[go: up one dir, main page]

KR100385789B1 - 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로 - Google Patents

전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로 Download PDF

Info

Publication number
KR100385789B1
KR100385789B1 KR10-2000-0039920A KR20000039920A KR100385789B1 KR 100385789 B1 KR100385789 B1 KR 100385789B1 KR 20000039920 A KR20000039920 A KR 20000039920A KR 100385789 B1 KR100385789 B1 KR 100385789B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
semiconductor switch
switching element
gate
power semiconductor
reactor
Prior art date
Application number
KR10-2000-0039920A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20010049768A (ko
Inventor
사쿠마다케시
이이다가츠지
Original Assignee
니뽄 가이시 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 니뽄 가이시 가부시키가이샤 filed Critical 니뽄 가이시 가부시키가이샤
Publication of KR20010049768A publication Critical patent/KR20010049768A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100385789B1 publication Critical patent/KR100385789B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/0403—Modifications for accelerating switching in thyristor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

본 발명은 전력용 반도체 스위치를 펄스 구동하기 위한, 구성이 간단하고 필요한 전원 용량을 절감한 게이트 구동 회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.
펄스 구동하여야 할 전력용 반도체 스위치(12)의 캐소드에 접속된 직류 전원(11)의 양극과 전력용 반도체 스위치의 게이트 사이에 온(on)용 반도체 스위칭 소자(13)와 리액터(14)의 직렬 회로를 접속함과 동시에, 상기 온용 반도체 스위칭 소자와 리액터의 접속점과 상기 직류 전원 음극 사이에 음극 측이 애노드가 되도록 프리휠 다이오드(17)를 접속하여, 상기 전력용 반도체 스위치의 게이트와 상기 직류 전원의 음극 사이에 오프(off)용 반도체 스위칭 소자(16)를 접속한다. 게이트 구동 회로의 기생 인덕턴스(15)로 인하여 리액터(14) 사이에 발생하는 높은 역유기 전압에 의해서 급격히 상승하는 전류를 게이트에 공급하여 펄스 구동한다.

Description

전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로{GATE DRIVING CIRCUIT OF POWER SEMICONDUCTOR SWITCH}
본 발명은 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로, 특히 전력용 반도체 스위치를 예리한 상승시켜 고속으로 온(on)하는 펄스 구동 회로에 관한 것이다.
전력 에너지 분야의 하나로 펄스 대전력 기술이 있다. 이것은 천천히 축적한 에너지를 1000만분의 1초라는 매우 짧은 시간에 1억 와트 이상의 순간 파워로서 방출시키는 것이지만, 될 수 있는 한 급속히 에너지를 방출시키기 위해서, 고전압 또한 초고속으로 동작하는 스위칭 소자가 불가결하며, 이 목적을 위하여 갭 스위치나사이러트론(thyratron)이 이용되고 있다. 그러나, 이들의 스위치는 높은 반복 주파수로 동작하는 것에 문제가 있는 동시에, 수명이 짧다고 하는 문제가 있었다.
최근, 반도체 디바이스의 진보에 의해, 비교적 고전압, 대전류로 고속 스위칭 특성을 가진 사이리스터(thyristor), 정전 유도 사이리스터, 게이트 턴 오프 사이리스터(GTO), 절연 게이트 바이폴러 트랜지스터(IGBT) 등의 반도체 스위칭 소자가 제안되어 실용화되고 있다. 이들의 반도체 스위칭 소자를 여러개 직렬로 접속한 것은 펄스 파워용 초고전압 전력용 반도체 스위치로서 사용할 수 있는 가능성이 있다.
이러한 전력용 반도체 스위치를 펄스 구동시키기 위해서는 가능한 한 고속으로 턴 온시킬 필요가 있다. 그 때문에 트리거 신호로서는 턴 온의 초기의 수 ＋nsec의 단시간, 매우 고속으로 상승하는 큰 전류를 게이트에 흘리고, 그 후, 50 μsec 정도 동안, 1A 정도의 연속 온 전류를 흘릴 필요가 있다. 이와 같이 전력용 반도체 스위치를 펄스 구동하기 위한 게이트 구동 회로는 종래에 몇가지가 제안되었다.
도 1은 전력용 반도체 스위치를 펄스 구동하기 위한 종래의 게이트 구동 회로의 일예를 나타내는 것이다. 직류 전원으로서, 온(on)용의 직류 전원(1)과 오프(off)용의 직류 전원(2)이 설치되어 있다. 온용의 직류 전원(1)의 양단에는 저항(3)과 콘덴서(4)가 접속되고, 이들 저항과 콘덴서 사이의 접속점은 온용 스위칭 소자(5)를 지나서 제어하여야 할 전력용 반도체 스위치(6)의 게이트(G)에 접속되어 있다. 직류 전원으로부터 게이트에 이르는 회로 부분의 합계 기생 인덕턴스를 온용스위칭 소자(5)와 전력용 반도체 스위치(6)의 게이트(G) 사이에 접속한 인덕터(7)로서 나타낸다.
상술한 저항(3)은 콘덴서(4)에 대한 충전 저항으로서 동작함과 동시에, 전력용 반도체 스위치(6)를 온 상태로 유지하기 위한 전류를 게이트에 공급하는 것이다. 또한, 전력용 반도체 스위치(6)의 캐소드(K)는 온용 직류 전원(1)의 음극에 접속되어 있고, 온용 스위칭 소자(5)와 인덕터(7)의 접속점은 오프용 스위칭 소자(8)를 지나서 오프용 직류 전원(2)의 음극에 접속되어 있다.
도 1에 나타낸 종래의 게이트 구동 회로의 동작을 도 2에 나타내는 신호 파형을 참조하여 설명한다. 전력용 반도체 스위치(6)가 오프 상태로 유지되어 있을 때는 제어 회로(9)의 제어하에서 온용 스위칭 소자(5)(SW5)는 오프, 오프용 스위칭 소자(8)(SW8)는 온으로 되어 있다. 따라서, 콘덴서(4)는 온용 직류 전원(1)으로부터 저항(3)을 통해 이 전원의 전압(E1)에 충전되어 있다. 시간(to)에 있어서, 온용 스위칭 소자(5)를 오프에서 온으로 전환하면, 콘덴서(4)에 축적되어 있었던 에너지는 이 스위칭 소자를 지나서 전력용 반도체 스위치(6)의 게이트(G)에서 캐소드(K)로 흐르게 된다. 이와 같이 전력용 반도체 스위치(6)의 게이트(G)를 흐르는 전류의 최대치를 I2로 나타낸다. 이와 같이 큰 전류가 게이트에 흐르기 때문에, 전력용 반도체 스위치(6)는 턴 온된다. 그 후 게이트 전류가 계속 흐르는 동안, 전력용 반도체 스위치(6)는 온 상태를 지속하여, 시간(t1)에 있어서 온용 스위칭 소자(5)를 오프하고, 오프용 스위칭 소자(8)를 온함으로써 턴 오프된다.
여기서, 온용 스위칭 소자(5)를 온으로 했을 때에 게이트에 흐르는 전류(iG)의 상승율(diG/dt)은 온용 직류 전원(1)의 전압(E1)과, 도 1에 있어서 인덕터(7)로 나타내고 있는 기생 인덕턴스(Ls) 등에 따라서 결정된다. 즉, diG/dt= E1/Ls로 주어진다. 이 기생 인덕턴스(Ls)는 통상 1OO nH 정도이며, 또한 게이트 전류 iG의 상승율(diG/dt)은 3000A/μsec 이상이 요구된다. 따라서, 온용 직류 전원(1)의 전압 (E1)으로서는 300 V 이상 필요해진다.
한편, 전력용 반도체 스위치(6)를 고속으로 턴 온시키기 위해서 필요한 게이트에 공급하는 전하량 Q는 결정되어 있다. 이 전하량 Q는 콘덴서(4)에 축적되어 있는 전하량과 같이, 이에 의한 에너지는 1/2 ×QE1로 나타낸다. 이 에너지를 축적하기 위해서 저항(3)에서 발생하는 손실도 1/2 ×QE1이 되고, 온용 직류 전원(1)으로부터 공급되는 에너지는 이들의 합계와 같이 QE1이 된다.
상술한 전하량 Q를 확보하는 콘덴서(4)의 용량을 0.5 μF로 하고, 펄스 구동의 반복 주파수를 2 KHz라고 하면, 온용 직류 전원(1)으로부터 공급되는 전력은 90W가 된다. 이 전력에 전력용 반도체 스위치(6)를 50 μsec의 동안, 연속적으로 온 상태로 유지하기 위한 전력 30 W를 가하면, 온용 직류 전원(1)으로부터 공급되는 전력은 120 W로 매우 큰 것이 된다.
이와 같이, 전력용 반도체 스위치(6)를 고속으로 턴 온시켜 펄스 구동하기위해서는 매우 큰 전력을 공급할 수 있는 온용 직류 전원(1)이 필요해지고, 게이트 구동 회로가 복잡하고 대형화되어 비용도 많이 요구된다.
도 3은 종래의 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로의 다른 예를 나타내는 것이지만, 도 1에 나타낸 것과 비교하면, 온용 직류 전원(1)의 양극과 온용 스위칭 소자(5) 사이에, 저항(3)과 콘덴서(4)의 병렬 회로를 접속한 점이 다를 뿐이다. 이러한 게이트 구동 회로의 동작은 도 1에 나타낸 것과 거의 동일하며, 상술한 것과 동일한 동작 조건에서는 온용 직류 전원(1)은 매우 큰 전력을 인가할 필요가 있다.
상술한 바와 같이, 대전력용의 반도체 스위치를 펄스 구동하기 위해서, 턴 온시에 게이트에 급격히 대전류를 흘리고자 하면, 게이트 전원 용량이 과대해지고, 다수의 전력용 반도체 스위치를 직렬 접속하는 것 같은 용도에서는 중대한 문제가 된다. 또한, 게이트 구동 회로에서의 손실이 크기 때문에, 게이트 구동 회로가 대형화되고 시스템의 구축에 지장을 초래하는 문제도 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 상술한 종래의 결점을 해소하고, 간단한 회로에서, 큰 게이트 전류를 급격히 흘려 전력용 반도체 스위치를 펄스 구동할 수 있는 게이트 구동 회로를 제공하고자 하는 것이다.
도 1은 종래의 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로의 일예를 나타내는 회로도.
도 2는 마찬가지로 그 동작을 설명하기 위한 신호 파형도.
도 3은 종래의 게이트 구동 회로의 다른 예를 나타내는 회로도.
도 4는 본 발명에 의한 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로의 일실시예를 나타내는 회로도.
도 5는 마찬가지로 그 동작을 설명하기 위한 신호 파형도.
도 6은 본 발명에 의한 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로의 다른 실시예에 있어서의 동작을 나타내는 신호 파형도.
도 7은 본 발명에 의한 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로의 제어 회로의 일예의 구성을 나타내는 회로도.
도 8은 마찬가지로 그 동작을 설명하기 위한 신호 파형도.
〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉
11 : 직류 전원
12 : 전력용 반도체 스위치
13 : 온(on)용 스위칭 소자
14 : 리액터
15 : 기생 인덕터
16 : 오프(off)용 스위칭 소자
17 : 프리휠(freewheel) 다이오드
18 : 제어 회로
21 : 인버터
22, 26 : 저항
23, 27 : 다이오드
24, 28 : NAND 회로,
25, 29 : 콘덴서
본 발명은 제어하여야 할 전력용 반도체 스위치를 펄스 구동하는 게이트 구동 회로에 있어서, 한쪽의 극이 전력용 반도체 스위치의 주전극에 접속되는 직류 전원과, 상기 전력용 반도체 스위치의 주전극과 게이트 사이에 접속된 리액터 및제1 스위칭 소자의 직렬 회로와, 상기 전력용 반도체 스위치의 게이트와 직류 전원의 다른쪽의 극 사이에 접속된 제2 스위칭 소자를 구비하여, 상기 전력용 반도체 스위치를 오프 상태로 유지하기 위해서, 상기 제1 스위칭 소자를 오프 상태로 하고, 제2 스위칭 소자를 온 상태로 유지하여, 전력용 반도체 스위치를 턴 온할 때에는 상기 제1 스위칭 소자를 오프 상태에서 온 상태로 전환하여 상기 리액터에 에너지를 축적한 다음, 상기 제2 스위칭 소자를 온 상태에서 오프 상태로 전환하여, 상기 리액터에 축적한 에너지를 전력용 반도체 스위치의 게이트에 급격히 흘려 전력용 반도체 스위치를 턴 온하도록 구성한 것을 특징으로 하는 것이다.
이러한 본 발명에 의한 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로에 있어서는 상기 리액터를 에너지 축적 수단으로서 이용하고, 이 리액터에 출력 전압이 낮은 직류 전원으로부터 소요의 전류가 될 때까지 흘려, 축적한 유도 에너지를 개방할 때 생기는 높은 유기 전압을 이용하여 급격히 상승하는 게이트 전류를 전력용 반도체 스위치의 게이트에 흘리는 것에 의해, 저전력 손실로 고성능의 전력용 반도체 스위치용 게이트 구동 회로를 실현할 수 있다.
본 발명에 의한 게이트 구동 회로의 적합한 실시예는 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 반도체 스위칭 소자로 구성하고, 상기 전력용 반도체 스위치가 온이 된 후에도, 상기 제1 반도체 스위칭 소자를 온 상태로 계속하여 유지함으로써 전력용 반도체 스위치를 온 상태로 유지하는 게이트 전류를 상기 리액터에 축적되어 있는 에너지에 의해서 생성하도록 구성한다. 또한, 상기 제1 스위칭 소자와 상기 리액터의 접속점과 상기 제2 스위칭 소자의 상기 직류 전원의 다른 쪽의 극에 접속된 단자 사이에 프리휠 다이오드를 접속하여, 상기 전력용 반도체 스위치가 턴 온한 후에, 상기 제1 스위칭 소자를 오프 상태로서, 전력용 반도체 스위치에 게이트 전류를 흘리면서 상기 리액터에 축적되어 있는 에너지를 상기 프리휠 다이오드를 지나서 상기 직류 전원으로 회생하여, 그 후 제1 스위칭 소자를 다시 온 상태로서 전력용 반도체 스위치를 온 상태로 유지하기 위한 게이트 전류를 상기 리액터에 축적되어 있는 에너지에 의해서 생성하도록 구성할 수도 있다. 또한, 연속되는 펄스 구동을 행하기 위해서는 상기 제2 반도체 스위칭 소자를 온으로서 전력용 반도체 스위치를 턴 오프함과 동시에, 상기 제1 반도체 스위칭 소자를 오프로서 다음 턴 온 동작으로 구비하도록 구성할 수 있다.
또한, 본 발명에 있어서는 상기 제1 스위칭 소자를 반도체 스위칭 소자로 구성함과 동시에, 상기 제2 스위칭 소자를 이 스위칭 소자 자신이 온 상태에서 오프 상태로 전환될 때에, 상기 리액터의 양단에 발생되는 역유기 전압으로 브레이크 다운하는 특성을 갖는 반도체 스위칭 소자로 구성하는 것이 적합하다. 또한, 상기 제1 반도체 스위칭 소자와 리액터의 접속점과 상기 직류 전원의 다른 쪽의 단자 사이에 프리휠 다이오드를 접속하여, 상기 제1 반도체 스위칭 소자가 오프했을 때, 상기 리액터의 전류가 계속 흐르는 경로를 확보하여, 리액터에 과전압이 발생하지 않도록 하는 것이 적합하다.
본 발명자는, 일본 특허 공개 평7-67271호 공보에 있어서, 전력용 반도체 스위치를 연속적으로 온 상태로 유지하기 위한 전류를 리액터와 직렬로 접속된 스위칭 소자를 초핑 동작시켜 얻도록 한 구동 회로를 제안하고 있다. 이와 같이 스위칭소자를 초핑 동작시키기 위해서는 플러스측 전원과 마이너스측 전원의 2개의 전원이 필요하여 전원 회로가 복잡해진다. 또한, 이 구동 회로를 전력용 반도체 스위치를 펄스 구동하기 위한 구동 회로로서 이용하는 것에 대해서도 아무 것도 시사하고 있지 않다. 즉, 리액터로의 전류를 전달하여 흘려 보낼 때에 큰 역유기 전압이 발생하여, 이것이 기생 인덕턴스에 인가되는 것에 따라 급격히 상승하는 전류를 게이트에 흘린다고 하는 본 발명의 기본적인 동작 원리에 대해서는 아무것도 교시하고 있지 않는다.
도 4는 본 발명에 의한 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로의 하나의 실시예의 기본적인 구성을 나타내는 회로도이다. 직류 전원(11)의 양극을 전력용 반도체 스위치(12)의 캐소드(K)에 접속함과 동시에, 이 양극과 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트(G) 사이에 온용의 스위칭 소자(13)와 리액터(14)의 직렬 회로를 접속한다. 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트(G)와 리액터(14) 사이에는 기생 인덕턴스를 나타내는 인덕터(15)가 접속되어 있다. 또한, 리액터(14)와 게이트(G)의 접속점과 직류 전원(11)의 음극 사이에는 오프용 스위칭 소자(16)를 접속한다. 또한, 온용의 스위칭 소자(13)와 리액터(14)의 접속점과 직류 전원(11)의 음극 사이에는 애노드를 음극에 접속한 다이오드(17)를 설치한다. 이 다이오드(17)는 프리휠 다이오드로서 작용하는 것이다. 또한, 온용 스위칭 소자(13) 및 오프용 스위칭 소자(16)의 온/오프를 제어하는 제어 회로(18)를 설치한다.
다음에, 도 4에 나타내는 게이트 구동 회로의 동작을 도 5에 나타내는 신호 파형도를 참조하여 설명한다. 전력용 반도체 스위치(12)가 오프 상태에 있을 때,온용 스위칭 소자(13)(SW13)는 오프 상태에 있고, 오프용 스위칭 소자(16)(SW16)는 온 상태에 있다. 이 상태에서 시간(to)에 있어서, 제어 회로(18)에 의해 온용 스위칭 소자(13)를 오프 상태에서 온 상태로 전환하면, 직류 전원(11)의 양극에서, 스위칭 소자(13), 리액터(14) 및 오프용 스위칭 소자(16)를 거쳐 직류 전원의 음극에 이르는 회로가 형성되고, 리액터(14)에 흐르는 전류가 직선적으로 증가된다. 여기서, 직류 전원(11)의 전압을 E로 하여, 리액터(14)의 인덕턴스를 L 이라고 하면, 리액터에 흐르는 전류의 경사는 E/L이 된다.
시간(t1)에 리액터(14)를 흐르는 전류가 원하는 값(I1)이 되지만, 이 때 제어 회로(18)에 의해서 오프용 스위칭 소자(16)를 온 상태에서 오프 상태로 전환하면, 리액터(14)에 흐르고 있었던 전류가 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트 G로 전류하고자 하지만, 상술한 바와 같이, 전력용 반도체 스위치의 캐소드(K)와 게이트(G) 사이에 적지 않게 존재하는 기생 인덕턴스[도 4에서는 인덕터(15)로 나타냄]때문에, 리액터(14)에 흐르고 있었던 전류가 즉시 전류하는 것은 불가능하고, 따라서 리액터(14)에 큰 역유기 전압이 발생한다.
이와 같이 리액터(14)의 양단 사이에 발생하는 큰 역유기 전압은 오프용 스위칭 소자(16)에 더해지지만, 이 스위칭 소자는 반도체 스위칭 소자로 구성되기 때문에, 최대 정격 전압이 있고, 이것을 넘으면 파손되어 버리게 된다. 그래서, 본 발명이 적합한 실시예에서는 이 오프용의 스위칭 소자(16)를 반도체 스위칭 소자로 구성하고, 이것을 최대 정격 전압으로 브레이크 다운하여, 리액터(14)의 유도 에너지의 일부분을 흡수하는 기능을 갖은 반도체 디바이스를 이용한다. 이러한 반도체디바이스로서는 예컨대 인터내셔널사 제조의 HEXFET가 있다. 이러한 반도체 스위칭 소자(16)의 브레이크 다운 전압을 VB로 하면, 리액터(14)에 의한 역유기 전압은 VB에 억압된다.
이 전압(VB-E)은 기생 인덕턴스(Ls)를 나타내는 인덕터(15)에도 인가되기 때문에, (VB-E)/Ls의 경사로 전류는 상승하여 급격히 증대한다. 인덕터(15)의 전류가 게이트 전류와 같개 되는 시간(t2)에 오프용 스위칭 소자(16)의 브레이크 다운은 멈추고, 이 스위칭 소자에는 전류가 흘러 없어지기 때문에, 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트 전류만을 흘리게 된다. 이와 같이, 오프용의 스위칭 소자(16)가 브레이크 다운하고 있는 기간이 게이트 전류의 상승 기간이 된다.
상술한 종래 기술의 설명과 같이, 인덕터(15)로 나타내는 기생 인덕턴스(Ls)를 100 nH로 하고, 게이트 전류(iG)의 상승율 diG/dt을 3000A/μsec로 하여, 직류 전원(11)의 전압(E)를 30V 라고 하면, 브레이크 다운 전압(VB)은 330 V가 되도록 하는 것이 좋다. 이 기간에 있어서의 리액터(14)의 전류의 감소량을 40A 정도라고 하면, 리액터(14)의 인덕턴스 L은,
(VB-E) ×50 nsec/40A = 375 nH가 된다.
따라서, 시간(t1)에 리액터(14)의 전류(I1)는 190A가 필요하다.. 이 때, 리액터(14)에 축적된 전자 에너지는 1/2 ×L ×I1 2이 되고, 이것이 직류 전원(11)으로부터 공급된다. 이 전력은 펄스 동작의 반복 주파수를 상술한 종래 기술에서 설명한 것과 동일한 2 KHz라고 하면, 1/2 ×375 nH ×1902×2 KHz = 13.5W가 되고, 종래예의 120 W의 약 1/9로 매우 작은 것이 된다.
시간(t2) 이후는 리액터(14)로부터, 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트(G)-캐소드(K)-온용 스위칭 소자(13)의 경로를 지나서 리액터(14)의 잔류 전자 에너지(=1/2 × L × I2 2)에 의한 전류가 게이트 전류로서 환류하고, 회로에 의한 손실에 따라서 감쇠해 나가지만, 연속 온 전류로서, 종래예보다도 큰 전하량을 게이트(G)에 공급할 수 있다. 이와 같이, 본 발명에 있어서는 전력용 반도체 스위치(12)를 턴 온으로 한 후, 이 상태를 유지하기 위한 에너지를 리액터(14)의 잔류 에너지로부터 얻도록 하고 있어, 직류 전원(11)으로부터 공급하지 않는 점도 종래의 것과 현저하게 다른점이다.
시간(t5)에 전력용 반도체 스위치(12)를 턴 오프하기 위해서는 제어 회로(18)에 의해서 온용 스위칭 소자(13)를 온 상태에서 오프 상태로 하여, 오프용 스위칭 소자(16)를 오프 상태에서 온 상태로 하는 것에 의해, 전력용 반도체 스위치의 캐소드(K)가 직류 전원(11)의 양극에 접속되고, 게이트(G)가 음극에 접속되기 때문에, 전력용 반도체 스위치의 게이트·캐소드 사이는 역바이어스되어 확실하게 턴 오프할 수 있다.
상술한 실시예에 있어서는, 도 5에 나타낸 바와 같이, 제어 회로(18)에 의해서, 온용 스위칭 소자(13)는 시간(to)에 오프에서 온으로 전환되고, 시간 (t5)에 온에서 오프로 전환되며, 오프용 스위칭 소자(16)는 시간(t1)에 온에서 오프로 전환되어, 시간(t5)에 오프에서 온으로 전환하도록 하고 있다. 따라서, 전력용 반도체 스위치(12)가 온한 후는 리액터(14)의 자기 에너지는 전력용 반도체 스위치의 게이트 캐소드, 온용 반도체 장치(13)를 통하는 루트에서 순환되고 있지만, 전력용 반도체 스위치의 게이트에는 불필요하게 큰 전류가 흐르게 된다. 이와 같이 큰 게이트 전류는 회로 손실을 초래하여, 반도체 장치의 게이트 구동 회로 전체로서의 운전 효율을 저하시키는 요인이 되고 있다.
도 6은 본 발명에 의한 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로의 다른 실시예에 있어서의 동작을 나타내는 것이다. 본 예의 회로 구성 그 자체는 도 4에 나타낸 것과 동일하지만, 제어 회로(18)에 의한 온용 스위칭 소자(13)의 구동 방법이 상이하다. 따라서, 그 부분에 있어서의 동작을 설명하면 족하지만, 모든 동작에 관해서 상술한 실시예보다도 상세히 설명한다.
모드(I)는 전력용 반도체 스위치(12)가 정상 오프 상태에 있는 모드이며, 온용 스위칭 소자(13)가 오프로 되어 있고, 오프용 스위칭 소자(16)가 온으로 되어 있고, 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트(G)와 캐소드(K) 사이에 직류 전원(11)의 전압(E)이 역극성에 인가되어 있고, 전력용 반도체 스위치는 확실하게 오프 상태를 유지하고 있다. 물론, 이 모드(I)에서는 리액터(14)의 전류는 0 이다.
모드(II)는 턴 온의 준비 기간이며, 전력용 반도체 스위치(12)를 급경사인 게이트 전류로 턴 온시키기 위해서, 미리 리액터(14)에 게이트에 필요한 전류를 흘려 놓기 위한 기간이다. 이 때문에, 시간(to)에 제어 회로(18)에 의해서 온용 스위칭 소자(13)를 온으로서, 리액터(14)에 직류 전원(11)의 전압(E)을 더하여 리액터에 전류를 I1까지 상승시킨다.
다음 모드(III)에서는 시간(t1)에 제어 회로(18)에 의해서 오프용 스위칭 소자(16)를 오프로 한다. 따라서 리액터(14)를 흐르고 있었던 전류는 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트로 인가하고자 하지만, 이 게이트 주위에 존재하는 기생 인덕턴스 때문에 즉시 흐르지 않으므로, 리액터(14)의 양단 사이에는 과대한 역유기 전압이 발생하려고 한다. 상술한 바와 같이, 이 역전압이 높을 수록, 전력용 반도체 스위치에 흐르는 게이트 전류의 di/dt는 커져 안성마춤이 되지만, 이 전압은 오프용 스위칭 소자(16)에도 인가되기 때문에, 이 오프용 스위칭 소자의 정격 전압을 넘으면, 이 스위칭 소자는 파괴하여 버릴 우려가 있다. 오프용 스위칭 소자(16)로서, 결정된 전압으로 브레이크 다운하여, 서지 전력을 흡수할 능력이 있고, 더구나 온 저항도 낮은 인터내셔날 정류기사의 파워 MOSFET를 사용함으로써, 스위칭 소자의 파괴의 문제는 해결할 수 있다.
상술한 오프용 스위칭 소자(16)의 브레이크 다운 전압을 Eb라고 하면, 리액터(14)는 (Eb-E)의 전압으로 클램프된다. 또한, 이 전압은 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트 주변의 기생 인덕턴스(15)에도 인가되기 때문에, 게이트 전류는 급격히 상승, 리액터(14)를 흐르는 전류와 같게 되면 클램프 상태가 해제되고 이 모드(III)는 종료한다. 이 시간이 게이트 전류의 상승 시간이 되기 때문에, 종래와 동등한 상승하여 di/dt 특성을 갖는 게이트 전류를 흘리기 위해서는, 전압(Eb-E)을 300 V로 할 필요가 있다. 따라서, 이 모드(III)의 시간은 예컨대 50 ns로 매우 짧기때문에, 브레이크 다운으로 소비되는 순간 파워는 크지만 에너지는 크지는 않다. 또한. 모드(III)의 종료시에 리액터(14)를 흐르는 전류는 I2까지 감소한다.
모드(IV)는 제1 환류 기간이다. 상술한 클램프 기간이 완료한 후, 피크에 달한 게이트 전류를 즉시 감소시키지 않도록, 시간(t1)에서 오프용 스위칭 소자(16)를 오프한 후도 온용 스위칭 소자(13)의 온 상태를 단시간 지속시킨다. 이 때, 리액터(14)에서 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트(G)-캐소드(K), 온용 스위칭 소자(13)를 지나서 전류가 환류하게 되지만, 이러한 환류 기간은 반드시 설치할 필요는 없다. 이 환류 기간의 종료시에는 리액터(14)를 흐르는 전류는 I3까지 저하한다.
다음 모드(V)가 본 실시예에 특유의 것이다. 즉, 상술한 모드(IV)에서 제1의 환류 기간을 계속해 나가면, 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트에 필요 이상의 전하를 주입하여, 에너지를 쓸데 없이 소비하여 버리게 된다. 그래서, 본 실시예에서는 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트 턴 온에 필요한 량의 전하의 주입이 행하여지면 리액터(14)의 게이트 전류를 전력용 반도체 스위치(12)를 연속적으로 온하는 데 필요한 레벨까지 급속히 감소시키도록 하고 있다. 즉, 시간(t3)에 있어서, 온용 스위칭 소자(13)를 오프로서, 이 스위칭 소자를 흐르고 있었던 전류를 프리휠 다이오드(17)로 인가하여 직류 전원(11)으로 회생하도록 하고 있다. 온용 스위칭 소자(13)를 오프라고 하면, 리액터(14)로부터 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트 (G)-캐소드(K)-직류 전원(11)-프리휠 다이오드(17)-리액터(14)로 흐르고, 직류 전원(11)으로 회생하게 된다. 이 회생 기간의 종료시에는 리액터(14)의 전류는(I4)까지 감소한다.
다음 모드(VI)는 제2 환류 기간이며, 시간(t4)에 있어서 온용 스위칭 소자(13)를 온으로서, 전력용 반도체 스위치(12)를 연속적으로 온 상태로 유지하기 위한 게이트 전류, 즉 연속 온전류(I4∼5)(예컨대 1A 정도)를 필요한 기간(예컨대 50 μs 정도)흘리기를 계속하는 것으로, 감쇠율은 될 수 있는 한 작게 하는 것이 바람직하다.
최후의 모드(VII)는 오프 기간으로서, 제어 회로(18)에 의해서 시간(t5)에 있어서, 온용 스위칭 소자(13)를 오프로 하는 동시에 오프용 스위칭 소자(16)를 온으로서 전력용 반도체 스위치(12)를 턴 오프한 후, 이 턴 오프 상태를 지속한다. 여기서, 오프용 스위칭 소자(16)를 온하면, 전력용 반도체 스위치(12)의 게이트·캐소드 사이에 전원 전압(E)이 역전압으로서 인가되어, 캐소드로부터 게이트로 향해서 게이트 방출 전류가 흐르고, 전력용 반도체 스위치를 확실하게 턴 오프시킬 수 있다. 펄스 파워 회로에 적용하는 경우에는 이 때에는 전력용 반도체 스위치(12)의 애노드 전류는 0이기 때문에, 게이트 방출 전류는 그다지 흐르지 않는다. 본 예에서는 오프용 스위칭 소자(16)를 온함과 동시에 온용 스위칭 소자(13)를 오프로 하고 있지만, 이 타이밍에 다소의 지연이나 진행이 있어도 지장이 없다. 즉, 이들의 스위칭 소자(13, 16)가 동시에 온이 되는 상태가 단시간 존재하여도, 직렬로 리액터(14)가 접속되어 있기 때문에, 큰 단락 전류의 발생을 억지할 수 있다. 상술한 바와 같이 오프용 스위칭 소자(16)가 온하면, 리액터(14)-스위칭 소자(16)-프리휠 다이오드(17)- 리액터(14)의 경로가 형성되어, 초기 전류(I5)가 환류하고, 리액터(14)의 잔류 자기 에너지가 회로의 손실로서 쓸데 없이 소비된다. 따라서, 초기 전류(I5)의 크기가 정해져 있다고 한다면, 리액터(14)의 인덕턴스값을 작게 하는 것이 득책인 것을 알 수 있다.
도 7은 제어 회로(18)의 일예의 구성을 나타내는 회로도, 도 8은 그 동작을 나타내는 파형도이다. 본 예에서는 도 8의 최상단에 나타낸 바와 같은 제어 신호(S)를 입력하여 온용 스위칭 소자(13) 및 오프용 스위칭 소자(16)에 대한 구동 신호를 생성시키고 있다. 도 7에 나타낸 바와 같이, 제어 신호(S)를 인버터(21)로 입력하여 그 반전 신호를 생성한다. 제어 신호(S)는 저항(22) 및 다이오드(23)의 병렬 회로를 지나서 NAND 회로(24)의 한쪽의 입력 단자로 공급하여, 이 NAND 회로의 다른 쪽의 입력 단자로는 인버터(21)로부터 출력되는 반전 신호를 공급한다. 또한, NAND 회로(24)의 한쪽의 입력 단자는 저항(22)과 함께 방전시 정수를 결정하는 콘덴서(25)에 접속한다.
NAND 회로(24)의 출력 단자를 저항(26) 및 다이오드(27)의 병렬 회로를 지나서 NAND 회로(28)의 한쪽의 입력 단자에 접속하여, 이 NAND 회로의 다른 쪽의 입력단자에는 인버터(21)로부터 출력되는 제어 신호(S)의 반전 신호를 공급한다. 또한, 이 NAND 회로(28)의 한쪽의 입력 단자는 저항(26)과 같이 방전시 정수를 결정하는 콘덴서(29)에 접속한다. NAND 회로(24)로부터는 온용 스위칭 소자(14)의 온신호가 공급되고, NAND 회로(28)로부터는 오프용 스위칭 소자(16)의 온 신호가 공급된다.
이러한 제어 회로의 기본적인 구성은 이미 알려진 것과 함께 도 8의 파형도로부터 그 동작은 이해할 수 있기 때문에, 이하 간단히 설명한다. 시간(to)에 있어서 제어 신호(S)가 상승하고, 그 반전 신호가 하강하기 때문에 NAND 회로(24) 및 NAND 회로(28)의 한쪽의 입력 신호가「0」이 되고, 콘덴서(25, 29)의 전압에 상관없이 NAND 회로(24)의 출력은 계속해서「1」이 되고, NAND 회로(28)의 출력은「0」에서「1」로 변화된다. 따라서 시간(to)에서 다시 반전 신호(S)가「1」이 되는 시간(t1)의 기간에서는 온용 스위칭 소자(13)와 오프용 스위칭 소자(16)는 동시에 온이 된다.
다음에, 시간(t2)에 있어서 제어 신호(S)가 하강하면, 그 반전 신호가 상승하고, 한편 시간(to)에서 급속 충전된 콘덴서(25)는 저항(22)에 의해 방전되어, 시간(t5)에서 임계치에 달할 때까지는「1」로 간주되기 때문에, NAND 회로(24)의 출력 신호는「0」으로 변화되어, 오프용 스위칭 소자(16)를 오프로 한다. 이에 따라 시간(t1)까지 충전되어 있던 콘덴서(29)는 저항(26)에 의해 방전되고, 시간(t4)에서 임계치에 달할 때까지는「1」으로 간주되기 때문에 NAND 회로(28)의 출력신호가「0」으로 변화되어, 온용 스위칭 소자(13)를 오프로 한다.
콘덴서(29)의 전압이 시간(t4)에 있어서 임계치에 달하면, NAND 회로(28)의 출력 신호는「1」로 반전하여, 온용 스위칭 소자(13)의 온 신호가「1」이 된다. 그 후, 콘덴서(25)의 전압이 임계치에 달한 시간(t5)에 있어서 NAND 회로(24)의 출력 신호는「1」로 반전하고, 오프용 스위칭 소자(16)의 온 신호는「1」이 되는 동시에 콘덴서(29)가 다이오드(27)에 의해 급속히 충전되기 때문에 NAND 회로(28)의 출력 신호도「0」으로 반전하여, 온용 스위칭 소자(13)의 온 신호가「0」이 된다.
상술한 바와 같이, 본 예의 제어 회로에 있어서는 모드(II)의 개시 시간(to)과 모드(III)의 개시 시간(tl)을 규정하는 상승 및 하강을 갖는 제어 신호(S)를 이용하는 것에 따라, 그 이후의 모드의 개시 타이밍을 제어 회로의 저항 및 콘덴서일 때 정수를 적절히 설정함으로써 결정할 수 있다.
본 발명은 상술한 실시예에만 한정되는 것이 아니라. 다수의 변경과 변형이 가능하다. 예컨대, 상술한 실시예에서는 전력용 반도체 스위치로서 게이트 턴 오프 사이리스터(GTO)로 했지만, IGBT, 사이리스터, SI 사이리스터, 바이폴러 트랜지스터 등의 전력용 반도체 디바이스를 이용하는 것도 가능하다.
또한, 상술한 실시예에 있어서는 온용 및 오프용의 스위칭 소자를 이용하고 있지만, 이것은 반도체 소자가 알맞고, 바이폴러 트랜지스터, MOSFET 등의 반도체 스위칭 소자를 이용할 수 있다. 또한, 프리휠 다이오드의 대신에 반도체 스위칭 소자를 사용할 수도 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 의한 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로에 따르면, 간단한 회로에서 또한 작은 전력에서 급격히 증대하는 게이트 전류를 전력용 반도체 스위치의 게이트에 흘릴 수 있다.
또한, 제2 실시예에 있어서는 리액터의 전류가 피크에 달한 후에, 온용 스위칭 소자를 오프로 하는 것에 따라 리액터를 흐르는 전류를 프리휠 다이오드를 지나서 직류 전원에 흘리는 전류 회생 기간을 설치했기 때문에, 리액터의 자기 에너지를 직류 전원에 회생할 수 있어, 전력 소비를 더 한층 작게 할 수 있다.

Claims (6)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 펄스 구동할 전력용 반도체 스위치의 캐소드에 양극이 접속된 직류 전원과, 상기 직류 전원의 상기 양극과 전력용 반도체 스위치의 게이트 사이에 접속된 온(on)용 반도체 스위칭 소자 및 리액터의 직렬 회로와, 상기 온용 반도체 스위칭 소자와 상기 리액터의 접속점과 상기 직류 전원의 음극 사이에 상기 음극측이 애노드가 되도록 접속된 프리휠(freewheel) 다이오드와, 상기 전력용 반도체 스위치의 게이트와 상기 직류 전원의 음극 사이에 접속된 오프(off)용 반도체 스위칭 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 전력용 반도체 스위치가 턴 온한 후에, 상기 온용 반도체 스위칭 소자를 오프 상태로 하여 전력용 반도체 스위치에 게이트 전류를 흘리면서 상기 리액터에 축적되어 있는 에너지를 상기 프리휠 다이오드를 지나서 상기 직류 전원으로 회생하고, 그 다음에 온용 반도체 스위칭 소자를 다시 온 상태로하여 전력용 반도체 스위치를 온 상태로 유지하기 위한 게이트 전류를 상기 리액터에 축적되어 있는 에너지에 의해서 생성하도록 구성한 것을 특징으로 하는 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로.
KR10-2000-0039920A 1999-07-15 2000-07-12 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로 KR100385789B1 (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP20116399 1999-07-15
JP1999-201163 1999-07-15
JP2000-058216 2000-03-03
JP2000058216A JP4080129B2 (ja) 1999-07-15 2000-03-03 電力用半導体スイッチのゲート駆動回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20010049768A KR20010049768A (ko) 2001-06-15
KR100385789B1 true KR100385789B1 (ko) 2003-06-02

Family

ID=26512612

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-2000-0039920A KR100385789B1 (ko) 1999-07-15 2000-07-12 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6268754B1 (ko)
EP (1) EP1069683B1 (ko)
JP (1) JP4080129B2 (ko)
KR (1) KR100385789B1 (ko)
DE (1) DE60005758T2 (ko)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4565773B2 (ja) * 2001-05-31 2010-10-20 日本碍子株式会社 高電圧パルス発生回路
JP4622856B2 (ja) * 2003-06-05 2011-02-02 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置、それを搭載した自動車および電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体
US7458504B2 (en) * 2006-10-12 2008-12-02 Huhtamaki Consumer Packaging, Inc. Multi walled container and method
JP5258706B2 (ja) * 2009-08-25 2013-08-07 東芝三菱電機産業システム株式会社 半導体電力変換装置のゲート駆動回路
US8830647B2 (en) * 2012-05-24 2014-09-09 Mersen Usa Newburyport-Ma, Llc Fault current limiter
EP2793397B1 (en) * 2013-04-19 2016-01-13 ABB Technology AG Current switching device with IGCT
RU2605454C1 (ru) * 2015-08-19 2016-12-20 Акционерное общество "ТВЭЛ" (АО "ТВЭЛ") Адаптивное устройство для управления силовым тиристором
KR102327683B1 (ko) * 2019-12-26 2021-11-17 엘지전자 주식회사 전력 변환 장치

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59172969A (ja) * 1983-03-22 1984-09-29 Toyo Electric Mfg Co Ltd 自己消弧形サイリスタのゲート駆動回路
JPS6022464A (ja) * 1983-07-15 1985-02-04 Hitachi Ltd 自己消弧形半導体素子のゲ−ト回路
JPS627774U (ko) * 1985-06-28 1987-01-17
JPH08107667A (ja) * 1994-10-07 1996-04-23 Hitachi Ltd 自己消弧形素子の駆動回路
KR19990055377A (ko) * 1997-12-27 1999-07-15 구자홍 에스알 모터의 엘씨공진회로

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4136382A (en) * 1978-01-18 1979-01-23 Exxon Research & Engineering Co. Converter system
JPS5545276A (en) 1978-09-27 1980-03-29 Hitachi Ltd Gate circuit of gate turn-off thyristor
DE8718008U1 (de) 1987-03-20 1993-02-18 Leonhard, Reimund, Dipl.-Ing., 8043 Unterföhring Steuerschaltung für einen stromgesteuerten Leistungshalbleiter
JPH0767271B2 (ja) 1989-01-31 1995-07-19 東洋電機製造株式会社 トランジスタのベース駆動回路
JPH0937543A (ja) 1995-07-19 1997-02-07 Toshiba Corp ゲート回路
US5734258A (en) * 1996-06-03 1998-03-31 General Electric Company Bidirectional buck boost converter
US5742146A (en) * 1996-12-03 1998-04-21 Magnetek, Inc. Drive circuit for a switched reluctance motor with improved energy recovery using a common dump capacitor and recovering phase circuit
GB2324664B (en) * 1997-04-23 2001-06-27 Int Rectifier Corp Resistor in series with bootstrap diode for monolithic gate device

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59172969A (ja) * 1983-03-22 1984-09-29 Toyo Electric Mfg Co Ltd 自己消弧形サイリスタのゲート駆動回路
JPS6022464A (ja) * 1983-07-15 1985-02-04 Hitachi Ltd 自己消弧形半導体素子のゲ−ト回路
JPS627774U (ko) * 1985-06-28 1987-01-17
JPH08107667A (ja) * 1994-10-07 1996-04-23 Hitachi Ltd 自己消弧形素子の駆動回路
KR19990055377A (ko) * 1997-12-27 1999-07-15 구자홍 에스알 모터의 엘씨공진회로

Also Published As

Publication number Publication date
EP1069683A2 (en) 2001-01-17
KR20010049768A (ko) 2001-06-15
JP4080129B2 (ja) 2008-04-23
DE60005758D1 (de) 2003-11-13
EP1069683A3 (en) 2001-05-02
US6268754B1 (en) 2001-07-31
JP2001086733A (ja) 2001-03-30
EP1069683B1 (en) 2003-10-08
DE60005758T2 (de) 2005-06-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5479089A (en) Power converter apparatus having instantaneous commutation switching system
JP3812353B2 (ja) 半導体電力変換装置
US7919887B2 (en) High repetitous pulse generation and energy recovery system
US6426666B1 (en) Diode-assisted gate turn-off thyristor
JP3752943B2 (ja) 半導体素子の駆動装置及びその制御方法
KR101438283B1 (ko) 반도체 스위치 및 전력 변환 장치
JP3978312B2 (ja) サイリスタ用ゲートドライバ
US20080074816A1 (en) Semiconductor device alleviating or preventing surge voltage
EP2801153B1 (en) Apparatus and method for control of semiconductor switching devices
EP0439586A1 (en) Switching circuit employing an inductor and igbt devices
US7248093B2 (en) Bipolar bootstrap top switch gate drive for half-bridge semiconductor power topologies
KR100385789B1 (ko) 전력용 반도체 스위치의 게이트 구동 회로
JP3788926B2 (ja) 半導体装置及びトランジスタの駆動方法
EP3872990A1 (en) Semiconductor switching assembly and gate driver circuit
JP3261911B2 (ja) 半導体装置のスナバ回路
US20040070027A1 (en) Double sided IGBT phase leg architecture and clocking method for reduced turn on loss
Klaka et al. A family of reverse conducting gate commutated thyristors for medium voltage drive applications
US10451665B2 (en) Pulse current application circuit and control method thereof
US20020167826A1 (en) Method for turning off an insulated gate bipolar transistor and apparatus for carrying out the method
JPH10209832A (ja) 半導体スイッチ回路
JP2009055521A (ja) 半導体装置
JP2022181238A (ja) アクティブクランプ回路
JP2624076B2 (ja) 放電加工電源
Li et al. A novel approach for realizing hard-driven gate-turn-off thyristor
JPS5914356A (ja) ゲ−トタ−ンオフサイリスタのゲ−ト制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
PA0109 Patent application

Patent event code: PA01091R01D

Comment text: Patent Application

Patent event date: 20000712

PA0201 Request for examination
PG1501 Laying open of application
E902 Notification of reason for refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

Comment text: Notification of reason for refusal

Patent event date: 20020425

Patent event code: PE09021S01D

E701 Decision to grant or registration of patent right
PE0701 Decision of registration

Patent event code: PE07011S01D

Comment text: Decision to Grant Registration

Patent event date: 20030303

GRNT Written decision to grant
PR0701 Registration of establishment

Comment text: Registration of Establishment

Patent event date: 20030519

Patent event code: PR07011E01D

PR1002 Payment of registration fee

Payment date: 20030520

End annual number: 3

Start annual number: 1

PG1601 Publication of registration
PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20060502

Start annual number: 4

End annual number: 4

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20070406

Start annual number: 5

End annual number: 5

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20080407

Start annual number: 6

End annual number: 6

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20090409

Start annual number: 7

End annual number: 7

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20100429

Start annual number: 8

End annual number: 8

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20110428

Start annual number: 9

End annual number: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20120427

Year of fee payment: 10

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20120427

Start annual number: 10

End annual number: 10

LAPS Lapse due to unpaid annual fee
PC1903 Unpaid annual fee