_calc)를 계산하기 위해 상기 위상 비교의 결과(dphi_calc)를 이용하며, 상기 현재 라인 길이는 이전에 계산된 라인 길이(11_est)와, 상기 현재 라인의 위상 비교의 결과(dphi_calc) 및 이전 라인의 위상 비교의 결과(dphi_calc1)간의 위상 차의 감산으로 계산되며, 그렇게 얻어진 길이 표시 신호를 저역 필터링하고, 상기 발진 신호(hs_exp)의 생성을 제어하기 위해 상기 필터링된 길이 표시 신호(11_est)를 이용하며, 이에 의해 상기 저역 필터링의 대역폭(fc)이 상기 카운팅의 결과(1c11)에 의해 제어되는, 수평 동기 복원 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 길이 표시 신호의 저역 필터링의 제로 주파수 전달은 대역폭의 제어로부터 영향을 받지 않는 것을 특징으로 하는, 수평 동기 복원 방법.
제 2 항에 있어서, 상기 길이 표시 신호(ll_calc)의 저역 필터링은 z-변환 함수, C*(1-α)ⁿ/(1-α/z)ⁿ을 갖는 디지털 필터링이며, 여기서 C는 상수이고, n은 양의 정수이며, α는 카운팅의 결과에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는, 수평 동기 복원 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 위상 비교의 결과(dphi_calc)를 이용하여 부가적으로 상기 발진 신호의 위상을 제어하고,

상기 카운팅의 결과는 상기 위상 제어를 제어하는 것을 특징으로 하는, 수평 동기 복원 방법.
제 4 항에 있어서, 상기 기간들의 수가 증가하면 상기 카운팅의 결과(lcll)는 상기 발진 신호의 위상 제어를 점진적으로 감쇠시키는 것을 특징으로 하는, 수평 동기 복원 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 위상 고정 루프의 대역폭은 상기 기간들의 제 1 수(≤ TR0) 동안 임의의 레벨로 일정하게 유지되며, 기간들의 제 2 수(TR0 → TR1) 동안 더 낮은 레벨로 점진적으로 감소되고, 기간들의 수가 상기 제 2 수(≥TR1)를 초과할 때 상기 더 낮은 레벨로 다시 일정하게 유지되는 것을 특징으로 하는, 수평 동기 복원 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 미리 결정된 정도의 동기가 더 이상 존재하지 않을 때 상기 위상 고정 루프의 대역폭이 증가되는 것을 특징으로 하는, 수평 동기 복원 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 수신된 TV 신호로부터 슬라이스 레벨(slice_calc)을 검출하고, 상기 슬라이스 레벨을 저역 필터링하며, 상기 발진 신호와 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간의 위상 비교에서 상기 필터링된 슬라이스 레벨(slice_est)을 이용하며, 상기 카운팅의 결과(lcll)는 상기 기간들의 수가 증가하면 이 대역폭을 점진적으로 감소시키기 위해 상기 슬라이스 레벨 필터링(slice_black_filter)의 대역폭을 부가적으로 제어하는 것을 특징으로 하는, 수평 동기 복원 방법.
위상 고정 루프에 의해서 수신된 TV 신호로부터 수평 동기를 복원하기 위한 디바이스에 있어서, 상기 디바이스는,

반복 발진 신호를 생성하는 수단과, 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들과 상기 발진 신호를 위상 비교하는 수단과, 상기 위상 비교의 결과를 저역 필터링하는 수단 및 상기 발진 신호와 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간의 위상 에러를 감소시키도록 상기 발진 신호의 생성을 제어하기 위해 상기 필터링된 위상 비교의 결과를 이용하는 수단을 포함하며,

상기 디바이스는 상기 발진 신호(hs_exp)와 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간에 미리 결정된 정도의 동기가 지속되는 기간들의 수를 카운팅하는 수단과, 고정된 상태가 계속될 때 점진적으로 감소하는 대역폭을 얻기 위해 상기 카운팅 결과(lcll)에 응답하여 상기 기간들의 수가 증가하면 상기 대역폭을 점진적으로 감소시키도록 상기 위상 고정 루프의 대역폭을 제어하는 수단을 더 포함하고,

상기 디바이스는 상기 발진 신호의 기간의 길이를 표시하는 현재 라인 길이(11_calc)를 계산하기 위해 상기 위상 비교의 결과(dphi_calc)를 이용하는 수단으로서, 상기 현재 라인 길이는 이전에 계산된 라인 길이(11_est)와, 상기 현재 라인의 상기 위상 비교의 결과(dphi_calc) 및 이전 라인의 위상 비교의 결과(dphi_calc1)간의 위상 차의 감산으로 계산되는, 상기 이용 수단과, 그렇게 얻어진 길이 표시 신호를 저역 필터링하는 저역 필터링 수단과, 상기 발진 신호(hs_exp)의 생성을 제어하기 위해 상기 필터링된 길이 표시 신호(11_est)를 이용하는 수단을 더 포함하며, 이에 의해 상기 저역 필터링의 대역폭(fc)이 상기 카운팅의 결과(1c11)에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는, 수평 동기 복원 디바이스.
제 9 항에 있어서, 디지털 신호 처리기(5)와 상기 디바이스의 동작을 제어하기 위해 저장된 프로그램을 포함하는 메모리(9)를 구비하는 것을 특징으로 하는, 수평 동기 복원 디바이스.
위상 고정 루프에 의해서 수신된 TV 신호로부터 수평 동기를 복원하기 위한 신호 처리기의 동작을 제어하기 위해 저장된 프로그램을 포함하는 저장 매체로서,

상기 복원은 반복 발진 신호를 생성하는 단계와, 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들과 상기 발진 신호를 위상 비교하는 단계와, 상기 위상 비교의 결과를 저역 필터링하는 단계 및 상기 발진 신호와 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간의 위상 에러를 감소시키도록 상기 발진 신호의 생성을 제어하기 위해 상기 필터링된 위상 비교의 결과를 이용하는 단계를 포함하며,

상기 복원은 상기 발진 신호(hs_exp)와 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간에 미리 결정된 정도의 동기가 지속되는 기간들의 수를 카운팅하는 단계와, 고정된 상태가 계속될 때 점진적으로 감소하는 대역폭을 얻기 위해 상기 카운팅 결과(lcll)에 응답하여 상기 기간들의 수가 증가하면 상기 대역폭을 점진적으로 감소시키도록 상기 위상 고정 루프의 대역폭을 제어하는 단계를 특징으로 하며,

상기 복원은 또한 상기 발진 신호의 기간의 길이를 표시하는 현재 라인 길이(11_calc)를 계산하기 위해 상기 위상 비교의 결과(dphi_calc)를 이용하며, 상기 현재 라인 길이는 이전에 계산된 라인 길이(11_est)와, 상기 현재 라인의 상기 위상 비교의 결과(dphi_calc) 및 이전 라인의 위상 비교의 결과(dphi_calc1)간의 위상 차의 감산으로 계산되며, 그렇게 얻어진 길이 표시 신호를 저역 필터링하고, 상기 발진 신호(hs_exp)의 생성을 제어하기 위해 상기 필터링된 길이 표시 신호(11_est)를 이용하며, 이에 의해 상기 저역 필터링의 대역폭(fc)이 상기 카운팅의 결과(1c11)에 의해 제어되는, 저장 매체.
디스플레이 스크린을 갖는 디스플레이 디바이스와,

위상 고정 루프에 의해서 수신된 TV 신호로부터 수평 동기를 복원하기 위한 디바이스로서, 반복 발진 신호를 생성하는 수단과, 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들과 상기 발진 신호를 위상 비교하는 수단과, 상기 위상 비교의 결과를 저역 필터링하는 수단과, 상기 발진 신호와 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간의 위상 에러를 감소시키도록 상기 발진 신호의 생성을 제어하기 위해 상기 필터링된 위상 비교의 결과를 이용하는 수단 및 상기 발진 신호에 관계되는 수평 스캐닝 정보를 공급하는 수단을 포함하는, 상기 복원 디바이스와,

상기 디스플레이 스크린 상에서 TV 신호의 수평 위치를 결정하기 위해 상기 수평 스캐닝 정보를 수신하는 어드레싱 유닛을 구비하는, 디스플레이 장치에 있어서, 상기 디스플레이 장치는,

상기 발진 신호(hs_exp)와 상기 수신된 TV 신호의 수평 동기 펄스들간에 미리 결정된 정도의 동기가 지속되는 기간들의 수를 카운팅하는 수단과,

고정된 상태가 계속될 때 점진적으로 감소하는 대역폭을 얻기 위해 상기 카운팅 결과(lcll)에 응답하여 상기 기간들의 수가 증가하면 상기 대역폭을 점진적으로 감소시키도록 상기 위상 고정 루프의 대역폭을 제어하는 수단을 더 포함하며,

상기 복원 디바이스는 상기 발진 신호의 기간의 길이를 표시하는 현재 라인 길이(11_calc)를 계산하기 위해 상기 위상 비교의 결과(dphi_calc)를 이용하는 수단으로서, 상기 현재 라인 길이는 이전에 계산된 라인 길이(11_est)와, 상기 현재 라인의 상기 위상 비교의 결과(dphi_calc) 및 이전 라인의 위상 비교의 결과(dphi_calc1)간의 위상 차의 감산으로 계산되는, 상기 이용 수단과, 그렇게 얻어진 길이 표시 신호를 저역 필터링하는 저역 필터링 수단과, 상기 발진 신호(hs_exp)의 생성을 제어하기 위해 상기 필터링된 길이 표시 신호(11_est)를 이용하는 수단을 더 포함하며, 이에 의해 상기 저역 필터링의 대역폭(fc)이 상기 카운팅의 결과(1c11)에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는, 디스플레이 장치.