KR100452829B1

KR100452829B1 - 디지털전송시스템용비대칭필터조합장치

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Publication number: KR100452829B1
Application number: KR1019970007871A
Authority: KR
Inventors: 테머리낙 미오드라그; 비테 프란츠-오토
Original assignee: 미크로나스 게엠베하
Priority date: 1996-03-11
Filing date: 1997-03-10
Publication date: 2005-01-13
Anticipated expiration: 2017-03-10
Also published as: CN1101089C; KR970068145A; JPH1013478A; EP0795959A1; EP0795959B1; US6141386A; DE59609950D1; CN1165441A; JP3825122B2

Abstract

송신기(T)와 수신기(R) 사이에 2진 데이타 스트림(st)을 전송하기 위한 비대칭 필터 결합(F1, F2)은 FIR 구성을 갖는 송신기단에 제 1 필터(F1)와, IIR 구성을 갖는 수신기단에 제 2 필터(F2)를 포함하며, 제 1 필터와 제 2 필터(F1, F2)의 조합은 나이퀴스트 기준 및 잡음 정합 기준을 모두 만족시키는 공통 전달 함수를 산출한다.

Description

디지탈 전송 시스템용 비대칭 필터 조합 장치{ASYMMETRIC FILTER COMBINATION FOR A DIGITAL TRANSMISSION SYSTEM}

본 발명은 송신기와 적어도 1개의 수신기를 상호 접속시키는 디지털 전송 링크를 통하여 2진 데이터 스트림을 전송하기 위한 비대칭 필터 조합 장치에 관한 것이다. 디지털 방식으로 전송되는 정보는 임의의 신호, 즉 비디오, 오디오 또는 다른 신호로 구성될 수 있다. 각각의 데이터 속도(fs) 또는 심볼 속도(fsymb)는 신호 컨텐츠에 좌우된다. 만일 데이터 스트림의 몇 개의 비트가 새로운 값으로 조합되는 경우, "심볼"이란 용어가 사용된다. 예컨대, 디지털 방송 시스템에 대하여 전송되는 정보는 궁극적으로 2진 값 0과 1에 의해 표시되고, 적절한 변조 기술을 사용하여 반송파 상으로 변조되는 비트 시퀀스로 구성되어 있다. 그 필수적인 전송 대역 폭이 채널을 한정한다.

이론적으로, 이상적인 2진 시퀀스의 스펙트럼은 펄스 에지가 무한한 경사를 가진다고 가정하면 무한히 넓다. 이러한 무한대의 스펙트럼은 실재하지 않으며, 제한된 채널 상에서 처리되거나 전송될 수 없다. 채널 및 이와 관련된 변조와 복조 설비의 대역폭이 불필요하게 넓어지지 않도록 하기 위해, 변조 전에 2진 펄스 시퀀스의 대역폭을 펄스-성형 필터(pulse-shaping filter)를 사용하여 제한하는 것이 필요하다. 펄스-성형 필터는 신호 전송 이론으로부터 알려진 소정의 필요 조건을 만족시켜야 한다. 필수적인 기준은 인접 데이터 또는 심볼 사이에 간섭을 제거하기 위한 나이퀴스트 기준(Nyquist criterion)이다. 예컨대 도 4를 참조하면, 관련 전달 함수가 모든 다수의 샘플링 또는 심볼 클록 주기에서 0의 값을 갖는다면, 나이퀴스트 기준을 만족한다. 또 하나의 중요한 기준은 정합된 필터에 의해 만족되는 소위 잡음 정합 조건(noise-matching condition)이다. 이 기준을 만족하는 필터 조합은 예컨대 이들 필터 사이에 있는, 즉 전송 채널 상에서 신호 상에 겹쳐진 잡음을 최대 한도까지 억압한다. 또 다른 기준은 스톱 밴드(stop band)에서의 충분히 신호를 감쇠한다. 여기서 설명된 데이터 전송 시스템의 응용에 있어서, 펄스-성형 필터는 2개의 구성 성분으로 분리되는데, 그 하나는 데이터 소스, 즉 송신기에 위치하며, 다른 하나는 데이터 싱크(data sink), 즉 수신기에 위치한다.

전송될 데이터 시퀀스에 대해 사용되는 변조는 위상 변조, 직교 진폭 변조, 주파수 변조 또는 임의의 다른 변조와 같은 임의의 디지털 형태가 될 수 있다. 일반적으로, 데이터 시퀀스는 직접적으로 또는 코드화 형태로, 전송용 무선-주파수 대역으로 변환된다. 도 1을 참조하면 수신기단에서, 대응하는 베이스 밴드로의 변환이 발생하며, 원래의 데이터 시퀀스는 적절한 디코딩 장치에 의해 복구된다.

종래의 디지털 전송 시스템에서, 송신기단 및 수신기단에서의 펄스-성형 필터의 복잡도(complexity)는 동일하다. 이는 양방향 전송 링크에 적합하지만, 방송전송 시스템에서는, 수신기단의 복잡도는 증가하지만, 수신기단의 필터의 복잡도는 최소로 해야 한다.

따라서, 본 발명의 목적은 전술한 펄스-성형 필터에 대한 기준을 만족하도록 수신기에 설치된 복조기의 필터 회로의 복잡도를 감소시키는 동시에, 그 관련 필터를 송신기의 변조기에 제공하는 것이다. 또한, 디지털 구성을 가능하게 하는 펄스-성형 필터가 제공된다.

도 1은 본 발명에 따라 비대칭 필터 조합 장치가 장착될 수 있는 디지털 전송 시스템의 필수적인 기능 유닛을 나타내는 블록도.

도 2는 본 발명에 따른 수신기 필터의 전달 함수의 예를 나타내는 도면.

도 3은 본 발명에 따른 송신기 필터의 전달 함수를 나타내는 도면.

도 4는 송신기 필터 및 수신기 필터의 컨벌루션된 전달 함수를 나타내는 도면.

도 5는 수신기 필터 및 이와 관련된 송신기 필터의 감쇠 특성을 나타내는 도면.

도 6은 실제 송신기 필터의 감쇠 특성을 나타내는 도면.

도 7은 수신기의 2진 데이터 스트림의 경계 곡선을 개략적인 도식으로 나타내는 도면.

도 8은 IIR 필터 구성을 나타내는 도면.

도 9는 전역-통과 필터 구성을 나타내는 도면.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

T: 송신기

R: 수신기

Fl: 제1 필터

F2: 제2 필터

st: 2진 데이터 스트림

본 발명의 청구항 l에 따라, 다음과 같은 필터 조합에 의해 상기 목적이 달성된다.

본 발명에 따라, 송신기와 수신기 사이에서 2진 데이터 스트림을 전송하기 위한 비대칭 필터 조합은, 송신기단에 설치된 FIR 구성을 갖는 제1 필터와, IIR 구성을 갖는 수신기단에 설치된 제2 필터를 포함하고, 상기 제1 필터와 제2 필터의 조합에 따라 나이퀴스트 기준 H_g(z) x H_g(-z*) = 1과 잡음 정합 기준 H_t(s) = H_r(z*) 모두를 만족시키는 공통 전달 함수 H_g(z) = H_t(z) x H_r(z)를 산출한다.

이 목적을 달성하기 위하여 수신기 필터의 복잡도를 감소시킨 다음, 송신기단에서 관련 필터가 수신기 필터의 전달 특성에 적응되도록 한다. 전역-통과 필터의 사용에 의해, 수신기단에서 필요한 필터 회로의 갯수는 "상승된 코사인(raised-cosine)" 등의 FIR 필터 또는 가우시안 필터의 사용과 비교하여 실질적으로 감소된다. 안타깝게도, 송신기단에서의 공액 복소수(conjugate complex) 필터는 전역-통과 네트워크와 함께 구현될 수 없는데, 그 이유는 상기 전역-통과 네트워크가 안정적 또는 인과성을 가진 형태에서 요구되는 특성을 갖게 실현될 수 없기 때문이다. 그러나, FIR 근사법(approximation)을 이용하면, 임의의 정밀도를 가지고 필요 조건을 충족시키는 전송기 필터를 용이하게 설계할 수 있는데, 필터 회로의 갯수는 종래의 FIR 필터에 필요한 것과 비교하여 약간만 증가되어야 한다. 이 필터의 설계는 수신기 필터의 미러(mirror)되고 지연된 임펄스 응답에 기초하기 때문에, 쉽게 결정될 수 있다.

수신기단에 대해, 2개의 병렬-접속된 전역 통과 네트워크를 필수적으로 포함하는 간단한 필터 구조가 제공될 수 있으며, 상기 2개의 네트워크로부터는 서로 다른 출력이 형성된다. 전역 통과 네트워크 각각은 하나의 승산기, 3개의 가산기-감산기, 및 2개의 클록 주기와 동일한 지연을 제공하는 지연 유닛만을 필요로 하기 때문에 적은 수의 회로만으로 구현될 수 있다.

본 발명 및 그 바람직한 특징은 첨부된 도면을 참조하여 차후 더 상세히 설명된다.

도 1은 송신기(T)와 수신기(R)를 갖는 디지털 전송 시스템을 블록도로 나타낸다. 이 송신기 및 수신기는 전송 채널(C)에 의해 연결되어 있으며, 이 전송 채널 상에는 임의의 간섭원(interference source, Qn)으로부터의 간섭 신호(sn)가 중첩되어 있다. 송신기(T)는 신호원(signal source, Q)를 포함하며, 이 신호원의 출력은 아날로그-디지털 변환기(AD)에 의해 데이터 속도(fs)를 갖는 2진 데이터 스트림(st)으로 변환되어, 변조기(M)에 인가된다. 또한 무선-주파수 변환을 달성하는 적절한 변조 장치 이전에, 2진 데이터 스트림(st)은 송신기(T)에서 펄스-성형 필터로서 기능하는 제1 필터(Fl)에 의해 필터링된다.

수신기단에서, 입력되는 무선-주파수 신호는 복조기(D)에서 다시 베이스 밴드로 또는 저주파수 대역으로 변환된다. 적절한 무선-주파수 변환은 복조 장치(Dl)에서 발생하며, 이 복조 장치는 디지털 데이터 스트림(sr')을 출력하며, 이 디지털 데이터 스트림은 제2 필터(F2)에 의해 필터링된다. 제1 필터 및 제2 필터(Fl, F2)는 나이퀴스트 기준 및 잡음 정합 기준 모두를 만족시키는 최적의 펄스-성형 필터로서 상호 작용한다. 물론, 펄스-성형 필터는 또한 요구되는 스톱 밴드 감쇠를 제공한다. 각각의 코딩 기술 및/또는 변조기(M)에서 이용되는 변조 기술은 채널(C)에서의 전송이 비트 시퀀스를 나타내는 경우에, 본 발명에 대하여는 불필요하다. 채널(C)에서의 비트 시퀀스는 2진 데이터 스트림의 비트 시퀀스(st)와 다르며, 이는 사용되는 각각의 코딩 처리 및, 코딩에 의해 유도된 용장도(redundancy)의 증가에 좌우된다. 만일 2진 데이터 스트림(st)의 몇 비트가 단일 값으로 조합된다면, 심볼 주파수(fsymb ≤fs)를 갖는 "심볼" 데이터 스트림이 전송될 것이다. 가장 간단한 경우에 있어서, 복조기(D)의 출력은 송신기단에서의 2진 데이터 스트림(st)과 동일한 2진 데이터 스트림(sr)을 제공하며, 이 출력은 디지털 신호 처리 장치(D2)에 의해 임의의 방식으로 추가적으로 처리된다. 이 디지털 신호 처리 장치의 출력은 샘플링 속도(fs)로 동작하는 디지털-아날로그 변환기에 의해 하나 이상의 아날로그 신호로 변환되며, 이 신호는 예컨대 스테레오 재생을 위해 2개의 확성기에 조합되는 증폭기(V)에 공급된다.

도 1의 개략적인 블록도는 대칭 필터 조합 및 본 발명에 따른 바람직한 비대칭 필터 조합(Fl, F2)이 모두 함께 구현될 수 있다. 비대칭 필터 조합(Fl, F2)의 임펄스 응답 h(t)의 예는 송신기 필터(F3)에 대해서는 도 2에, 그리고 수신기 필터(F2)에 대해서는 도 3에 도시되어 있다. 이 2개의 파형은 시간축 t=0에 관하여 미러 대칭적(mirror symmetric)이다. 음의 시간 범위까지 확장한 도 3의 임펄스 응답은 인과성의 법칙을 위배하지 않으면서, 도 2 및 도 3의 임펄스 응답을 적절하게 미리 지연시킴으로써 구현될 수 있다. 2개의 비대칭 필터(Fl, F2)의 상호 작용은 공통 임펄스 응답 hg(t)에 의해 도 4에 나타나며, 이것은 도 2 및 도 3의 임펄스 응답의 컨벌루션에 의해 얻어진다.

또 다른 사항을 고려하기 위하여, 복소수 전달 함수 H(z)를 검토함으로써 나이퀴스트 기준 및 잡음 정합 기준을 보다 상세히 논의할 필요가 있다. 다음 수학식 1의 공식에서 인덱싱은 다른 방법으로 이해할 수 없는 경우에만 통상적인 형태로 사용된다. 필터 조합(Fl, F2)은 송신기 필터(Fl)에 대해서는 전달 함수 Ht(z)로, 그리고 수신기 필터(F2)에 대해서는 전달 함수 Hr(z)로 분할되는 공통 전달 함수 Hg(z)를 갖는다. 2개의 필터(Fl, F2)의 전달 함수의 컨벌루션은 필터 조합(Fl, F2)에 대해 전달 함수 Hg(z)를 제공한다.

[수학식 1]

예컨대, 아날로그-디지털 변환기(AD)에 의해 결정된 샘플링 주파수(fs)가 심볼 속도의 2배(즉, fs = 2 x fsymb)와 동일하다고 가정한다. 심볼 속도는 샘플링 주파수보다 낮으며, 제1 데이터 스트림(st)의 M 비트의 조합에서부터 단일 심볼값으로 되며, 이 심볼값은 최종적으로 어떤 코드된 형태로 전송되어 전송 링크(C) 상의 심볼 주파수/심볼 속도를 결정한다.

수학식 2에서와 같이 가정한다.

[수학식 2]

수신기에서 펄스-성형 필터를 구현하고 충족시킬 기준의 공식은 수학식 3에서 나타난 것과 같이 특히 간단해진다. 나이퀴스트 기준은 다음의 수학식 3의 일반적인 형태를 갖는다.

[수학식 3]

여기에서, z = Exp(j x 2m x f/f_s)이다. 샘플링 주파수(fs) 대신 심볼 주파수(fsymb)가 주파수 정규화를 위해 사용될 수 있다.

최적의 잡음 정합을 위해, 다음 수학식 4의 관계가 송신기 필터(Fl)와 수신기 필터(F2) 사이에 반드시 유지되어야 한다.

[수학식 4]

또한, 인접 채널 간섭을 억제하기 위해, 충분한 감쇠(a_min)가 Fl,F2의 각각의 스톱 밴드에 요구된다. 이 스톱 밴드의 개시는 롤-오프(roll-off) 계수 r의 도움으로 통상적으로 한정된다.

[수학식 5]

[수학식 6]

상기 설명된 이들 조건은 "상승된 코사인(raised-cosine)" 및 가우시안 필터에 의해 만족되며, 이 필터는 펄스-성형 필터로서 널리 사용되고 있다. 그러나 이들 필터 구성의 단점은 송신기단 및 수신기단에 요구되는 회로량이 상당히 크다는 점이다.

본 발명은 2개의 병렬-접속된 전역 통과 네트워크(Al,A2)의 수신기-필터 구조가 수학식 2, 수학식 3, 수학식 5 및 수학식 6의 기준을 또한 만족한다는 인식 하에서 예견된 것이다. 관련된 복소수 전달 함수는 다음의 수학식 7을 갖는다.

[수학식 7]

2개의 전역 통과 필터(Al,A2)의 복소수 전달 함수는 다음의 수학식 8을 갖는다.

[수학식 8]

만일 수학식 8이 변수 z가 아닌 역수인 변수 z*=l/z에 적용하면, 다음 수학식 8a의 변형이 생성된다.

[수학식 8a]

전술한 바로 알 수 있듯이, 수신기 필터(F2)와 그 대응 송신기 필터(F2) 모두에 전역 통과 네트워크를 사용하여 구현되는 필터 조합(Fl, F2)은 이론적으로 나이퀴스트 조건을 만족시킨다.

수학식 7로부터 시작하여, 송신기 필터(Fl)의 전달 함수 Ht(z)는 수학식 4의 잡음 정합 조건을 통해 수신기 필터(F2)의 전달 함수 Hr(t)로부터 형성된다.

[수학식 8b]

전역 통과 네트워크를 사용하는 필터 조합(Fl, F2)의 공통 전달 함수 Hg(z)는 수학식 7과 수학식 8b에 따른 개별적 전달 함수의 컨벌루션으로부터 생성된다.

[수학식 9]

2개의 전달 함수 Hr(z) 및 Ht(z)의 복소수 곱셈을 통해 수행된 컨벌루션은 다음 수학식 10을 산출한다.

[수학식 10]

수학식 3으로부터의 나이퀴스트 기준을 특히 전달 함수 Hg(-z*)를 형성하는 수학식 10에 정식으로 적용하면, 다음 수학식 11을 얻는다.

[수학식 11]

수학식 11은 전역 통과 네트워크를 갖는 필터의 전달 함수를 통해 도출되며, 수학식 3에서 나타낸 것과 같이, 나이퀴스트 기준의 일반적인 형태이다. 안타깝게도 수학식 4에 따른 공액 복소수 필터는 적합하지 않으며, 전역 통과 네트워크를 사용하는 상기 형태에서는 인과적으로 실현 불가능하다. 안정적이라고 가정하는 수신기 필터(F2)의 반전을 통해, 극과 제로가 서로 교환됨으로써 송신기 필터(Fl)의 극은 단위 원 외부의 복소수 주파수 범위로 이동된다. 그러나, 이는 송신기 필터의 수학적으로 정확한 IIR 구현에만 적용된다. 그러나, FIR 근사를 이용하면, 필요한 필터 회로량에 의해서만 정확도가 제한되고, 필요한 조건을 만족시키는 송신기 필터를 용이하게 설계할 수 있다. 상기 설명된 이 필터의 설계는 도 2 및 도 3에 따른 수신기 필터(F2)의 미러되고 지연된 임펄스 응답 (hr'(-t) = ht(t))에 기초한다.

도 5는 예컨대, 전역 통과 네트워크를 사용하는 수신기 필터(F2)의 감쇠 특성을 나타낸다. 주파수(f)는 심볼 주파수(fsymb)로 정규화된다. 스톱 밴드에서, 감쇠(a)는 대략 -70 dB이다. 공액 복소수 수신기 필터는 수학식 8b를 참조하면, 이론적으로 동일한 감쇠 특성을 가져야만 한다. 그러나, 상기 설명된 바와 같이, 전역 통과 구현은 가능하지 않기 때문에, 미러된 주파수 응답(즉, hr(t))을 도 3의 주파수 응답(ht(t))에 가능한 근사시키는 FIR 필터 구조가 송신기 필터(Fl)에 사용된다. 이론적으로 음의 시간 영역까지 상당히 확장한 임펄스 응답은 임펄스 응답의 개시를 한정하는 시간 윈도우에 의해 대체되어야 한다. 이는 절단된(clipped) 임펄스 응답이 사소하게 기여하는 것을 나타내는 경우에 완전히 정당화된다.

만일 필요하다면, 시간 윈도우 및 그 관련 FIR 필터 구조는 그 억제된 기여가 무시될 때까지 추가로 확대되어야만 한다. 추정에 의하면, 본 발명에 있어서 여기에 사용된 FIR 필터(Fl)에 요구되는 회로량은 단지 10 내지 20%까지 증가될 필요가 있다. 그러나, 수신기단에 필요한 유사한 필터 회로량이 예컨대, 10% 감소되기 때문에, 비용이 상당히 절약된다.

근사를 나타내는 FIR 필터의 신호 전송 특성에 대한 영향은 도 6의 예에서 대략 -55 dB인 스톱 밴드 감쇠에서만 본질적으로 명백해지는데, 이 값은 원하는 감쇠 특성을 위해 충분한 값 이상이다.

도 7은 수신기단에 입력되는 동위상(in-phase) 또는 직교 데이터 스트림(sr)의 아이 다이어그램(eye diagram)을 QPSK 변조에 대하여 개략적으로 나타낸다. 신호값(sr = +1) 및 신호값(sr = -1)을 통과하는 곡선은 심볼 변화가 발생하는지 여부에 관계없이 수신측 2진 신호(sr)가 위치할 수 있는 장소 사이에 제한 곡선을 나타낸다. 이들 제한 곡선은 값(+l 및 -1)에서 정확하게 교차하기 때문에, 바로 앞의 심볼의 시퀀스가 임의의 것이 될 수 있고, t=0 순간에 결정될 심볼 상태(sr)에 영향을 미치지 않음이 분명하다. 도 7의 아이 다이어그램은 도 5 및 도 6에 해당하는 감쇠 특성을 갖는 비대칭 필터 조합(Fl, F2)으로부터 계산에 의해 결정된다.

도 8은 2개의 전역 통과 네트워크(Al,A2)를 갖는 수신기 필터(F2)의 구조를 블록도로 나타낸다. 이 구성은 전역 통과 네트워크(Al)를 갖는 제1 신호 경로와, z^-1지연 소자(vl) 및 제2 전역 통과 네트워크(A2)의 직렬 조합을 갖는 제2 경로를 보여준다. 이 2개의 신호 경로의 공통 입력에는 디지털 입력 신호(sr')가 공급된다. 제1 및 제2 전역 통과 네트워크(Al,A2)의 출력은 감수(subtrahend) 입력 및 수신기 필터(F2)의 디지털 출력 신호(sr)를 전달하는 감산기(sbl)의 피감수(minuend) 입력에 각각 접속된다.

도 9는 본 발명에 적합한 전역 통과 필터(Ai)의 기능 유닛 및 구조를 블록도로 나타낸다. 입력(pl)은 제1 가산기(adl)의 제1 입력(1) 및 감산기(sb2)의 감수 입력에 접속된다. 가산기(adl)의 출력은 감산기(sb2)의 피감수 입력 및 제2 가산기(ad2)의 제1 입력(1)에 접속된 출력을 갖는 z^-2지연 소자(v2)에 조합된다. 승산기(m)의 제1 입력(1)은 감산기(sb2)의 출력에 접속되며, 그 제2 입력(2)에는 메모리 장치(mr)로부터의 계수(a)가 공급된다. 전역 통과 필터(Al)의 필터 특성은 계수(a)를 사용하여 결정된다. 승산기(m)의 출력은 제1 가산기(adl)의 제2 입력(20및 제2 가산기(ad2)의 제2 입력(2)에 모두 접속되며, 제2 가산기의 출력은 출력(p2)에 접속된다. 따라서 필터 구성은 매우 간단하며, 디지털 방식으로 용이하게 구현될 수 있다. 도 9의 전역 통과 구성은 단일 승산기(m)만을 포함한다는 것을 유의해야 한다. 반대로, 수신기 필터(F2)를 위한 종래의 FIR 구성은 저장된 신호에 할당되는 개별적인 가중치를 갖는 다수의 승산기를 포함한다. 40의 샘플값 정도로 가중 될 수 있으며, 그에 따라 승산될 수 있다. 전역 통과 필터를 이용하는 수신기 구현의 이점은 이러한 비교에서 용이하게 설명된다. 수신기 필터(F2) 또는 송신기 필터(Fl)는 필수적으로 디지털 방식으로 구현될 필요가 없지만, 본 발명의 개념은 원리적으로 아날로그 필터 구성에 적용될 수 있다.

본 발명의 목적은 전술한 펄스-성형 필터의 기준을 만족하면서, 수신기의 복조기에서의 필터 회로의 복잡도를 감소시키는 동시에, 그 관련 필터를 송신기의 변조기에 제공하는 것이다. 또한, 디지털 구성을 가능하게 하는 펄스 성형 필터가 제공된다.

Claims

송신기(T)와 수신기(R) 사이에서 2진 데이터 스트림(st)을 전송하기 위한 비대칭 필터를 조합한 장치(Fl, F2)에 있어서,

상기 송신기단에 설치되는 FIR 구조를 갖는 제1 필터(Fl)와,

상기 수신기단에 설치되는 IIR 구조를 갖는 제2 필터(F2)를 구비하고,

상기 제1 및 제2 필터의 조합에 따라서,

나이퀴스트 기준 : H_g(z) + H_g(-z*)=1 및

잡음 정합 기준 : H_t(z)=H_r(z*)을 모두 만족시키는 공통 전달 함수 : H_g(z)=H_t(z) x H_r(z)이 생성되는 것을 특징으로 하는 비대칭 필터 조합 장치.
제1항에 있어서, 상기 제2 필터(F2)는 제1 전역 통과 네트워크(A_l) 및 제2 전역 통과 네트워크(A₂)를 포함하며,

상기 제1 전역 통과 네트워크 및 상기 제2 전역 통과 네트워크의 전달 함수 H_all-pass(z)는 다음 관계식

H_all-pass(z) = A_i(z)=(a_m+ a_m-1xz^-1+...+z^-m)/(1+a₁xz^-1+...+ a_mx z^-m)에 의해 정의되며,

상기 제2 필터(F2)의 전달 함수 H_r(z)는 다음 관계식

H_r(z) = (A_l(z²)+z^-1x A₂(z²))x 1/2에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 비대칭 필터 조합 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제1 필터(Fl)의 전달 함수 H_t(z)는 상기 제2 필터(F2)의 전달 함수 H_r(z)로부터 특히, 상기 제1 필터 및 제2 필터(Fl, F2)의 임펄스 응답 h_t(t), h_r(t)에 대한 잡음 정합 기준 H_t(z) = H_t(z*)의 대칭 조건을 통해 결정되며, 상기 제1 필터(Fl)의 결과로서 생기는 임펄스 응답 h_t(t)은 FIR 구조에 의해 임의의 정확성으로 근사되는 것을 특징으로 하는 비대칭 필터 조합 장치.
제2항에 있어서, 상기 제2 필터(F2)는 입력단에 함께 접속되고, 또한 가산기/감산기(sbl)에 의해 출력단에 함께 접속되는 2개의 병렬 신호 경로를 가지고 있고, 감수 경로가 상기 제1 전역 통과 네트워크(A1)를 포함하고, 피감수 경로가 z^-1지연 소자(vl)와 상기 제2 전역 통과 네트워크(A2)를 직렬로 조합한 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 비대칭 필터 조합 장치.
제3항에 있어서, 상기 제2 필터(F2)는 입력단에 함께 접속되며 가산기/감산기(sbl)에 의해 출력단에 함께 접속된 2개의 병렬 신호 경로를 가지고 있고, 감수 경로가 상기 제1 전역 통과 네트워크(Al)를 포함하고, 피감수 경로가 z^-1지연 소자(vl)와 상기 제2 전역 통과 네트워크(A2)를 직렬로 조합한 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 비대칭 필터 조합 장치.
제2항에 있어서, 상기 제1 및 제2 전역 통과 네트워크(Al,A2)는 각각, z^-2지연 소자(v2), 승산기(m), 제1 가산기(adl), 제2 가산기(ad2), 및 제2 감산기(sb2)를 기능 유닛으로서 포함하는 제1 전역 통과 구조 A_i(z²)를 나타내는 것을 특징으로 하는 비대칭 필터 조합 장치.
제3항에 있어서, 상기 제1 및 제2 전역 통과 네트워크(Al,A2)는 각각, z^-2지연 소자(v2), 승산기(m), 제1 가산기(adl), 제2 가산기(ad2), 및 제2 감산기(sb2)를 기능 유닛으로서 포함하는 제1 전역 통과 구조 A_i(z²)를 나타내는 것을 특징으로 하는 비대칭 필터 조합 장치.
제4항에 있어서, 상기 제1 및 제2 전역 통과 네트워크(Al,A2)는 각각, z^-2지연 소자(v2), 승산기(m), 제1 가산기(adl), 제2 가산기(ad2), 및 제2 감산기(sb2)를 기능 유닛으로서 포함하는 제1 전역 통과 구조 A_i(z²)를 나타내는 것을 특징으로 하는 비대칭 필터 조합 장치.
제6항 내지 제8 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전역 통과 구조 A_i(z²)의 기능 유닛은,

입력(pl)과 출력(p2) 사이의 직렬 조합이 신호 흐름 방향에 있어서 이 입력에 접속되는 제1 가산기와, z^-2지연 소자(v2) 및 상기 출력(p2)에 접속되는 제2 가산기(ad2)를 포함하고,

상기 제2 감산기(sb2)가 그 감산 입력을 통해 상기 입력 단자(pl)에 접속되고, 그 피감수 입력을 통해 상기 z^-2지연 소자(v2)의 출력에 접속되며, 그 출력을 통해 상기 승산기(m)의 제1 입력(1)에 접속되고,

상기 승산기(m)의 제2 입력(2)은 메모리(mr)로부터의 필터 계수(a)가 제공되고, 상기 승산기(m)의 출력은 상기 제1 가산기(adl)의 제2 입력(2) 및 상기 제2 가산기(ad2)의 제2 입력(2) 모두에 접속되는 것을 특징으로 하는 비대칭 필터 조합 장치.
송신기단에 설치되는 FIR 구조를 갖는 제1 필터(Fl) 및 수신기단에 설치되는 IIR 구조를 갖는 제2 필터(F2)를 포함하고, 상기 송신기(T)에서 수신기(R)로 2진데이터 스트림을 전송하기 위한 비대칭 필터 조합 장치(Fl, F2)를 설계하는 방법에 있어서,

상기 제2 필터(F2)는 다음 관계식,

에 따라 정의된 전달 함수 Ai(z)를 각각 갖는 제1 전역 통과 네트워크(Al) 및 제2 전역 통과 네트워크(A2)와, z^-1지연 소자(vl)를 이용하여 전달 함수

H_r(z) = (A₁(z*) + z^-1x A₂(z²))/2에 따라 설계되는 제1 단계와,

상기 제2 필터(F2)의 임펄스 응답 h_r(t)이 결정되는 제2 단계와,

미러된 임펄스 응답 h'_r(-t) = h_t(t)이 잡음 정합 기준 H_t(z) = H_r(z*)에 따라 상기 제2 필터(F2)의 임펄스 응답 h_r(t)으로부터 형성되고, 이 임펄스 응답 h_r(t)이 약간의 잔여 진동의 범위, 특히 감쇠하는 잔여 진동의 범위에서 시간적으로 미리 제한되는 제3 단계와,

상기 필터 조합 장치(Fl, F2)에서 상기 제1 필터(Fl)로서 기능하는 FIR 필터의 계수(a_o-a_n)는 미러되고 제한된 임펄스 응답 h_t(t)로부터 결정되는 제4 단계를 포함하는 비대칭 필터 조합 설계 방법.