KR100379394B1

KR100379394B1 - 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100379394B1
Application number: KR10-2000-0047886A
Authority: KR
Inventors: 안근희
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2000-08-18
Filing date: 2000-08-18
Publication date: 2003-04-10
Anticipated expiration: 2020-08-18
Also published as: KR20020014545A

Abstract

반송파 복구부가 포함되는 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 상기 반송파 복구부에서 출력되는 위상 오차의 극성을 일정 시간동안 평균을 취해 극성형 위상 오차 평균 값을 출력하는 극성형 위상 오차 평균곡선 생성부와, 미리 계산되어 저장된 복수의 극성형 위상 오차 평균 크기 값과 상기 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부에서 출력되는 극성형 위상 오차 평균 값을 비교하여 락킹 조건을 만족하면 그에 따른 제어신호를 발생하는 임계값 계산부와, 상기 임계값 계산부에서 출력되는 제어 신호를 기 설정된 시간동안 카운트한 후 카운트 결과에 따라 상기 반송파 복구부의 락킹 시점과 언락킹 시점을 평가하고 그에 따른 락 제어 신호를 출력하는 신뢰도 카운터로 구성되어, 극성형 위상 오차 평균 임계값을 포착 단계와 추적 단계에서 따로 사용함으로써, 반송파 복구에 대한 신뢰도를 향상시킬 수 있다.

Description

디지털 방송 수신기의 락 검출 장치 및 방법{Apparatus and method for lock detection of digital broadcasting receiver}

본 발명은 전송되는 디지털 신호를 수신하는 디지털 TV 수신기에 관한 것으로서, 특히 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 변조된 신호로부터 반송파 복구시 이용되는 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로 디지털 TV의 케이블 채널의 전송 방식의 표준으로 선정된 QAM 수신기등에 장착되는 반송파 복구부는 해당 잡음(주파수 오프셋, 위상 지터)을 제거하면서 위상 오차(phase error)를 최소화하는 데 있다. 즉, 튜너나 RF 발진기에서 발생되는 수백 KHz 주파수 오프셋(Frequency offset)과 잔류 위상 지터(Phase Jitter)를 최소화하는 방향으로 빠른 시간 안에 포착(Acquisition)/추적(Tracking)해야 한다.

따라서, 상기 해당 잡음을 정확히 제거했는지에 대한 판단기준이 필요하게 되고, 이에 준하는 판단 도구로 락 검출기(Lock detector)가 이용된다.

이때, 상기 반송파 복구부는 해당 잡음을 추적/포착 후 시스템의 BER(Bit Error Rate) 성능을 향상시키기 위해, 위상 오차 검출 알고리즘을 블라인드(Blind)모드에서 결정지향(decision-directed) 모드로의 전환 및 루프 필터의 잡음 밴드폭(Noise bandwidth)을 점진적으로 좁혀 나가는 방법을 사용한다. 이러한 방법을 기어 쉬프팅(Gear shifting)이라 한다. 이때, 상기 모드 전환 방법은 수동(manual) 방식과 자동(auto) 방식으로 나눌 수 있다. 상기 수동 방식은 자동 방식에 비해 채널 환경 및 시스템의 임의성(randomness)에 효과적으로 대응하기가 쉽지 않아 일반적으로 통신 복조(VSB, QAM, QPSK, etc)에서는 사용되기가 어렵다. 따라서, 대부분의 시스템에서는 자동 방식을 채택하고 있으며, 이러한 기능을 가능하게 해주는 블록이 락 검출기이다.

도 1은 일반적인 디지털 TV 수신기의 구성 블록도로서, 실시예로 QAM 방식으로 전송된 신호를 수신하는 수신기의 반송파 복구에 관련된 구성 블록도이다. 위상/주파수 오차 검출부(107), 루프 필터(110), 및 NCO(111)는 반송파 복구부에 해당된다.

즉, 아날로그/디지털(Analog/digital ; A/D) 변환부(101)에서 디지털화된 I,Q 통과대역 신호는 제 1, 제 2 복소 곱셈기(102,104)로 각각 입력된다. 상기 제 1 복소 곱셈기(102)는 상기 I 통과대역 디지털 신호와 수치 제어 발진기(Numeric controlled oscillator ; NCO)(111)에서 생성된 여현파 cosφ를 곱하여 상기 I 통과대역 디지털 신호를 I 기저대역 디지털 신호로 변환하고, 제 2 복소 곱셈기(104)는 상기 Q 통과대역 디지털 신호와 NCO(111)에서 생성된 정현파 sinφ를 곱하여 Q 통과대역 디지털 신호를 Q 기저대역 디지털 신호로 변환한다.

상기 제 1, 제 2 복소 곱셈기(102,104)의 출력은 각각 제 1, 제 2필터(103,105)를 통해 위상/주파수 오차 검출부(107), 결정부(108), 및 락 검출부(109)로 출력된다.

상기 제 1, 제 2 필터(103,105)는 일 예로, 스퀘어 루트 알씨 필터(Square Root RC filter)로서, 상기 제 1, 제 2 복소 곱셈기(102,104)에서 출력되는 기저대역 디지털 신호를 소정대역으로 필터링하여 상기 기저대역 디지털 신호에 포함된 잡음을 제거한다.

상기 위상/주파수 오차 검출부(107)는 상기 제 1, 제 2 필터(103,105)에서 출력되는 기저대역 디지털 신호와 결정부(108)에서 생성된 결정신호 성상을 사용하여 위상 오차를 검출한 후 루프 필터(110)로 출력한다.

상기 결정부(108)는 제 1, 제 2 필터(103,105)에서 출력되는 복조 신호 성상의 각 신호 레벨에 맞는 결정신호 성상을 생성하여 상기 위상/주파수 오차 검출부(107)와 락 검출부(109)로 출력한다.

예를 들어, 상기 결정부(108)는 QAM 성상도에서 복조된 기저대역 디지털 신호가 제 1 사분면 내의 결정 영역 내에 있으면 제 1 사분면 내의 신호라고 판단하여 결정신호 성상을 생성한다.

그리고, 상기 위상/주파수 오차 검출부(107)는 상기 제 1, 제 2 필터(103,105)에서 출력되는 기저대역 디지털 신호 즉, 복조 신호 성상과 결정부(108)에서 생성된 결정신호 성상을 사용하여 위상 오차를 검출한다.

즉, 상기 위상/주파수 오차 검출부(107)는 상기 복조 신호 성상의 위상과 결정신호 성상의 위상과의 차를 구하는데, 두 위상 차가 결국 위상 오차이며, 상기위상/주파수 오차 검출부(107)에서 구한 위상 오차는 루프필터(110)로 입력된다.

상기 루프 필터(110)는 일반적인 1차 기저대역 루프 필터를 사용하며, 상기 위상 오차를 누적하여 주파수 오프셋 및 위상 지터의 합인 중간 주파수를 생성한 후 NCO(111)로 출력한다. 상기 NCO(111)는 상기 루프 필터(110)에서 생성된 중간 주파수를 중심 주파수로 하는 정현파와 여현파를 발생한 후 여현파는 제 1 복소 곱셈기(102)로, 정현파는 제 2 복소 곱셈기(104)로 출력한다.

이때, 상기 루프 필터(110)의 필터 대역폭의 기어 쉬프팅(Gear Shifting)은 락 검출부(109)의 락 제어신호에 의해 자동으로 이루어진다. 즉, 상기 락 검출부(109)는 복조 신호 성상과 결정 신호 성상을 이용하여 루프 필터(110)의 잡음 밴드폭을 스위칭한다.

도 2는 상기 락 검출부(109)의 상세 블록도로서, 윈도우 프로그램부(200)와 신뢰도 카운터(212)로 구성된다.

상기 윈도우 프로그램부(200)는 상기 제 1 복소 곱셈기(102)에서 복조된 I 기저대역 디지털 신호 즉, I 복조 신호 성상(I_Constellation)의 위치를 각각 비교하는 제 1 내지 제 3 비교부(201~203)와, 상기 제 2 복소 곱셈기(104)에서 복조된 Q 복조 신호 성상(Q_Constellation)의 위치를 각각 비교하는 제 4 내지 제 6 비교부(204~206), 상기 제 1 비교부(201)와 제 5 비교부(205)의 신호를 곱하는 제 1 연산부(207), 상기 제 2 비교부(202)와 제 4 비교부(204)의 신호를 곱하는 제 2 연산부(208), 상기 제 3 비교부(203)와 제 5 비교부(205)의 신호를 곱하는 제 3 연산부(209), 상기 제 2 비교부(202)와 제 6 비교부(206)의 신호를 곱하는 제 4 연산부(210), 및 상기 제 1 내지 제 4 연산부(207~210)의 신호를 논리 연산하는 논리 연산부(211)로 구성된다.

상기 신뢰도 카운터(212)는 상기 논리 연산부(211)의 신호를 심볼 클럭(Symbol_clock)에 따라 소정 시간동안 카운트하여 그 결과신호를 루프 필터(110)로 출력한다.

이와 같이 구성된 도 2의 윈도우 프로그램부(200)의 제 1 내지 제 6 비교부(201∼206)와 제 1 내지 제 4 연산부(207∼210)는 도 3에 도시된 4개의 윈도우 영역을 구분한다. 따라서, 제 1 내지 제 6 비교부(201∼206)와 제 1 내지 제 4 연산부(207∼210)는 4-QAM부터 256-QAM까지 대응하는 윈도우 크기의 정량적 값들을 프로그램할 수 있도록 구성되어 있다.

즉, 상기 제 1 내지 제 3 비교부(201~203)는 도 3에 도시된 바와 같이 상기 제 1 복소 곱셈기(102)에서 복조된 회전중인 신호 성상(I_Constellation)의 위치를 각각 비교하여 그 결과신호를 출력한다.

상기 도 3 에 도시된 바와 같이, 회전중인 성상들의 에너지(E)는 하기의 수학식 1에 의해 검출된다.

즉, 상기 제 1 내지 제 3 비교부(201~203)는 상기 제 1 복소 곱셈기(102)에서 복조된 회전중인 신호 성상(I_Constellation)의 위치를 동상 축의 소정 크기의 양축과, 0, 상기 양축에 상응하는 음축의 위치와 각각 비교하여 그 결과신호를 출력한다.

아울러 제 4 내지 제 6 비교부(204~206)는 도 3 에 도시된 바와 같이, 상기 제 2 복소 곱셈기(104)에서 복조된 회전중인 성상 신호(Q_Constellation)의 위치를 Quadrature-Phase축의 소정 크기의 양축과, 0, 상기 양축에 상응하는 음축의 위치와 각각 비교하여 그 결과신호를 출력한다.

그러면 제 1 연산부(207)는 상기 제 1 비교부(201)와 제 5 비교부(205)의 신호를 곱하여 그 결과신호(Window_1)를 출력하고, 상기 제 2 연산부(208)는 상기 제 2 비교부(202)와 제 4 비교부(204)의 신호를 곱하여 그 결과신호(Window_2)를 출력한다. 또한, 상기 제 3 연산부(209)는 상기 제 3 비교부(203)와 제 5 비교부(205)의 신호를 곱하여 그 결과신호(Window_3)를 출력하고, 상기 제 4 연산부(210)는 상기 제 2 비교부(202)와 제 6 비교부(206)의 신호를 곱하여 그 결과신호(Window_4)를 출력한다.

이어 논리 연산부(211)는 상기 제 1 내지 제 4 연산부(207~210)의 신호를 오아링하여 그 결과신호를 신뢰도 카운터(212)로 출력한다.

즉, 상기 논리 연산부(111)는 오아 게이트로, 상기 제 1 내지 제 4 연산부(207~210)의 신호(Window_1~Window_4)를 논리합하여 4개의 윈도우 중 어느 1개의 윈도우에라도 회전중인 복조 신호 성상들이 들어오게 되면 '로직 1'을, 그렇지 않으면 '로직 0'을 발생하여 신뢰도 카운터(212)로 출력한다.

상기 신뢰도 카운터(212)는 상기 논리 연산부(211)의 신호를 심볼 클럭(Symbol_clock)에 따라 소정 시간동안 카운트하여 그 결과신호를 루프필터(110)로 출력한다.

즉, 상기 신뢰도 카운터(212)는 상기 논리 연산부(211)의 신호를 심볼 클럭(Symbol_clock)에 따라 소정 시간동안 카운트하여 '로직 0'이 발생하면 락 검출(lock_detection)을 발생한다.

또한, 상기 신뢰도 카운터(212)는 상기 논리 연산부(211)의 신호를 심볼 클럭(Symbol_clock)에 따라 소정 시간동안 카운트하여 '로직 1'이 발생하면 락 검출(lock_detection)을 해제한다.

즉, 상기 신뢰도 카운터(212)는 정해진 샘플 수 동안 상기 논리 연산부(211)에서 '로직 0'을 발생하면, 락 검출을 발생하고, 채널의 왜곡에 의한 잡음의 증감에 따라 정해진 샘플 수 동안 상기 논리 연산부(211)에서 '로직 1'을 발생하면, 락 검출을 해제한다.

상기 루프 필터(110)는 상기 락 검출부(109)의 락 검출 신호(lock_detection)에 따라 상기 위상/주파수 오차 검출부(107)에서 출력되는 위상 오차의 루프 밴드폭을 필터링하여 그 결과신호를 출력한다.

즉, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)나 QAM 수신기 구현 시, 튜너 자체의 잡음(주파수 오프셋 + 위상 지터)에 의해 도 3에서와 같이 성상(Constellations)들은 일정한 에너지 띠의 궤적()을 그리면서 시계방향이나 반시계 방향으로 회전하게 된다. 이때 성상도의 최 외곽선의 동상(In-Phase) 축과 직교(Quadrature Phase)축에 구성된 4개의 윈도우에는 회전상태에 있는 성상들이존재하게 된다. 즉, 4개의 윈도우 안에 임의의 기간동안 성상들이 존재한다는 사실은 반송파 복구부가 아직도 잡음을 포착하고 있음을 의미한다. 따라서, 루프 필터(110)의 포착 잡음 밴드폭을 스위칭할 시간이 아님을 알 수 있다. 어느 정도의 시간이 경과한 후, 반송파 복구부가 잡음을 포착하게 되면 에너지 띠의 궤적은 더 이상 회전하지 않게 되고, 성상도는 거의 정사각형의 형태를 취한다. 따라서, 4개의 윈도우에는 더 이상 성상들이 존재하지 않게 된다.

상기 락 검출부(109)는 이때 락 검출을 이루고, RMS(Root Mean Square) 지터를 줄이기 위해 루프 필터(110)의 포착 잡음 밴드폭을 추적 밴드폭으로 기어 쉬프팅하게 된다.

그러나, 종래의 락 검출부는 다음과 같은 문제점이 있다.

첫 번째는, 수신기의 AGC(Automatic Cain Controller)가 수렴하기 전에는 일정한 크기의 에너지 띠 궤적이 형성되지 않아 거짓 락(False-Lock)이 발생한다. 따라서, AGC의 수렴 전까지는 락 검출기를 동작시킬 수 없는 문제점이 있다.

두 번째는, 포착 단계에서부터 추적 단계까지 단일 락 임계(lock threshold) 값만을 사용하므로, 신뢰도가 떨어지는 단점이 있다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 위상 오차의 극성으로부터 락 제어 신호를 생성하여 AGC의 수렴 전에도 거짓-락이 없는 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치 및 방법을 제공함에 있다.

도 1은 일반적인 락 검출부를 구비한 디지털 방송 수신기의 구성 블록도

도 2는 도 1의 락 검출부의 상세 블록도

도 3은 일반적인 256-QAM에서의 주파수 오프셋에 의한 성상의 회전 현상을 보인 도면

도 4는 본 발명에 따른 락 검출부를 구비한 디지털 방송 수신기의 구성 블록도

도 5는 도 4의 락 검출부의 상세 블록도

도 6는 도 4의 반송파 복구용 극성형 위상 오차 락 검출부의 제어 순서도

도 7은 도 4의 도 4의 반송파 복구용 극성형 위상 오차 락 검출부의 타이밍도

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

300 : 전처리부 400 : 복소 곱셈기

500 : 반송파 복구부 501 : 위상/주파수 오차 검출부

502 : 주파수 포착 루프 필터 503 : NCO

504 : 위상 추적 루프 필터 505 : 위상 롬

506 : 복소 곱셈기 600 : 락 검출부

601 : 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부

602 : 임계값 계산부 603 : 신뢰도 카운터

700 : 결정부 800 : 후처리부

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치는, 반송파 복구부에서 출력되는 위상 오차의 극성을 일정 시간동안 평균을 취해 극성형 위상 오차 평균 값을 출력하는 극성형 위상 오차 평균곡선 생성부와, 미리 계산되어 저장된 복수의 극성형 위상 오차 평균 크기 값과 상기 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부에서 출력되는 극성형 위상 오차 평균 값을 비교하여 락킹 조건을 만족하면 그에 따른 제어신호를 발생하는 임계값 계산부와, 상기 임계값 계산부에서 출력되는 제어 신호를 기 설정된 시간동안 카운트한 후 카운트 결과에 따라 상기 반송파 복구부의 락킹 시점과 언락킹 시점을 평가하고 그에 따른 락 제어 신호를 출력하는 신뢰도 카운터를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 락 제어 신호는 상기 반송파 복구부에서 위상 오차를 검출할 때의 동작 모드를 블라인드 모드 또는 결정지향 모드로 전환시키고, 상기 기저대역 디지털 신호로부터 주파수 오프셋과 위상 잡음을 검출할 때의 루프 필터의 대역폭을 포착 단계, 제 1 락-인 단계, 제 2 락-인 단계, 락키드-인 단계로 기어 쉬프팅시키는 것을 특징으로 한다.

상기 락 제어 신호의 상태가 포착 단계, 제 1 락인 단계일 경우 상기 반송파 복구부는 블라인드 모드로 동작하고, 제 2 락-인 단계, 락키드-인 단계일 경우 결정지향 모드로 동작하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 디지털 방송 수신기의 락 검출 방법은 상기된 락 검출 장치를 소프트웨어로 설계하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 4는 본 발명에 따른 극성형 위상 오차 락 검출부를 갖는 QAM 수신기의 일 예를 보인 구성 블록도이고, 도 5는 도 4의 락 검출부의 상세 블록도이다.

도 4를 보면, 통과대역 디지털 신호를 출력하는 전처리부(300), 상기 통과대역 디지털 신호를 반송파 복구부(500)에서 생성된 정현파와 여현파로 복조하여 기저대역 디지털 신호를 생성하는 복소 곱셈기(400), 상기 복소 곱셈기(400)에서 출력되는 기저대역 디지털 신호로부터 반송파를 복구하는 반송파 복구부(500), 상기 반송파 복구부(500)에서 검출된 위상 오차의 극성을 입력받아 상기 반송파 복구부(500)에서 잡음을 포착하면 락 검출 신호를 출력하는 락 검출부(600), 및 상기 반송파 복구부(500)에서 위상 잡음이 추적된 기저대역 디지털 신호를 입력받아 결정신호 성상을 생성하는 결정부(700)로 구성된다.

상기 반송파 복구부(500)는 일 예로, 크게 2개의 폐 루프(closed loops) 즉, 주파수 포착용 루프와 위상 추적용 루프로 구성되며, 본 출원인에 의해 출원된 바 있다.

즉, 상기 주파수 포착용 루프는 주파수 포착 루프 필터(502), NCO(503)로 구성되고, 위상 추적용 루프는 위상 추적 루프 필터(504), 위상 롬(505), 및 복소 곱셈기(506)로 구성된다. 또한, 위상/주파수 오차 검출부(501)는 상기 주파수 포착용 루프와 위상 추적용 루프에 공동으로 사용되며, 위상 오차를 검출한 후 극성만을 추출하여 주파수 포착 루프 필터(502), 위상 추적 루프 필터(504), 및 락검출부(600)로 출력한다.

한편, 상기 위상/주파수 오차 검출부(501)는 주파수 포착 과정 즉, 풀-인(pull-in) 과정에서는 블라인드(blind) 모드를 사용하고, 위상 추적 과정 즉, 락킹(locking) 과정에서는 결정지향 (Decision-Directed) 모드를 사용한다. 이때, 상기 동작 모드 전환 과정을 자동으로 해주는 것이 상기 락 검출부(600)이다.

또한, 상기 주파수 포착 루프 필터(502)와 위상 추적 루프 필터(504)의 잡음 밴드폭(noise bandwidth)은 4단계 예를 들어, 포착 단계(pull-in), 제 1 락-인(1st lock-in) 단계, 제 2 락-인(2nd lock-in) 단계, 락키드-인(locked-in) 단계의 과정으로 밴드폭 기어 쉬프팅(bandwidth gear-shifting)을 수행한다. 이러한 기어 쉬프팅(gear-shifting) 과정을 자동으로 해주는 것도 상기 락 검출부(600)이다.

도 5는 본 발명에 따른 락 검출부(600)의 상세 블록도로서, 반송파 복구부(500)의 위상/주파수 오차 검출부(501)에서 생성된 극성형 위상 오차를 일정한 시간동안 평균을 취해 극성형 위상 오차 평균 곡선을 출력하는 극성형 위상 오차 평균곡선 생성부(601), 미리 계산된 복수의 극성형 위상 오차 평균 크기 롬 테이블 값과 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부(601)에서 생성된 극성형 위상오차 평균 곡선을 비교하는 임계값 계산부(602), 및 상기 임계값 계산부(602)의 출력에 따라 락킹(locking) 시점과 언락킹(unlocking) 시점을 평가하는 신뢰도 카운터(603)로 구성된다.

상기 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부(601)는 상기 위상/주파수 오차 검출부(501)에서 출력되는 극성형 위상 오차를 누산하여 평균을 취하는누산기(accumulator)(601-1), 상기 누산기(601-1)의 출력을 래치 클럭에 따라 일시 래치하는 래치(601-2), 및 심볼 클럭(symbol_clock)을 입력받아 상기 누산기(601-1)로 출력함과 동시에 래치 클럭을 생성하여 상기 누산기(601-1)와 래치(601-2)로 출력하는 발진기(601-3)로 구성된다.

상기 임계값 계산부(602)는 4/16/64/256 QAM에 대해 미리 계산된 극성형 위상 오차 평균값을 저장하는 롬 테이블(602-1), 상기 래치(601-2)의 출력과 상기 롬 테이블(602-1)에 저장된 값을 비교하여 블라인드 모드를 위한 임계값을 출력하는 제 1 비교기(602-2), 상기 래치(601-2)의 출력과 상기 롬 테이블(602-1)에 저장된 값을 비교하여 결정지향 모드를 위한 임계값을 출력하는 제 2 비교기(602-3), 및 상기 신뢰도 카운터(603)에서 출력되는 락 제어신호(LD[1])에 따라 상기 제 1 또는 제 2 비교기(602-2,602-3)의 출력을 선택하여 신뢰도 카운터(603)로 출력하는 선택부(602-4)로 구성된다.

이와 같이 구성된 본 발명에서 전 처리부(300)는 IF(RF) 아날로그 신호를 통과대역(Passband) 디지털 신호로 변환하여 복소 곱셈기(400)로 출력한다. 상기 복소 곱셈기(400)는 상기 반송파 복구부(500)에서 생성된 정현파와 여현파로 상기 통과대역 디지털 신호를 복조하여 상기 통과대역 디지털 신호를 기저대역 디지털 신호로 천이한다.

상기 반송파 복구부(500)는 상기 복소 곱셈기(400)에서 출력되는 기저대역 디지털 신호로부터 주파수 오프셋과 위상 잡음을 복구한 기저대역 디지털 신호를 생성하여 결정부(700)와 후 처리부(800)로 출력한다.

즉, 상기 반송파 복구부(500)의 주파수 포착 루프 필터(502)는 상기 락 검출부(600)의 락 제어 신호(LD[2:0])에 의해 자동으로 주파수를 기어 쉬프팅하면서 상기 위상 오차의 극성에 따라 양 또는 음의 주파수 값을 누적하여 해당 주파수 오프셋을 생성한 후 NCO(503)로 출력한다. 상기 NCO(503)는 상기 기어 쉬프팅된 주파수에 상응하는 정현파와 여현파를 생성하여 복소 곱셈기(400)로 출력한다.

또한, 상기 위상 추적 루프 필터(504)는 상기 락 검출부(600)의 락 제어 신호(LD[2:0])에 의해 자동으로 위상을 기어 쉬프팅하면서 상기 위상 오차의 극성에 따라 양 또는 음의 위상 값을 누적하여 해당 위상 잡음을 생성한 후 위상 롬(505)으로 출력한다.

상기 위상 롬(Phase ROM)(505)은 상기 위상 추적 루프 필터(504)에서 생성된 해당 위상 잡음에 상응하는 정현파와 여현파를 생성하여 복소 곱셈기(506)로 출력한다.

상기 복소 곱셈기(506)는 상기 위상 롬(506)에서 생성된 여현파와 정현파로 상기 복소 곱셈기(400)에서 천이된 기저대역 디지털 신호의 해당 위상 잡음을 추적하여 완전히 반송파가 복구가 된 기저대역 디지털 신호를 생성한다. 상기 복소 곱셈기(506)의 출력은 위상/주파수 오차 검출부(501)와 결정부(700) 그리고, 후 처리부(800)로 입력된다.

상기 결정부(700)는 상기 반송파 복구부(500)에서 출력되는 기저대역 디지털 신호의 각 신호 레벨에 맞는 결정신호 성상을 생성하여 상기 반송파 복구부(500)의 위상/주파수 오차 검출부(501)로 출력한다. 상기 후 처리부(800)는 상기 반송파 복구부(500)에서 생성된 기저대역 디지털 신호에 따라 기저대역 디지털 처리를 수행하여 송신 심볼을 복구한다.

한편, 상기 락 검출부(600)는 반송파 복구부(500)에서 생성된 극성형 위상오차 신호를 사용하여 락 제어신호(LD0, LD1, LD2)를 생성한다.

즉, 상기 락 검출부(600)의 극성형 위상 오차 평균곡선 생성부(601)는 상기 위상/주파수 오차 검출부(501)의 극성형 위상 오차를 입력받아 대칭 구조의 지수함수 형태의 파형을 갖는 극성형 위상 오차 평균곡선을 출력한다. 즉, 누산기(601-1)는 상기 극성형 위상 오차(PPE)를 다음의 수학식 2와 같이 누산하여 래치(601-2)로 출력한다.

상기 래치(601-2)는 상기 누산기(601-1)의 출력(PPEAM)을 래치 클럭에 따라 일시 저장한 후 임계값 계산부(602)로 출력한다.

즉, 반송파 복구부(500)가 잡음들(주파수 오프셋, 위상 지터)을 포착하게 되면, 상기 위상/주파수 오차 검출부(501)의 극성형 위상 오차는 +1과 -1이 반복적으로 출력된다. 따라서, 상기 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부(601)에서 이 값의 평균을 구하면, 극성형 위상 오차 평균곡선은 지수함수 형태의 파형을 나타내면서 감소하게 된다.

상기 임계값 계산부(602)는 상기 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부(601)에서 평균 크기 단위로 생성된 극성형 위상 오차 평균곡선과 4/16/64/256 QAM에 대해 미리 계산하여 롬 테이블에 저장시킨 극성형 위상 오차 평균 값을 비교하여, 미리 설정된 추적 조건을 만족하면 1비트 제어신호를 발생한다.

즉, 상기 PPEAM 롬 테이블(602-1)에는 4/16/64/256QAM에 대한 블라인드 모드 및 결정지향 모드시의 극성형 위상 오차 평균 값이 미리 계산되어 저장된다.

따라서, 상기 제 1 비교기(602-2)는 상기 극성형 위상 오차 평균곡선과 롬 테이블(602-1)에 미리 저장시킨 블라인드 모드를 위한 극성형 위상 오차 평균값을 비교하여 미리 설정된 포착 조건을 만족하면 1비트 제어신호를 발생한다. 또한, 상기 제 2 비교기(602-3)는 상기 극성형 위상 오차 평균곡선과 상기 롬 테이블(602-1)에 미리 저장시킨 결정지향 모드를 위한 극성형 위상 오차 평균값을 비교하여 미리 설정된 추적 조건을 만족하면 1비트 제어신호를 발생한다. 그리고, 선택부(602-4)는 상기 신뢰도 카운터(603)에서 출력되는 락 제어 신호 LD(1)에 따라 상기 제 1 또는 제 2 비교기(602-2,602-3)의 출력을 선택하여 신뢰도 카운터(603)로 출력한다.

상기 신뢰도 카운터(603)는 상기 임계값 계산부(602)에서 생성된 1비트 제어 신호를 포착 시점과 추적 시점의 평가지표로 사용하는데, 신뢰도 카운터(603)에 설정된 일정 기간 동안 1비트 제어신호가 '로직 1'을 유지하면, 비로소 반송파가 잡음을 포착한 후 추적 과정을 진행중임을 알리는 3비트 제어신호(LD0, LD1, LD2)를 반송파 복구부(500)에 출력한다.

즉, 상기 신뢰도 카운터(603)는 상기 임계값 계산부(602)에서 출력되는 1비트 제어 신호들이 기 설정된 소정 시간동안 '로직 0'을 유지하면 잡음을 포착 즉, 풀-인(pull-in) 중이라는 3비트의 제어신호(LD(2:0))를, '로직 1'을 유지하면 상기 잡음을 풀-인(pull-in)한 후 추적 즉, 락킹(locking) 과정을 진행 중이라는 3비트의 제어신호(LD(2:0))를 출력한다.

도 6은 상기 극성형 위상오차 락 검출부(600)의 동작 원리를 간략히 설명해 주는 제어 순서도를 보이고 있고, 도 7은 극성형 위상 오차 평균곡선 파형을 보여 준다. 이때, 도 6에서는 반송파 복구부(500)의 초기 환경 설정, 주파수 포착 루프 필터(502), 위상 추적 루프 필터(504)의 4단계 잡음 밴드폭의 기어 쉬프팅, 위상 오차 검출 알고리즘의 모드 변환을 보여 준다. 그리고, 도 7에서는 신뢰도 카운터(603)에서 생성된 3비트 제어신호(LD[2:0])의 타이밍에 따른 위상 오차 평균곡선 파형의 추이를 보여 주고 있다. 상기 극성형 위상 오차 평균곡선으로부터 알 수 있는 사실은 상기 신뢰도 카운터(603)에서 생성된 3비트 제어신호 중 두 번째 신호, 즉, LD[1]이 '로직 1'을 나타내면, 임계값 계산부(602)의 미리 계산된 극성형 위상 오차 평균 롬값이 블라인드 모드의 값에서 결정지향 모드의 값으로 바뀌는 것을 알 수 있다.

이러한 극성형 위상 오차 평균 롬값의 천이 과정은 제안된 락 검출기의 신뢰도 측면에서 매우 중요한 작업이다. 연속되는 LD[2]가 '로직 1'인 경우는 이전 "극성형 위상오차 평균 롬"이 새로운 값으로의 천이 없이 계속 이전 값을 유지해 준다.

그리고, 상기된 도 7로부터 락 검출부(600)는 4단계로 구성되어지는 것을 알수 있다.

즉, 포착 --＞ 1st lock-in(추적) --＞ 2nd lock-in(추적) --＞ locked-in(추적) 단계로 락 검출부(600)는 진행을 한다. 이때 상기 락 검출부(600)에서 출력되는 락 제어신호(LD[2:0])는 일 예로, 각각 '000','001', '011','111'이다.

그리고, 상기 포착 단계에서 1st lock-in(추적) 단계로의 이동은 전술한 바와 같이 락 제어 신호(LD0, LD1, LD2)에 따라 진행하고, 1st lock-in(추적) 단계에서 2nd lock-in(추적) 단계로의 이동은 내부 타이머와 락 제어 신호(LD0, LD1, LD2)에 의해 이루어진다. 또한, 2nd lock-in(추적) 단계에서 locked-in(추적) 단계로의 이동도 내부 타이머와 락 제어 신호(LD0, LD1, LD2)에 의해 이루어지도록 설계된다. 그런데 만약 채널 왜곡(abrupt)이 발생하면, 락 검출부(600)는 자동적으로 항상 포착 단계로의 이동을 즉시 할 수 있도록 설계된다. 이와 함께 모든 내부 타이머들도 모두 리셋(reset) 상태로 되돌아간다. 이와 같은 과정을 연속적으로 반복함에 의해 본 발명의 락 검출부(600)는 QAM용으로 매우 신뢰도가 높게 동작을 수행한다.

상기 락 제어신호(LD0, LD1, LD2)는 상기 락 검출부(600)의 상태가 포착 단계, 제 1 락-인(lock-in) 단계일 경우 블라인드(Blind) 모드이고, 제 2 락-인(lock-in) 단계, 락키드-인(locked-in) 단계일 경우 결정지향 (DD) 모드이다.

따라서, 상기 반송파 복구부(500)는 상기 락 제어신호(LD0, LD1, LD2)에 따라 상기 복소 곱셈기(400)에서 출력되는 기저대역 디지털 신호로부터 주파수 오프셋과 위상 지터를 제거하여 기저대역 디지털 신호를 생성한다.

한편, 본 발명은 QPSK/QAM 수신기의 통신 분야에 적용할 수 있다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치 및 방법은 다음과 같은 효과가 있다.

첫째는, 극성형 위상 오차 평균 임계값을 포착 단계와 추적 단계에서 따로 사용하므로 신뢰도가 매우 우수하다.

둘째는, 포착 단계에서부터 추적 단계까지 이중 락 임계값을 사용함으로써, 거짓-락(false-lock)에 대한 락 검출부의 신뢰도를 개선할 수 있으므로 AGC의 수렴 여부에 상관없이 락 검출기를 동작시킬 수 있다.

셋째는, 별도의 회로 구성 없이도 4/16/64/256-QAM의 확장성이 용이하다.

이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.

따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야 한다.

Claims

락 제어 신호에 따라 특정 채널의 통과 대역 디지털 신호를 주파수 오프셋 및 위상 잡음이 복구된 기저대역 디지털 신호로 변환하는 반송파 복구부를 구비한 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치에 있어서,

상기 반송파 복구부에서 출력되는 위상 오차의 극성을 일정 시간동안 누산하여 극성형 위상 오차 평균 값을 출력하는 극성형 위상 오차 평균곡선 생성부;

미리 계산되어 저장된 블라인드 모드 및 결정 지향 모드를 위한 극성형 위상 오차 평균 크기 값과 상기 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부에서 출력되는 극성형 위상 오차 평균 값을 각각 비교하여 미리 설정된 포착 및 추적 조건을 만족하면 그에 따른 제어신호를 발생하는 임계값 계산부; 그리고

상기 임계값 계산부에서 출력되는 제어 신호를 기 설정된 시간동안 카운트한 후 카운트 결과에 따라 상기 반송파 복구부의 포착 시점과 추적 시점을 평가하고 그에 따른 락 제어 신호(LD0,LD1,LD2)를 출력하는 신뢰도 카운터를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 락 제어 신호(LD0,LD1,LD2)는

상기 반송파 복구부에서 위상 오차를 검출할 때의 동작 모드를 블라인드 모드 또는 결정지향 모드로 전환시키고, 상기 기저대역 디지털 신호로부터 주파수 오프셋과 위상 잡음을 검출할 때의 루프 필터의 대역폭을 포착 단계, 추적 과정인 제 1 락-인(1st lock-in) 단계, 제 2 락-인(2nd lock-in) 단계, 락키드-인(locked-in) 단계로 기어 쉬프팅시키는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치.
제 2 항에 있어서,

상기 락 제어 신호(LD0,LD1,LD2)의 상태가 포착 단계, 제 1 락인 단계일 경우 상기 반송파 복구부는 블라인드 모드로 동작하고, 제 2 락-인(lock-in) 단계, 락키드-인(locked-in) 단계일 경우 결정지향 (DD) 모드로 동작하는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부는

상기 반송파 복구부에서 출력되는 극성형 위상 오차를 소정 회수동안 누산한 후 평균을 취하는 누산기와,

상기 누산기의 출력을 일시 저장한 후 대칭 구조의 지수함수 형태의 파형을 갖는 극성형 위상 오차 평균 곡선을 출력하는 래치로 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 임계값 계산부는

4/16/64/256 QAM에 대해 미리 계산된 극성형 위상 오차 평균값을 저장하는 롬 테이블과,

상기 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부에서 출력되는 극성형 위상 오차의 평균 값과 상기 롬 테이블에 저장된 극성형 위상 오차 평균값을 비교하여 블라인드모드를 위한 임계값을 출력하는 제 1 비교기와,

상기 극성형 위상 오차 평균 곡선 생성부에서 출력되는 극성형 위상 오차의 평균 값과 상기 롬 테이블에 저장된 극성형 위상 오차 평균값을 비교하여 결정지향 모드를 위한 임계값을 출력하는 제 2 비교기와,

상기 신뢰도 카운터의 락 제어신호(LD[1])에 따라 상기 제 1 또는 제 2 비교기의 출력을 선택하여 상기 신뢰도 카운터로 출력하는 선택부로 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치.
제 5 항에 있어서,

상기 선택부로 입력되는 락 제어신호(LD[1])가 '로직 1'을 나타내면 상기 롬 테이블에 저장된 극성형 위상 오차 평균 값이 블라인드 모드의 값에서 결정지향 모드의 값으로 바뀌는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 락 검출 장치.
락 제어 신호에 따라 반송파 복구를 블라인드 모드 또는 결정지향 모드로 동작하면서 위상 오차를 검출한 후 검출된 위상 오차의 극성을 추출하는 단계;

상기 락 제어 신호에 따라 대역폭이 포착 단계, 추적 과정인 제 1 락-인(1st lock-in) 단계, 제 2 락-인(2nd lock-in) 단계, 락키드-인(locked-in) 단계로 기어 쉬프팅되면서 상기 위상 오차의 극성으로부터 주파수 오프셋 및 위상 잡음을 검출한 후 상기 통과 대역 디지털 신호로부터 상기 검출된 주파수 오프셋 및 위상 잡음이 복구된 기저대역 디지털 신호를 생성하는 단계;

상기 위상 오차의 극성을 일정 시간동안 누산하여 대칭 구조의 지수함수 형태의 파형을 갖는 극성형 위상 오차 평균 곡선 값을 출력하는 단계;

미리 계산되어 저장된 블라인드 모드 및 결정 지향 모드를 위한 참조 극성형 위상 오차 평균 크기 값과 상기 평균 곡선 값 출력 단계에서 출력되는 극성형 위상 오차 평균 곡선 값을 비교하여 기 설정된 포착 조건 또는 추적 조건을 만족하면 그에 따른 제어신호를 발생하는 단계; 그리고

상기 단계에서 출력되는 제어 신호를 기 설정된 시간동안 카운트한 후 카운트 결과에 따라 상기 반송파 복구의 포착 시점과 추적 시점을 평가하고 그에 따른 락 제어 신호(LD0,LD1,LD2)를 출력하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 락 검출 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 락 제어 신호(LD0,LD1,LD2)의 상태가 포착 단계, 제 1 락인 단계일 경우 상기 위상/주파수 오차 검출 단계는 블라인드 모드로 동작하고, 제 2 락-인(lock-in) 단계, 락키드-인(locked-in) 단계일 경우 결정지향 (DD) 모드로 동작하는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 락 검출 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 포착 단계에서 제 1 락-인 단계로의 진행은 상기 락 제어신호(LD0, LD1, LD2)에 따라 결정되고,

상기 제 1 락-인 단계에서 제 2 락-인 단계, 및 제 2 락-인 단계에서락키드-인 단계로의 진행은 내부 타이머와 상기 락 제어신호(LD0, LD1, LD2)에 따라 결정됨을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 락 검출 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 포착 단계, 제 1 락-인(1st lock-in) 단계, 제 2 락-인(2nd lock-in) 단계, 락키드-인(locked-in) 단계 중 어느 한 단계에서 채널 왜곡이 발생하면, 자동으로 포착 단계로 진행하도록 상기 락 제어 신호 상태가 변화하는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기의 락 검출 방법.