KR100448894B1 - 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털통신 시스템 - Google Patents

Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야

본 발명은 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 관한 것임.

2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제

본 발명은, 직교 자원 도약 다중화라는 통계적 다중화 방식에 있어서 성능 열화의 가능성이 있는 충돌 및 천공이라는 도약 다중화의 특성을 감안하는 대수 우도비 변환 기법 및 적응 부호화율 기법을 통해 채널 부호화의 성능 향상을 수행하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템을 제공하고자 함.

3. 발명의 해결방법의 요지

본 발명은, 수신단의 채널 복조기와 채널 복호기 사이에 위치하여, 상기 채널 복조기 출력값을 자원 도약 환경에 따라 대수 우도비 변환을 수행하여 상기 채널 복호기의 입력값으로 들어가도록 하는 대수 우도비 변환수단; 상기 채널 복호기의 입력값에 대해 정해진 크기의 비트수로 제한하기 위해 연판정을 수행하는 연판정수단; 및 송신단에서 트래픽 상황에 따라 부호화 이득과 천공과의 타협점을 찾아 주기적으로 채널 부호화율을 조정하는 최적 부호화율 생성수단을 포함함.

4. 발명의 중요한 용도

본 발명은 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식의 통신 시스템 등에 이용됨.

Description

다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템{DIGITAL COMMUNICATION SYSTEM USING MULTI-DIMENSIONAL ORTHOGONAL RESOURCE HOPPING MULTIPLEXING}

본 발명은 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식 하에서 복호화 성능 향상을 위해 대수 우도비(LLR : Log-Likelihood Ratio) 변환 기법 및 적응 부호화율기법을 적용하는 디지털 통신 시스템에 관한 것이다.

우선, 본 발명은, 제1통신국(Primary Communication Station)으로부터 제2통신국(Secondary Communication Station)으로의 채널(이하 하향채널)에 대응하는 직교 자원 도약 패턴의 충돌(Collision) 및 이로 이한 전송 데이터 심벌의 천공(Perforation)에 의한 성능 열화를 극복하기 위하여, 제2통신국의 복호화 이전 과정에 대수 우도비 변환기(LLR Converter)를 두어 복호화 성능의 향상을 꾀하는 것이다.

대수 우도비 변환기는 제1통신국의 송신기에서의 천공 확률을 제2통신국의 수신기에서 아는 경우, 이를 이용하여 변환 작업을 수행하고, 모르는 경우 제2통신국의 수신기에서 특정한 변환 작업을 수행한다. 상기의 천공 확률은 제1통신국으로부터 하향 채널을 통하여 제2통신국으로 전달되거나 제2통신국에 위치하는 천공 추정기(Perforation Estimator) 등을 통해 획득된다.

또한, 본 발명에서는 제1통신국의 송신기에서의 천공에 따른 제2통신국의 수신기에서의 복호화 성능 열화를 감소시키기 위해 트래픽 부하에 따른 최적 부호화율을 찾아서 이를 이용하는 적응 부호화율 기법을 제시하고, 이를 위해 제1통신국에 최적 부호화율 생성기를 둔다.

본 발명의 내용은 발명자의 이전 특허 "직교 부호 도약 다중화 통신 방식 및 장치(출원번호 10-1999-0032187, 1999년 8월 5일)"와 이를 일반화한 "다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식 및 장치(출원번호 10-2000-0029400, 2000년 5월 30일)" 및 "다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에서 도약 패턴 충돌 영향 완화 방법 및 장치(출원번호 10-2001-0057421, 2001년 9월 25일)"에 기반하고 있다. 이에 대해 설명하면 다음과 같다.

본 발명에서 이용되는 직교 부호 도약 다중화(OCHM : Orthogonal Code Hopping Multiplexing)에 의한 통신 방식은, 제1통신국과 제2통신국간에 약속된 일차원 도약패턴에 따라 직교 부호 심벌(Orthogonal Code Symbol) 또는 직교 부호어(Orthogonal Codeword)를 선택하여 통신하며 제1통신국은 채널의 활성도를 고려하여 총 할당 채널수를 결정하고, 만약 제1통신국과 각 제2통신국사이에 약속된 직교 부호축만의 1차원 도약패턴이 독립일 경우에 발생할 수 있는 충돌에 대하여는 충돌에 관여하는 모든 하향 채널의 데이터 심벌을 비교하여 모두 같은 데이터 심벌인 경우에는 전송하고 그렇지 않은 경우에는 천공(Perforation)함으로써 해당 심벌을 전송하지 않고 수신측에서는 채널복호기를 사용하여 천공된 부분의 데이터 심벌을 복원하는 것이다(출원번호 10-1999-0032187 "직교 부호 도약 다중화 통신 방식 및 장치" 참조).

다차원 직교 자원 도약 다중화(ORHM : Orthogonal Resource Hopping Multiplexing) 방식은 상기의 직교 부호 도약 다중화 통신 방식을 모든 직교 자원에 대하여 일반화시킨 통계적 다중화 방식이다(출원번호 10-2000-0029400 "다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식 및 장치" 참조).

이는 단일 매체를 통하여 동기되어 있는 활성도가 낮은 복수의 통신 채널이 공존하는 유무선 통신 시스템에서 각 채널들의 전송 데이터율이 기본 전송률(R) 이하의 가변 전송률로 전송할 경우에 상기의 채널들을 통계적 다중화하는 방법 및 장치에 관한 것으로, 상세하게는 제1 통신국과 동기되어 있는 복수의 제2 통신국들로 구성된 시스템에서 제1 통신국은 각 제2 통신국으로의 채널을 다차원 직교 자원 도약 패턴으로 식별하고 제2 통신국에 해당하는 다차원 직교 자원 도약 패턴은 제1 통신국이 호설정시에 할당하는 작위적 도약 패턴 또는 제2 통신국 고유의 무작위적(Pseudo-Random) 도약패턴으로 구성되고, 어떤 순간에 서로 다른 채널의 도약 패턴내의 다차원 직교 자원 좌표가 일치(이것을 앞으로 '다차원 도약 패턴 충돌'이라 함)할 수 있으며, 이러한 경우 충돌에 관련되는 제1 통신국 모든 송신채널에 대하여 전송 데이터 심벌을 조사하여 만일 하나의 채널이라도 다른 채널들과 일치하지 않는 데이터 심벌을 전송하는 경우 해당 데이터 심벌 구간을 오프(OFF)시키고, 관련된 모든 채널의 손실된 데이터의 평균 비트 에너지를 보충하기 위하여 통신 규약에 의하여 규정된 구간동안 규정된 양만큼 데이터 심벌의 전송이 오프된 모든 채널의 송신전력을 증가시키는 다중화 방법 및 장치에 관한 것이다.

본 명세서에 기술되는 제1 통신국, 제2 통신국은 기존의 상용화된 시스템에서 각각 기지국 및 이동국에 해당하는 것이다. 하나의 제1 통신국은 복수의 제2 통신국들과 통신을 하며, 본 발명은 제1 통신국에서 제2 통신국 방향에서 직교성을 가지고 있는 동기화된 채널군 내에서 전송 심벌의 충돌 및 천공이 발생하는 모든 시스템에 적용될 수 있다.

도 1 은 일반적인 무선 통신 시스템의 구성예시도이다.

도 1 은 종래 기술 및 본 발명의 실시예가 적용되는 시스템을 도시한 것이며, 제1 통신국(101)에서 제2 통신국(111, 112, 113)으로의 각 통신 채널(121,122, 123)은 동기화 되어 있고, 서로 직교(Orthogonal)한다.

도 2a 내지 도 2f 는 일반적인 자원 도약 다중화에 의한 제1통신국에서의 송신 신호의 개념도이다.

도 2a는 시간 슬롯 단위의 전송 시간 도약 다중화와 직교 부호 도약 다중화가 혼재된 제1 통신국의 송신 신호도를 나타내고 있다. 보다 상세히는 도 2a는 직교 자원 도약 다중화에 따라 성긴 프레임에 대한 시간 슬롯 단위의 전송 시간 도약 다중화 및 직교 부호 도약 다중화 방식에 의한 제1통신국에서의 송신 신호도를 나타내고 있다.

통계적 다중화를 얻기 위하여 제2통신국으로의 채널의 전송 시간 슬롯과 각 전송 데이터 심벌을 대역확산하기 위한 직교 부호어를 무작위적으로 선택한다. 각 제2통신국의 (전송 시간, 직교 부호)의 2차원 도약 패턴은 서로 독립이다.

도 2b는 도 2a에서 (전송 시간, 직교 부호)의 2차원 좌표로 표시되는 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시하는 도면이며, 도면에서 둘레가 이중실선으로 표시된 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌한 데이터 심벌위치를 나타내고, 단일 실선으로 표시된 사각형은 충돌이 발생하지 않은 데이터 심벌위치를 나타낸다.

도 2c는 도 2b에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심벌을 비교하여 최종적으로 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 것이다. 내부가 검은 색인 사각형은 다차원 도약 패턴이 충돌했지만 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심벌이 같기 때문에 전송하는 것을 표시하며 점선 사각형은 충돌에 관여한 모든 채널의 데이터 심벌이 같은 것은 아니기 때문에 전송하지 않음을 표시한다.

도 2d는 (주파수, 전송 시간, 직교 부호)의 3차원 도약 패턴에 의한 통계적 다중화 방식을 예시하고 있다.

즉, 도 2d는 직교 자원 도약 다중화에 따른 성긴 프레임에 대한 심벌 단위의 채널별 불규칙적 반송파 주파수 도약 다중화, 전송 시간 도약 다중화 및 직교 부호 도약 다중화 방법에 의한 제1 통신국에서의 송신 신호도이다.

도 2e는 도 2d에서 (반송파 주파수, 전송 시간, 직교 부호)의 3차원 좌표로 표시되는 도약 패턴이 복수의 채널에 의해서 동시에 선택되는 충돌이 발생하는 경우를 예시하는 도면이며, 충돌된 데이터 심벌은 굵은 실선의 직육면체로 표시되어 있다. 흰색의 직육면체는 보내고자 하는 데이터 심벌이 일치하는 경우이고, 검은색의 직육면체는 보내고자 하는 데이터 심벌이 일치하지 않는 경우이다.

도 2f는 도 2e에서 충돌이 발생하는 좌표의 데이터 심벌을 비교하여 전송 여부를 결정하는 것을 예시하는 도면이며, 흰색의 직육면체는 전송하고, 점선의 직육면체는 전송하지 않는다.

종래기술에서 어떠한 부분을 변경 및 수정하면 본 발명에서 제안하는 성능 향상 기법을 구현할 수 있는지를 개념적으로 설명하기 위하여 도 3a부터 상용화 서비스 중에 있는 이동 통신 시스템인 IS-95 등에 기반하여 설명한다.

도 3a 는 일반적인 파일롯, 동기, 호출 채널에 대한 제1 통신국의 송신기 구성예시도이며, 도 3b 는 일반적인 트래픽 채널에 대한 제1 통신국에서의 송신기 구성예시도이다.

파일럿 채널(Pilot Channel, 200)은 도 1의 제2 통신국에서의 초기 동기 포착 및 추적과 동기복조를 위한 채널 추정 신호로 사용되기 때문에 각 부반송파(SC : Sub-Carrier)별로 존재해야 하며, 상기한 제1 통신국이 관장하는 영역내의 모든 제2 통신국이 공용하는 채널이며, 도 3a와 같이 채널 부호화 및 채널 인터리빙 등을 거치지 않고, 알려진 패턴의 심벌을 전송함으로써 동기복조에 대한 위상기준을 제공한다.

동기채널(Sync Channel, 210)은 파일롯채널(200)과 같이 상기의 제1통신국이 관장하는 영역내의 모든 제2 통신국에 일방적으로 전송되는 방송채널이며, 제1 통신국에서 모든 제2 통신국에 공통으로 필요한 정보(예를 들면, 시각 정보 및 제1 통신국의 식별자 등)를 전달한다. 상기한 동기채널로 전송되는 데이터는 채널 부호화기(Convolutional Encoder, 214), 심벌율 조정을 위한 반복기(Repeater, 216), 연집 오류를 극복하기 위한 채널 인터리버(Block Interleaver, 218), 전송 데이터 심벌율을 맞추기 위한 반복기(Repeater, 219) 등을 거쳐 도 4에서 언급할 확산 및 변조부로 전달된다.

호출채널(Paging Channel, 220)은 제2 통신국으로의 착신메시지가 있을 경우 또는 제2 통신국의 요구에 대한 응답 등의 목적에 사용되는 공용채널이며, 복수개가 존재할 수 있다. 상기한 호출채널로 전송되는 데이터는 채널부호화기(Convolutional Encoder, 224), 심벌 반복기(Repeater, 226), 채널 인터리버(Block Interleaver, 228)를 거친 다음 호출채널용 긴 부호 마스크(Long Code Mask, 230)에 의하여 생성되는 긴 부호 발생기(Long Code Generator, 232)의출력을 데시메이터(Decimator, 234)에서 데시메이션한 것과 배타적 논리합(236)을 하여 도 4의 확산 및 변조부로 전달된다.

도 3b의 트래픽 채널(240)은, 각 제2 통신국이 호 설정시 할당받아 호가 종료할 때까지 전용으로 사용되는 채널이며, 제1 통신국에서 각 제2 통신국으로 보내고자 하는 데이터가 있을 때 상기의 트래픽 채널을 이용하여 전송한다. 트래픽 채널은 프레임(IS-95에서는 20ms)이라는 특정 시간 단위로 오류 점검을 하기 위하여 주기적 덧붙임 검사(CRC : Cyclic Redundancy Check) 부호화(241)를 수행하고, 채널부호화가 각 프레임 단위로 독립적으로 이루어지도록 전부 "0"으로 구성되는 꼬리비트(Tail Bits, 242)를 삽입하고, 채널부호화(244)를 한다.

그 다음, 전송되는 데이터율에 따라 전송 데이터 심벌율을 맞추기 위하여 심벌 반복(246)을 한다. 심벌 반복후 연집 오류를 균일 분포 오류로 바꾸기 위하여 채널 인터리빙(248)을 한다. 채널 인터리빙(248)까지 마친 데이터는 각 제2 통신국별로 할당된 식별자(ESN : Electronic Serial Number)로부터 생성된 긴 부호 마스크(250)를 이용하여 긴 부호 발생기(232)의 출력을 데시메이션한(234) 의사잡음(PN : Pseudo-Noise) 시퀀스에 의하여 스크램블링(256)된다.

또한, 상기의 데시메이션(Decimation)된 PN시퀀스에서 제2 통신국으로부터의 송신전력을 제어하기 위한 명령(PCB : Power Control Bit)이 삽입될 위치를 추출한다(258). 상기의 스크램블링 처리(256)된 데이터 심벌 중에서 추출(258)된 전력 제어 명령 삽입위치에 해당하는 데이터 심벌을 천공하여 전력 제어 명령을 삽입(260)하여 도 4에 도시되는 확산 및 변조부로 전달한다.

직교 자원 도약 다중화에서의 전송 시간 도약 다중화를 위한 전송 데이터 심벌의 위치도 상기와 같이 PN시퀀스에서 데시메이션된 값을 이용하여 결정할 수 있는 것이다.

도 4a 는 일반적인 부호 분할 다중화 방식에 의한 제1 통신국의 송신기 구성예시도이다(직교 위상 편이 변조(QPSK : Quadrature Phase Shift Keying) 방식의 데이터 변조이고 I/Q채널에 동일 직교 부호 심벌을 사용하는 경우).

도 4a 는 일반적인 부호 분할 다중화 기술에 의한 확산 및 변조부의 예를 도시한 것이다. 동일한 대역폭으로 2진 위상 편이 변조(BPSK : Binary Phase Shift Keying)의 IS-95 방식에 비하여 2배의 데이터를 전송하기 위해 데이터 변조 방식을 QPSK로 사용했을 때의 확산 및 변조부를 도시한 것으로, 'IMT-2000'의 후보기술인 'cdma2000ⓡ' 방식에 채택된 방식이다.

도 3a 및 도 3b를 통해 제시된 것처럼 발생되는 신호를 QPSK로 전송하기 위하여, 도 4a의 역다중화기(390)을 거쳐 동위상 채널과 직교위상 채널에 서로 다른 정보 데이터를 실어 보낸다. 신호변환기(310, 330, 326, 346, 364)는 논리적 신호 "0"과 "1"을 각각 실제 전송되는 물리적 신호 "+1"과 "-1"로 변환하는 장치이며, 도 3a 및 도 3b의 각 채널들은 상기 신호변환기를 거쳐 해당 월시(Walsh) 부호 발생기(362)의 출력에 의해 확산(312, 332)되고, 각 채널의 상대적인 송신 전력은 증폭기(314, 334)에 의하여 조정된다.

제1 통신국의 모든 채널은 각 채널에 고정적으로 할당된 직교 월시 함수(362)에 의하여 확산(312, 332)되고 증폭(314, 334)된 다음, 직교 부호 분할다중화(316, 336)된다. 이렇게 다중화된 신호는 제1 통신국 구분을 위한 짧은 PN시퀀스(324, 344)에 의하여 QPSK 확산 변조(318, 338)를 거친다. 확산 변조된 신호는 저역 여파기(320, 340)을 거쳐 송신 대역으로 천이하기 위하여 반송파에 의해 변조(322, 342)된다.

반송파에 의해 변조된 신호는 도면에서는 생략된 고출력 증폭 등의 역할을 수행하는 무선부를 거쳐 안테나를 통하여 송신된다. 상기의 역다중화기(390)과 신호변환기(310, 330)를 설정함에 따라 QPSK가 아닌 직교진폭변조(QAM : Quadrature Amplitue Modulation) 등도 가능하다.

도 4b 는 일반적인 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성예시도이다.

도 4b 는 자원 도약 다중화 기술에 의한 확산 및 변조부의 예를 도시한 것으로, 직교 자원 도약 다중화를 도 4a 에 도시된 기술에 적용했을 때의 구현 형태이다.

직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 통계적 다중화를 위하여 다차원 도약 패턴 발생기(380) 및 채널간 독립적인 도약 패턴 발생으로 인하여 발생하는 다차원 도약 패턴의 충돌을 검출하여 적절한 제어를 하기 위한 충돌 검출 및 제어기(384, 386)가 필요하다.

다차원 도약 패턴은 (주파수), (전송 시간), (직교 부호) 등의 1차원 도약 패턴과 (주파수, 전송 시간), (주파수, 직교 부호), (전송 시간, 직교 부호) 등의 2차원 도약 패턴, (주파수, 전송 시간, 직교 부호) 등의 3차원 도약 패턴 등이 될수 있다. 시스템 개발 과정에서 일부 직교 자원만 도약에 관여하도록 하고, 그 외의 직교 자원은 분할 방식으로 고정적으로 할당하게 구현할 수 있다. 또한, 모든 직교 자원이 도약 다중화에 관여하도록 구현한 다음, 제어 명령에 의하여 일부 직교 자원만 도약 다중화에 관여하도록 제어할 수도 있다. 상기한 다차원 도약 패턴 발생기(380)에 따라 주파수 도약을 위한 주파수 합성기(388), 전송 시간 도약을 위한 버퍼(392, 393), 직교 부호 도약을 위한 확산 직교 부호어를 발생하는 직교 부호 발생기(382)가 필요하다.

도 5a 는 일반적인 부호 분할 다중화 방식에 의한 제2 통신국에서의 수신기 구성예시도이다.

도 5a는 도 4a의 송신기 구조에 대응하는 수신기 구조를 간략하게 도시한 것이다. 안테나를 통하여 수신된 신호는 반송파로 복조(510, 530)하고 저역 여파(512, 532)함으로써 기저대역 신호를 생성하고, 송신측에서 사용한 PN 시퀀스와 동일한 시퀀스(520, 540)를 동기시켜 수신된 기저대역 신호에 곱하여(514, 534) 전송 데이터 심벌 구간동안 누적함으로써 역확산(516, 536)을 수행한다.

상기한 저역여파(512, 532)함으로써 생성된 기저대역 신호에서, 파일럿 채널에 할당된 직교 부호어로, 파일럿 채널 성분만을 추출하여 전송 채널을 추정(550)하며, 추정된 위상 왜곡치를 이용하여 상기의 기저대역 신호의 위상왜곡을 보정(560)한다.

만약 파일롯 채널이 상기와 같이 부호 분할 다중화되어 있지 않고, 시분할 다중화되어 있다면 역다중화기를 이용하여 파일롯 신호 부분만을 추출한 다음 추출된 간헐적인 파일롯 신호 사이의 위상 변화를 내삽법(Interpolation)에 의하여 추정한다.

도 5b 는 일반적인 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제2 통신국에서의 수신기 구성예시도이다.

도 5b는 도 4b의 직교 자원 도약 다중화 방식에 따른 제2 통신국에서의 수신기 구성도를 도시한 것이다. 안테나를 통하여 수신된 제1 통신국으로부터의 신호를 다차원 도약 패턴 발생기(580)에 의해 제어되는 주파수 합성기(588)에서 복조(510, 530)한 다음, 저역 여파기(512, 532)를 통과시킨다. 이렇게 저역 여파된 신호를 송신측과 동일한 스크램블링 부호(520, 540)를 이용하여 역스크램블링(522, 542)한다. 그 다음에는, 제1 통신국 송신기와 동기된 다차원 도약 패턴 발생기(580)에서 출력되는 직교 부호축 좌표값에 따라 직교 부호어를 생성(582)하여 곱(514, 534)하고, 해당 심벌 구간동안 적분(516, 536)함으로써 역확산을 수행한다.

역확산된 신호에 대해 채널 추정기(550)를 이용하여 위상차를 보상(560)함으로써 동기 복조를 수행한다. 위상차가 보상된 데이터 심벌은 상기의 다차원 도약 패턴 발생기(580)의 전송 시간축 좌표값에 맞추어 버퍼(592, 593)에 입력된다. 도 4b의 제1 통신국 송신기가 QPSK 데이터 변조를 하기 때문에, 도 5b의 제2 통신국 수신기에서 수신한 I채널과 Q채널 수신 데이터는 서로 다른 정보를 가지고 있다.

도 6 은 일반적으로 송신전력 제어 명령이 송신국에서 삽입되지 않는 채널에 대한 수신기의 구성예시도이다.

즉, 도 6은 호출채널과 같이 제2 통신국에서 제1 통신국으로의 송신전력을제어하는 명령이 제1통신국에서 삽입되지 않는 채널에 대한 수신기의 구조이다.

도 5a 및 도 5b 에서 위상 보정까지 마친 신호를 최대비 결합(610, 612)하여, 도 4a와 같이 송신측에서 QPSK 데이터 변조를 한 경우에는 다중화(614)하고 연판정(616)한 다음, 각 호출채널에 대응되는 긴 부호 마스크(620)에 의하여 생성된 긴 부호 발생기의 출력을 데시메이션(624)하여 나온 결과와 곱함(618)으로써 역스크램블링을 수행한다.

트래픽 채널과 같이 송신전력 제어명령이 제1 통신국에서 삽입된 채널에 대해서는 전력제어명령에 해당하는 신호성분을 수신된 신호에서 추출하여 경판정하여 제2 통신국의 송신전력 제어부로 전달한다.

도 7 은 일반적인 파일롯, 동기, 호출 채널에 대한 제2 통신국의 수신기 구성예시도이다.

도 7에서는 종래 기술 및 직교 자원 도약 다중화에 따른 제2통신국에서의 수신기 공통부분의 구성이 제시되고 있다.

구체적으로 살펴보면, 도 7은 도 6의 설명을 통해 제시된 바와 같은 신호처리를 거친 수신신호에 대해, 채널 디인터리빙(818, 828, 838) 및 채널복호화(814, 824, 834)를 거쳐 제1 통신국에서 전송된 데이터로 복원하는 기능을 도시한 것이다.

동기채널(810)의 경우, 연판정된 신호에 대해 수신신호의 누적 등을 통하여 상기한 심벌반복기(219)의 처리 역과정인 심벌압축(819)을 수행하여 심벌율을 낮춘다. 심벌압축된 신호를 채널 디인터리빙(818)하고, 채널 복호화(814) 전에 다시 채널 디인터리빙된 신호를 상기의 심벌반복기(216)의 역과정인 심벌 압축(816)을 수행한다. 상기의 심벌 압축된 신호를 채널복호화(814)함으로써 제1 통신국에서 송신한 동기채널을 복원한다. 호출채널(820)의 경우, 연판정된 신호를 채널 디인터리빙(828)한다.

상기의 채널 디인터리빙된 신호는 송신 데이터율에 따라 상기의 심벌반복기(226)의 역과정인 심벌 압축(826)을 수행할 수 있다. 상기의 심벌 압축된 신호를 채널복호화(824)함으로써 제1 통신국에서 송신한 호출채널을 복원한다.

트래픽채널(830)의 경우, 연판정된 신호를 송신 데이터율에 상관없이 채널 디인터리빙(838)한다. 상기의 채널 디인터리빙된 신호는 송신 데이터율에 따라 상기의 심벌반복기(246)의 역과정인 심벌 압축(836)을 수행할 수 있다. 상기의 심벌 압축된 신호를 채널복호화(834)하고, 프레임단위의 독립적인 송신신호생성을 위한 꼬리비트를 제거(832)한 다음 전송 데이터 부분에 대하여 송신측과 마찬가지로 CRC비트를 생성하여 채널 복호화 후에 복원된 CRC비트와 비교하여 오류가 있는지를 조사한다. 2개의 CRC비트가 일치했을 때 오류가 없는 것으로 판정함으로써 트래픽 채널 데이터는 복원된다.

송신측에서 20ms의 프레임단위로 송신데이터율에 대한 정보를 포함하지 않았을 경우에는 모든 가능한 전송 데이터율에 대하여 독립적으로 채널 디인터리빙된 신호를 채널복호화하고 CRC비트를 비교함으로써 제1 통신국에서의 송신데이터율을 판정할 수 있다. 송신 데이터율이 별도로 전송되는 시스템에 대하여는 해당 데이터율에 상응하는 채널복호화 과정만 거치면 된다.

도 8 은 일반적인 직교 자원 도약 다중화 방식의 분류 채널 부호기에서 주어진 비트에 따라 직교 자원 분할 다중화 또는 직교 자원 도약 다중화의 예시도이다.

도 8 은 직교 자원 도약 다중화에 따른 분류 채널 부호기(Systematic Channel Encoder)의 출력 비트에서 입력 비트와 동일한 정보 비트(Systematic Bit)는 직교 자원 분할 다중화(2751)하고 분류 채널 부호기에서 생성된 부가 비트(Parity Bit)는 직교 자원 도약 다중화(2752)함을 도시하는 그림이다(분할 다중화와 도약 다중화의 실시 직교 무선 자원 영역을 구분).

통상적으로 터보 부호기(Turbo Encoder) 등의 분류 채널 부호기(Systematic Channel Encoder)의 출력 비트 중에서 정보 비트(Systematic Bit)는 상대적으로 부가 비트(Parity Bit)에 비하여 오류에 더 민감하기 때문에, 천공 가능성이 있는 순수 직교 자원 도약 다중화 방식을 정보 비트와 부가 비트에 모두 사용하면 수신측의 분류 채널 복호기에서의 복호된 신호의 품질이 나빠질 가능성이 존재한다. 따라서, 오류에 더 민감한 정보 비트를 천공이 적은 직교 자원 분할 다중화로 보낸다.

종래에는 BPSK, QPSK의 경우에 채널 복조기 출력값을 그대로 연입력(Soft Input) 형식의 채널 복호기에 넣는 것이 이상적이었다. 또한, 채널 복조기 출력값이 아날로그값을 가지므로 연판정(Soft Decision)을 통해 채널 복호기 입력으로 넣었다.

이러한 방식은 전송 심벌이 원래 의도한 위치에서 잡음에 의해 이동되는 경향을 수학적으로 살핀 결과인데, 직교 자원 도약 다중화 환경에서는 전송 심벌의 원래 위치가 종래의 BPSK, QPSK와는 다르게 원점 또는 심벌들의 중점에 위치하게되므로 잡음의 영향을 고려하면 종래의 방식은 이상적인 성능을 보이지 않는 문제점이 있었다.

또한 종래에는, 제1통신국에서 채널 부호화율은 채널 상황, 가용 대역폭, 전력, 정보율 등에 의해 결정되었다. 일반적인 부호화에서 부호화율을 낮추어 강하게 할수록 부호화 이득은 커지는 반면, 요구 대역폭이 커지게 된다. 따라서, 종래 방식에서는 가용 대역폭의 상황에 맞게 부호화율을 조정하는 것이 일반적이었다. 이 때 부호화율의 감소는 한 사용자의 확산 계수의 감소 또는 다중 부호 점유에 의해 이루어진다.

하지만, 직교 자원 도약 다중화 환경에서는 부호화율의 감소가 요구 대역폭의 증가를 의미하지 않는다. 고정된 대역폭에 여러 사용자가 통계적 다중화되는 방식이므로, 부호화율의 감소는 각 사용자의 점유 대역 증가를 가져오게 되어 충돌 및 천공이 증가하는 문제점이 있었다. 또한, 상기한 천공은 성능 열화를 가져오므로, 부호화율을 감소시켜 부호화 이득을 높이는 것과 부호화율을 증가시켜 천공을 줄이는 것 사이에 타협점이 생기게 되는데, 이는 대역폭의 트래픽 상황에 따라 달라지게 되므로, 최적의 부호화율로 시스템을 동작시키기가 어려운 문제점이 있었다.

본 발명은, 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로, 직교 자원 도약 다중화라는 통계적 다중화 방식에 있어서 성능 열화의 가능성이 있는충돌 및 천공이라는 도약 다중화의 특성을 감안하는 대수 우도비 변환 기법 및 적응 부호화율 기법을 통해 채널 부호화의 성능 향상을 수행하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템을 제공하는데 그 목적이 있다.

도 1 은 일반적인 무선 통신 시스템의 구성예시도.

도 2a 내지 도 2f 는 일반적인 자원 도약 다중화에 의한 제1통신국에서의 송신 신호의 개념도.

도 3a 는 일반적인 파일롯, 동기, 호출 채널에 대한 제1 통신국의 송신기 구성예시도.

도 3b 는 일반적인 트래픽 채널에 대한 제1 통신국에서의 송신기 구성예시도.

도 4a 는 일반적인 부호 분할 다중화 방식에 의한 제1 통신국의 송신기 구성예시도.

도 4b 는 일반적인 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제1 통신국에서의 송신기 구성예시도.

도 5a 는 일반적인 부호 분할 다중화 방식에 의한 제2 통신국에서의 수신기 구성예시도.

도 5b 는 일반적인 직교 자원 도약 다중화 방식에 의한 제2 통신국에서의 수신기 구성예시도.

도 6 은 일반적으로 송신전력 제어 명령이 송신국에서 삽입되지 않는 채널에 대한 수신기의 구성예시도.

도 7 은 일반적인 파일롯, 동기, 호출 채널에 대한 제2 통신국의 수신기 구성예시도.

도 8 은 일반적인 직교 자원 도약 다중화 방식의 분류 채널 부호기에서 주어진 비트에 따라 직교 자원 분할 다중화 또는 직교 자원 도약 다중화의 예시도.

도 9 는 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템의 일실시예 개념도.

도 10a 및 도 10b 는 각각의 대수 우도비 변환 방식에 따른 채널 출력값과 대수 우도비의 상관 관계를 나타내는 일실시예 설명도.

도 11 은 본 발명에 따른 천공 추정기에서의 영역 검출에 대한 개념을 나타내는 일예시도.

도 12a 내지 도 12d 는 본 발명에 따른 디지털 통신 시스템에 있어서 대수 우도비 변환기의 일실시예 상세 구성도.

도 13a 및 도 13b 는 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템의 일실시예 구성도.

도 14a 및 도 14b 는 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템의 이실시예 구성도.

도 15a 및 도 15b 는 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템의 삼실시예 구성도.

도 16 은 부호화율에 따른 천공 확률의 변화에 의해 심벌 정보가 유지되는 심벌 수가 달라짐을 나타내는 일예시도.

도 17 은 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 있어서 트래픽에 따라 최적 부호화율을 적용하는 적응 부호화율 기법의 일실시예 설명도.

도 18a 및 도 18b 는 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템의 사실시예 구성도.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

628 : 대수 우도비 변환기 630 : 천공 추정기

270 : 최적 부호화율 생성기

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 있어서, 수신단의 채널 복조기와 채널 복호기 사이에 위치하여, 상기 채널 복조기 출력값을 자원 도약 환경에 따라 대수 우도비 변환을 수행하여 상기 채널 복호기의 입력값으로 들어가도록 하는 대수 우도비 변환수단; 및 상기 채널 복호기의 입력값에 대해 정해진 크기의 비트수로 제한하기 위해 연판정을 수행하는 연판정수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명은, 제1 통신국과 다수의 제2 통신국을 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 있어서, 통신 채널에 대응하는 다차원 직교 자원 도약 패턴들의 일부 데이터 심벌 구간에서의 충돌로 인하여 발생가능한 전송 데이터 심벌의 천공 또는 시너지 현상을 고려한 대수 우도비에 기반하는 연판정값을 생성 사용하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명은, 제1 통신국과 다수의 제2 통신국을 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 있어서, 채널 부호화율을 트래픽 상황에 따라 주기적으로 조정하는 적응 부호화율 방식을 이용하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 발명은, 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 있어서, 송신단에서 트래픽 상황에 따라 부호화 이득과 천공과의 타협점을 찾아 주기적으로 채널 부호화율을 조정하는 최적 부호화율 생성수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기한 것처럼, 종래에는 채널 복조기 출력값을 그대로 연입력(Soft Input) 형식의 채널 복호기에 넣는 것이 이상적이었지만, 직교 자원 도약 다중화 환경에서는 전송 심벌의 원래 위치가 원점 또는 심벌들의 중점에 위치하게 되므로 잡음의 영향을 고려하면 수학적인 계산이 완전히 달라지게 된다.

따라서, 본 발명에서는 달라진 수학식을 참조하여 채널 복조기 출력값을 대수 우도비 변환기를 통하여 조정하여 채널 복호기 입력으로 넣는다. 여기서 대수 우도비 변환기는 일반적으로 천공 확률을 입력 변수로 가지게 되는데 이는 제1통신국에서 제어 신호 전송을 통해 알려주거나 제2통신국에서 천공 추정기를 통해 계산한다. 또한 천공 확률을 모르거나 대략적으로 알 경우 대수 우도비 변환기는 정해진 변환을 수행하게 된다.

또한, 상기한 것처럼, 제1통신국에서 채널 부호화율은 채널 상황, 가용 대역폭, 전력, 정보율 등에 의해 결정되는데, 가용 대역폭의 상황에 맞게 부호화율을 조정하는 것이 일반적이었다. 이때 부호화율의 감소는 한 사용자의 확산 계수의 감소 또는 다중 부호 점유에 의해 이루어졌었다. 하지만, 직교 자원 도약 다중화 환경에서는 부호화율의 감소가 요구 대역폭의 증가를 의미하지 않고, 고정된 대역폭에 여러 사용자가 통계적 다중화되는 방식이므로, 부호화율의 감소는 각 사용자의 점유 대역 증가를 가져오게 되어 충돌 및 천공이 증가하게 되는 문제점이 발생하였다.

상기한 천공은 성능 열화를 가져오므로, 부호화율을 감소시켜 부호화 이득을 높이는 것과 부호화율을 증가시켜 천공을 줄이는 것 사이에 타협점이 생기게 되며, 더불어 이는 대역폭의 트래픽 상황에 따라 달라지게 된다. 본 발명은 트래픽에 따른 최적의 부호화율로 동작되는 시스템을 제시한다.

정리하면, 본 발명은 직교 자원 도약 다중화라는 통계적 다중화 방식에 있어서 성능 열화의 가능성이 있는 충돌 및 천공이라는 도약 다중화의 특성을 감안하여 채널 부호화의 성능 향상을 위하여 대수 우도비 변환 및 적응 부호화율 기법을 제시하는 것이다.

대수 우도비 변환을 통해 채널 복호화의 성능 향상을 얻기 위하여 본 발명은 제1 통신국의 송신기에서의 천공 확률에 따른 제2 통신국의 채널 복조기 출력값의 대수 우도비를 새로 연산하여 제2 통신국의 채널 복호기의 연입력으로 넣는다. 연산된 대수 우도비가 복잡하므로 준최적화 근사를 통해 연산을 간단히 할 수 있다.

천공 확률은 제1통신국에서 제어 신호 전송을 통해 전해주거나 제2통신국에서 천공 추정기를 통해 알아낸다. 천공 확률을 모르거나 대략적으로만 알 경우에 대수 우도비 변환기는 미리 정해진 변환 작업을 수행한다.

또한, 본 발명에서는 적응 부호화율 기법을 통해 채널 부호화의 성능 향상을 얻기 위하여, 대역폭 및 트래픽 상황에 따라 제1 통신국에서 최적 부호화율 생성기를 통해 최적의 부호화율을 얻어서 주기적으로 시스템에 적용한다. 대역폭 및 여러 트래픽 정보는 상위 계층에서 최적 부호화율 생성기로 제공된다.

상술한 목적, 특징들 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.

종래기술 및 일반적인 기술의 예를 설명하면서 사용된 도면 참조번호 중에서 본 발명의 실시예에서 동일한 기능을 하는 부분은 동일한 도면 참조번호를 사용하며, 앞에서 이미 해당 부분을 설명하였기 때문에 본 발명의 실시예를 설명할 때에는 변경 및 추가되어야 하는 부분을 위주로 설명한다.

도 9 는 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템의 일실시예 개념도이다. 즉, 도 9 는 본 발명의 실시예에 따라 제2 통신국에 대수 우도비 변환기 및 천공 추정기를 도입하는 개념도이다.

직교 자원 도약 다중화 환경에서 채널 복호화의 성능 향상을 위해 채널 복조기(Channel Demodulator, 91)의 출력과 채널 복호기(Channel Decoder, 1502)의 입력 사이에 대수 우도비 변환기(LLR Converter, 628)를 둔다.

대수 우도비 변환기(LLR Converter, 628)는 우수한 성능을 위해 입력값으로 천공 확률을 취할 수 있다. 그런데, 이 천공 확률은 제1 통신국에서 하향 채널로 제어 신호를 통해 제2 통신국으로 전송되거나, 제2 통신국 내에 천공 추정기(Perforation Estimator, 630)를 두어 채널을 통과한 심벌값들을 기초로 추정될 수 있다.

직교 자원 도약 다중화 환경에서 천공이 있을 때 대수 우도비는 BPSK에서 다음의 [수학식 1]로 주어진다. 또한, QPSK는 두 개의 BPSK가 직교적으로 겹쳐진 것이므로, 위상 오차가 없으면 두 개의 BPSK로 분리할 수 있고 따라서 BPSK의 분석과 동일하다.

제1 통신국에서 보낼 심벌이 d이고 제2 통신국에서 y심벌을 받는 경우의 대수 우도비(Log-Likelihood Ratio)가 L(d|y)이다. 이 값은 이상적으로 연입력 형식의 채널 복호기(1502)의 입력으로 들어간다. 실제로는 정해진 크기의 비트 수로 데이터를 제한하기 위해 연판정을 통하게 되는데, 본 발명에서의 대수 우도비 변환기(628)는 연판정기 이전에 위치할 수도 있고, 연판정기 이후에 위치할 수도 있다. 상기한 [수학식 1]에서 d는 +1과 -1의 값을 가지지만, 실제로 송신하는 심벌t는 도약 다중화에서 천공에 의해 +1, -1, 0의 값을 가진다. σ는 백색가산가우시안잡음(AWGN : Additive White Gaussian Noise)의 표준편차값이고, Pp는 천공 확률값이다.

상기의 대수 우도비는 지수함수와 로그함수가 섞인 복잡한 계산식이다. 본 발명을 설명함에 있어서, 이러한 최적의(Optimal) 대수 우도비 변환 수행 블록(628)을 최적 대수 우도비 변환기(Optimal LLR Converter) 또는 정밀한 대수 우도비 변환기(Exact LLR Converter)라 한다.

다음으로, 본 발명에서는 정밀한 대수 우도비 변환이 복잡하므로 근사를 통해 연산을 간단히 한다. 다음의 [수학식 2]는 천공 확률의 범위에 따라 근사화한 대수 우도비이다.

상기의 [수학식 2]에서 대수 우도비는 수신된 심벌 y의 일차함수로 표현되며, 정밀한 대수 우도비 변환에 필요한 지수함수, 로그함수의 계산이 불필요하다. 따라서, 제2 통신국에서의 연산이 매우 간단해진다. 본 발명을 설명함에 있어서, 이러한 방식의 대수 우도비 변환기(628)를 선형 대수 우도비 변환기(Linear LLR Converter) 또는 준최적 대수 우도비 변환기(Sub-Optimal LLR Converter)라 한다.

직교 자원 도약 다중화의 충돌 해결에서 천공 외에 시너지(Synergy)를 사용하는 방식이 있다. 이 경우에 심벌 d는 마찬가지로 +1, -1의 값을 가지지만, 실제 송신 심벌 t는 +2, +1, 0, -1, -2의 값을 가진다. +2, -2는 시너지 방식에 의해 전송되는 심벌이며, 2개의 동일한 진폭을 가지는 하향 채널간에 시너지가 일어난 경우에 대한 것이다. 만약 2개의 하향 채널간에 시너지가 발생하더라도 각 채널의 진폭이 다르다면 시너지의 결과는 각 진폭의 합이 될 것이고, 비록 확률적으로 존재 가능성이 2개의 하향 채널간의 시너지보다 적지만 3개 이상의 하향 채널간에 시너지가 일어날 경우에도 모든 채널의 진폭의 합이 된다.

그러나, 본 발명의 일실시예에 있어서는, 개념을 설명하기 위하여 2개의 동일한 진폭을 가진 채널간에 시너지가 발생한 것에 한정하여 설명한다. 이 때 대수 우도비의 수식 계산은 아래의 [수학식 3]과 같이 바뀐다.

Ps는 시너지의 확률이고, Pp로부터 근사적으로 계산될 수 있으며, 값이 작을 때에는 Pp와 거의 같다. 마찬가지로 정밀한 대수 우도비 변환은 그 연산이 복잡하여 다음의 [수학식 4]와 같이 선형 대수 우도비 연산으로 근사한다. 여기서, Ps는 Pp와 동일한 값을 가진다고 가정한다.

도 10a 및 도 10b 는 각각의 대수 우도비 변환 방식에 따른 채널 출력값과 대수 우도비의 상관 관계를 나타내는 일실시예 설명도이다.

구체적으로, 도 10a 및 도 10b 는 제2 통신국에서 실행되는 각각의 대수 우도비 변환 방식의 예이다. 가는 실선은 종래의 무변환 방식(Conventional)이고, 가는 점선은 정밀한 대수 우도비 변환 방식(Exact)이며, 굵은 실선은 준최적의 선형 대수 우도비 변환 방식(Linear)이다.

도 10a는 천공만이 심벌 사상(Mapping)에 적용된 경우의 예이며, 도 10b는 천공과 시너지가 함께 적용된 경우의 예이다. 도 10a 및 도 10b 를 통해 알 수 있는 것처럼, 전통적인 무변환 방식을 기준으로 하여 살펴보면 선형 방식은 정확성이 무변환 방식에 비해 조금 나으며, 정밀한 대수 우도비 변환 방식은 정확하기는 하지만 그 만큼 복잡하다.

상기의 대수 우도비 변환은 입력값으로 채널 출력값 y외에, 천공 확률 Pp를 필요로 한다. 천공 확률은 제1 통신국에서 제어 신호 전송을 통해 전송할 수도 있고, 제2 통신국에서 수신된 채널 출력값들을 기초로 추정할 수도 있다. 본 발명에서는 이러한 추정을 수행하는 블록을 상기한 것처럼 천공 추정기(Perforation Estimator)라 한다. 천공 확률의 추정은 다음과 같이 이루어질 수 있다.

첫번째로는, 영역 검출(Zone Detection)법이 있다.

도 11 은 본 발명에 따른 천공 추정기에서의 영역 검출에 대한 개념을 나타내는 일예시도이다.

도 11은 영역 검출법을 설명하는 그림으로, 천공된 심벌은 원점으로 송신되므로 원점 주위에 문턱값(Threshold)을 두어 천공된 심벌의 개수를 세어 확률을 계산하는 기법이다.

두번째로 모멘트(Moment)법이 있다. 이는 실제 천공 확률에 따라 일차 및 이차 모멘트 값이 다음의 [수학식 5]를 이용하여 구할 수 있으므로, 수신된 심벌의 모멘트를 연산하여 역으로 실제 천공 확률을 추정하는 것이다. 아래의 수학식에서 X는 수신된 심벌을 나타내는 확률 변수이다.

상기한 천공 추정은 프레임 단위로 독립적으로 수행될 수도 있고, 여러 프레임을 통해 가중치 평균으로 연산될 수도 있다. 사용자들의 채널 사용 여부가 매프레임마다 급격히 변하는 환경에서는 프레임 단위로 독립적으로 천공 추정을 수행하는 것이 좋고, 채널 사용 여부가 간헐적으로 변하거나 사용자 수가 매우 많아서 천공 확률이 크게 바뀌지 않는 환경에서는 가중치 평균을 통해 천공 추정을 수행하는 것이 유리하다.

또한, 본 발명에서는 천공 확률의 추정이 어렵거나 큰 오차를 내포하는 환경에 대한 대수 우도비 변환법을 제시한다. 상기한 정밀한 대수 우도비 변환법이나 준최적 대수 우도비 변환법은 천공 확률이 커질수록 종래 방식에 비해 성능의 향상이 크다. 이는 종래의 기술이 천공 확률이 작은 상황에서는 성능이 좋다는 것을 의미한다. 천공 확률이 클 때의 대수 우도비 변환 함수를 가정하면, 이는 천공 확률이 작을 때에는 성능 열화가 있으나 천공 확률이 클 때에는 좋은 성능을 나타낸다.

본 발명을 설명함에 있어서, 천공 확률이 클 때의 특정한 대수 우도비 변환기를 고정 대수 우도비 변환기(Fixed LLR Converter)라 한다. 고정 대수 우도비 변환기는 무변환 특성의 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기(Conventional LLR Converter)와 마찬가지로 천공 확률 Pp를 입력 변수로 가지지 않는다.

본 발명에서는 정밀한 대수 우도비 변환기, 준최적 대수 우도비 변환기 외에도, 고정 대수 우도비 변환기와 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기를 조합하는 시스템을 제시한다.

도 12a 내지 도 12d 는 본 발명에 따른 디지털 통신 시스템에 있어서 대수 우도비 변환기의 일실시예 상세 구성도이다.

살펴보면, 도 12a 내지 도 12d 는 상기한 방식들에 따라 구성된 것임을 알 수 있다. 또한, 도 12a 내지 도 12d 는 상기한 도 9 에 제시되었던 대수 우도비 변환기(628)에 대해 보다 상세히 하고 있음을 알 수 있다.

도 12a 에 나타나는 첫 번째 방식과 도 12b에 나타나는 두 번째 방식은 각각 정밀한 대수 우도비 변환기(Exact LLR Converter, 6281)와 준최적 대수 우도비 변환기(Sub-Optimal Linear LLR Converter, 6282)이다.

도 12c에 나타나는 세 번째 방식은 채널 복조기(91) 출력값을 가지고 천공 추정기(630)를 통해 천공 추정을 하되, 아주 단순하게 추정을 수행하여 정해진 문턱값 x를 넘는가만을 확인하여, 고정 대수 우도비 변환기(Fixed Linear LLR Converter, 6283)에서의 고정 대수 우도비 변환이나 전통적 대수 우도비 변환기(Conventional LLR Converter, 6284)에서의 종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환 중에 하나를 수행하도록 한다. 단순한 추정이므로 정보 비트 수가 적으며, 제1 통신국에서 제어 신호 전송을 통해 보내주는 방식도 가능하다.

도 12d에 나타나는 네 번째 방식은 천공 추정없이 고정 대수 우도비 변환과 종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환을 동시에 수행하여 독립적으로 채널 복호기를 거친 후 두 가지 결과 중에서 CRC 오류가 없는 것을 선택하는 것이다.

세 번째 방식과 네 번째 방식을 비교하면, 세 번째 방식은 복호화가 한 번이므로, 제2 통신국의 전력 손실이 적은 반면 단순한 천공 추정이 필요하고, 네 번째 방식은 복호화 전력 손실이 큰 반면 천공 추정이 필요없다.

도 13a 및 도 13b 는 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템의 일실시예 구성도이다.

도 13a 및 도 13b는 도 6에 도시된 일반적인 제2 통신국 수신기에 대해 대수 우도비 변환기 및 천공 추정기가 연판정기 이전에 위치하는 실시예를 나타내고 있다.

도 13a는 대수 우도비 변환기(LLR Converter, 628)만이 연판정기(Soft Decision, 616) 이전에 위치하는 예이며, 도 13b는 도 13a에서 천공 추정기(Perforation Estimator, 630)가 수신 심벌들을 통해 천공 확률을 추정하여 대수 우도비 변환기(628)에 제공하는 예이다.

도 14a 및 도 14b 는 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템의 이실시예 구성도이다.

도 14a 및 도 14b 는 도 7의 일반적인 제2 통신국 수신기에 대해 대수 우도비 변환기 및 천공 추정기가 연판정기 이후에 위치하는 실시예를 나타내고 있다.

도 14a는 대수 우도비 변환기(628)만이 연판정기 이후에 위치하는 예이다. 또한, 도 14b는 도 14a에서 천공 추정기(630)가 수신 심벌들을 통해 천공 확률을 추정하여 대수 우도비 변환기(628)에 제공하는 예이다.

도 15a 및 도 15b 는 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템의 삼실시예 구성도이다.

도 15a 및 도 15b 는 직교 자원 도약 다중화 환경에서, 도 8의 정보 비트(Systematic Bit) 보호에 대해 제2 통신국 수신기에서 본 발명의 대수 우도비 변환을 수행하는 실시예이다.

도 8의 분류 채널 부호기(Systematic Channel Encoder, 2710)에서 부가 비트(Parity Bit)만이 직교 자원 도약 다중화(ORHM)되고, 정보 비트(Systematic Bit)는 직교 자원 분할 다중화(ORDM)되므로, 부가 비트만이 천공을 겪게 되어 부가 비트에 대해서만 본 발명의 대수 우도비 변환을 수행하면 된다.

정보 비트(Systematic Bit)에 대해서는 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환이 수행되는 셈이고, 다만 정보 비트와 부가 비트가 다중화되어 복호화되므로 두 가지 대수 우도비 변환 사이의 상수 정규화(Constant Normalization)가 필요하다. 상수 정규화는 대수 우도비 변환 시의 상수 계수를 맞추어 주는 것으로, 도 10의 그래프의 기울기를 맞추어 주는 것이다.

도 15a는 대수 우도비 변환이 연판정 이전에 수행되는 경우의 실시예이다. 정보 비트는 도 5a의 수신기를 통해 직교 자원 분할 다중화 형식으로 수신되고, 부가 비트는 도 5b의 수신기를 통해 직교 자원 도약 다중화 형식으로 수신된다.

부가 비트는 천공을 포함하고 있으므로 대수 우도비 변환기(628)와 이를 돕는 천공 추정기(630)를 통해 대수 우도비 변환된다. 이때, 부가 비트의 대수 우도비 변환 과정에서 정보 비트와의 상수 정규화를 고려해야 한다. 대수 우도비 변환된 부가 비트는 정보 비트와 다중화기(MUX, 1500)에서 다중화되고 연판정기(Soft Decision, 616)에서 연판정된 후, 채널 복호기(Channel Decoder, 1502)의 입력으로 들어가게 된다.

도 15b는 대수 우도비 변환이 연판정 이후에 수행되는 경우의 실시예이다. 나머지 절차는 도 15a와 같다.

본 발명에서는 직교 자원 도약 다중화 상황에서 상기의 대수 우도비 변환기 및 천공 추정기를 제2 통신국에 둠으로써 채널 복호화의 성능 향상을 의도한다.

이와는 별도로 직교 자원 도약 다중화 하의 제1 통신국에서는 한정된 대역으로 여러 사용자의 심벌을 동시에 전송하면서 채널 부호화 성능 열화를 야기하는 천공을 발생시킨다. 이러한 천공은 부호화율을 크게 하면 줄어들게 되나 큰 부호화율은 일반적으로 작은 부호화 이득을 가져오므로 타협점이 존재한다. 본 발명에서는 이러한 최적의 부호화율에 대한 타협점을 통하여 적응 부호화율 기법을 제시한다.

도 16 은 부호화율에 따른 천공 확률의 변화에 의해 심벌 정보가 유지되는 심벌 수가 달라짐을 나타내는 일예시도이다.

도 16은 직교 자원 도약 다중화 상황에서 최적 부호화율이 발생하는 예이다. 한 사용자 측면에서 다른 부호화율을 사용하면 도면 아래쪽의 작은 부호화율의 경우에 중복성(Redundancy)이 커서 부호화 이득이 크다.

그러나, 중복성이 크면 도약 다중화 상황에서는 전체 대역은 같고 한 사용자의 사용 대역은 커져서 충돌이 빈번하게 발생하게 되어 천공 확률이 커지므로, 심벌 정보를 지닌 채로 전송되는 심벌의 중복성은 크게 훼손된다. 도 16의 예에서는 부호화율이 1/5인 경우가 심벌 정보를 지닌 채로 전송되는 심벌의 수가 가장 많으므로 최적에 가깝다.

이와 같이 가용 대역폭 및 트래픽 상황에 따라 천공 확률이 예상되고, 컴퓨터 모의 실험이나 수학적 분석을 통해 최적 부호화율을 구할 수 있다. 본 발명에서는 제1 통신국에 최적 부호화율 생성기를 두어 최적 부호화율을 생성하고, 가변 트래픽 정보는 상위 계층에서 최적 부호화율 생성기에 제공된다. 최적 부호화율은 (0, 1] 실수 구간 상의 어떤 값도 취할 수 있고, 구현 상으로는 1/3, 1/4, 1/5 등의 특정한 값들만을 취할 수도 있다.

도 17 은 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 있어서 트래픽에 따라 최적 부호화율을 적용하는 적응 부호화율 기법의 일실시예 설명도이다.

트래픽 영역에 따라 최적 부호화율이 최적 부호화율 생성기에 의해 정해지고, 이는 일정 주기마다 전체 시스템에 공지되어 채널 부호화의 부호화율로 이용된다.

도 18a 및 도 18b 는 본 발명에 따른 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템의 사실시예 구성도이다.

도 18a 및 도 18b는 도 3a 및 도 3b의 일반적인 제1 통신국 송신기에 최적부호화율 생성기(Optimal Code Rate Generator, 270)를 두는 실시예이다. 본 발명에서 채널 부호기의 종류는 관계가 없다.

도 18a는 파일롯, 동기, 호출 채널에 대한 제1 통신국의 송신기 구성도이며, 도 18b는 트래픽 채널에 대한 제1 통신국에서의 송신기 구성도이다. 최적 부호화율 생성기(270)의 입력으로는 상위 계층에서 가변 트래픽 정보가 주어진다.

상기한 바와 같은 본 발명을 정리하면 다음과 같다.

본 발명은, 제1통신국과 복수의 제2통신국을 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 방식에 기반하는 디지털 통신시스템에서, 통신 채널에 대응하는 다차원 직교 자원 도약 패턴들이 일부 데이터 심벌 구간에서 충돌로 인하여 발생가능한 전송 데이터 심벌의 천공 또는 시너지 현상을 고려하는 대수 우도비에 기반한 연판정값을 생성 사용한다.

여기서, 상기한 전송 데이터 심벌이 천공을 통해 원점으로 송신되는 경우에는, 최적 대수 우도비 변환에 기반한 연판정값을 생성하여 사용하거나, 준최적 대수 우도비 변환에 기반한 연판정값을 생성하여 사용한다.

또한, 부호화된 심벌이 천공과 시너지를 통해 원점과 큰 진폭의 심벌로 송신되는 경우에는, 최적 대수 우도비 변환에 기반한 연판정값을 생성하여 사용하거나, 준최적 대수 우도비 변환에 기반한 연판정값을 생성하여 사용한다.

또한, 본 발명은, 천공 확률 추정기를 통해 천공 확률을 추정하여 대수 우도비 변환기의 입력으로 제공하며, 이때, 영역 검출 기법, 모멘트 기법을 사용하여 천공 확률을 추정할 수 있다.

이러한, 천공 확률 추정은 채널 부호화의 단위인 매프레임마다 수행할 수도 있고, 복수개의 단위로 수행할 수도 있다. 복수개의 단위로 수행할 경우에는, 복수개의 프레임에 대하여 각 프레임별로 가중치를 주고 평균을 구하여 천공 확률 추정을 수행할 수도 있다.

또한, 상기한 대수 우도비 변환에 천공 확률을 이용하지 않고 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기와 고정 대수 우도비 변환기를 병렬적으로 이용할 수 있는데, 이때, 대수 우도비 변환기를 선택함에 있어서 천공 확률이 문턱값을 넘는가에 따라 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기의 출력과 고정 대수 우도비 변환기의 출력 중에서 하나를 선택하게 된다.

제2 통신국의 대수 우도비 변환기는 연판정기 이전에 위치할 수도 있고, 연판정기 이후에 위치할 수도 있다.

또한, 본 발명은, 분류 채널 부호기(Systematic Channel Encoder)의 출력 비트중에서 정보 비트(Systematic bit)와 부가 비트(Parity bit)를 구분하여 정보 비트는 직교 자원 분할 다중화 방식으로 전송하고, 부가 비트는 직교 자원 도약 다중화 방식으로 전송하는 경우에, 제2 통신국에서 정보 비트에 대해서는 제1 대수 우도비 변환을 수행하고, 부가 비트에 대해서는 제2 대수 우도비 변환을 수행한다.

여기서, 제1 대수 우도비 변환은 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기에 의하고, 제2 대수 우도비 변환은 최적 대수 우도비 변환기에 의할 수 있다. 이와 달리, 제1 대수 우도비 변환은 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기에 의하고, 제2 대수 우도비 변환은 준최적 대수 우도비 변환기에 의할 수도 있다. 또한, 제1 대수우도비 변환은 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기에 의하고, 제2 대수 우도비 변환은 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기와 고정 대수 우도비 변환기를 병렬적으로 이용할 수도 있다. 또한, 제1 대수 우도비 변환은 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기에 의하고, 제2 대수 우도비 변환은 천공 확률이 문턱값을 넘는가에 따라 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기의 출력과 고정 대수 우도비 변환기의 출력 중에서 하나를 선택하여 수행될 수도 있다.

상기한 분류 채널 부호기는 실질적으로 터보 부호기가 될 수 있다.

또한, 본 발명은, 근본적으로, 제1 통신국과 복수의 제2 통신국을 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화방식에 기반한 디지털 통신시스템에서, 채널 부호화율을 트래픽 상황에 따라 주기적으로 조정하는 적응 부호화율 방식을 쓸 수 있다.

보다 구체적으로는, 채널 부호화율 결정을 위해 제1통신국에 부호화율 생성기를 두어 상위 계층에서 주어지는 트래픽 상황 정보에 따라 최적 부호화율을 도출할 수 있으며, 이때, 연속적인 값을 가지는 최적 부호화율을 도출할 수도 있고, 이산적인 값을 가지는 최적 부호화율을 도출할 수도 있다.

이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하다는 것이 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 명백할 것이다.

상기한 바와 같은 본 발명은, 제2 통신국에 대수 우도비 변환기를 둠으로써 직교 자원 도약 다중화 환경에서 채널 복호화의 성능 향상을 얻는 효과가 있다.

또한, 본 발명은, 제2 통신국에 천공 추정기를 둠으로써 대수 우도비 변환기의 입력값인 천공 확률을 추정하는 기능을 수행하며, 천공 확률이 주어지면 정밀한 대수 우도비 변환기 또는 준최적 대수 우도비 변환기가 동작하여 천공 확률이 비교적 큰 환경에서 높은 성능 향상을 제공하는 효과가 있다.

또한, 본 발명은, 천공 확률을 알 수 없거나 천공 확률을 대략적으로만 알 경우에는 천공 확률이 작을 때에 성능이 우수한 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환기와 천공 확률이 클 때에 성능이 우수한 고정 대수 우도비 변환기를 함께 이용함으로써 모든 천공 확률의 범위에 대해 정밀한 최적 대수 우도비 변환기의 성능에 접근할 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 발명은, 최적 부호화율 생성기를 이용하는 적응 부호화율 기법을 통해 직교 자원 도약 다중화 환경에서 최적 부호화율을 획득할 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 발명은, 최적 부호화율 생성기를 통해 제1통신국이 주기적으로 트래픽 상황에 따라 최적 부호화율을 생성하여 전체 시스템에 공지함으로써, 천공에 따른 성능 열화와 부호화 이득 사이에서 최대의 성능을 도출할 수 있는 효과가 있다.

Claims (48)

1. 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 있어서,

   수신단의 채널 복조기와 채널 복호기 사이에 위치하여, 상기 채널 복조기 출력값을 자원 도약 환경에 따라 대수 우도비 변환을 수행하여 상기 채널 복호기의 입력값으로 들어가도록 하는 대수 우도비 변환수단; 및

   상기 채널 복호기의 입력값에 대해 정해진 크기의 비트수로 제한하기 위해 연판정을 수행하는 연판정수단

   을 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 대수 우도비 변환수단은,

   우수한 성능을 위해 통신채널의 전송 데이터 심벌의 천공 확률을 입력값으로 취하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
3. 제 2 항에 있어서,

   상기 대수우도비 변환수단은,

   상기의 전송 데이터 심벌이 천공을 통해 원점으로 송신되는 경우에 정밀하게 대수 우도비 변환을 수행하는 최적 대수 우도비 변환수단

   인 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
4. 제 2 항에 있어서,

   상기 대수우도비 변환수단은,

   상기의 전송 데이터 심벌이 천공을 통해 원점으로 송신되는 경우에 상기 천공 확률의 범위에 따라 근사화한 대수 우도비 변환을 수행하는 준최적 대수 우도비 변환수단

   인 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
5. 제 1 항에 있어서,

   상기 대수 우도비 변환수단은,

   직교 다원 도약 다중화의 충돌 해결을 위해 전송 데이터 심벌의 천공 확률및 시너지를 사용하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
6. 제 5 항에 있어서,

   상기 대수 우도비 변환수단은,

   부호화된 심벌이 천공과 시너지를 통해 원점과 큰 진폭의 심벌로 송신되는 경우에 정밀하게 대수 우도비 변환을 수행하는 최적 대수 우도비 변환수단

   인 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
7. 제 5 항에 있어서,

   상기 대수 우도비 변환수단은,

   부호화된 심벌이 천공과 시너지를 통해 원점과 큰 진폭의 심벌로 송신되는 경우에 상기 천공 확률 및 이를 통해 얻을 수 있는 상기 시너지의 확률 범위에 따라 근사화한 대수 우도비 변환을 수행하는 준최적 대수 우도비 변환수단

   인 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
8. 제 1 항에 있어서,

   상기 대수 우도비 변환수단은,

   대수 우도비 변환에 종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환 및 고정 대수 우도비 변환을 병렬적으로 이용하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
9. 제 8 항에 있어서,

   상기 대수 우도비 변환수단은,

   전송 데이터 심벌의 천공 확률이 문턱값을 넘는가에 따라 상기한 종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환 방식과 상기한 고정 대수 우도비 변환 방식을 선택적으로 이용하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
10. 제1항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환수단은,

    송신단의 분류 채널 부호기(Systematic Channel Encoder)로부터 출력되어 직교 자원 분할 다중화 방식으로 전송된 정보 비트(Systematic bit)에 대해 제1 대수우도비 변환을 수행하고, 상기 분류 채널 부호기로부터 출력되어 직교 자원 도약 다중화 방식으로 전송된 부가 비트(Parity bit)에 대해 제2 대수 우도비 변환을 수행하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
11. 제 10 항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환수단은,

    종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환을 상기 제1 대수 우도비 변환으로 하고, 정밀하게 대수 우도비 변환을 수행하는 최적 대수 우도비 변환을 상기 제2 대수 우도비 변환으로 하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
12. 제 10 항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환수단은,

    종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환을 상기 제1 대수 우도비 변환으로 하고, 천공 확률의 범위에 따라 근사화한 대수 우도비 변환을 수행하는 준최적 대수 우도비 변환을 상기 제2 대수 우도비 변환으로 하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
13. 제 10 항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환수단은,

    종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환을 상기 제1 대수 우도비 변환으로 하고, 종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환 및 고정 대수 우도비 변환을 병렬적으로 이용하는 변환을 상기 제2 대수 우도비 변환으로 하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
14. 제 10 항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환수단은,

    종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환을 상기 제1 대수 우도비 변환으로 하고, 천공 확률이 문턱값을 넘는가에 따라 종래 기술에 의한 대수 우도비 변환과 고정 대수 우도비 변환을 선택적으로 이용하는 변환을 상기 제2 대수 우도비 변환으로 하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
15. 제 10 항에 있어서,

    상기의 분류 채널 부호기는,

    실질적으로 터보 부호기인 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
16. 제 1 항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환수단은,

    상기 연판정수단 이전에 위치하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
17. 제 1 항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환수단은,

    상기 연판정수단 이후에 위치하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
18. 제 2 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환수단은,

    상기 송신단으로부터의 제어 신호 전송에 따라 전송되는 상기 천공 확률을이용하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
19. 제 2 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 수신단에서 수신된 채널 출력값들을 기초로 상기 천공 확률을 추정하여 상기 대수 우도비 변환수단에 제공하는 천공 확률 추정수단

    을 더 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
20. 제 19 항에 있어서,

    상기 천공 확률 추정수단은,

    천공된 심벌이 원점으로 송신되므로 원점 주위에 문턱값을 두어 천공된 심벌의 개수를 확인하여 상기 천공 확률을 추정하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
21. 제 20 항에 있어서,

    상기 천공 확률 추정수단은,

    상기의 천공 확률 추정을 채널 부호화의 단위인 프레임마다 수행하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
22. 제 20 항에 있어서,

    상기 천공 확률 추정수단은,

    상기의 천공 확률 추정을 채널 부호화의 단위인 프레임의 복수개의 단위로 수행하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
23. 제 22 항에 있어서,

    상기 천공 확률 추정수단은,

    상기의 천공 확률 추정을 상기의 복수개의 프레임에 대하여 각 프레임별로 가중치를 주고 평균을 구함으로써 수행하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
24. 제 19 항에 있어서,

    상기 천공 확률 추정수단은,

    실제의 천공 확률에 따라 모멘트 값을 얻을 수 있으므로, 수신된 심벌의 모멘트를 연산하여 역으로 상기 천공 확률을 추정하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
25. 제 24 항에 있어서,

    상기 천공 확률 추정수단은,

    상기의 천공 확률 추정을 채널 부호화의 단위인 프레임마다 수행하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
26. 제 24 항에 있어서,

    상기 천공 확률 추정수단은,

    상기의 천공 확률 추정을 채널 부호화의 단위인 프레임의 복수개의 단위로 수행하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
27. 제 26 항에 있어서,

    상기 천공 확률 추정수단은,

    상기의 천공 확률 추정을 상기의 복수개의 프레임에 대하여 각 프레임별로 가중치를 주고 평균을 구함으로써 수행하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
28. 제 1 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,

    트래픽 상황에 따라 부호화 이득과 천공과의 타협점을 찾아 주기적으로 채널 부호화율을 조정하는 최적 부호화율 생성수단

    을 더 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
29. 제 28 항에 있어서,

    상기 최적 부호화율 생성수단은,

    연속적인 값을 가지는 최적 부호화율을 생성하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
30. 제 28 항에 있어서,

    상기 최적 부호화율 생성수단은,

    이산적인 값을 가지는 최적 부호화율을 생성하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
31. 제 28 항에 있어서,

    상기 수신단에서 수신된 채널 출력값들을 기초로 상기 천공 확률을 추정하여 상기 대수 우도비 변환수단에 제공하는 천공 확률 추정수단

    을 더 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
32. 제 28 항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환수단은,

    상기 송신단으로부터의 제어 신호 전송에 따라 전송되는 상기 천공 확률을 이용하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
33. 제1 통신국과 다수의 제2 통신국을 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 있어서,

    통신 채널에 대응하는 다차원 직교 자원 도약 패턴들의 일부 데이터 심벌 구간에서의 충돌로 인하여 발생가능한 전송 데이터 심벌의 천공 또는 시너지 현상을 고려한 대수 우도비에 기반하는 연판정값을 생성 사용하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
34. 제 33 항에 있어서,

    상기의 전송 데이터 심벌에 따라,

    정밀하게 대수 우도비 변환을 수행하는 최적 대수 우도비 변환에 기반한 연판정값을 생성하여 사용하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
35. 제 33 항에 있어서,

    상기의 전송 데이터 심벌에 따라,

    천공 확률의 범위에 따라 근사화한 대수 우도비 변환을 수행하는 준최적 대수 우도비 변환에 기반한 연판정값을 생성하여 사용하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
36. 제 33 항에 있어서,

    상기 대수 우도비의 변환에,

    종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환 기법과 고정 대수 우도비 변환 기법을 병렬적으로 이용하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
37. 제 36 항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환은,

    천공 확률이 문턱값을 넘는가의 여부에 따라 종래 기술에 의한 무변환 특성의 대수 우도비 변환과 고정 대수 우도비 변환을 선택적으로 이용하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
38. 제 33 항 내지 제 37 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 천공의 확률은,

    천공 확률 추정기를 통해 추정되어 대수 우도비 변환을 위한 입력으로 제공되는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
39. 제 38 항에 있어서,

    상기 천공 확률 추정기는,

    천공된 심벌이 수신되는 주위에 문턱값을 두어 천공된 심벌의 개수를 확인하여 상기 천공 확률을 추정하는 영역 검출 기법 및 수신된 심벌의 모멘트를 연산하여 역으로 상기 천공 확률을 추정하는 모멘트 기법을 선택적으로 사용하여 천공 확률을 추정하는 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
40. 제 33 항 내지 제 37 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 전송 데이터는,

    송신단의 분류 채널 부호기(Systematic Channel Encoder)의 출력 비트 중에서 직교 자원 도약 다중화 방식으로 전송되는 부가 비트(Parity bit)인 것을 특징으로 하는 디지털 통신 시스템.
41. 제1 통신국과 다수의 제2 통신국을 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 있어서,

    채널 부호화율을 트래픽 상황에 따라 주기적으로 조정하는 적응 부호화율 방식을 이용하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
42. 제 41 항에 있어서,

    상기 적응 부호화율 방식은,

    상기 채널 부호화율 결정을 위해 상기 제1 통신국에 부호화율 생성기를 두어 상위 계층에서 주어지는 트래픽 상황 정보에 따라 최적 부호화율을 도출하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
43. 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템에 있어서,

    송신단에서 트래픽 상황에 따라 부호화 이득과 천공과의 타협점을 찾아 주기적으로 채널 부호화율을 조정하는 최적 부호화율 생성수단

    을 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
44. 제 41 항 내지 제 43 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 최적 부호화율 생성수단은,

    연속적인 값을 가지는 최적 부호화율을 생성하는 것을 특징으로 하는 다차원직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
45. 제 41 항 내지 제 43 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 최적 부호화율 생성수단은,

    이산적인 값을 가지는 최적 부호화율을 생성하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
46. 제 41 항 내지 제 43 항 중 어느 한 항에 있어서,

    수신단의 채널 복조기와 채널 복호기 사이에 위치하여, 상기 채널 복조기 출력값을 자원 도약 환경에 따라 대수 우도비 변환을 수행하여 상기 채널 복호기의 입력값으로 들어가도록 하는 대수 우도비 변환수단; 및

    상기 채널 복호기의 입력값에 대해 정해진 크기의 비트수로 제한하기 위해 연판정을 수행하는 연판정수단

    을 더 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
47. 제 46 항에 있어서,

    상기 수신단에서 수신된 채널 출력값들을 기초로 천공 확률을 추정하여 상기 대수 우도비 변환수단에 제공하는 천공 확률 추정수단

    을 더 포함하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.
48. 제 46 항에 있어서,

    상기 대수 우도비 변환수단은,

    상기 송신단으로부터의 제어 신호 전송에 따라 전송되는 상기 천공 확률을 이용하는 것을 특징으로 하는 다차원 직교 자원 도약 다중화 통신 방식에 기반한 디지털 통신 시스템.