KR100209454B1 - 부호화 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 음성 신호 등을 고능률로 부호화하는 부호화 장치에 관한 것으로, 특히 가변 레이트 부호화에 적합한 부호화 장치를 제공한다. 이 부호화 장치는 입력신호가 입력되는 입력 단자와, 복수의 참조벡터를 격납한 적응 부호장파과, 상기 적응 부호장에 격납된 참조 벡터로부터 합성신호를 생성하는 합성 필터와, 상기 합성 신호와 상기 입력 신호와의 SNR값으로부터 유사도를 구하는 유사도 계산 수단과, 상기 유사도 계산 수단에 의해 구해진 유사도에 의거하여 미리 준비되어 있는 상이한 부호화 비트 레이트의 복수의 부호화 방식중에서 하난의 부호화 방식을 결정하는 부호화 방식 결정 수단과, 결정된 부호화 방식에 따라서 상기 입력 신호를 부호화하는 부호화 수단을 구비하여, 평균 레이트가 작고 목표 품질을 달성할 수 있는 부호화 방식의 선택을 적은 계산량으로 행할 수 있다.

Description

부호화 장치

제1도는 본 발명의 제1 실시예이며 적응 부호장을 이용한 부호화 장치의 블록도.

제2도는 동 실시예의 처리 수순을 설명하기 위한 흐름도.

제3도는 본 발명의 제2 실시예이며 피치 분석을 이용한 부호화 장치의 블록도.

제4도는 동 실시예의 처리 수순을 설명하기 위한 흐름도.

제5도는 본 발명의 제3 실시예이며 적응 부호장의 모든 참조 벡터를 탐색하는 부호화 장치의 블록도.

제6도는 동 실시예의 처리 수순을 설명하기 위한 흐름도.

제7도는 본 발명의 제4 실시예이며, 예측 신호를 사용한 부호화 장치의 블록도.

제8도는 동 실시예의 처리 수순을 설명하기 위한 흐름도.

제9도는 본 발명의 제5 실시예이며 복수의 부호기를 구비한 음성 부호화 장치의 개략 블록도.

제10도는 본 발명의 제6 실시예이며, 부호화 방식을 선택할 수 있는 음성 부호화 장치의 구성을 표시하는 블록도.

제11도는 본 발명의 제7 실시예이며, 피치 강조부를 구비한 부호화 장치의 블록도.

제12도는 제11도의 피치 강조부의 블록도.

제13도는 제11도의 부호화부의 블록도.

제14도는 피치 강조부의 처리를 나타내는 흐름도.

제15도는 본 발명의 제8 실시예이며, 제11도의 실시예에 잡음 제거부를 부가한 부호 장치의 블록도.

제16도는 입력 신호의 단시간 스펙트럼을 표시하는 도면.

제17도는 입력 신호의 스펙트럼 포락(spectrum envelope) 및 스펙트럼 미세 구조의 관계를 표시하는 도면.

제18도는 입력 신호를 피치 강조했을 때의 단시간 스펙트럼을 표시하는 도면.

제19도는 입력 신호를 피치 강조했을 때의 스펙트럼 포락 및 스펙트럼 미세 구조의 관계를 표시하는 도면.

제20도는 본 발명의 부호화 장치에 관련한 음성 복호화부의 블록도.

제21도는 본 발명의 제9 실시예이며, 피치 강조 신호와 입력 신호를 부호화에 있어서 전환하는 부호화 장치의 블록도.

제22도는 본 발명의 제10 실시예이며, 피치 강조 신호와 입력 신호를 부호화에 있어서 전환하는 부호화 장치의 블록도.

제23도는 본 발명의 제9 실시예의 판정부의 처리를 도시하는 흐름도.

제24도는 본 발명의 제9 실시예의 판정부의 처리를 도시하는 흐름도.

제25도는 본 발명의 제9 실시예의 판정부의 처리를 도시하는 흐름도.

제26도는 본 발명의 제10 실시예의 판정부의 처리를 도시하는 흐름도.

제27도는 본 발명의 제7 실시예의 변형예를 도시하는 블록도.

제28도는 부호화부의 구성을 도시하는 블록도.

제29도는 본 발명의 제7 실시예의 변형예의 부호화 장치의 블록도.

제30도는 본 발명의 제9 실시예의 변형예의 부호화 장치의 블록도.

제31도는 본 발명의 제9 실시예의 변형예의 부호화 장치의 블록도.

제32도는 본 발명의 제9 실시예의 변형예의 부호화 장치의 블록도.

제33도는 본 발명의 제10 실시예의 변형예의 부호화 장치의 블록도.

제34도는 본 발명의 제10 실시예의 변형예의 부호화 장치의 블록도.

제35도는 본 발명의 제10 실시예의 변형예의 부호화 장치의 블록도.

제36도는 본 발명의 제10 실시예의 변형예의 판정부의 처리를 도시하는 흐름도.

제37도는 본 발명의 부호화 장치에 사용되는 피치 강조부의 블록도.

제38도는 제37도의 피치 강조부의 동작을 설명하는 흐름도.

제39도는 본 발명의 다른 변형예의 피치 강조부의 블록도.

제40도는 제39도의 피치 강조부의 동작을 설명하는 흐름도.

제41도는 본 발명의 다른 변형예의 피치 강조부의 블록도.

제42도는 제41도의 피치 강조부의 동작을 설명하는 흐름도.

제43도는 본 발명의 다른 변형예의 피치 강조부의 블록도.

제44도는 본 발명의 다른 변형예의 피치 강조부의 블록도.

제45도는 본 발명의 부호화 장치의 부호화부의 블록도.

제46도는 본 발명의 제11 실시예이며, 피치 강조부를 구비한 부호화 장치의 블록도.

제47도는 본 발명의 제12 실시예이며, 피치 강조부에 잡음 제거부를 접속한 부호화 장치의 블록도.

제48도는 본 발명의 제13 실시예이며, 피치 강조 신호와 입력 신호를 전환하는 부호화 장치의 블록도.

제49도는 본 발명의 제14 실시예이며, 피치 강조 신호와 입력 신호를 전환하는 부호화 장치의 블록도.

제50도는 본 발명의 제15 실시예이며, 피치 강조 신호와 입력 신호를 전환하는 부호화 장치의 블록도.

제51도는 본 발명의 제16 실시예이며, 피치 강조 신호와 입력 신호를 전환하는 부호화 장치의 블록도.

제52도는 본 발명의 제17 실시예로 부호화 데이터의 축적·전송 장치의 구성을 표시하는 블록도.

제53도는 데이터 가공부의 동작을 설명하는 흐름도.

제54도는 데이터 가공부의 동작을 구체적으로 설명하는 도면.

제55도는 본 발명의 제18 실시예로 부호화 데이터의 축적·전송 장치의 구성을 도시하는 블록도.

제56도는 본 발명의 제19 실시예에 관한 부호화 데이터의 축적·전송 장치의 구성을 송신 장치의 구성과 함께 도시하는 블록도.

제57도(a) 및 제57도(b)는 본 발명의 제20 실시예에 관한 부호화 데이터의 축적·전송 장치 및 재생 장치를 각각 도시하는 블록도.

제58도(a) 및 제58도(b)는 본 발명의 제21 실시예에 관한 부호화 데이터의 축적·전송 장치 및 재생 장치를 각각 도시하는 블록도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

11 : 부호화 방식 선택부 14 : 적응 부호장

15, 63 : 합성 필터 16, 64 : 유사도 계산부

17, 65 : 부호화 방식 결정부 22 : 피치 분석부

32 : 탐색부 53, 54, 55 : 부호화기

81 : 난수 발생부 82 : LPC 양자화부

85 : 청감 가중 필터 86 : 오차 계산부

본 발명은 음성 신호(Speech Signals) 등을 고능률로 부호화하는 부호화 장치에 관한 것으로, 특히 가변 레이트 부호화(Variable rate coding)에 적합한 부호화 장치에 관한 것이다.

음성 신호의 고능률, 저비트 레이트 부호화는 자동차 전화 등의 이동체 통신이나 기업내 통신에 있어서, 전파의 효율적 이용 또는 통신 코스트 삭감을 위한 중요한 기술이다. 근년, 미국에 있어서 부호 분할 다중 액세스(CDMA) 방식에 의한 가변 레이트 통신 시스템(Variable rate Communication system)이 실용화되어, 가변 레이트의 특성을 활성화한 다채널화 및 고품질 서비스의 기대가 고조되고 있다. 또, 가변 레이트 음성 부호화는 축적적 응용의 견지에서도 음성의 성질에 따라 효율적인 비트 배분이 실행될 수 있으므로 기억 매체의 효율적 이용을 가능케 하는 방식이라 할 수 있다. 이와 같은 배경하에서 가변 레이트 음성 부호화의 연구, 개발이 활발하게 행해지고 있다.

고정 레이트에서는 8Kbps 이하의 비트 레이트로 품질이 우수한 음성 합성이 가능한 음성 부호화 방식으로서 CELP(Code Excited Linear Prediction) 방식이 알려져 있으나, 가변 레이트의 분야에 있어서도 CELP 방식이 주류가 되어 있다. 이 경우, 미리 결정되어 있는 복수 종류, 예를 들면 4종류 정도의 부화 비트 레이트중, 고정의 프레임 길이마다 하나의 비트 레이트를 선택하여, 그 비트 레이트에 최적화된 CELP 방식에 의해 부호화를 행한다. 또, 부호화 비트 레이트가 1kbps 정도로 낮은 경우에는, 구동 신호에 랜덤 잡음 게열(random noise scheme)을 사용하는 보코더 방식(Vocoder System)을 적용하는 수도 있고, 비트 레이트마다 부호화 방식이 다른 것이 일반적이다. 가변 레이트 부호화에서는 목표 품질을 달성하면서 어떻게 평균 비트 레이트를 작게 할 수 있는가에서 가변 레이트 부호화 방식의 우열이 결정되기 때문에, 각 프레임마다의 부호화 방식의 선택법이 중요하게 되고 있다. 이 요구에 대하여 종래 기술로서 이하와 같이 제안되고 있다.

제1 방식으로서는, 예를 들면 A. Dejaco 씨등에 의한 QCELP 방식(문헌1 : QCELP : The North American CDMA Digital Celluar Variable Rate Speech Coding Standard, Proc. of the IEEE Workshop on Speech Coding for Telecommunicatians, pp 5-6 Oct. 1993)이 있다. 이 방식에서는 프레임 파워를 특징량으로서 추출하고, 이것에 의거하여 부호화기를 선택하는 방법을 채택하고 있고, 또 E. Paksoy 씨 등에 의한 VRPS 방식(문헌: 2 Variable Rate Speech Coding With Phonetic Segmentation, Proc. ICASSP 93.PPI I-155-158 April 1993)에서는 저주파 음성 에너지나 영크로스비 등을 포함한 7개의 특징량의 가중화치를 기초로 부호화기를 선택하는 방법을 채택하고 있다.

그러나, 이와 같은 부호화 방식 선택법은 비교적 적은 계산량으로 실현할 수 있는 메리트가 있으나, 복호 음성이 예를 들면 SNR 등으로 규정되는 목표 품질을 달성하지 못하고, 품질 저하가 발생되는 수가 있다. 또, 입력 신호에 배경 잡음이 부가되는 조건 하에서는 특징량의 추출을 양호하게 행할 수 없고, 선태 결과가 타당하지 않을 경우가 있으며, 그 결과 합성음의 품질 저하를 초래한다.

제2 방식으로서는 S. V. Vasegi 씨의 FS-CELP(Finite State-CELP) 방식(문헌 3: Finite State CELP for Variable rate Speech Coding; IEE Proc.-I, vol. 138, No.6. PP603-610 Dec. 1991)이 있다.

그러나, 이 부호화기 선택법에서는 항상 목표 품질이 달성 가능하도록 부호화기가 선택되는 메리트가 있으나, 미리 설치되어 있는 모든 부호화기를 실행하지 않으면 안되고, 계산량이 팽대해진다는 문제가 있다.

또, 상기 제1 방법과 제2 방법의 하이브리드적인 수법이 L. Cellario 씨등에 의해 보고되어 있다(문헌 4: Varible Rate Speech Coding for UMTS, Proc. of the IEEE Workshop on Speech Coding for Telecommunications, pp 1-2, Oct. 1993). 이 하이브리드 법에서는 최초에 입력 음성을 분석하여 얻어지는 특징량을 사용하여 부호화기를 한정하고, 다음에 한정된 부호화기로 각각 부호화를 행하고, 코스트 함수를 최소로 하는 부호화기를 최종적으로 선택한다. 이 방법에서는, 제1 방법과 제2 방법의 중간적인 해결 방안이 얻어지지만, 복수의 부호화기를 실행하지 않으면 안되고, 계산량이 아주 커진다는 문제점이 여전히 남아 있다.

전술한 바와 같이, 종래의 부호화 선택법 중 입력 신호를 분석하여 특징량을 추출하고, 그 특징량에 따라서 부호화기를 선택하는 방법에서는 복호 음성이 목표 품질에 이르지 못하여 품질 저하가 발생되는 경우가 있고, 또 입력 신호에 배경 잡음 등이 부가되어 있을 경우, 특징량의 추출을 양호하게 할 수 없고 적당한 부호화기를 선택할 수 없게 되어, 합성음의 품질 저하를 초래하게 된다는 문제가 있었다. 또, 구비된 모든 부호화기로 부호화를 실행하고, 코스트 함수가 최소가 되는 부호화를 실행하고, 코스트 함수가 최소가 되는 부호화기를 선택하는 또 하나의 방법이나 이들 2개의 방법을 조합한 하이브리드 법에서는 계산량이 팽대해진다는 문제가 있었다.

또, 종래의 CELP 부호화에 있어서는 부호화 비트 레이트를 낮추면 구동신호에 할당되는 양자화 비트수가 적어지고, 피치 주기의 변동이나 피치 파형의 변화를 표시하기가 곤란하다. 또, 부호화 과정에서 피치 정보가 크게 손상되기 때문에, 복호측에서 포스트 필터에 의한 피치 정보의 복구 처리를 행해도 복구의 정도에 한계가 있다.

또한, 전송로 부호가 부가되어 전송되는 부호화 데이터를 그대로 축적·전송하면, 축적·전송에는 전혀 불필요한 전송로 부호에 관한 용장 비트마저도 축적·전송되기 때문에 기억 장치나 전송로의 이용 효율이 감소되는 문제가 있었다.

또한, 데이터의 압축 부호화의 방식이나 재생 장치의 사양에 따라서는, 역시 전송·축적에는 불필요한 압축 부호화 데이터 마저도 축적함으로써, 기억 매체나 전송로의 이용 효율이 저하된다는 문제가 있었다.

또한, 상기와 같은 불필요한 전송로 부호 또는 압축 부호 등의 부호화 데이터를 재생시마다 복호하도록 하고 있기 때문에, 재생 장치의 회로 규모 또는 소비 전력이 증대되는 문제도 있었다.

본 발명의 목적은 평균 레이트가 작고 목표 품질을 달성할 수 있는 부호화 방식의 선택을 적은 계산량으로 실현할 수 있는 부호화 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명에 의하면, 복수의 참조 벡터를 격납한 적응 부호장(adaptive codebook)과, 상기 적응 부호장에 격납된 참조 벡터로부터 합성 신호를 생성하는 합성 필터와, 상기 합성 신호와 상기 입력 신호의 유사도를 구하는 유사도 계산 수단과, 상기 유사도 계산 수단에 의해 구해진 유사도에 의거하여, 미리 준비되어 있는 다른 부호화 비트 레이트의 복수의 부호화 방식 중에서 하나의 부호화 방식을 결정하는 부호화 방식 결정 수단과, 결정된 부호화 방식에 따라서 상기 입력 신호를 부호화하는 부호화 수단을 포함하는 부호화 장치가 제공된다.

이와 같이 본 발명에서는 적응 부호장으로부터 참조 벡터를 취출하여, 합성 필터에 통과시킴으로써 합성 신호를 생성하고, 이 합성 신호와 목표 신호와의 유사도를 계산하고, 이 유사도에 의거하여 부호화 방식을 결정한다. 일반적으로, 적응 부호장은 CELP 방식의 부호화 장치의 구성요소의 하나이며, 피치 주기로 반복되는 목표 신호의 용장도를 효율적으로 표현할 수 있다는 특징이 있기 때문에, 목표 신호가 주기성이 큰 신호일 때는 적응 부호장에 격납된 구동 신호의 벡터로 목표 신호를 고정밀로 표현할 수가 있다. 그러므로, 목표 신호가 주기성이 큰 신호인 경우, 합성 필터의 구동 신호에 할당되는 비트수를 적게 하여도 용이하게 목표 품질을 달성할 수가 있고, 결국 부호화 비트 레이트를 낮게 할 수가 있다. 역으로, 목표 신호가 주기성이 작은 신호일 때는 적응 부호장만으로는 고정밀도로 표시할 수가 없기 때문에, 부호화 비트 레이트를 높게 하지 않으면 목표 품질을 달성할 수가 없다.

따라서, 본 발명과 같이 적응 부호장에서 얻어지는 참조 벡터와 목표 벡터와의 합성음 레벨에서의 유사도를 구하고, 이 유사도가 클때에는 저비트 레이트의 부호화 방식을 선택하고, 유사도가 작을때에는 고비트 레이트의 부호화 방식을 선택하도록 함으로써 평균 비트 레이트가 낮고, 더구나 목표품질을 달성할 수 있는 적절한 부호화 방식의 선택이 가능하게 된다.

즉, 목표 신호를 분석하여 특징량을 추출하고 그 크기나 변화량에 의해 부호화 방식을 선택하는 방법에서는 목표 품질에 이르지 못하는 프레임이 많이 발생하게 된다는 문제가 있었으나, 본 발명에서는 부호화 장치의 일구성요소인 적응 부호장을 사용하여 합성음 레벨에서의 유사도에 의거하여 부호화 방식을 선택하기 때문에, 거의 모든 프레임에서 목표 품질을 얻을 수 있다.

한편, 미리 설치되어 있는 복수의 부호화기의 전체를 사용하여 부호화를 행하고 코스트 함수가 최소가 되는 부호화기를 선택하는 방법에서는, 계산량이 팽대하게 된다는 문제가 있음에 비해, 본 발명에서는 합성 필터에 입력하는 참조 벡터를 결정하기 위한 계산량이 비교적 커지는 케이스에서도 적응 부호장의 탐색만으로 가능하며, 부호화 방식 선택을 위한 계산량을 현저히 감소시킨다. 또, 목표 신호의 피치 분석에 의해 참조 벡터를 결정하여 부호화 방식을 선택하면, 필요한 계산량은 적응 부호장의 탐색보다도 적은 계산량으로 끝난다. 또한, 이전 프레임의 피치 정보에 의해 참조 벡터를 결정하여 부호화 방식을 선택하면, 계산량의 증가는 거의 없게 된다.

이와 같이 본 발명에 의하면, 적은 계산량으로 평균 레이트를 작게 하고, 또한 목표 품질을 달성하는 부호화 방식을 선택할 수가 있다.

또, 본 발명의 목적은 복호화측에서 만족할 수 있는 합성 음성 품질을 얻기 위하여 부호화 측에서 충분한 피치 정보를 얻을 수 있는 부호화 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명에 의하면, 입력 신호를 피치 분석하고, 피치 주기 및 피치 이득을 추출하는 피치 분석 수단과, 상기 피치 분석 수단에 의해 추출된 피치 주기 및 피치 이득을 이용하여 상기 입력 신호를 강조하는 수단과, 상기 강조 수단에 의해 강조된 입력 신호를 부호화하는 부호화 수단을 포함하는 부호화 장치가 제공된다.

또한, 본 발명의 목적은 기억 매체나 전송로의 이용 효율을 향상시킴과 동시에 재생 장치의 회로 규모의 확대를 억제하고 소비전력을 저감할 수 있는 부호화 데이터의 축적·전송 장치를 제공하는 데에 있다.

본 발명에 의하면, 전송 부호가 부가된 부호화 데이터를 수신하는 수신 수단과, 수신된 부호화 데이터 중에서 축적·전송에 불필요한 전송로 부호를 포함한 부호를 복호하여 제거함과 동시에 축적·전송시에 필요한 오류 정정 부호를 포함한 부호를 부가하여 압축 부호화 데이터를 생성하는 데이터 가공 수단과, 상기 압축 부호화 데이터를 축적·전송하는 축적·전송 수단에 의해 구성되는 부호화 데이터의 축적·전송 장치가 제공된다.

이하, 도면을 참조하면서 본 발명의 실시예를 설명한다.

제1도는 본 발명의 제1 실시예에 관한 부호화 방식 선택부(codin scheme selector)(11)의 구성을 도시하는 블록도이다. 이 부호화 방식 선택부(1)는 입력 단자(12)에서 입력되는 목표신호 r(n)에 의거하여 선택할 부호화 방식을 결정하고, 부호화 방식 선택 정보(coding scheme selection information)(I)를 출력단자(13)에서 출력하는 것이며, 적응 부호장(14), 합성 필터(15), 유사도 계산부(similarity calculator)(16) 및 부호화 방식 결정부(coding scheme determining circuit)(17)에 의해 구성되어 있다.

다음에 본 실시예에 있어서의 부호화 방식 선택 수순에 대하여 설명한다. 단, 본 실시예에서는 설명을 간략화하기 위하여 선택 대상의 부호화 방식은 2개로 한다. 부호화 방식 선택 정보(I)의 값은 「1」또는 「2」를 취하고, I=「1」일 때에는 비트레이트가 낮은 부호화 방식을 선택하고, I=「2」일때는 비트 레이트가 높은 부호화 방식을 선택하는 것으로 한다.

우선, 입력단자(12)를 통하여 목표 신호 r(n)이 입력된다. 다음에 적응 부호장(14)에서 벡터 p(n)이 참조되고, 이 벡터 p(n)으로부터 합성 필터(15)를 통하여 합성 신호 q(n)이 생성된다. 일예로서, 합성필터(15)는 z 변환 영역에서 다음식 (1)과 같이 표시할 수 있다.

여기에서 α_i(10i=1)는 LPC(선형예측분석: linear prediction analysis)계수를 나타내고, γ은 0을 초과하고 1.0 이하인 소정수를 취한다. 따라서, 합성 신호 q(n)과 참조 벡터 p(n)의 관계를 시간 영역으로 표시하면, 다음식 (2)와 같이 된다.

다음에, 유사도 계산부(16)에서 목표 신호가 r(n)과 합성 신호 q(n)과의 유사도를 계산한다. 즉, 유사도 계산부(16)에서는 이하에 나타내는 바와 같이, 합성 신호 q(n)에 최적 이득(optimum gain) g를 곱했을 때의 신호와 목표 신호(target signal) r(n)과의 SNR 값을 유사도 u로서 출력한다. 우선, 다음식 (3)과 같이 합성 신호 q(n)에 최적 이득 g를 곱한 신호와 목표 신호 r(n)과의 제곱 오차치(square error value) E를 정의한다.

E가 최소가 될 때의 g가 최적 이득이 되므로, E를 g로 편미분하여 g로 풀면, 그 결과의 최적 이득 g는 다음식 (4)와 같이 된다.

이 최적 이득 g를 사용했을 때의 목표 신호와의 SNR 값 S는 다음식 (5)로 된다.

다음에, 부호화 방식 결정부(17)에서는 SNR 값 S를 사용하여 어떤 부호화 방식을 사용할 것인지를 판정한다. 판정법은 임계치 A를 사용하여,

와 같이 실행되며, 부호화 방식 선택 정보(I)가 출력된다.

이상의 처리의 흐름을 정리하면, 제2도와 같이 된다. 우선, 최초에 스텝 S11에서 적응 부호장(14)으로부터 참조 벡터 p(n)을 취출하고, 이어서 스텝 S12에서 참조 벡터 p(n)을 합성 필터(105)에 통과시키고, 합성 벡터 q(n)을 작성한다. 다음에, 스텝 S13에서 합성 벡터 q(n)에 부여하는 최적 이득 g를 구하고, 다시 목표 신호 r(n)과 gq(n)과의 SNR 값 S를 구하고, 최후에 스텝 S14에서 SNR값 S와 임계치 A와의 비교에 의해 비트 레이트가 낮은 부호화 방식 또는 비트 레이트가 높은 부호화 방식을 선택하는 부호화 방식 선택 정보(I)를 결정하고, 이것을 출력 단자(13)에서 출력한다.

제3도는 본 발명의 제2 실시예에 관한 부호화 방식 선택부(21)의 구성을 도시하는 블록도이다. 제1도와 동일 기능을 갖는 부분에 동일 도면 부호를 부여하여 설명하며, 이 부호화 방식 선택부(21)는 목표 신호 r(n)을 피치 분석부(22)에서 분석하여 피치 T를 구하고, 이 피치 T를 이용하여 적응 부호장(14)으로부터 참조하는 벡터 p(n)을 결정한다는 점이 제1 실시예와 다르다. 따라서, 여기에서는 새로 설정된 피치 분석부(pitch analizer)(28)에 대하여 설명한다.

피치 분석부(22)에서는 시간 T 샘플분 과거의 신호 r(n-T)를 사용하여 목표 신호 r(n)을 예측하고, 그 예측 오차 신호(prediction error signal)의 파워 E가 최소가 될 때의 시간 T를 피치 주기로서 출력한다. 즉, 예측 잔차 신호 파워(prediction residual signal power) E는,

로 표시된다. 여기에서, g는 피치 이득, N은 피치 분석 길이(pitch analysis length)를 나타낸다. 안정된 피치 주기(pitch period)를 얻기 위하여, 피치 분석장은 예를 들면 N=256 정도가 적당하다. 식 (1)을 피치 이득 g로 편미분하고, 그 값이 0이 될 때에 예측 오차 신호 파워 E가 최소치를 취한다. 이것을 풀면

이 되고, 식 (8)을 최소로 하는 T가 피치 주기를 나타내게 된다. 식 (8)의 우변 제1항은 정수가 되므로, 실제는 우변 제2항이 최대가 되는 피치 주기 T를 탐색하게 된다. 즉, 피치 분석부는 식 (8)의 우변 제2항을 T를 변경하면서 계산하여 우변 제2항이 최대가 되는 T가 구해지면, 그 피치 주기 T를 출력한다. 이와 같이 하여 구한 피치 주기 T를 이용하여 적응 부호장(14)으로부터 참조 벡터 p(n)을 취출한다.

이상의 처리 흐름은 제4도에 도시되어 있다. 우선, 최초에 스텝 S21에 있어서 피치 분석부(22)에서 목표 신호 r(n)을 분석하여 피치 주기 T를 구한다. 다음에 스텝 S22에서 피치 주기 T를 이용하여 적응 부호장(14)으로부터 참조하는 벡터 p(n)을 취출한다. 즉, 구해진 피치 주기 T에 대응하는 참조 벡터 p(n)이 적응 부호장(14)으로부터 탐색된다. 이후의 스텝 S23, S24, S25의 처리는 각각 제2도에 있어서의 스텝 S12, S13, S14의 처리와 동일하므로 설명을 생략한다.

또한, 본 실시예에 있어서는 목표 신호 r(n)을 이용하여 피치 주기 T를 구하는 것으로 설명하였으나, 목표 신호 r(n)이 청감 가중 필터(hearing weighting filter)로 가중되고 있는 경우에는 입력 음성 신호 u(n)을 이용하는 편이 양호한 피치 분석이 가능하다. 또, 입력 음성 신호 u(n)를 LPC 예측 필터에 통과시켜 얻어지는 예측 잔차 신호 v(n)을 이용하면 음성 신호의 포락 정보(envelope information)가 제거되기 때문에, 다시 양호한 피치 분석을 할 수 있다. 따라서, 본 실시예에 있어서 목표 신호 r(n) 대신에 입력 음성 신호 u(n) 또는 예측 잔차 신호 v(n)을 이용해도 좋다. 또, 본 실시예에서는 피치 분석부(22)에 1차의 피치 예측 필터를 사용한 경우에 대하여 설명하였으나, 보다 차수가 높은 예측 필터를 사용해도 관계 없다.

제5도는 본 발명의 제3 실시예에 관한 부호화 방식 선택부(31)의 구성을 도시하는 블록도이다. 제1도와 동일 기능을 갖는 부분에 동일 부호를 부여하여 설명하면, 이 부호화 방식 선택부(31)는 적응 부호장(14)내의 모든 벡터를 참조 벡터 후보로 하고, 합성 필터(15)에서 각각 참조 벡터에 대하여 합성 벡터를 구하고, 목표 벡터 r(n)과 가장 유사한 합성 벡터를 탐색부(32)로 탐색한다는 점이 제1실시예와 상이하다. 따라서, 여기에서는 새로 설치된 탐색부(32)에 대하여 설명한다.

탐색부(32)는 적응 부호장(14)에 격납된 모든 벡터를 참조 벡터로서 탐색하여 유사도 계산부(16)에 SNR 값 S를 계산케하고, SNR 값 S가 최대가 되었을 때의 S를 사용하여 부호화 결정부(17)에서 부호화 방식을 결정하고, 부호화 방식 선택 정보(I)를 출력한다.

단, 일반적으로 탐색을 위하여 SNR 값까지 구할 필요는 없고, 예를 들면 식 (3)에서 규정되는 2승 오차치 E를 최소로 하는 참조 벡터를 탐색하면 된다. 그 경우, 실제로 2승 오차치 E를 최소로 하는 참조 벡터가 발견된 후에 SNR 값을 계산하고, 그것을 부호화 결정부(17)에 출력하게 된다.

이상의 처리의 흐름은 제6도에 도시되어 있다. 여기에서, L은 적응 부호장(14)내에 격납된 벡터의 개수를 표시한다. 다시 식 (3)에 식 (4)에서 표시되는 최적 이득 g를 대입하여 전개하면,

가 되고, 2승 오차치 E의 최소치를 취하려면, 식 (9)의 우변 제 2항인,

을 기여도로서 구하고, 이 기여도 D가 최대가 되는 참조 벡터를 탐색하게 된다.

최초에, 스텝 S30에 있어서 변수 i=1, i_opt=1, D_max=0로 설정한다. 다음에 스텝 S31 및 스텝 S32를 거쳐 합성 벡터 qi(n)을 구한다. 또한, 스텝 S31, S32는 제2도의 스텝 S11, S12와 동일하므로 설명을 생략한다. 다음에, 스텝 S33에서 목표 벡터 r(n)과 합성 벡터 qi(n)로부터 식 (10)에 따라서 기여도 D를 구하고, 다시 스텝 S34에서 기여도 D와 최대 기여도 D_max의 크기를 비교한다. 여기에서, 기여도 D가 최대 기여도 D_max보다 크면, 스텝 S35에서 D_max의 값을 D와 동일한 값으로 갱신하고, 이때의 i값을 i_opt으로 격납하여 스텝 S36으로 진행한다. 기여도 D가 D_max보다 작으면 직접 스텝 S36으로 진행하고, 스텝 S36에서 i의 값을 1씩 증가시키고, 다시 스텝 S37에서 i의 값과 적응 부호장(14)에 포함되는 벡터의 개수 L과의 비교를 행한다. 여기에서 만약 i가 L보다 작으면, 스텝 S31로 되돌아가서, 전술한 처리의 흐름을 반복하게 되고, i가 L보다 크면, 루프를 빠져나가 스텝 S38로 진행한다. 스텝 S38에서는 목표 벡터 r(n)과 gqi_opt(n)과의 SNR 값 S를 구하고, 스텝 S39에서 이 SNR 값 S를 기초로 부호화 방식 선택 정보(I)를 출력한다. 스텝 S38 및 스텝 S39의 처리에 상세에 대하여는, 제2도의 스텝 S13 및 스텝 S14와 동일하므로 설명을 생략한다.

본 실시예에 의하면, 적응 부호장(14)에 격납된 모든 벡터로부터 최대 SNR 값이 되는 참조 벡터를 구할 수 없게 되므로, 제2 실시예와 달리 특히 큰 배경 잡음이 존재하는 입력 음성에 대하여 피치 분석에서 얻어지는 피치의 정확성이나 정밀도의 영향을 받는 일없이 실제의 적응 부호장(14)의 효율을 정확히 평가하여 표시할 수 있다는 이점이 있다.

또한, 상기 실시예에서는 적응 부호장(14)의 이전 벡터로부터 참조 벡터를 구하도록 했으나, 어느 정도 합성된 수의 참조 벡터를 후보로 하여 탐색하도록 하여도 좋다.

제7도는 본 발명의 제4 실시예에 관한 부호화 방식 선택부(41)의 구성을 도시하는 블록도이다. 제1도와 동일 기능을 갖는 부분에 동일 부호를 부여하여 설명하면, 이 부호화 방식 선택부(41)는 이전 프레임의 부호화에서 구해진 피치 정보를 현프레임에서도 사용하고, 이 이전 프레임의 피치 정보를 기초로 적응 부호장(14)으로부터 참조하는 벡터 p(n)을 결정한다는 점이 제1 실시예와 상이하다. 즉, 본 실시예에서는 버퍼(42)가 새로 설치되고, 이 버퍼(42)에 전프레임에서 구해진 피치 정보가 격납된다. 이 피치 정보는 전 프레임의 부호화시의 적응 부호장(14)의 탐색 결과, 즉 전프레임에서 부호화를 행했을 때에 적응 부호장(14)의 탐색에 의해 결정된 피치를 나타낸다.

버퍼(42)에 격납된 피치 정보에 따라서 적응 부호장(14)에서 참조 벡터 p(n)가 취출되고, 이 참조 벡터 p(n)에 의거하여 합성 필터(15), 유사도 계산부(16) 및 부호화 방식 결정부(17)를 거쳐 부호화 방식 선택 정보(I)가 출력된다. 합성 필터(15), 유사도 계산부(16) 및 부호화 방식 결정부(17)의 처리는 제1 실시예와 동일하므로, 여기에서는 설명을 생략한다.

이상의 처리의 흐름은 제8도에 도시되어 있다. 우선, 스텝 S41에서 버퍼(42)에 격납되어 있는 피치 주기 T를 사용하여 적응 부호장(14)에서 참조 벡터 p(n)을 취출한다. 이후의 스텝 S42, S43, S44의 처리는 각각 제2도에서의 스텝 S12, S13, S14의 처리와 동일하다.

이와 같이, 본 실시예는 이전 프레임의 피치 정보를 이용하여 참조 벡터를 결정하므로, 제2 실시예에 있어서의 피치 분석, 제3 실시예에 있어서의 적응 부호장(14)의 탐색 등, 참조 벡터를 결정하기 위한 계산을 특별히 필요로 하지 않고, 다시 적은 계산량으로 부호화 방식 선택 정보(I)를 얻을 수가 있다는 이점이 있다.

다음에, 제5 실시예로서 전술한 부호화 방식 선택부를 음성 부호화 장치에 적용한 실시예를 설명한다. 제9도는 본 실시예에 관한 음성 부호화 장치의 구성을 도시하는 블록도이며, 부호화 방식 선택부(52)는 제1 내지 제4 실시예에서 설명한 부호화 방식 선택부(11, 21, 31, 41)의 어느 것의 구성을 취하여도 된다. 부호화기(53~55)는 부호화 방식, 다시 말하면 부호화 비트 레이트가 각각 상이한 부호화기이며, 부호화 방식 선택부(52)에 의해 어느 하나가 선택된다.

이하, 동작을 설명하면, 우선 입력 단자(51)에서 목표 신호가 입력된다. 이 목표 신호는 경우에 따라서는 청감 가중 필터를 통과하며, 또 이전 프레임의 영향이 감소된 신호라도 좋으나 이 도면에서는 간략화를 위해 그 처리에 관한 부분을 제외하고 있다. 이 목표 신호는 부호화 방식 선택부(52)에 입력되고, 부호화 방식 선택 정보(I)가 출력된다. 이 부호화 방식 선택 정보(I)에 의거하여 부호화기(53~55) 중의 하나가 선택되고, 이 선택된 부호화기에 목표 신호가 입력되어 부호화가 행해진다. 부호화의 종료 후, 부호화 결과로서 구해진 부호화 파라미터와 부호화 방식 선택 정보(I)가 멀티플렉서(56)에 입력되고, 비트 스트림으로 변환된 후, 출력 단자(57)에서 출력된다.

본 실시예에서는 다시 구체적인 음성 부호화 장치의 실시예로서 고비트 레이트 부호화기로 CELP 방식의 부호화기를 이용하고, 저비트 레이트 부호화기로 적응 부호장을 이용하는 난수 구동형 LPC 보코더(이후, LPC 보코더라 함)를 각각 이용한 경우에 대하여 설명한다.

제10도는 본 실시예에 관한 음성 부호화 장치의 블록도이다. CELP 방식에서는 출력 신호로서 디코더에 전송되는 부호화 파라미터로, (1) 적응 부호장(67)의 적응 벡터 인덱스, (2) 잡음 벡터 부호장(68)의 잡음 벡터 인덱스, (3) 피치 이득 부호장(69)의 피치 이득 인덱스, (4) 잡음 이득 부호장(70)의 잡음 이득 인덱스, (5) LPC 양자화부(74)에서 양자화한 결과 얻어지는 LPC 인덱스가 있다.

LPC 보코더에서 출력 신호로서 디코더에 전송되는 파라미터로는, (1) 이득 부호장(88)의 이득 인덱스, (2) LPC 양자화부(82)에서 양자화한 결과 얻어지는 LPC 인덱스, (3) 적응 부호장(67)의 적응 벡터 인덱스, (4) 피치 이득 부호장(69)의 피치 이득 인덱스가 있다.

여기에서, LPC 보코더는 구동 신호로서 난수를 이용하기 때문에, 구동 신호의 정보를 디코더로 전송할 필요가 없고, 부호화 비트 레이트를 아주 작게 할 수가 있다. 또, 일반적으로 LPC 보코더에서는 LPC 양자화부(82) 및 이득 부호장(88)을 낮은 비트 레이트로 설치하는 경우가 많기 때문에 전체적인 비트 레이트를 낮게 억제할 수 있다.

이하, 본 실시예의 음성 부호화 장치의 동작을 설명한다. 입력 단자(61)에서 입력되는 음성 신호에 대하여 LPC 분석부(62)에서 LPC 분석이 행해지고, 선형 예측 계수(이후, LPC 계수라 함)가 구해진다. 이 LPC 계수에 의해 특성이 규정된 합성 필터(63)에 적응 부호장(67)에서 얻어지는 적응 벡터가 입력되고, 합성 신호가 구해진다. 이 합성 신호와 입력 음성 신호와의 유사도가 유사도 계산부(64)에서 계산되고, 그 결과를 기초로 부호화 방식 결정부(65)에서 부호화 방식이 결정된다.

부호화 방식 결정부(65)에서 출력되는 부호화 방식 선택 정보에 따라서, 선택기(66)에서 고비트 레이트용 부호화기인 CELP 또는 저비트 레이트용 부호화기인 LPC 보코더 중 하나가 선택된다.

여기에서, 셀렉터(66)에서 CELP 방식의 부호화기가 선택된 경우에 대하여 설명한다. 또한, CELP 방식의 부호화는 제10도 내의 파선보다 상측에 도시되어 있다.

적응 부호장(67)에서 얻어지는 적응 벡터와 잡음 부호장(68)에서 얻어지는 잡음 벡터에 각각 피치 이득 부호장(69)에서 얻어지는 피치 이득 및 잡음 이득 부호장(70)에서 얻어지는 잡음 이득이 승산기(71, 72)에서 곱해진다. 이들 피치 이득 및 잡음 이득이 각각 승산된 후의 적응 벡터 및 잡음 벡터가 가산기(73)에서 가산되어 합성 필터(75)의 구동 신호가 생성된다.

한편, LPC 분석부(62)에 의해 구해진 LPC 계수를 LPC 양자화부(74)에서 양자화하여 얻어지는 LPC 계수를 기초로 합성 필터(75)의 특성이 규정되고, 이 합성 필터(75)에 가산기(73)에서 출력되는 구동 신호가 입력됨으로써, 합성 신호가 생성된다. 이 합성 신호가 입력 음성 신호에서 이전 프레임의 영향을 감한 신호인 목표 신호로부터 감산기(77)에서 감해지고, 오차 신호가 구해진다.

이 오차 신호는 청감 가중 필터(78)에서 가중된 후, 그 전력이 오차 계산부(79)에서 구해진다. 이 오차 신호 전력이 최소가 되는 적응 벡터, 잡음 벡터, 피치 이득 및 잡음 이득의 조합이 적응 부호장(67), 잡음 부호장(68), 피치 이득 부호장(69) 및 잡음 이득 부호장(70)에서 탐색된다. 이 탐색 결과, 구해진 오차 전력이 최소가 될 때의 적응 벡터, 잡음 벡터, 피치 이득 및 잡음 이득을 각각 표시하는 적응 벡터 인덱스, 잡음 벡터 인덱스, 피치 이득 인덱스 및 잡음 이득 인덱스와, LPC 계수를 표시하는 LPC 인덱스가 부호화 파라미터로서 도시하지 않은 전송 매체 또는 기억 매체에 출력되고, 도시하지 않은 음성 복호화 장치에 전송된다.

다음에, 선택기(66)에서 LPC 보코더가 선택된 경우에 대하여 설명한다. 또한, LPC 보코더는 제10도중의 파선보다 하측에 표시되어 있다.

LPC 보코더에서는 우선 적응 부호장(67)의 인덱스 및 피치 이득 부호장(69)의 피치 이득을 탐색하여 결정한다.

다음에, 난수 발생부(81)에서 평균치 C, 분산치 I로 되는 난수 벡터가 발생되고, 승산기(89)에서 이 난수 벡터에 이득이 곱해지고, 다시 승산기(71)로부터의 피치 이득이 곱해진 후의 적응 벡터와 가산기(90)에서 가산됨으로써 합성 필터(83)의 구동 신호가 생성된다. 다음에, LPC 양자화부(82)에서 LPC 계수가 양자화되고, 양자화 후의 LPC 계수를 기초로 합성 필터(83)의 특성이 규정되고, 이 합성 필터(83)에 가산기(90)에서 출력되는 구동 신호가 입력됨으로써 합성 신호가 생성된다. 이 합성 신호가 감산기(84)에서 목표 신호로부터 감산되고, 오차 신호가 구해진다.

이 오차 신호는 청감 가중 필터(78)에서 가중된 후, 그 전력이 오차 계산부(79)에서 구해진다. 이 오차 신호 전력이 최소가 되는 이득이 탐색부(87)에 의해 이득 부호장(88)으로부터 구해진다. 이 경우, 이득은 탐색하지 않고 해석적으로 구할 수가 있다. 이 오차 신호 전력이 최소가 되는 이득을 표시하는 이득 인덱스와 LPC 계수를 표시하는 LPC 인덱스가 부호화 파라미터로서 도시하지 않은 전송 매체 또는 기억 매체에 출력되고, 도시하지 않은 복호화 장치에 전송된다.

또, 제5 실시예에서 설명한 바와 같이, 부호화 방식 결정부(65)에서 얻어진 부호화 방식 선택 정보(I)는 도시하지 않은 멀티플렉서에 의해 부호화 파라미터와 함께 비트 스트림으로 변환되고, 전송 매체 또는 축적 매체에 출력된다.

본 실시예에 있어서는 CELP 방식에 의한 부호화기의 구성 요소인 적응 부호장(67) 및 합성 필터(63)를 부호화기(부호화 방식)의 선택에 이용하고 있기 때문에, 이전의 제1~제4 실시예에서 설명한 바와 같은 구성의 부호화 방식 선택부를 사용함으로써 적절한 부호화 방식의 선택이 가능하다.

즉, 이 경우의 목표 신호인 입력 음성 신호가 주기성이 큰 신호일 때는 적응 부호장(67)에 격납된 구동 신호의 벡터로 목표 신호를 고정밀도로 표시할 수 있기 때문에, 목표 신호가 동기성이 큰 신호인 경우, 합성 필터의 구동 신호에 할당되는 비트수를 적게 하여도 용이하게 목표 품질을 달성할 수 있고, 부호화 비트 레이트가 낮은 LPC 보코더를 이용할 수가 있다. 역으로, 목표 신호가 주기성이 작은 신호일 때는 적응 부호장(67)만으로는 고정밀도로 표시할 수가 없기 때문에, 그 경우에는 부호화 비트 레이트가 높은 CELP 방식의 부호화기를 사용함으로써 목표 품질을 달성할 수가 있다.

본 실시예에서는 제1~제4 실시예에서 설명한 바와 같이, 적응 부호장(67)에서 얻어지는 참조 벡터를 합성 필터(63)에 통과시켜 얻은 합성 신호와 목표 신호인 입력 음성 신호와의 유사도를 유사도 계산부(64)에서 구하고, 이 유사도가 클 때에는 저비트 레이트 부호화기를 선택하고, 유사도가 작을 때는 고비트 레이트 부호화기를 선택하도록 함으로써, 평균 비트 레이트를 낮게 하면서 목표 품질을 용이하게 달성할 수 있다.

한편, 음성 복호화 장치의 구성은 도시하지 않지만, 제10도의 음성 부호화 장치에 대응하여 CELP 방식 및 LPC 보코더 방식의 복호화기가 설치되고, 음성 부호화 장치로부터의 부호화 방식 선택 정보에 의해 이들의 복호화기의 어느 것인가가 선택되고, 그 복호화기에 의해 음성 부호화 장치로부터의 부호화 파라미터에 따라서 원래의 음성 신호가 복호된다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 적응 부호장이 목표 신호를 어느 정도 고정밀도로 표시할 수 있는 지에 따라 복수개 준비되어 있는 부호화 방식 중의 하나를 선택하는 것을 기본으로 하고 있으므로, 선택에 필요한 계산량을 억제하면서, 평균 레이트가 낮고 또 목표 품질을 달성할 수 있는 부호화 방식의 선택을 가능토록 한 부호화 장치를 제공할 수 있다.

다음에 다른 실시예에 따른 음성 부호화 장치를 설명한다.

제11도는 본 발명의 제7 실시예에 관한 음성 부호화 장치의 개략 블록 회로도를 도시하고 있다.

이 실시예에 의하면, 입력 단자(1)에서 입력되는 입력 신호 a(n)이 피치 강조부(100)에서 피치 강조된 후, 부호화부(200)에서 부호화되고, 출력 단자(300)에서 송신된다. 즉, 본 실시예는 부호화 처리의 전처리에 있어서, 입력 신호의 피치 분석과 분석에 의거한 피치 강조를 행하는 피치 강조부(100)가 설치되어 있다.

피치 강조부(100)는 제12도에 도시한 바와 같이 피치 분석 연산부(Pitch analysis Computation unit)(101) 및 피치 강조 연산부(Pitch emphasis Computation unit)(102)로 구성된다. 또한, 피치 강조부(100)의 처리 내용은 제14도를 이용하여 설명한다. 입력 신호 a(n)이 피치 분석 연산부(101)에 순차 입력되고, 피치 분석 연산부(101)에서는 어떤 분석 간격으로 피치 분석을 행하여 피치 주기 T와 피치 이득 g를 출력한다. 음성의 정상성이나 계산량을 고려하면 분석 간격으로서 5ms ~ 10ms가 적당하다.

피치 분석 연산부(101)에서는 시간 T 샘플분의 과거의 신호 a(n-T)를 사용하여 현입력 신호 a(n)을 예측하고, 그 예측 오차 신호의 파워가 최소가 될 때의 T를 피치 주기로서 출력한다. 즉, 예측 오차 신호 파워(prediction error signal power) E는,

로 표시된다. 여기에서, g는 피치 이득을 나타내며, N은 피치 분석 길이를 나타낸다. 안정된 피치 주기 및 피치 이득을 얻기 위해서는 N=40~256이 적당하다. (11)식을 g로 편미분하고, 그 값이 0이 될 때에 예측 오차 신호 파워 E가 최소치가 된다. 이것을 풀면,

가 되고, (12)식을 최소로 하는 T가 피치 주기를 나타내게 된다. (12)식의 우변의 제1항은 정수를 나타내므로, 실제는 제2항이 최대가 되는 T를 탐색하게 된다. 이때, 피치 이득은,

으로 된다. 또, 입력 신호 a(n)이 광의의 정상성(Generalized Stationary)을 가정할 수 있을 경우, (12)식의 우변 제2 항 및 (13)식의 우변의 분모를,

으로 표시할 수가 있다, 이 값을 피치 주기 T의 탐색 루프의 밖에서 구해두면 계산량을 삭감할 수가 있다. 이와 같이 하여, 피치 분석 연산부(101)에서는 피치 주기 T 및 피치 이득 g를 구할 수가 있다(스텝 S10).

이 실시예에서는 1차의 피치 예측 필터(first-Order Pitch Prediction filter)를 이용하여 피치 주기 및 피치 이득을 구하는 방법을 설명하였으나, 보다 차수가 높은 예측 필터를 이용해도 관계없다. 또, 별도의 피치 분석 수단, 예를 들면 영교차 계수법(Zero-crossing method), 자기 상관법(auto-correlation method) 및 켑스트럼법(cepstrum method) 등을 이용하여 실현할 수도 있다.

다음에, 피치 강조 연산부(102)에 대해 설명한다. 피치 강조 연산부(102)에서는 피치 분석 연산부(101)에서 구한 피치 주기 T 및 피치 이득 g를 이용하여 입력 신호 a(n)을 피치 강조한다. 여기에서는 극형 피치 필터(all pole Pitch filtor)를 사용할 경우를 설명한다. 극형 피치 필터의 전달 계수는,

로 표시할 수가 있다. 여기에서, A(z)는 입력신호 a(n)의 z 변환치, B(z)는 출력 신호 b(n)의 z 변환치, G는 이득, g는 피치 이득을 나타낸다. E는 0 이상 1 미만의 소정수이고, ε=0.8이 권장치(recommandation Value)이다.

또, 발진 필터가 되는 것을 회피하기 위하여 g와 ε의 곱이 항상 1 미만이 되도록 감시할 필요가 있다. 예를 들면, g와 ε의 곱이 0.8을 초과할 경우, g와 ε의 곱을 강제적으로 0.8로 억제하는 등의 예외 처리를 부가할 필요가 있다.

(15)식을 시간영역으로 표시하면,

이 된다. (16)식에 따르면 입력 신호 a(n)을 피치 강조한 신호 b(n)을 얻을 수가 있다(스텝 S20).

여기에서는 1차의 피치 강조 필터를 이용하여 설명을 하였으나, 반드시 1차일 필요는 없고, 피치 분석 연산부(101)의 분석 차수와 동일한 차수의 피치 강조 필터를 사용하면 된다. 또, 여기에서는 극형 피치 필터를 이용한 경우에 대하여 설명을 하였으나, 예를 들면 영(all-zero)형 피치 필터, 극영형(pole-zero) 피치 필터 등을 이용할 수도 있다.

(16)식에서 표시되는 피치 강조 연산은 피치 이득 g에 의해 특성이 변화하지만, 피치 이득 g와 소정수 ε와의 곱을 이용하는 대신에 미리 결정된 소정수(예를 들면 0.7)에 의해 규정되는 피치 강조 연산을 이용하여 피치 강조하는 방법을 이용해도 좋다. 이 경우, 피치 이득 g의 계산은 불필요하게 되므로 (13)식의 분자가 최대가 되는 피치 주기 T만을 구하면 되고, 계산량을 감소할 수 있다는 효과가 있다.

제37도에는 피치 강조부(100)의 다른 예가 도시되어 있다. 이 예에는 제12도에 도시된 피치 강조부에 이득 조정 연산부(103)가 추가 설치되어 있다. 이 이득 조정 연산부(103)는 입력 신호 a(n)과 피치 강조 연산부(102)의 피치 강조 신호 b(n)이 제공된다.

(16)식의 이득 G는 피치 강조 연산을 행한 후의 신호 b(n)의 파워가 입력 신호 a(n)의 파워에 동일하게 되도록 제공된다. 제37도에 도시한 구성에서는 G=1이라고 해두고, 입력 신호 a(n)의 파워와 피치 강조 연산을 행한 후의 신호 b(n)의 파워가 일치하도록 이득 조정 연산으로 이득 조정을 행하고 있다. 이득 조정 연산은 입력 신호 a(n)의 파워a와 피치 강조 후의 신호 b(n)을 곱하여 이득 조정을 행한다. 그 구체적인 처리의 내용이 제38도를 참조하여 설명된다. 단, 제37도와 제38도에서 제12도 및 제14도와 동일한 명칭의 구성요소는 동일한 기능을 가지므로 설명을 생략한다.

프레임 길이 L 씩 버퍼링된 입력 신호 a(n)의 파워a를 다음식에 따라 구성한다(S1012). 프레임 길이 L은 40에서 160 정도가 적당하다.

입력 신호 a(n)의 각 샘플에 대응한 강조 연산 후의 신호 b(n)의 파워b를 (17)식과 동일하게 구한다(S1013). 피치 강조 연산은 (16)식에 따르지만, 여기에서는 이득 G=1로 하고 있다는 것에 주의하기 바란다(S1013).

a와b에서 계수 δ를 (19)식에 따라서 구한다(S1014).

를 피치 강조 연산 후의 신호 b(n)에 샘플마다에서 곱한 신호를 g(n)이라 하면, g(n)은,

으로 표시되고, g(n)이 출력된다(S1015).

이득 조정 연산부(103)에 있어서의 이득 조정 방법은 상기 방법으로 한정되는 것은 아니며,a와b로부터 입력 신호 파워와 출력 신호 파워를 일치시키도록 결정되는 계수를 피치 강조 연산 후의 신호 b(n)에 곱함으로써 달성되는 것이 기본이 된다.

피치 강조부(100)의 별도의 구성이 제39도에 도시되어 있다. 제39도의 피치 강조부(100)에는 입력 신호가 공급되는 예측 필터(104) 및 LPC 분석부(105)와 함께 합성 필터(106)가 제12도의 피치 강조부에 추가로 설치되어 있다. 이 피치 강조부(100)에서의 처리 내용을 제40도를 참조하여 설명한다. 제39도 및 제40도에 있어서, 제12도 및 제14도와 동일한 명칭의 구성요소는 동일한 기능을 가지므로 설명을 생략한다.

최초에, 입력 신호 a(n)을 사용하여 LPC 분석을 행하고, LPC 계수 { _i:i=1~P}를 구한다(S1101). P는 분석 차수를 나타내고, 여기에서는 P=10으로 한다. LPC 분석법에는, 자기 상관법, 공분산법, FLAT 알고리듬 등이 있고, 그 어느 것을 사용해도 좋다. 다음에, LPC 계수로부터 예측 필터를 형성하고, 이 예측 필터에 입력 신호를 통과시켜 예측 오차 신호 d(n)을 생성한다(S102). 예측 잔차 신호 d(n)은 LPC 계수를 사용하여 (21)식과 같이 표시된다. 여기에서, L은 프레임 길이를 나타내고, 40에서 160정도가 적당하다.

단, n = 0~L-1이다.

다음으로, (11)식에 따라 E를 최소로 하는 피치 주기 T와 피치 이득 g를 구한다. 단, (11)식의 a(n)을 d(n)으로 치환하여 연산을 행한다(S1103). 그리고, (16)식의 a(n)을 d(n)으로 치환하여 연산을 행한다(S1104). 최종적으로 LPC 계수로부터 합성 필터를 형성하고, 이 합성 필터에 피치 강조 신호 b(n)을 통과시켜 피치 강조된 입력 신호 e(n)을 생성한다(S1105).

이와 같이 하여 구해진 피치 강조된 입력 신호 e(n)은 부호화부(200)에 의해 부호화된다.

피치 강조부(100)의 별도의 구성이 제41도에 도시된다. 이 피치 강조부(100)에서의 처리 내용이 제42도에 도시되어 있다. 이 실시예의 구성은 이득 조정연산을 갖는다는 점을 특징으로 하고 있다. 단, 제41도 및 제42도에 있어서, 제39도 및 제40도와 동일한 명칭의 구성요소는 동일한 기능을 가지므로 설명을 생략한다.

스텝 S1103에 있어서, 피치 주기와 피치 이득을 구할 때, 상기 실시예에서는 예측 잔차 신호 d(n)을 분석하는 방법을 취하고 있으나, 입력 신호 a(n)을 분석하여 피치 주기와 피치 이득을 구해도 좋다. 단, 예측 잔차 신호는 단시간 상관을 배제하고 있기 때문에 보다 정확한 피치 분석이 가능하므로 예측 잔차 신호 d(n)을 분석하는 방법이 바람직하다.

이와 같이 하여, 제12도의 구성에서는 피치 강조 신호 b(n)이 출력되고, 제37도의 구성에서는 입력 신호 g(n)이 출력되며, 또 제41도의 구성에서는 이득 조정 후의 피치 강조된 입력 신호 e(n)이 출력되고, 이 출력 신호를 부호화부(200)에 제공하여 부호화 처리를 행한다. 부호화부(200)에서 부호화 결과가 얻어지는 인덱스 정보는 출력 단자(300)에서 출력된다.

부호화부(200)는 제13도의 블록도에 도시되어 있는 바와 같은 CELP 방식에 의한 구성을 채택할 수 있다. 동도면에 있어서, 입력 신호 a(n)을 피치 강조부(100)에서 피치 강조한 신호는 입력 단자(201)로부터 프레임 단위로 입력된다. 프레임은 L개의 신호 샘플로 구성되고, 샘플링 주파수가 8kHz 인 경우, 일반적으로 L=160이 사용된다. 또, 구동 신호 벡터에 앞서 피치 강조된 신호 계열에 대하여 LPC 분석부(215)에서 LPC 분석이 행해지고, 구해진 LPC 계수를 LPC 양자화부(216)에서 양자화하고, 양자화된 LPC 계수 α_i(i=1, 2, …, P)와 인덱스(번호)가 추출된다. 이 LPC 계수 α_i는 LPC 합성 필터(213)에 공급된다. 또한, P는 예측 차수이며, 일반적으로 P=10이 사용되고 있다. LPC 합성 필터(213)의 전달 함수는 (23)식으로 제공된다.

다음에 음성 신호를 합성하면서 최적의 구동 신호 벡터(optimum excitation signal vector)를 탐색하는 과정에 대하여 설명한다. 먼저, 입력 단자(201)에 입력된 1 프레임의 음성 신호에 대해, 감산기(202)에 의해 이전 프레임에서의 합성 필터(213)의 내부 상태가 현프레임에 주는 영향이 감산된다. 감산기(202)에서 얻어진 신호 계열은 4개의 서브프레임으로 분할되고, 각 서브프레임의 목표 신호 벡터가 된다.

LPC 합성 필터(214)의 입력 신호인 구동 신호 벡터는 먼저 적응 부호장(207)에서 선택된 적응 벡터를 승산기(209)에 의해 이득 부호장(217)에서 얻어지는 소정의 이득과 승산하여 얻어진 값을, 백색 잡음 부호장(208)에서 선택된 잡음 벡터와 이득 부호장(218)에서 얻어지는 소정이 이득을 승산기(210)에 의해 승산한 값과 가산기(212)에서 가산함으로써 얻어진다.

여기에서, 적응 부호장(207)은 문헌 1에 기재되어 있는 피치 예측 분석을 폐루프 동작 또는 합성에 의한 분석(Analysis by synthesis)에 의해 행하는 것이며, 이에 대한 상세한 설명은 「W.B.Kleijin D.J. Krasinski and R.II.Ketchum, Improved Speech Quality and Efficient Vector Quantization in CELP, Proc. ICASSP, 1988, pp. 155-158」(문헌 2)에 언급되어 있다. 이 문헌 2에 의하면 LPC 합성 필터(213)의 구동 신호를 피치 탐색 범위 a~b(a,b는 구동 벡터의 샘플 번호이며, 통상, a=20, b=147)에 걸쳐서 지연 회로(211)에서 1샘플씩 지연시킴으로써, a~b 샘플의 피치 주기에 대한 적응 벡터가 작성되며, 이것이 코드워드로서 적응 부호장(207)에 격납된다.

최적의 적응 벡터의 탐색을 행할 경우, 적응 부호장(207)에서 각 피치 주기에 대응하는 적응 벡터의 코드워드가 1개씩 독출되고, 승산기(209)로 이득 부호장(217)에서 얻어지는 소정의 이득과 승산된다. LPC 합성 필터(213)에 의해 필터처리가 행해지고, 합성 신호 벡터가 생성된다. 생성된 합성 신호 벡터는 감산기(203)에서 목표 벡터와 감산된다. 이 감산기(203)의 출력은 청감 가중 필터가 달린 필터(204)를 경유하여 오차 계산 회로(205)에 입력되고, 평균 2승 오차가 구해진다. 평균 2승 오차의 정보는 다시 최소 왜곡 탐색 회로(minimum distortion searching circuit)(206)에 입력되고, 그 최소치가 검출된다.

이상의 과정은 적응 부호장(207) 내의 모든 적응 벡터의 후보에 대하여 행해지고, 최소 왜곡 탐색 회로(206)에 있어서 평균 2승 오차의 최소치를 부여하는 후보 인덱스가 구해진다. 또, 승산기(209)에서 승산되는 이득의 인덱스도 평균 2승 오차가 최소가 되도록 결정된다.

이상의 과정에서 구해진 적응 벡터에 이득을 곱하고, LPC 합성 필터(213)에서의 필터 연산을 거쳐서 합성 음성 신호 벡터를 생성하며, 이 벡터를 목표 벡터로부터 감산한 결과로 얻어지는 신호를 잡음 벡터 탐색시의 목표 신호로 한다. 다음에, 동일한 방법으로 최적의 잡음 벡터의 탐색이 행해진다. 즉, 잡음 부호장(208)에서 잡음 벡터의 코드워드가 1개씩 독출되고, 승산기(210)에서의 이득 부호장(218)에서 얻어지는 이득과의 승산 및 LPC 합성 필터(213)에서의 필터 연산을 거쳐서, 합성 음성 신호 벡터의 생성 및 목표 벡터와의 평균 2승 오차의 계산이 모든 잡음 벡터에 대하여 행해진다. 평균 2승 오차의 최소치를 제공하는 잡음 벡터의 인덱스 및 이득의 인덱스가 구해진다. 이와 같이 하여, 결정된 적응 부호장(207, 208)의 인덱스, LPC 양자화부(216)에서 얻어진 LPC 계수 α_i(i=1, 2, …, P)의 인덱스 및 전술한 승산기(209, 210)에 입력되는 이득의 인덱스가 각각 인덱스 선택부(214)에서 송신된다. 또한, 청감 가중 필터(204)는 감산기(203)에서 출력되는 오차 신호의 스펙트럼을 정형하여 인간의 귀에 지각되는 왜곡을 저감하기 위하여 사용된다.

이상과 같이, 입력 신호는 피치가 강조되기 때문에 적응 부호장이라는 피치 정보를 표시하는 구동 신호 모델로 적합하다. 그러므로, 적응 부호장의 부호화 효율이 향상되고, 합성 음성의 주관적인 품질이 향상된다.

또한, 부호화 수단은 CELP 방식의 것으로 한정되지는 않고 기타의 부호화 수단도 가능하다.

제20도는 CELP 방식에 의한 음성 부호화부의 블록도이다. 복호화부에서 전송되는 적응 벡터의 인덱스를 사용하여 적응 부호장(401)으로부터 적응 벡터를 취출하며, 부호화기에서 전송되는 인덱스를 기초로 이득 부호장(410)으로부터 이득을 복호하고, 상기 적응 벡터와 상기 이득을 승산기(402)로 승산을 행한다. 동일하게, 잡음 부호장(407)에서 잡음 벡터를 취출하고, 이득 부호장(41)으로부터 복호된 이득과 승산기(409)로 승산을 행한다.

다음에, 이들 벡터를 가산기(403)로 가산하여 구동 벡터를 생성하며, 상기 구동 벡터를 부호화기에서 전송되는 LPC 계수를 이용하여 설정되는 LPC 합성 필터(404)에 통과시키고, 합성 신호를 생성한다. 또, 합성 신호의 주관 품질을 향상시키기 위하여 포스트 필터(405)에 합성 신호를 통과시켜 합성 음성을 얻어 출력단자(406)에서 출력한다. 최후로, 다음의 처리에 대비하여 구동 신호를 1 샘플씩 지연시켜서 적응 부호장(401)에 격납한다.

또, 제7 실시예에서는 피치 강조된 신호 b(n)을 이용하여 LPC 분석을 부호부(200)내에서 행하였으나, 입력 신호 a(n)를 사용하여 LPC 분석을 행해도 좋다. 이 경우, 제27도에 도시한 바와 같이 부호화부(900)에는 피치 강조된 신호 b(n)와 함께 입력 신호 a(n)이 입력된다.

제28도에 도시한 바와 같이, 입력 신호 a(n)을 사용하여 LPC 분석을 행하고 있으며, 이점이 제13도와 다르다. 이 예의 이점을 제16도 내지 제19도를 참조하여 설명한다. 제16도는 입력 신호의 스펙트럼, 제17도는 입력 신호의 스펙트럼 포락 및 스펙트럼 미세 구조를 도시하며, 제18도는 입력 신호를 피치 강조했을 때의 스펙트럼, 제19도는 입력 신호를 피치 강조했을 때의 스펙트럼 포락 및 스펙트럼 미세 구조를 도시하고 있다.

일반적으로 음성의 단시간 스펙트럼은 음운(音韻) 정보를 표시하는 스펙트럼 포락과 피치 정보를 나타내는 스펙트럼 미세 구조의 곱이라고 간주할 수 있다. LPC 계수는 스펙트럼 포락을 나타내고 있으며, 제7 실시예와 같이 피치 강조 한 신호 b(n)에 대하여 LPC 분석을 행하면 제19도에 도시한 바와 같이 스펙트럼 미세 구조가 강조되고, 음성의 단시간 스펙트럼(제18도)이 스펙트럼 미세 구조에 크게 영향을 받게 되는 경우가 있다. 이 때문에, 제19도에 도시한 바와 같이 피치 강조된 신호로부터는 정확한 LPC 계수를 추출하기가 곤란하게 되는 경우가 있고, 주관 품질 열화의 원인이 된다.

이에 대하여, 본 실시예에서는 피치 강조되기 전의 입력 신호 a(n)을 사용하여 LPC 분석을 행하므로, 제16도의 입력 신호의 단시간 스펙트럼은 제17도의 스펙트럼 미세 구조에 영향을 거의 받지 않고, 제15도에 도시한 바와 같이 거의 정확한 스펙트럼 포락을 나타내는 LPC 계수를 추출할 수 있다.

피치 강조부가 제39도 또는 제41도의 구성을 갖는 경우, 피치 강조부에서 이미 피치 강조되기 전의 신호 a(n)을 이용하여 LPC 분석을 행하고, LPC 계수를 구하고 있다. 따라서, 부호화부(900)에 피치 강조된 입력 신호와 함께 피치 강조부에서 구한 LPC 계수를 제공하여 부호화부에서 새로 LPC 분석을 행하도록 하면, 전술한 바와 같이 정확한 LPC 계수를 부호화부에서 사용할 수가 있고, 또 부호화부에서 LPC 분석을 행할 필요가 없게 된다.

제39도의 구성을 갖는 피치 강조부에서 피치 강조 신호와 함께 LPC 계수를 출력하는 피치 강조부(110)가 제43도에 도시되어 있다. 동일하게, 제41도의 구성을 갖는 피치 강조부에서 피치 강조 신호와 함께 LPC 계수를 출력하는 피치 강조부(110)가 제44도에 도시되어 있다. 또, 피치 강조부(110)를 사용했을 때의 부호화부의 구성이 부호화부(910)로서 제45도에 도시되어 있다. 제45도는 LPC 분석을 행하고 있지 않다는 점에서 제28도와는 상이하다. 피치 강조부(110)와 부호화부(910)를 접속했을때의 구성이 제46도에 도시되어 있다. 피치 강조부(110)에서 출력되는 신호는 제43도의 구성이 사용된 경우 피치 강조된 입력 신호 f(n)이 출력되게 된다. LPC 분석으로 얻어지는 LPC 계수는 항상 출력된다.

다음에, 제15도는 본 발명의 제8 실시예에 관한 음성 부호화 장치이다. 단, 제15도에서 제7 실시예와 동일한 명칭의 구성요소는 제11도의 것과 동일 기능을 갖는 것으로 한다.

본 실시예와 제7 실시예와의 차이는 입력 신호 a(n)을 잡음 제거부(400)에 통과시킨 결과 얻어지는 신호 e(n)을 사용하여 피치 분석 및 피치 강조를 행한다는 점에 있다. 본 실시예에서는 입력 신호 a(n)을 잡음 제거부에 통과시킴으로써 배경 잡음을 감쇠시키고, 피치 분석부에서 얻어지는 피치 주기 및 피치 이득을 보다 정확히 구할 수가 있다. 또, 전술한 바와 같이, 거의 정확한 스펙트럼 모형을 나타내는 LPC 계수를 추출하기 위하여 제29도에 도시한 바와 같이, 잡음 제거부(400)에 통과시켜 얻어지는 신호 e(n)을 사용하여 LPC 분석을 행할 수가 있다.

다음에, 제21도를 이용하여 본 발명의 제3 실시예에 관한 음성 부호화 장치를 설명한다. 또한, 제21도에서 제11도와 동일한 도면 부호가 부여된 것은 제11도의 것과 동일 기능을 갖는 것으로 정의하고, 여기서는 설명을 생략한다.

본 실시예와 제7 실시예와의 차이는 입력 신호의 피치를 강조한 신호를 부호화할지 아니면 입력 신호 a(n)를 그대로 부호화할 지의 여부를 판정부(500)에서 입력 신호 a(n)으로부터 판정한다는 점에 있다. 판정부(500)에서 판정된 결과에 의거하여 판정부(500)는 전환부(510)에 대하여 지시한다. 상기 실시예와 같이 모든 입력 신호의 피치를 강조할 때 피치 정보가 별로 포함되어 있지 않은 입력 신호가 제공되어도 피치 이득 g가 0이 되는 경우는 거의 없고, 임의의 피치 주기 T로 강조된다. 그결과, 입력 신호에 쓸데없는 강조가 시행되기 때문에, 주관 품질이 저하하는 경우가 있다. 또, 배경 잡음이 혼재한 입력 신호가 제공된 경우, 배경 잡음의 영향으로 음성의 피치 주기 T와는 다른 피치 주기 T로 신호가 강조되는 경우가 있다. 이 때문에, 주관 품질이 저하된다. 이 문제는 혼재하는 배경 잡음의 주기성이 높은 경우 더욱 심각하게 된다. 이 문제를 고려하여, 이하의 실시예에서는 여러 가지 입력 신호의 피치를 강조하지는 않고 어떤 판정 조건을 설정하여 그 조건이 만족되었을 때 피치 강조를 행하도록 구성되어 있다. 그러므로, 상기 문제를 회피할 수가 있다. 판정 기준으로서, 무음부나 무성부와 같이 입력 신호에 피치 정보가 별로 포함되어 있지 않은 경우에는 피치 강조를 행하지 않고, 유성부와 같이 피치 정보가 많이 포함되어 있는 경우에는 피치 강조를 행하도록 한다. 또, 다른 판정 기준으로서, 배경 잡음의 파워가 클 때에 피치 강조를 행하지 않고, 배경 잡음 파워가 작을 때에 피치 강조를 행하는 방법도 있다. 또, 주기성 배경잡음(periodic background noise)이 입력 신호에 혼재하는 경우에 피치 강조를 행하지 않고, 비주기 배경 잡음(non-periodic background noise)이 입력 신호에 혼재되어 있는 경우에 피치 강조를 행하는 방법도 있다. 이하에, 제21도에 있어서의 판정부(500)의 3종의 동작을 제23도 내지 제25도를 사용하여 설명한다.

우선, 판정부(500)의 처리 과정을 제23도를 사용하여 설명한다. 이 예의 판정기준으로서, 배경 잡음의 파워가 클 때에 피치 강조를 행하지 않고 배경 잡음 파워가 작을 때에 피치 강조를 행하는 방법이 있다.

입력 신호(블록) a(n)을 입력하고(스텝 S600), 입력 신호의 배경 잡음의 파워를 분석한다(스텝 S601). 또한, 스텝 S602에서는 배경 잡음의 파워의 임계치 S에 의해, 입력 신호의 피치를 강조한 피치 강조 신호 b(n)을 부호화할지(스텝 S603) 아니면 입력 신호 a(n)을 그대로 부호화할지에 대해 판정을 한다. 즉, 배경 잡음의 파워가 임계치 S(예를 들면, 20dB가 바람직함)보다 큰 경우는 입력 신호 a(n)을 그대로 부호화하도록 전환부(510)에 지시한다. 배경 잡음의 파워가 입계치 S보다 작을 경우는 입력 신호의 피치를 강조한 피치 강조 신호를 부호화 하도록 전환부(510)에 지시한다. 피치 강조 신호를 부호화하거나 입력 신호 a(n)를 그대로 부호화하는 여부를 임계치에 의해 판정하는 이유는 매경 잡음의 파워의 임계치 S가 너무 크면 배경 부분의 신호까지 피치 강조되고, 복호측에서 잡음 부분까지 강조된 듣기 어려운 부호화 신호가 복호되기 때문이다.

다음에, 판정부(500)의 다른 실시예를 제24도를 이용하여 설명한다. 이 예의 판정 기준은 주기성 배경 잡음이 입력 신호에 혼재하는 경우에 피치 강조를 행하지 않고, 비주기 배경 잡음이 입력 신호에 혼재되어 있는 경우에 피치 강조를 행하는 방법이 있다.

입력 신호(블록) a(n)을 입력하고(스텝 S701), 입력 신호의 배경 잡음의 파워를 분석한다(스텍 S702). 또한, 스텝 S703에서는 배경 잡음의 파워의 임계치 S에 의해, 입력 신호 a(n)을 그대로 부호화할지(스텝 S707) 아니면 다음의 스텝 S704로 진행할지를 판정한다. 즉, 배경잡음의 파워가 임계치 S(예를 들면, 20dB가 바람직함)보다 클 경우는 입력 신호 a(n)을 그대로 부호화하도록 전환부(510)에 지시한다. 배경 잡음의 파워가 임계치 S보다 작은 경우는 스텝 S704에서 배경부분의 피치 이득을 분석하고, 이 피치 이득이 임계치 G'보다 큰지 작은지에 따라 부호화를 행하는 대상을 전환한다(스텝 S705). 즉, 피치 이득이 임계치 G'보다 큰 경우는 입력 신호 a(n)을 그대로 부호화하도록 전환부(510)에 지시한다(스텝 S707). 피치 이득이 임계치 G'보다 작은 경우는 입력 신호의 피치를 강조한 피치 강조 신호를 부호화하도록 전환부(510)에 지시한다(스텝 S706). 피치 강조 신호를 부호화할지 아니면 입력 신호 a(n)을 그대로 부호화할지를 배경 부분의 피치 이득에 의해 판정하는 이유는 배경 부분이 일정한 주기성을 갖는 경우까지 피치 강조해 버리면 복호측에서 약간 듣기 어려운 부호화 신호가 복호되기 때문이다.

다음에 부호화부(500)의 다른 실시예를 제25도를 사용하여 설명한다. 이 실시예의 판정 기준으로서, 무음부나 무성부와 같이 입력 신호에 피치 정보가 별도 포함되어 있지 않은 경우에는 피치 강조를 행하지 않고, 유성부와 같이 피치 정보가 많이 포함되어 있는 경우에는 피치 강조를 행하도록 하는 방법이다.

입력 신호(블록) a(n)을 입력하고(스텝 S801), 입력 신호의 배경 잡음의 파워를 분석한다(스텝 S802). 또한, 스텝 S803에서는 배경 잡음의 파워의 임계치 S에 의해, 스텝 S805로 진행할지 아니면 스텝 S804로 진행할지를 판정한다. 즉, 배경 잡음의 파워가 임계치 S(예를 들면, 20dB가 바람직함)보다 큰 경우는 배경 부분 이외의 피치 이득의 분석을 행하고, 배경 잡음의 파워가 임계치 S보다 작은 경우는 스텝 S804에서 배경 부분의 피치 이득을 분석한다. 배경 부분 이외의 피치 이득이 임계치 G''보다 작은 경우는 입력 신호 a(n)을 그대로 부호화하도록 전환부(510)에 지시하고(스텝 S811), 피치 이득이 임계치 G''보다 큰 경우는 입력 신호의 피치를 강조한 피치 강조 신호를 부호화하도록 전환부(510)에 지시한다(스텝 S812). 한편, 배경 부분의 분석 결과, 피치 이득이 임계치 G''보다 큰 경우는 입력 신호 a(n)을 그대로 부호화하도록 전환부(510)에 지시하고(스텝 S808), 피치 이득이 임계치 G''보다 작은 경우는 입력 신호의 피치를 강조한 피치 강조 신호를 부호화하도록 전환부(510)에 지시한다(스텝 S810). 피치 강조 신호를 부호화할지 아니면 입력 신호 a(n)을 그대로 부호화할지를 배경 부분 및 배경 부분 이외의 피치 이득에 의해 판정하는 이유는, 배경 부분이 일정한 주기성을 지닌 경우까지 피치 강조 해 버리면, 복호측에서 약간 듣기 어려운 부호화 신호가 복호되기 때문이다.

또, 배경 잡음이 거의 존재하지 않는다는 것을 미리 알고 있는 음성에 대하여, 무음부나 무성부와 같이 입력 신호에 피치 정보가 별로 포함되어 있지 않은 경우에는 피치 강조를 행하지 않고, 유성부와 같이 피치 정보가 많이 포함되어 있는 경우에는 피치 강조를 행하도록 하는 방법이 있고, 이를 제36도를 이용하여 설명을 한다. 이 방법에서는 배경 잡음에 의한 판정조건이 필요없고, 보다 간단한 과정으로 피치 강조를 행하거나 행하지 않는 판정을 할 수 있다는 메리트가 있다.

입력 신호(블록) a(n)을 입력하고(스텝 S901), 입력 신호의 파워를 분석한다(스텝 S902), 또한, 스텝 S903에서는 신호 파워의 임계치 S에 의해 스텝 S904로 진행할지 아니면 스텝 S906으로 진행할지를 판정한다. 즉, 배경 잡음의 파워가 임계치 S(예를 들면, 20dB가 바람직함)보다 큰 경우는 스텝 S904에서 입력 신호의 피치 분석을 행하고, 배경 잡음의 파워가 임계치 S보다 작은 경우는 스텝 S906에서 입력 신호 a(n)을 부호화하도록 전환부(510)에 지시한다. 스텝 S904에서 구한 피치 이득이 임계치 G'보다 크면 스텝 S907로 진행하고, 임계치 G'보다 작으면 스텝 S906으로 진행한다. 즉, 피치 이득이 임계치 G'보다 크면 스텝 S907에서 피치 강조 신호를 부호화하도록 전환부(510)에 지시하고, 피치 이득이 임계치 G'보다 작으면 스텝 S906에서 입력 신호 a(n)을 부호화하도록 전환부(510)에 지시한다.

제21도의 구성을 기초로, 정확한 스펙트럼 포락을 표시하는 LPC 계수를 구하기 위하여 입력 신호 a(n)을 사용하여 LPC 분석을 행할 때의 구성을 제30도에 도시한다.

다시 제21도의 잡음 제거부를 조합했을 때의 구성을 제31도에, 제30도에 잡음 제거기를 조합했을 때의 구성을 제32도에 도시한다.

다음에 제22도를 사용하여 본 발명의 제10 실시예에 관한 음성 부호화 장치를 설명한다. 또, 제22도에서 제11도와 동일한 도면 부호가 부여되어 있는 것은 제11도의 것과 동일한 기능을 갖는 것으로 정의하고, 여기에서는 설명을 생략한다.

본 실시예와 제9 실시예와의 차이는, 입력 신호의 피치를 강조한 것을 부호화할지 아니면 입력 신호를 그대로 부호화할지의 여부에 대한 판정을 피치 강조부(100)로부터의 신호에 의해 판정부(520)에서 판정한다는 점에 있다. 판정부(520)에 있어서, 판정된 결과에 의거하여, 판정부(520)는 전환부(510)에 대하여 지시한다.

제22도에 있어서의 판정부(520)의 동작을 제26도를 사용하여 설명한다. 피치 강조부(100)의 피치 분석 연산부(101)에서 얻어진 피치 이득 g를 입력하고(스텝 S813), 스텝 S814에서는 피치 이득 g가 파워의 임계치 S에 의해, 입력 신호의 피치를 강조한 피치 강조 신호를 부호화할지(스텝 S815) 아니면 입력 신호 a(n)을 그대로 부호화할지(스텝 S816)을 판정한다.

제22도의 구성을 기초로 정확한 스펙트럼 포락을 나타내는 LPC 계수를 구하기 위하여, 입력 신호 a(n)을 사용하여 LPC 분석을 행할 때의 구성을 제33도에 도시한다. 그리고, 제22도에 잡음 제거부를 조합했을 때의 구성을 제34도에, 제33도에 잡음 제거부를 조합했을 때의 구성을 제35도에 도시한다.

이하, 피치 강조부(110)와 부호화부(910)와의 조합을 기본으로 하고, 판정기(500 또는 520)를 조합시켰을 때의 구성도가 제47도 내지 제51도에 도시되어 있다.

제47도는 제46도에 잡음 제거부(400)를 조합시켰을 때의 구성도이며, 제48도는, 제46도를 기초로 하여, 입력 신호를 분석하고 피치 강조부(110)의 출력 신호를 부호화부(910)에서 부호화할지 또는 입력 신호를 부호화부(910)에서 부호화할지를 판정부(500)에서 판정하는 구성을 도시하고 있다. 전환부(530)는 판정부(500)의 판정 결과에 의거하여 피치 강조부(110)로부터 출력되는 피치 강조 신호 또는 입력 신호 중의 하나를 출력한다. 또, 피치 강조부(110)로부터 출력되는 LPC 계수는 항상 전환부(530)로부터 출력되고, 부호화부(910)로 제공된다.

제49도는 제48도에 잡음 제거부(400)를 조합시킨 구성을 도시하고 있다. 제50도는 제48도와 거의 동일한 구성이지만, 판정부(520)에서 분석되는 신호가 피치 강조부(110)의 출력인 피치 강조 신호라는 점에서 다르다. 제51도는 제50도에 잡음 제거부(400)를 포함시킨 구성을 도시하고 있다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명의 음성 부호화 장치에 의하면, 입력 신호를 부호화하기 전에 미리 피치 강조를 행하기 때문에, 부호화 과정에서 피치 정보가 어느 정도 손상되어도, 복호화기 측에서 충분한 피치 정보가 얻어질 수가 있게 되어 주관 품질이 향상된다.

다음에, 제17 실시예에 따른 부호화 데이터의 축적·전송 장치(storage/transferring apparatus)에 대하여 제52도를 참조하여 설명한다.

제52도에 도시되어 있는 축적·전송 장치는 전송되어온 부호화 데이터를 받아들이는 수신부(receive section)(1110)와, 수신된 부호화 데이터를 가공하는 데이터 가공부(processor)(1120)와, 가공된 부호화 데이터의 압축 부호를 신장(압축 해제)하고 부호화 데이터를 복호하여 재생 데이터를 생성하는 압축 부호 복호부(compression code-decoder)(1130)와, 재생 데이터를 출력하는 출력부(output section)(1140)와, 축적·전송에 불필요한 데이터를 제거하고 필요한 데이터를 부가시킨 부호화 데이터의 기입, 기억, 독출을 제어하는 제어부(controller)(1151)와, 제어부(1151)의 제어에 의거하여 축적·전송용의 부호화 데이터의 기입을 행하는 기입부(1152)와, 기입되는 부호화 데이터를 기억하는 기억부(storage section)(1153)와, 부호화 데이터의 독출이 필요할 때에 제어부(11151)의 제어에 의거하여 기억되어 있는 부호화 데이터를 독출하는 독출부(1154)로 구성되어 있다.

상기한 구성의 부호화 데이터의 축적·전송 장치에서 취급되는 데이터에 대하여, 축적시와 재생시로 나누어서 설명한다.

축적시에는, 수신 데이터(1011)는 수신부(1110)로 보내지고, 이 수신부(1110)에서 전송로 부호를 포함한 전송로 부호화 데이터(1012)로 변환된다. 전송로 부호화 데이터(1012)는 데이터 가공부(1120)에 보내지고, 데이터 가공부(1120)를 구성하는 전송로 부호 복호부(1122)와 데이터 삭제부(1121)에 의해 전송로 부호의 복호 및 데이터의 삭제가 행해지고, 압축 부호화 데이터(1013)로서 출력된다. 즉, 제53도의 흐름도로 도시된 바와 같이 개시 후에 전송로 부호화 데이터에 포함되는 전송로 부호가 복호되고(스텝 1501), 다음에 동데이터로부터 불필요한 데이터가 삭제된다(스텝 1502). 그후, 삭제 처리 후의 데이터에 오류 정정 부호가 부가되고, 데이터 가공부(1120)에서의 가공 처리가 종료된다. 이와 같은 데이터 가공을 구체적으로 설명하면, 제54도에 도시된 바와 같이, 전송로 부호가 전송로 부호 복호부(1122)에 의해 복호되고, 동도면에 도시되는 바와 같은 오류 정정 부호가 제거된 복호 데이터가 형성된다. 이 복호 데이터에는 불필요한 데이터가 포함되어 있고, 이 불필요한 데이터는 데이터 삭제부(1121)에서 삭제되고, 필요한 데이터인 복호 데이터가 데이터 삭제부(1121)에서 출력된다. 이 복호 데이터는 오류 정정 부호 부가부(1123)에 입력되고, 오류 정정 부호가 동복호 데이터에 부가된다. 이로써, 오류 정정 부호 부가부(1123)에서는 가공한 전송로 부호화 데이터의 복호 데이터가 압축 부호화 데이터(1013)로서 송출된다.

데이터 가공부(1120)로부터 압축 부호화 데이터(1013)는 제어부(1151)의 지시에 따라 기입부(152)에 의해 기억 매체(1153)에 축적된다. 재생시에는, 적어도 전송로 부호가 삭제되어 이 기억 매체(1153)에 축적된 압축 부호화 데이터가 독출부(1154)로부터 독출되고 압축 부호 복호부(1130)에서 복호됨으로써, 재생 데이터(1015)로서 출력부(1140)를 통해 이용자에게 제공된다. 전술한 바와 같이, 수신부(1110)에서 전송로 부호화 데이타(1012)가 독출되고, 이 전송로 부호화 데이터(1012)는 수신측에서 음성, 화상 등의 데이터가 압축 부호화된 후 오류 검출 부호, 오류 정정 부호, 인터리브 등의 전송로 부호가 부가된다. 데이터 가공부(120)에 포함되는 전송로 부호 복호부(1122)에서는 인터리브, 오류 정정 복호, 오류 검출 복호 등을 행하여 그 결과를 압축 부호화 데이터(1113)로서 출력한다. 이때에, 전송로 부호화의 방식에 따라서는 압축 부호화 데이터와는 별도로 오류 검출 결과를 표시하는 오류 검출 비트가 출력되는 경우가 있다. 오류 검출 비트가 출력되는 경우에는, 압축 부호 복호부(1130)에서 이 오류 검출 비트를 보고 오류 검출시에 보상 처리를 행하여, 재생 데이터(1015)의 품질을 저하시키지 않도록 하는 구조를 갖는다.

이 오류 검출 비트의 축적 방법에는 주로 다음 2가지 방법을 생각할 수 있다. 제1 방법은 압축 부호화 데이터(1013)와 함께 오류 검출 비트도 축적하는 방법이다. 제2 방법은 오류 검출 비트에 의거하여 보상 처리를 행한 후의 압축 부호화 데이터(1013)를 축적하는 방법이다. 제2 방법에서는, 제57도(b)에 도시된 바와 같이 재생 장치(1202)를 별도로 구비한 경우에 압축 부호 복호부(1230)에서 보상 처리를 행하는 기능을 갖지 않게 하여 보상 처리를 행한 경우와 동등한 재생 데이터(1026)를 얻을 수 있다. 그러나, 보상 방법에 따라서는 재생 데이터(1026)의 보상 처리 등에 의한 보상을 행할 필요가 있을 경우도 있다. 이 경우는 압축 부호화 데이터(1023) 이외에 재생 데이터(1026)도 보상 처리에 필요하므로, 압축 부호화 데이터(1023)를 조작하는 것만으로는 원리적으로 보상이 불가능하여, 제2의 방법은 이용할 수 없다.

데이터 가공부(1120)에 포함되는 데이터 삭제부(1121)에서, 전송로 부호 복호부(1122)에서 복호된 데이터에서 불필요한 부분을 삭제하는 경우가 있다. 그 이유는 예를 들면 계층 부호화 등이 행해지고 있는 압축 부호화 데이터는 사용하는 재생 장치의 해상도 등에 따라서는 모든 압축 부호화 데이터(1013)를 축적·전송할 필요가 없을 경우가 있기 때문이다. 별도의 예를 이유로서 들어보면, 전화에서의 대화 내용 등의 음성 데이터를 녹음할 경우, 무음 구간이나 배경 잡음 구간은 삭제해도 대화 내용을 녹음한다는 본래의 목적에는 영향이 없기 때문이다. 또, 오류 정정 부호 부가부(1123)에서는 필요에 따라서 전송로 부호 복호부(1122)에서 복호된 데이터에 대하여 새로이 소규모의 오류 정정 부호를 부가한다. 그 이유는, 축적·전송에 있어서도 경미한 오류가 발생하는 경우도 있고, 전송로 부호에서 사용되고 있는 정도로 대규모인 오류 검출, 오류 정정 부호가 아니라도 간단한 오류 정정 부호를 부가함으로써, 데이터량이나 재생시의 계산량에 거의 영향을 주지 않고 데이터를 보호할 수 있기 때문이다.

전송로 부호 복호부(1122), 데이터 삭제부(1121), 오류 정정 부호 부가부(1123)를 관련시키는 방법은 여러 가지 경우가 고려된다. 전술한 바와 같이 전송로 부호 복호 후에 데이터 삭제를 행할 경우라면, 데이터 삭제 후에 전송로 부호 복호를 행할 경우도 생각할 수 있다. 또, 오류 정정 부호 부가부는 전송로 부호 복호 직후의 데이터를 대상으로 할 경우도 있다면, 다시 데이터 삭제를 행한 데이터를 대상으로 하는 경우도 있다. 또, 데이터 삭제나 오류 정정 부호의 부가를 행하지 않는 경우도 있다. 이들을 관련시키는 방법은 압축 부호화 방식, 전송로 부호화 방식, 축적·전송 장치나 재생 장치의 사양 등에 의존하여 결정하는 방법이 있다.

이와 같이 하여 얻어진 압축 부호화 데이터(1013)(오류 검출 비트를 포함하는 경우도 있다)는 제어부(1151)의 지시에 따라 기입부(1152)에 의해 기억 매체(1153)에 기입된다. 기억 매체(1153)로서는 반도체 메모리, 자기 디스크, IC 카드 등이 이용 가능하다. 또, 압축 부호화 데이터(1013)는 압축 부호 복호부(1130)에도 동시에 공급함으로써 축적중인 데이터를 복호하여 출력부(1140)로부터 이용자에게 제공할 수도 있다. 재생시에는 축적된 데이터가 독출부(1154)에서 압축 부호화 데이터(1014)로서 출력되고, 압축 부호 복호부(1130)에서 복호되고, 출력부(1140)를 통하여 이용자에게 제공된다.

이상의 구성을 이용한 축적·전송 장치의 효과에 대하여 예를 들어 설명한다. 디지털 휴대 전화의 음성 부호화 표준 방식의 하나인 PDC 통신 시스템의 경우, 전술한 바와 같이 압축 부호화 데이터가 3.45kbps이고, 전송로 부호화 데이터 각5.6kbps이다. 수신측에서 대화 내용을 1M 바이트의 반도체 메모리로 구성되는 기억매체를 이용하여 축적할 경우, 전송로 부호화 데이터를 축적하는 종래 방법에서는 약 24분 정도 녹음할 수 있는데 대하여, 본 제11 실시예에서는 데이터 가공부에 전송로 복호 수단만을 포함한 경우 오류 검출 비트를 포함해도 약 38분의 녹음이 가능하게 되어 14분이나 많은 녹음이 가능하다. 또 수신측의 계산량은 전송로 부호 복호부가 압축 부호 복호부의 2~3배가 되므로, 본 실시예에서는 재생시에 종래의 축적·전송 장치와 비교하여 1/3~1/4의 계산량으로 재생할 수 있고, 그만큼 소비 전력을 억제하여 배터리를 절약할 수 있다.

제55도는 본 발명의 제18 실시예에 관한 부호화 데이터의 축적·전송 장치의 구성을 도시하는 블록도이다. 이 제18 실시예는 제52도에 도시된 제17 실시예에 있어서 데이터 가공부의 처리 수순을 한정하는 것이다. 전송로 부호 데이터(1012)는 전송로 부호 복호부(1122)에 의해 복호된 후, 오류 정정 부호 부가부(1123)에 의해 오류 정정 부호를 부가한다.

하드 디스크나 반도체 메모리 등의 기억 매체에 데이터를 축적·전송하는 축적·전송계에 있어서는 전송계에 비교하면 그 발생 확율은 적지만 비트 오류가 발생하는 폐해는 피할 수 없다. 발생 확율은 적다고 할지라도, 축적·전송계에 비트 오류가 발생한다는 것은 축적된 데이터를 정확하게 독출하기 위해서는 무시할 수 없다. 이 제18 실시예의 구성에 의하면, 전송로에 있어서 발생하는 큰 부호 오류로부터 데이터를 보호하기 위한 전송로 부호를 제거한 후에, 축적·전송계에 있어서 발생하는 경미한 오류로부터 데이터를 보호하는 소규모 오류 정정 부호를 부가 함으로써, 필요한 최소한의 비트를 증가시키는 것만으로도 축적·전송계에 있어서 오류로부터 데이터를 보호할 수가 있다.

또, 오류 정정 부호를 부가할 때에, 축적·전송계의 특징에 최적의 부호를 사용함으로써 비트의 증가를 더욱 억제할 수 있다.

제55도는 본 발명의 제19 실시예에 관한 부호화 데이터의 축적·전송 장치의 구성을 송신 장치와의 관련을 근거로 하여 도시하는 블록도이다. 부호화 데이터의 축적·전송 장치의 구성 동작은 제52도에 도시된 제17 실시예에서의 것과 동일하며, 축적·전송 장치의 수신부(1110)의 입력 데이터를 송출하는 송출 장치의 구체적인 구성을 개시한 것이다. 동도면에 있어서, 송신 장치는 전송될 데이터에 전송로 부호를 부가하는 전송로 부호 부가부(1410)와, 상기 전송될 데이터를 격납하는 격납부(1420)와, 전송로 부호를 부가시킨 압축 부호화 데이터를 전송로로 향하여 송출하는 송신부(1430)를 구비하고 있다.

제56도에 도시된 제19 실시예에 의한 부호화 데이터의 송신 장치 및 축적·전송 장치는 전송로에 있어서의 큰 오류의 발생으로부터 데이터를 보호하기 위하여 전송로 부호 부가부(1410)를 설치함과 동시에 전송로를 통하여 부가부(1410)에 대응시켜 데이터 가공부(1120)를 설치하고 있다. 송신측에서는 전송로 부호 부가부(1410)가 전송로에 있어서의 데이터를 보호하기 위하여 송신 전에 전송로 부호를 부가하여 송신하고 있다. 수신측에서는 데이터 가공부(1120)가 축적·전송용의 오류 정정 부호만을 남겨두고 전송로 부호를 부분적으로 복호시켜 제거하고, 축적·전송할 때의 데이터량을 적게하고 있다. 이로써, 수신측에서는 새로이 오류 정정 부호를 부가하는 일 없이 축적·전송용의 데이터가 얻어진다는 이점이 있다. 또, 예를 들면, 기억 매체의 종별 등의 축적계의 구성에 맞추어 미리 전송측의 부가부(1410)에서 부가되는 전송로 부호의 종류를 복수 준비하여 대응함으로써 축적·전송계의 기억 효율을 더욱 향상시킬 수 있다.

제57도(a) 및 제57도(b)는 본 발명의 제20 실시예에 의한 부호화 데이터의 축적·전송 장치와 재생 장치의 관련 구성을 도시하는 블록도이다. 제11 실시예와 다른 점은 재생 장치(1202)를 축적 장치(1201)와는 별도로 설치한다는 점이다. 축적 장치(1201)에 있어서, 데이터 가공부(1220)에서 출력된 압축 부호화 데이터(1023)는 제어부(1261)의 지시에 따라 기입부(1262)에 의해 기억 매체(1263)에 축적된다. 재생 장치(1202)에서는 기억 매체(1271)에 축적된 데이터가 독출부(1272)로부터 독출되고, 압축 부호화 데이터(1025)로서 출력되며, 압축 부호 복호부(1280)에서 복호되어, 재생 데이터(1206)로서 출력부(1290)를 통하여 이용자에게 제공된다. 기억 매체(1263)에 전송로 부호화 데이터를 축적하는 종래의 방법에서는 재생 장치(1202)에 전송로 부호 복호부(1222)와 압축 부호 복호부(1230)가 필요하였다. 한편, 본 제14 실시예의 구성에서는 재생 장치(1202)에 전송로 부호 복호부(1222)가 불필요하기 때문에 재생 장치(1202)의 회로 규모를 소형화하여 소비 전력을 절약할 수 있다.

제58도(a) 및 제58도(b)는 본 발명의 제21 실시예에 관한 부호화 데이터의 축적·전송 장치 및 이것에 접속되는 재생 장치의 관련 구성을 도시하는 블록도이다. 제20 실시예와 다른 점은 기입부(1262), 기억 매체(1263) 대신에 전송부(1342)를 전송장치(1301)에 구비하고 있는 점과, 재생 장치(1302)에서는 독출부(1272), 기억 매체(1271) 대신에 수신부(1350)를 구비하고 있는 점이다. 데이터 가공부(1320)에서 출력된 압축 부호화 데이터(1033)는 전송부(1342)에 의해 전송로로 출력된다. 재생 장치(1302)는 수신부(1350)에서 전송되어 온 데이터(1035)를 받아 압축 부호 복호부(1360)에서 복호 후, 출력부(1370)에서 이용자에게 제공한다. 제21 실시예에 있어서는 전송시의 오류로부터 데이터를 보호하기 위하여 전송로 부호 복호부(1322)에서 복호된 데이터에 오류 정정 부호 부가부(1323)에 의해 새로이 간단한 오류 정정 부호를 부가하도록 구성해두는 것보다 효과적이다. 또, 소수의 전송 장치(1301)로부터 네트워크 등을 통하여 다수의 재생 장치(1302)에 데이터를 전송할 경우 본 제21 실시예에서는 재생 장치(1302)에 전송로 부호 복호부(1322)를 설치해 두지 않아도 되므로 회로 규모의 소형화 및 소비 전력의 저감을 도모할 수 있게 된다. 그 결과, 재생 장치(1302)의 비용 절감을 도모할 수 있고, 다수의 재생 장치(1302)를 염가로 이용할 수가 있게 된다.

이상과 같이 본 발명의 실시예에 의하면, 송신계에서 전송로 부호가 부가되어 전송된 부호화 데이터를 수신계에서 기억 수단에 축적·전송하는 경우, 수신된 부호화 데이터 중에서 축적·전송에 불필요한 전송로 부호 등을 복호하여 데이터 삭제를 행함과 동시에 축적·전송 시의 데이터 파괴를 방지하는 소규모 오류 정정 부호등을 부가한 후, 축적·전송계에 대하여 부호화 데이터를 축적 또는 전송함으로써 효율적으로 축적·전송을 가능케함과 동시에, 기억 매체나 전송로의 이용 효율까지도 향상시키고, 재생 장치의 회로 규모의 소형화와 재생 장치에 있어서의 소비전력을 저감시키는 효과를 갖는다.

Claims (16)

1. 입력신호[r(n)]가 입력되는 입력단자(12)와; 복수의 참조 벡터[p(n)]를 격납한 적응 부호장(14)과; 상기 적응 부호장에 격납된 참조 벡터[p(n)]로부터 합성 신호[q(n)]를 생성하는 합성 필터(15)와; 상기 합성 신호[q(n)]와 상기 입력 신호[r(n)]와의 SNR 값(S)으로부터 유사도를 구하는 유사도 계산 수단(16)과; 상기 유사도 계산 수단에 의해 구해진 유사도에 의거하여, 미리 준비되어 있는 상이한 부호화 비트 레이트의 복수의 부호화 방식 중에서 하나의 부호화 방식을 결정하는 부호화 방식 결정 수단(17)과; 결정된 부호화 방식에 따라서 상기 입력 신호를 부호화하는 부호화 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 입력 신호[r(n)]의 피치를 분석하여 피치 정보(T)를 구하고 이 피치 정보에 의해 상기 적응 부호장을 지정하는 피치 분석 수단(22)을 더 포함하며, 상기 적응 부호장은 상기 피치 정보에 의해 지정된 참조 벡터를 상기 합성 필터에 독출하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 유사도 계산 수단에 의해 구해진 유사도가 최대가 되는 참조 벡터를 상기 적응 부호장에 격납된 모든 참조 벡터 중에서 탐색하는 탐색 수단을 더 포함하며, 상기 부호화 방식 결정 수단은 상기 탐색 수단에 의해 탐색된 참조 벡터에 대응하여 상기 유사도 계산 수단에 의해 구해진 유사도에 따라서 상기 복수의 부호화 방식 중에서 하나의 부호화 방식을 결정하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치.
4. 제1항에 있어서, 상기 입력 신호의 피치를 분석하여 피치 정보(T)를 구하는 피치 분석 수단(22)과, 과거의 입력 신호[r(n-T)]에 의해 얻어진 피치 정보를 기억하는 기억 수단을 더 포함하며, 상기 적응 부호장(14)은 상기 피치 정보에 의해 지정된 참조 벡터를 상기 합성 필터(15)에 독출하고, 상기 합성 필터는 상기 적응 부호장에서 독출된 참조 벡터[p(n)]로부터 현 입력 신호[r(n)]의 합성 신호[q(n)]를 생성하고, 상기 유사도 계산 수단(16)은 상기 합성 필터(15)에 의해 생성되는 합성신호[q(n)]와 현입력 신호[r(n)]와의 SNR 값(S)으로부터 유사도를 구하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치.
5. 제1항에 있어서, 상기 부호화 수단은 상이한 부호화 방식의 복수의 부호화기와, 상기 부호화 방식 결정 수단에 의해 결정된 부호화 방식에 따라 상기 복수의 부호화기 중의 하나를 선택하는 선택 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치.
6. 입력신호를 피치 분석하고, 피치 주기 및 피치 이득을 추출하는 피치 분석 수단과; 상기 피치 분석 수단에 의해 추출된 피치 주기 및 피치 이득을 사용하여 상기 입력 신호를 강조하는 수단과; 상기 강조 수단에 의해 강조된 입력 신호를 부호화하는 부호화 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치.
7. 제6항에 있어서, 상기 피치 분석 수단은 소정 시간분의 과거의 입력 신호를 사용하여 현 입력 신호를 예측하는 수단과, 예측 신호와 입력 신호에 관계되는 예측 오차 신호의 파워가 최소가 될 때의 피치 주기와 피치 이득을 구하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치.
8. 제6항에 있어서, 상기 피치 강조 수단은 다음식에 의거하여 입력 신호[a(n)]를 피치 강조하고, 피치 강조 신호[b(n)]를 출력하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치.

   b(n) = Ga(n)+g b(n-T) (여기서, G : 이득, g : 피치 이득, 1, T : 피치 주기)
9. 입력 신호를 LPC 분석하는 LPC 분석 수단(105)과; 상기 LPC 분석 수단에 의해 추출된 LPC 계수에 의거하여 작성되고, 상기 입력 신호로부터 예측 잔차 신호를 구하는 예측 필터(104)와; 상기 예측 장차 신호를 피치 강조하는 피치 강조 수단(100)과; 상기 LPC 계수에 의거하여 작성되고, 상기 피치 강조 수단에 의해 피치 강조된 예측 장차 신호로부터 피치 강조된 입력 신호를 구하는 합성 필터(106)와; 피치 강조된 상기 입력 신호를 부호화하는 부호화 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치.
10. 제9항에 있어서, 상기 피치 강조 수단(100)은 상기 예측 잔차 신호의 파워가 최소로 될 때의 피치 주기와 피치 이득을 구하는 피치 분석 수단(101)과, 상기 피치 분석 수단에 의해 추출된 피치 주기 및 피치 이득을 사용하여 상기 예측 잔차 신호를 피치 강조하는 강조 회로(102)를 포함하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치.
11. 제10항에 있어서, 상기 피치 강조 회로는 다음식에 의거하여 예측 잔차 신호[a(n)]를 피치 강조하고, 피치 강조 신호[b(n)]를 출력하는 것을 특징으로 하는 부호화 장치. b(n) = Ga(n)+g b(n-T) (여기서, G : 이득, g : 피치 이득, 1, T : 피치 주기)
12. 입력 신호를 피치 분석하여 피치 주기 및 피치 이득을 추출하는 단계와; 상기 추출 단계에 의해 추출된 피치 주기 및 피치 이득을 사용하여 상기 입력 신호를 강조하는 단계와; 상기 강조 단계에 의해 강조된 입력 신호를 부호화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 부호화 방법.
13. 입력 신호로부터 LPC 계수를 구하는 단계(S1101)와; 상기 LPC 계수에 의거하여 작성된 예측 필터를 사용하여 예측 잔차 신호를 구하는 단계(S1102)와; 상기 예측 잔차 신호를 피치 강조하는 단계(S1103, S1104)와; 상기 LPC 계수에 의거하여 작성된 합성 필터에 의해, 피치 강조된 상기 예측 잔차 신호로부터 피치 강조된 입력 신호를 구하는 단계(S1105)와; 피치 강조된 상기 입력 신호를 부호화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 부호화 방법.
14. 전송로 부호가 부가된 부호화 데이터를 수신하는 수신 수단(1110)과; 수신된 부호화 데이터 중에서 축적전송에 불필요한 전송로 부호를 포함한 부호를 복호하여 제거하고, 필요한 경우에 축적전송시에 필요한 오류 정정 부호를 포함한 부호를 부가하여 압축 부호화 데이터를 생성하는 데이터 가공 수단(1120)과; 상기 압축 부호화 데이터를 축적·전송하는 축적·전송수단(1151~1154)을 포함하는 것을 특징으로 하는 부호화 데이터의 축적·전송 장치.
15. 제14항에 있어서, 상기 데이터 가공수단은 상기 수신 수단에 의해 수신된 전송로 부호를 포함한 부호화 데이터 중에서 상기 전송로 부호를 복호하여 삭제하는 데이터 삭제 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 부호화 데이터의 축적·전송 장치.
16. 제15항에 있어서, 상기 데이터 가공 수단은 축적전송시에 발생하는 경미한 오류로부터 부호화 데이터를 보호하기 위해 소규모의 오류 정정 부호를 상기 전송로 부호를 제거한 부호화 데이터에 부가하는 오류 정정 부호 부가 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 부호화 데이터의 축적·전송 장치.