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KR100379048B1 - 직교신호변환장치 - Google Patents

직교신호변환장치 Download PDF

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KR100379048B1
KR100379048B1 KR1019960706833A KR19960706833A KR100379048B1 KR 100379048 B1 KR100379048 B1 KR 100379048B1 KR 1019960706833 A KR1019960706833 A KR 1019960706833A KR 19960706833 A KR19960706833 A KR 19960706833A KR 100379048 B1 KR100379048 B1 KR 100379048B1
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KR
South Korea
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signal
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filter
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KR1019960706833A
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Inventor
페르디난드 스틱부르트 에두아르드
Original Assignee
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Publication date
Application filed by 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. filed Critical 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

수신기에서 2 개의 시그마 델타 변조기(13, 19)가 아날로그 직교 신호쌍을 디지탈 신호로 변환하기 위해 사용된다. 이러한 시그마 델타 변조기에서 양자화 노이즈는 신호가 없는 주파수 영역으로 옮겨진다. 필터(15, 17)의 차수를 증가시키지 않으면서 노이즈를 더 감소시키기 위해 필터(15, 17) 사이에 교차 접속을 연결한다. 이 교차 접속으로 노이즈 전달 함수에서 공액 복소쌍일 필요없는 복소 극과 제로를 얻을 수 잇고, 이는 특정 주파수 영역에서 노이즈를 크게 제거한다.

Description

직교 신호 변환 장치{Quadrature Signal Conversion Device}
본 발명은 소정의 위상 관계를 갖는 적어도 제 1 신호와 제 2 신호를 입력 신호로부터 얻어내는 위상 쉬프트(phase shift) 수단 및, 제 1 신호를 제 1 변환 신호를 변환하는 제 1 변환기 및, 제 2 신호를 제 2 변환 신호로 변환하는 제 2 변환기를 포함하며, 제 1 변환기 및 제 2 변환기는 변환될 신호와 피드백 신호(feedback signal)를 결합하는 결합 수단과, 이 결합수단의 출력 신호로부터 피드백 신호를 얻기 위해 종속 접속된 필터와 양자화기를 포함하는 수신기에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 전송기 및 신호 변환 장치에 관한 것이다.
[종래기술]
전문에 따른 수신기는 공개된 영국 특허출원 제 2 233 518A 에서 공지되어 있다.
이러한 수신기는 방송 신호를 수신하는 이동 무선 시스템에서, 예를 들면 마이크로파 무선 링크에서 사용할 수 있다. 공지된 수신기에서 제 1 및 제 2 신호를 입력 신호로부터 얻는다. 상기 제 1 신호 및 상기 제 2 신호는 대부분의 경우 90° 의 위상 쉬프트인 소정의 위상 관계를 가진다. 이러한 신호들을 직교 신호(quadrature signal)라 하고 이들 신호를 사용하는 수신기를 직교 수신기라 한다. 직교 신호를 사용하면 입력 신호의 양(both) 측대역(sidebands)을 다르게 처리할 수 있게 된다. 예를 들면, 제 1 신호 및 제 2 신호를 적절히 결합하여 측대역들 중 하나를 제거할 수 있다.
입력 신호와 sin(ωot)에 비례하는 발진기 신호를 혼합하여 입력 신호로부터 제 1 신호를 얻고, 입력 신호와 cos(ωot)에 비례하는 발진기 신호를 혼합하여 제 2 신호를 얻는다. 상기 제 1 신호와 제 2 신호는 대응하는 아날로그-디지탈 변환기를 써서 디지탈 신호들로 변환된다.
입력 신호가 넓은 다이내믹 레인지(dynamic range)(예를들면, 100dB)를 가질 수 있다면, 발진기, 믹서들, 아날로그-디지탈 변환기들는 매우 과도한 요구 조건들을 충족시켜야 한다. 상기 사항을 만족하기 위해서 상기 영국 특허출원에서 공지된 수신기의 아날로그-디지탈 변환기는 (시그마)델타 변조((sigma) delta modulation) 원리를 사용한다. 이러한 아날로그-디지탈 변환기에서, 변환될 입력 신호는 입력 신호와 피드백 신호를 결합하는 결합 수단의 제 1 입력에 인가된다. 피드백 신호는 필터와 양자화기의 종속 접속(cascade connection)을 이용하여 얻어진다.
몇가지 쓸모있는 필터와 양자화기의 구성이 있다. 첫번째 구성은 결합 수단의 출력 신호가 양자화기의 입력 신호로서 인가되고, 양자화기의 출력 신호는 필터의 입력 신호로서 인가하는 것이다. 그 다음 필터의 출력은 피드백 신호를 이루게 되고 변환된 신호는 양자화기의 출력 신호이다. 이러한 변환기를 델타 변조기라 한다.
이러한 델타 변조기의 문제점은 입력 신호가 너무 빨리 변할 때 발생되는 기울기 과부하를 겪는다는 점이다. 이점은 양자화기의 출력 신호 대신에 결합 수단의 출력 신호를 필터링함으로서 피할 수 있다. 이러한 구성을 시그마-델타 변조기라 한다.
노이즈 형상기(noise shaper)라는 세번째 구성에서는, 피드백 신호는 필터 수단에 의해 양자화 에러로부터 얻어진다. 이 양자화 에러는 양자화기의 입력신호와 출력 신호간의 차와 같다.
3 가지 경우 모두에서 필터의 전달 함수는 이 양자화 에러를 소망의 신호의 주파수 범위 밖의 주파수 범위로 시프트하도록 선택된다. 일반적으로 상기 필터는 저역 통과 전달 함수(lowpass transfer function)를 가진다.
원하는 주파수 범위에서의 양자화 노이즈 억제량은 필터의 차단 주파수(cutoff frequency), 필터의 차수(order), 양자화기의 샘플링 주파수에 의존한다. 대부분의 경우에, 양자화기의 샘플링 주파수는 출력 신호의 원하는 샘플링 주파수 또는 상기 양자화기의 최대 가능 속도에 의해 고정된다. 필터의 차단 주파수는 종종 변환될 신호의 대역폭에 의해 고정된다. 이러한 상황에서 노이즈 억제량은 필터의 차수를 좌우한다.
노이즈 억제를 증가시키면 변환 장치의 안정화 문제가 커지므로 노이즈 억제는 마음대로 증가시킬 수 없다.
도 1은 본 발명에 따른 수신기를 도시하는 도면.
도 2 는 도 1 의 신호 변환기(11)의 실시예를 도시하는 도면.
도 3 은 본 발명에 따른 전송기를 도시하는 도면.
도 4 는 도 3 에 따른 전송기의 디지틀-아날로그 변환기의 양자화 노이즈 전달 함수의 극-제로 도면.
도 5 는 도 3 에 따른 전송기의 디지틀-아날로그 변환기의 양자화 노이즈 전달 함수의 절대값 그래프.
본 발명의 목적은 안정화 문제를 크게 일으키지 않으면서 양자화 노이즈 억제를 증가시킬 수 있는 전문에 따른 변환 장치를 제공하는 것이다.
그러므로 본 발명에 따른 수신기는 제 1 변환기의 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호를 제 2 변환기의 필터에 인가하는 제 1 접속 수단 및, 제 2 변환기의 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호를 제 1 변환기의 필터에 인가하는 제 2 접속 수단을 포함한다.
제 1 변환기의 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호를 제 2 변환기의 필터에 접속하는 것과 그 역에 의해서, 기본 구간에서의 θ =0 주위에서 대칭적 이지 않은 노이즈 전달 함수 H(θ )를 얻을 수 있다. 이 비대칭성을 이용하여 θ의 중요하지 않은 범위에서 양자화 노이즈를 덜 억제하면서 θ 의 원하는 범위에서 양자화 노이즈를 더 억제하도록 할 수 있다.
본 발명의 다른 형태는 소정의 위상관계가 있는 적어도 제 1 신호 및 제 2 신호로부터 전송될 신호를 얻는 전송기로서, 상기 전송기는 제 1 신호를 제 1 변환 신호로 변환하는 제 1 변환기 및, 제 2 신호를 제 2 변환 신호로 변환하는 제 2 변환기를 포함하고, 이 두 변환기는 변환될 신호와 피드백 신호를 결합하는 결합 수단과, 이 결합 수단의 출력 신호로부터 피드백 신호를 얻기 위해 종속 접속된 필터와 양자화기를 포함하며, 이 전송기는 제 1 변환기의 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호를 제 2 변환기의 필터에 인가하는 제 1 접속 수단 및, 제 2 변환기의 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호를 제 1 변환기의 필터에 인가하는 제 2 접속 수단을 포함하며, 및, 제 1 변환 신호 및 제 2 변환 신호를 결합 신호로 결합하는 부가 결합 수단을 더 포함한다.
본 발명의 기본 원리는 전송기에도 사용될 수 있다. 원하는 주파수에서 개선된 양자화 노이즈 억제를 가지는 시그마 델타 변조를 사용하는 디지틀-아날로그 변환기를 구성가능하게 한다.
90° 위상 쉬프트된 신호를 쉽게 생성할 수 있으므로 90° 라는 소정의 위상 시프트를 가지는 신호들을 사용하면 구현이 쉬워진다.
이제 도면들을 참조하여 본 발명을 설명할 것이다.
도 1 에 따른 수신기에서, 수신된 신호는 위상 쉬프트 수단(2)의 입력에 가해진다. 위상 쉬프트 수단(2)의 입력은 믹서(8)의 제 1 입력과 믹서(12)의 제 1 입력에 연결된다. 국부 발진기(6)의 출력은 믹서(12)의 제 2 입력과 위상 쉬프터(10)의 입력에 연결된다. 위상 쉬프터(10)의 출력은 믹서(8)의 제 2 입력에 연결된다.
제 1 신호(X)를 전달하는 믹서(8)의 출력은 변환 장치(11)의 제 1 입력(1)에 연결되고, 제 2 신호(jX)를 전달하는 믹서(12)의 출력은 변환장치(11)의 제 2입력(Q)에 연결된다. 변환장치(11)의 제 1 입력(1)은 여기에서 아날로그-디지탈 변환기(19)인 제 1 변환기의 입력에 연결된다. 변환 장치(11)의 제 2 입력(Q)는 여기에서 아날로그-디지탈 변환기(13)인 제 2 변환기의 입력에 연결된다.
아날로그-디지틀 변환기(19)의 입력은 여기에서 감산기(14)인 결합 수단의 제 1 입력에 연결된다. 감산기(14)의 출력은 필터(15)의 제 1 입력에 연결된다. 필터(15)의 출력은 양자화기(16)의 입력에 연결된다. 양자화기(16)의 출력은 감산기(14)의 제 2 입력과 변환 장치(11)의 제 1 출력에 연결된다. 제 1 변화기의 귀환 신호는 양자화기(16)의 출력 신호에 의해 구성된다.
아날로그-디지탈 변환기(13)의 입력은 여기에서 감산기(28)인 결합 수단의 제 1 입력에 연결된다. 감산기(28)의 출력은 필터(17)의 제 1 입력에 연결된다. 필터(17)의 출력은 양자화기(26)의 입력에 연결된다. 양자화기(26)의 출력은 감산기(28)이 제 2 입력과 변환 장치(11)의 제 2 출력에 연결된다. 제 2 변환기(13)의 피드백 신호는 양자화기(26)의 출력 신호에 의해 구성된다.
필터(15)의 내부 신호는 필터(17)의 제 2 입력에 연결되고 필터(17)의내부 신호는 필터(15)의 제 2 입력에 연결된다. 필터(15 및 17)의 조합은 단일 다위상 필터(single polyphase filter)로 간주된다.
변환 장치(11)의 제 1 출력은 디지틀 신호 처리기(30)의 제 1 입력에 연결되고, 변환 장치(11)의 제 2 출력은 디지틀 신호 처리기(30)의 제 2 입력에 연결된다. 디지틀 신호 처리기(30)의 출력은 수신기의 출력 신호를 이룬다.
도 1 에 따른 수신기의 입력은 주파수 변환 수단(2)에 의해 제 1 직교신호(X) 및 제 2 직교 신호(jX)로 변환된다. 이 변환은 입력 신호를 발진기(6) 및 위상 쉬프터(10)에서 생성된 2 개의 직교 국부 발진기 신호와 혼합하여 이루어진다.
신호(X)는 시그마 델타 변조기(19)로 이루어진 변환기(19)에 의해 1 비트 디지틀 신호로 변환되고, 신호(jX)는 시그마 델타 변조기(13)에 의해 1 비트디지틀 신호로 변환된다. 필터(15 및 17) 사이의 교차 접속에 의하여 원하는 주파수에 대해 양자화 노이즈를 감소시키는 것은 필터 차수를 증가시키지 않고도 개선할 수 있다. 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호는 여기에서 각기 필터(17 및 15)의 제 2 입력에 접속된 필터(15 또는 17)의 내부 신호이다.
하기에 신호 변환기(11)의 전달 함수가 유도될 것이다. 필터(15) 및 필터(17)의 조합으로 이루어진 다위상 필터의 (복소) 전달 함수는 Hpol과 같다고 가정한다. 다위상 입력 신호는 (X)로 표현되고, 다위상 출력 신호는 (Y)로 표현되고, 다위상 양자화 에러는 (ε )로 표현된다. 이를 사용하여 변환 장치의 입력 신호(X)와 출력 신호(Y)의 관계는 수학식 1 과 같다.
[수학식 1]
수학식 1 로부터 (Y)를 이끌어내면 수학식 2 와 같다.
[수학식 2]
다위상 필터는 전달 함수 H1에 따라 필터링된 동위상(in-phase) 입력 신호와 전달 함수 H2에 따라 필터링된 직교 입력 신호를 덧셈하여 동위상 출력 신호를 얻는 필터로서 모델화될 수 있다. 다위상 필터는 전달 함수 H1에 따라 필터링된 직교 입력 신호와 전달 함수 H3에 따라 필터링된 동위상 입력 신호의 합으로부터 직교 신호를 얻는다. 다위상 요구조건을 만족시키기 위해 H2와 -H3가 같아야만 한다. 이러한 다위상 필터에 대한 전달함수 Hpol을 수학식 3 으로 얻을 수 있다.
[수학식 3]
수학식 3 으로부터 Hpol(p)는 복소계수를 가진 다항식으로 쓸 수 있음을 알 수 있다. 이는 일반적으로 복소극(complex pole)들과 복소 제로(complex zero)들이 공액 복소쌍으로 나타나서는 안됨을 뜻한다. 수학식 1 에 수학식 3 을 대입하여 (Y)를 얻으면 수학식 4와 같다.
[수학식 4]
도 2 에 따른 신호 변환기에서 가산기(5)의 제 1 입력은 저항(21)의 제 1 단자에 연결된다. 저항(21)의 제 2 단자는 저항(23)의 제 1 단자와 가산기(3)의 출력에 연결된다. 가산기(5)의 제 2 입력은 저항(23)의 제 2 단자에 연결된다.
가산기(5)의 출력은 필터(15)의 제 1 입력에 연결된다. 필터(17)의 제 1 출력은 필터(15)의 제 2 입력에 연결된다. 필터(15)의 제 1 입력은 저항(25)의 제 1 단자, 증폭기(27)의 반전 입력, 캐패시터(29)의 제 1 단자에 연결된다. 증폭기(27)의 비반전 입력은 이후 접지로서 기술된 기준 전압에 연결된다. 필터(15)의 제 2 입력은 저항(25)의 제 2 단자에 연결된다. 증폭기(27)의 출력은 캐패시터(29)의 제 2 단자와 필터(15)의 제 1 및 제 2 출력에 연결된다.
필터(15)의 제 2 출력은 양자화기(16)의 입력에 연결된다. 양자화기의 출력은 가산기(5)의 제 2 입력 및 신호 변환기(11)의 제 1 출력에 연결된다.
가산기(17)의 제 1 입력은 저항(31)의 제 1 단자에 연결된다. 저항(31)의 제 2 단자는 저항(33)의 제 1 단자 및 가산기(7)의 출력에 연결된다. 가산기(7)의 제 2 입력은 저항(33)의 제 2 단자에 연결된다.
가산기(7)의 출력은 필터(17)의 제 1 입력에 연결된다. 필터(15)의 제 1 출력은 필터(17)의 제 2 입력에 연결된다. 필터(17)에 제 1 입력은 저항(37)의 제 1 단자, 증폭기(39)의 반전 입력, 캐패시터(9)의 제 1 단자에 연결된다. 증폭기(39)의 비반전 입력은 접지에 연결된다. 필터(17)의 제 2 출력은 반전기(35)의 입력에 연결한다. 반전기(35)의 출력은 저항(37)의 제 2 단자에 연결된다. 증폭기(39)의 출력은 캐패시터(9)의 제 2 단자와 필터(17)의 제 1 및 제 2 출력에 연결된다.
필터(17)의 제 2 출력은 양자화기(26)의 입력에 연결된다. 양자화기(26)의 출력은 가산기(7)의 제 2 입력 및 신호 변환기(11)의 제 2 출력에 연결된다. 가산기(5 및 7)는 감산기(14 및 28)에 의해 수행되는 것과 같은 차감 동작을 각기 양자화기(16 및 26)의 출력으로부터 얻은 반전된 신호를 제 1 입력 신호에 더하여 수행하고 있다. 필터(15 및 17)의 증폭기(27 및 29)에 의해 반전이 일어난다. 이 덧셈은 저항(21및 23)으로부터의 전류를 더하여 얻어진다. 증폭기(39)의 반전 출력 신호에 의해 요구되는 반전을 얻는다. 필터(15)의 입력에 필터(17)의 출력 신호를 더하는 것은 저항(21 및 23)으로부터의 전류에 저항(25)으로부터의 전류를 더하여 얻는다.
도 2 의 다위상 필터는 도 1 을 참고하여 설명된 모델과 좀 다르다. 이 다위상 필터에 대해 쓰면 수학식 5 와 같다.
[수학식 5]
수학식 5 에서, R은 필터(15)로 흐르는 전류이고, C 는 캐패시터(29 및 9)의 값이고, Q는 필터(15)의 출력 전압이고, C2는 저항(25 및 37)의 콘덕턴스이다. 필터(17)의 출력 저항을 쓰면 수학식 6 과 같다.
[수학식 6]
전달함수 Hpol에 대해 쓰면 수학식 7 과 같다.
[수학식 7]
양자화기의 출력단이 클럭하는 순간에 비해 T2/2 만큼 지연된 펄스를 생성한다고 가정한다면 다위상 필터와 양자화기 출력단의 조합의(시간 연속) 전달함수는 수학식 8 과 같다.
[수학식 8]
수학식 8 에서 Ts 는 양자화기의 샘플링 주기이고, G1은 저항(21, 23, 31, 33)의 콘덕턴스이다. Ht(p)에 대응되는 임펄스 응답 h(t)는 수학식 9 와 같다.
[수학식 9]
샘플링 주기를 Ts 라 가정하면 수학식 9 에 대응되는 Z 변환은 수학식 10 과 같다.
[수학식 10]
상수 a와 b 는 수학식 11 및 12 와 같다.
[수학식 11]
[수학식 12]
수학식 11 및 12 를 사용하여 수학식 10 에 대한 수학식 13 을 얻는다.
[수학식 13]
신호 변환기의 Z 영역에서의 노이즈 전달 함수는 수학식 2 로부터 쉽게 얻어지고 수학식 14와 같다.
[수학식 14]
수학식 14 로부터 노이즈 전달 함수는 z=b 에서 제로를 가지고, z=b-a 에서 극을 가짐을 알수 있다. b는 절대값이 1 로서 결국 단위원상에 놓인 것이다. 이는 수학식 15 에 따른 b 에 대응하는 주파수에 대한 양자화 노이즈의 무한 제거를 야기한다.
[수학식 15]
수학식 15 에서 ωo는 양자화 노이즈 억제가 무한일 때의 각 주파수이다.
도 3 에 따른 전송기에서, 전송될 디지틀 신호는 디지틀 신호 처리기(41)에 가해진다. 디지틀 신호 처리기(41)의 제 1 출력(I)은 샘플링 레이트 변환기(42)의입력에 연결되고 디지틀 신호 처리기(41)의 제 2 출력(Q)은 샘플링 레이트 변환기(44)의 입력에 연결된다. 샘플링 레이트 변환기(42)의 출력은 변환 장치(40)의 제 1 입력에 연결되고, 샘플링 레이트 변환기(44)의 출력은 변환 장치(40)의 제 2 입력에 연결된다.
변환 장치(40)의 제 1 입력은 제 1 변환기(43)의 입력에 연결되고, 변환 장치(40)의 제 2 입력은 제 2 변환기(45)의 입력에 연결된다. 제 1 변환기(43)의 입력은 여기에서 가산기(46)인 결합 수단의 제 1 입력에 연결된다. 가산기(46)의 출력은 양자화기(50)의 입력 및 감산기(51)의 제 1 입력에 연결된다. 양자화기(50)의 출력은 감산기(51)의 제 2 입력 및 변환 장치(40)의 제 1 출력에 연결된다. 에러 신호(ε )를 지닌 감산기(51)의 출력은 필터(56)의 제 1 입력에 연결된다. 출력 신호(εF)를 지닌 필터(56)의 제 1 출력은 가산기(46)의 제 2 입력에 연결된다. 신호(εF)는 제 1 변환기(43)의 귀환 신호이다. 필터(56)의 제 2 출력은 필터(54)의 제 2 입력에 연결된다.
제 2 변환기(45)의 입력은 여기에서 가산기(52)인 결합 수단의 제 1 입력에 연결된다. 가산기(52)인 결합 수단의 제 1 입력에 연결된다. 가산기(52)의 출력은 양자화기(56)의 입력 및 감산기(53)의 제 1 입력에 연결된다. 양자화기(56)의 출력은 감산기(53)의 제 2 입력 및 변환 장치(40)의 제 2 출력에 연결된다. 에러 신호(jε )를 지닌 감산기(53)의 출력은 필터(54)의 제 2 입력에 연결된다. 출력 신호(jεF)를 지닌 필터(54)의 제 1 출력은 가산기(52)의 제 2 입력에 연결된다.신호(jεF)는 제 2 변환기(45)의 귀환 신호이다. 필터(54)의 제 2 출력은 필터(56)의 제 2 입력에 연결된다.
변환 장치(40)의 제 1 출력은 저역 통과 필터(58)의 입력에 연결되고, 변환 장치(40)의 제 2 출력은 저역통과필터(60)의 입력에 연결된다. 저역통과필터(58)의 출력은 믹서(62)의 제 1 입력에 연결된다. 발진기(66)의 출력은 믹서(62)의 제 2 입력 및 위상 쉬프터(68)의 입력에 연결된다. 저역통과필터(60)의 출력은 믹서(64)의 제 1 입력에 연결된다. 위상 쉬프터(68)의 출력은 믹서(64)의 제 2 입력에 연결된다. 믹서(62)의 출력은 여기에서 가산기(70)인 부가 결합 수단의 제 1 입력에 연결된다. 믹서(64)의 출력은 가산기의 제 2 입력에 연결된다. 전송기의 출력은 가산기(70)의 출력에 의해 이루어진다.
디지틀 신호 처리기는 복소 신호(X(z) 및 jX(z))로 표현되는 디지틀 다위상 신호를 발생시키는 것으로 가정된다. 신호 X(z) 및 jX(z)의 샘플링 레이트는 각기 샘플링 레이트 변환기(42 및 44)에 의해 증가된다. 각기 샘플링 레이트 변환기(42 및 44)의 입력 샘플 사이에 값이 영인 샘플을 더하여 샘플수를 증가시킨다.
샘플링 레이트 변환기(42 및 44) 각각의 출력 신호에 대해 X(zN)=X(Z) 및 jX(zN) = jX(Z)로 쓸 수 있다. N 은 샘플링 레이트 변환기(42 및 44)의 입력과 출력의 샘플링 레이트의 비이다.
변환 회로(43 및 44)는 노이즈 형상기로서 이루어진다. 양자화기에 의해 생기는 양자화 에러는 각각의 변환 회로의 입력에서 가산기에 귀환된다. 에러 신호를각기 가산기(46 또는 52)에 가하기 전에 이 신호를 필터링하여 하기와 같이 대응되는 양자화기 출력 신호의 양자화 노이즈 주파수 의존 제거를 한다. 에러 신호(ε )는 다위상 신호로서 여겨지므로, 감산기(51)의 출력 신호는 (ε )와 같고, 감산기(53)의 출력 신호는 (jε )와 같다. 필터(54 및 56)은 다위상 출력 신호(ε F)를 가진 다위상 필터를 가지고 구성된다. 감산기(46)의 제 2 입력의 입력시호는(εF)와 같고 감산기(52)의 제 2 입력의 입력 신호는(jεF)와 같다. 결합 수단의 출력 신호에서 얻어낸 신호는 여기에서 에러 신호이다.
신호 변환기의 다위상 출력 신호는 수학식 16 과 같다.
[수학식 16]
수학식 16 으로부터 Y(Z)를 얻으면 수학식 17 과 같다.
[수학식 17]
수학식 17로부터 신호(Y(z))는 입력 신호 (X(z))와 필터링된 에러 신호의 합과 같음을 알 수 있다. 양자화 노이즈 전달 함수 Y(z)/ε(z)는 수학식 18과 같다.
[수학식 18]
H4(z)는 필터(54 및 56)의 제 1 입력에서 각기 필터(54 및 56)의 대응하는출력까지의 전달 함수이고, H5(z)는 필터(54)의 제 2 입력에서 필터(54)의 출력까지의 전달 함수이고, H6(z)는 필터(56)의 제 2 입력에서 필터(56)의 출력까지의 전달함수이다.
다위상 요구사항을 만족시키려면 H5는 -H6와 같아야 한다 필터(54 및 56)의 조합으로 구성된 다위상 필터의 전달 함수 Hpol(z)는 H4(z) + jH6(z)이다. 만약 1 이상의 지연 Z-1이 루프안에 있다고 하고, 1 차 귀환 필터가 사용된다고 한다면, H4(z) 및 H6(z)는 일반식으로 수학식 19 및 20 으로 쓸 수 있다.
[수학식 19]
[수학식 20]
수학식 19 및 20에서, A, B, C 및 D 는 상수이다 노이즈 전달 함수에 대해 수학식 21 과 같이 쓸 수 있다.
[수학식 21]
이 노이즈 전달 함수는 원점에 2 개의 극과 서로 공액관계이어서는 안되는 2 개의 (일반적으로) 복소 제로를 가진다. 양호하게는 2 제로가 단위원상에 위치해서이 제로에 대응되는 주파수에 대해 노이즈 억제가 높아지게 된다. 2 제로가 실축의 한쪽에 위치하면 제한된 필터 차수에서 노이즈는 더욱 많이 제거될 수 있다.
양자화기(50 및 56)의 출력 신호는 아날로그 대역통과필터(58 및 60)에 가해진다. 양자화기(50 및 56)의 출력 신호는 양자화된 신호값에 대응하는 값을 취할 수 있는 전기적 신호이다. 2 레벨 양자화기(50 및 56)를 적용하면 아날로그신호를 상기 아날로그필터(58 및 60)의 수단에 의해 양자화기(50 및 56)의 출력신호를 필터링하여 얻을 수 있는 유리한 점이 있다. 대역통과필터(58 및 60)의 통과대역은 노이즈가 크게 제거되는 주파수 대역에서 선택된다. 필터(58 및 60)의 출력 신호는 복소 신호(Y')의 실수부와 허수부로 생각될 수 있다. 필터(58)의 출력 신호는 진동자(66)의 출력 신호와 곱해지고 필터(60)의 출력 신호는 π/2 만큼 쉬프트된 진동자(66)의 출력 신호와 곱해진다. 진동자(66)의 출력 신호는 cos(ωot)와 같고 위상 쉬프터(68)의 출력 신호는 sin(ωot)와 같다. 믹서(62)의 출력 신호는이고 믹서(64)의 출력 신호는이다. 가산기(70)의 출력 신호는 수학식 22 와 같다.
[수학식 22]
수학식 22는 수학식 23 과 같이 쓸 수 있다.
[수학식 23]
H6(Z)는 2·sin γ 와 같게 선택된다. 이러한 선택은 원점에서 2중 극을 가지게 되고 각기 양의 실수축 및 음의 실수축과 γ 각도에서 단위원상에 2 제로를 가지게 된다. 이로서 상기 제로에 해당하는 주파수에서 양자화 노이즈를 완전히 제거하게 될 것이다.
도 5 에서 노이즈 전달 함수의 절대값이 상대적 주파수 θ =2π f/fs의 함수로서 여러 γ 값에 대해 -π 에서 π 까지의 기본 구간에서 도시되었다. f 는 고려된 실제 주파수이다.
γ =0 일 때 2 제로는 실수축에 놓이고 이는 양자화 노이즈 전달 함수를 θ =0 에 대해 0 으로 한다. γ =π /2 일 때, 2 제로는 +j 이고 이는 노이즈 전달 함수는 θ =π /2 에 대해 0 으로 한다. γ =π /4 일 때, 노이즈 전달 수학식 23 은 수학식 24와 같이 쓸 수 있다.
[수학식 24]
예를들어 Y'가 e-jω ot라 하면 U에 대해 수학식 25 와 같이 쓸 수 있다.
[수학식 25]
수학식 25로부터 필터(58 및 60)의 출력에서의 신호는 각 주파수 ω1을 가진 반송파 상에 변조된다.
도 4 에 따른 극 제로 도면에서 변환 장치(4)의 노이즈 전달 함수의 극과 제로는 선택된 특정 전달 함수 H4(z) 및 H6(z)에 대해 도시되었다. H4(z)는 z-2와 같게 선택되고, 함수는 θ =3π /4 및 θ =π /4 에 대해 0 이다. γ =π /3 일때 노이즈 전달 함수는 θ =π /3 및 θ =2π /4 에 대해 0 이다. γ =π /3 일때 노이즈 전달함수는 θ =π /3 및 θ =2π /3 에 대해 0 이다. θ =0(종래기술)에 대한 상황과 대비하면 이 노이즈 전달 함수는 θ 의 음의 값에 비해 6 의 양의 값에 대해서 작다.
이러한 수신기는 예를들면 마이크로파 무선 링크에서 방송 신호를 수신하는 이동 무선 시스템에 사용될 수 있다.

Claims (10)

  1. 소정의 위상 관계를 갖는 적어도 제 1 신호 및 제 2 신호를 입력신호로부터 얻는 위상 쉬프트 수단, 상기 제 1 신호를 제 1 변환 신호로 변환하는 제 1 변환기 및, 상기 제 2 신호를 제 2 변환 신호로 변환하는 제 2 변환기를 포함하는 수신기로서, 상기 제 1 변환기 및 상기 제 2 변환기는 변환될 신호와 피드백 신호를 결합하는 결합 수단 및 상기 결합 수단의 출력 신호로부터 상기 피드백 신호를 얻기 위해 종속 접속된 필터와 양자화기를 포함하는, 상기 수신기에 있어서,
    상기 제 1 변환기의 상기 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호를 상기 제 2 변환기의 상기 필터에 인가하는 제 1 접속 수단 및,
    상기 제 2 변환기의 상기 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호를 상기 제 1 변환기의 상기 필터에 인가하는 제 2 접속 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 종속 접속은 적어도 상기 필터와 그 뒤를 잇는 양자화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 종속 접속은 적어도 상기 양자화기와 그 뒤를 잇는 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 변환기는 상기 양자화기의 입력 신호와 상기 양자화기의 출력 신호 사이의 차를 나타내는 에러 신호를 얻는 수단을 포함하고, 상기 필터의 입력 신호는 상기 에러 신호를 나타내는 것을 특징으로 하는 수신기.
  5. 소정의 위상 관계를 갖는 적어도 제 1 신호 및 제 2 신호로부터 전송될 신호를 얻는 전송기로서, 상기 제 1 신호를 제 1 변환 신호로 변환하는 제 1 변환기 및 상기 제 2 신호를 제 2 변환 신호로 변환하는 제 2 변환기를 포함하며, 상기 제 1 변환기 및 상기 제 2 변환기는 상기 변환될 신호와 피드백 신호를 결합하는 결합 수단 및 상기 결합 수단의 출력 신호로부터 상기 피드백 신호를 얻기 위해 종속 접속된 필터와 양자화기를 포함하는, 상기 전송기에 있어서,
    상기 제 1 변환기의 상기 결합 수단의 출력신호로부터 얻어진 신호를 상기 제 2 변환기의 상기 필터에 인가하는 제 1 접속 수단 및,
    상기 제 2 변환기의 상기 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호를 상기 제 1 변환기의 상기 필터에 인가하는 제 2 접속 수단을 더 포함하고,
    상기 제 1 변환 신호와 상기 제 2 변환 신호를 결합 신호로 결합하는 부가 결합 수단을 더 포함하는 전송기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 종속 접속은 적어도 상기 필터와 그 뒤를 잇는 상기 양자화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송기.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 종속 접속은 적어도 상기 양자화기와 그 뒤를 잇는 상기 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 변환기는 상기 양자화기의 입력 신호와 상기 양자화기의 출력 신호 사이의 차를 나타내는 에러 신호를 얻는 수단을 포함하과, 상기 필터의 입력 신호는 상기 에러 신호를 나타내는 것을 특징으로 하는 전송기.
  9. 제 1 신호 및 상기 제 1 신호에 대하여 소정의 위상 관계를 갖는 제 2 신호를 변환하는 신호 변환 장치로서, 상기 제 1 신호를 제 1 변환 신호로 변환하는 제 1 변환기 및, 상기 제 2 신호를 제 2 변환 신호로 변환하는 제 2 변환기를 포함하며, 상기 제 1 변환기 및 제 2 변환기는 변환될 신호와 피드백 신호를 결합하는 결합 수단 및 상기 결합 수단의 출력 신호로부터 상기 피드백 신호를 얻기 위해 종속 접속된 필터 및 양자화기를 포함하는, 상기 신호 변환 장치에 있어서,
    상기 제 1 변환기의 상기 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호를 상기제 2 변환기의 상기 필터에 인가하는 제 1 접속 수단 및,
    상기 제 2 변환기의 상기 결합 수단의 출력 신호로부터 얻어진 신호를 상기 제 1 변환기의 상기 필터에 인가하는 제 2 접속 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 종속 접속은 적어도 상기 필터와 그 뒤를 잇는 상기 양자화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 변환 장치.
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