KR0174779B1

KR0174779B1 - 통신 시스템에서의 전력 평가 방법 및 장치

Info

Publication number: KR0174779B1
Application number: KR1019950701948A
Authority: KR
Inventors: 푸윤 링
Original assignee: 안쏘니 제이. 살리 쥬니어; 모토롤라 인크.
Priority date: 1993-09-17
Filing date: 1994-07-25
Publication date: 1999-04-01
Anticipated expiration: 2014-07-25
Also published as: MY130207A; WO1995008224A1; JPH08503355A; FI952404A0; EP0670090A4; CN1114521A; FI952404A7; CN1080959C; US5412686A; JP3700728B2; EP0670090A1; KR950704869A; TW251400B

Abstract

신호 전력을 평가하는 방법 및 장치가 제공된다. 이것은 샘플 스트림을 유도하기 위해 수신된 통신 채널을 복조함으로써 달성된다. 이 샘플들은 기준 샘플(132), 데이타 샘플(142), 또는 이들의 조합으로 이루어질 수 있다. 수신된 통신 신호의 전력(118)의 평가값이 다음에 샘플 스트림(144)의 함수로서 발생된다. 이 신호 전력 평가값(148)은 예를 들어 신호 전력 평가값과 선정된 임계값 사이의 비교에 응답하여 전력 제어 표시자(171)를 셋팅함으로써 전력 제어 알고리즘에 사용될 수 있고, 이 전력 제어 표시자(171)는 통신 채널을 통해 다른 통신 유닛에 송신된다. 통신 유닛은 통신 채널을 통해 수신된 신호 내에서 전력 제어 표시자(171)를 검출하고, 검출된 전력 제어 표시자(171)에 응답하여 신호 송신기의 특정 신호 송신 전력을 조정한다.

Description

[발명의 명칭]

통신 시스템에서의 전력 평가 방법 및 장치

[관련 발명]

본 발명은 본 발명의 양수인에게 양도된 다음 발명과 관련된 것이다. 1993년 3월 11일자 출원된 미국 출원 번호 08/031,258의 Fuyun Ling에 의한 Method and Apparatus for Coherent Communication in a Spread-Spectrum Communication System이다.

[발명의 분야]

본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 통신 시스템에서의 신호 전력 평가 방법 및 장치에 관한 것이다.

[발명의 배경]

통신 시스템은 여러가지 유형을 취하고 있다. 일반적으로, 통신 시스템의 목적은 한 지점에 위치되어 있는 소스로부터 정보를 포함한 신호를 소정 거리 떨어진 다른 지점에 위치된 사용자 수신지로 전송하는 것이다. 통신 시스템은 일반적으로 3개의 기본 소자, 즉, 송신기, 채널, 및 수신기로 이루어져 있다. 송신기는 메시지 신호를 채널을 통해 송신하기 위한 형태로 처리하는 기능을 갖는다. 메시지 신호의 이러한 처리를 변조라고 한다. 채널의 기능은 송신기 출력과 수신기 입력 사이의 물리적 접속을 제공하는 것이다. 수신기의 기능은 원래의 메시지 신호의 평가값을 발생시키도록 수신된 신호를 처리하는 것이다. 수신된 신호의 이러한 처리를 복조라고 한다.

통신 시스템의 한 유형은 스프레드 스펙트럼 시스템이다. 스프레드 스펙트럼 시스템에서, 송신된 신호가 통신 채널 내의 넓은 주파수 대역에 걸쳐 스프레드(spread)되는 변조 기술이 사용된다. 이 주파수 대역은 보내지는 정보를 송신하는데 필요한 최소 대역폭보다 넓다. 음성 신호는 예를 들어, 정보 자체의 대역폭의 2배만의 대역폭으로 진폭 변조(AM)로 보내질 수 있다. 저편차 주파수 변조(FM) 또는 단일 측파대 AM과 같은 변조의 다른 유형은 또한 정보 자체의 대역폭에 견줄만한 대역폭으로 정보를 송신되게 한다. 그러나, 스프레드 스펙트럼 시스템에서, 송신될 신호의 변조는 자주 수 킬로헤르쯔만의 대역폭을 갖는 기준 대역 신호(예를 들어, 음성 채널)을 취하는 것과 수 메가헤르쯔 폭이 될 수 있는 주파수 대역에 걸쳐 송신된 신호를 분배하는 것을 포함한다. 이것은 보내질 정보로 그리고 광대역 엔코딩 신호로 송신될 신호를 변조함으로써 달성된다.

3가지 일반적인 유형의 스프레드 스펙트럼 통신 기술이 존재하는데, 직접 순차 변조, 주파수 및/또는 시간 호핑 변조, 및 처프(chirp) 변조를 포함한다. 직접 순차 변조에서, 캐리어 신호는 비트 율이 정보 신호 대역폭보다 훨씬 높은 디지탈 코드 순차에 의해 변조된다.

정보(즉, 음성 및/또는 데이타로 이루어진 메시지 신호)는 몇가지 방법으로 직접 순차 스프레드 스펙트럼 신호 내에 임베드(embed)될 수 있다. 한가지 방법은 스프레드 변조를 위해 사용되기 전에 스프레딩 코드에 정보를 부가하는 것이다. 보내지는 정보는 정보를 스프레딩 코드에 부가하기 전에는 디지탈 형태로 되어야 하는데, 왜냐하면 전형적으로는 이진 코드인 스프레딩 코드와 정보의 조합은 모듈로-2(modulo-2) 가산을 포함하기 때문이다. 다르게는, 정보 또는 메시지 신호는 이것을 스프레드하기 전에 캐리어를 변조시키는데 사용될 수 있다.

이들 직접 순차 스프레드 스펙트럼 통신 시스템은 다중 억세스 통신 시스템으로서 용이하게 설계될 수 있다. 예를 들어, 스프레드 스펙트럼 시스템은 직접 순차 코드 분할 다중 억세스(DS-CDMA) 시스템으로서 설계될 수 있다. DS-CDMA 시스템에서 2개의 통신 유닛간의 통신은 각각의 송신된 신호를 특정 사용자 스프레딩 코드를 갖는 통신 채널의 주파수 대역에 걸쳐 스프레딩시킴으로써 달성된다. 결과적으로, 송신된 신호는 통신 채널의 동일한 주파수 대역 내에 있고 특정 사용자 스프레딩 코드에 의해서만 분리된다. 이들 특정 사용자 스프레딩 코드들은 바람직하게는 스프레딩 코드들 간의 교차 상관이 낮도록(즉, 거의 0이도록) 서로 직교한다.

특정의 송신된 신호는 통신 채널 내의 신호의 합을 나타내는 신호를 통신 채널로부터 회수될 특정의 송신된 신호에 관련된 사용자 스프레딩 코드로 디스프레딩(despreading)함으로써 통신 채널로부터 회수될 수 있다. 나아가, 사용자 스프레딩 코드가 서로 직교할 때, 수신된 신호는 특정한 스프레딩 코드와 관련된 원하는 사용자 신호만이 향상되는 반면 다른 사용자 모두에 대한 다른 신호는 디엠퍼사이즈(de-emphasize) 되도록 특정 스프레딩 코드와 상관될 수 있다.

본 기술에 숙련된 자들은 DS-CDMA 통신 시스템에서 데이타 신호를 서로 분리시키는데 사용될 수 있는 여러가지의 다른 스프레딩 코드가 존재한다는 것을 알 것이다. 이들 스프레딩 코드는 의사 잡음(PN) 코드 및 월시(Walsh) 코드를 포함하나 이에 제한되지 않는다. 월시 코드는 하다마드(Hadamard) 매트릭스의 단일행 또는 열에 대응한다.

또한, 본 기술에 숙련된 자들은 스프레딩 코드는 채널 코드 데이타 신호에 사용될 수 있다는 것을 알 것이다. 데이타 신호는 송신된 신호가 잡음, 페이딩 및 재밍과 같은 다양한 채널 손상 효과에 잘 견디게 함으로써 통신 시스템의 성능을 향상시키기 위해 코딩된 채널이다. 전형적으로, 채널 코딩은 비트 에러의 가능성을 줄이고 요구된 신호 대 잡음비(일반적으로, 잡음 밀도당 비트 에너지로서 표현됨, 즉 잡음 스펙트럼 밀도에 대한 정보 비트당 에너지의 비로서 정의되는 Eb/No)를 줄여 주어, 데이타 신호를 송신하는데 필요로 했던 것의 대역폭보다 큰 대역폭을 확장시키는 댓가로 신호를 회복시킨다. 예를 들어, 월시 코드는 후속 송신을 위한 데이타 신호의 변조 전에 데이타 신호를 채널 코딩하는데 사용될 수 있다. 유사하게, PN 스프레딩 코드는 데이타 신호를 채널 코딩하는데 사용될 수 있다.

그러나, 채널 코딩 자체만으로 시스템에게 특정 수의 동시 통신(모두 최소의 신호 대 잡음비를 가짐)을 처리하도록 요구하는 몇가지 통신 시스템 설계를 위한 요구된 신호 대 잡음비를 제공할 수 없다. 이 설계 제약은 비코히어런트 수신 기술을 사용하기 보다는 오히려 송신된 신호를 코히어런트 검출하도록 통신 시스템을 설계함으로써 어떤 경우에는 만족될 수 있다. 코히어런트 검출 시스템에서, 채널 응답은 통신 채널에 의해 야기되는 위상 및 진폭 왜곡의 영향이 정합 필터에 의해 보상될 수 있도록 결정된다. 반면, 비코히어런트 검출 시스템은 전형적으로 통신 채널에 의해 야기됐던 수신된 신호의 위상 왜곡을 보상하지 못한다. 본 기술에 숙련된 자들은 코히어런트 수신기는 동일한 비트 에러율(즉, 허용 가능한 간섭 레벨을 나타내는 특정한 설계 제약)을 갖는 비코히어런트 수신기에 의해 요구된 것보다 적은 신호대 잡음비(Eb/No)를 요구한다. 간략히 말하면, 레일레이(Raleigh) 페이딩 채널에 대해서 그들 사이에 3데시벨(dB)차가 있다. 코히어런트 수신기의 장점은 최적 코히어런트 수신기에서는 결합 손실이 없는 반면 비코히어런트 수신기에서는 결합 손실이 항상 있기 때문에, 다이버시티 수신이 사용될 때 보다 커진다.

송신된 신호의 코히어런트 검출을 용이하게 하는 한가지 이러한 방법은 파일롯 신호를 사용하는 것이다. 예를 들어, 셀룰러 통신 시스템에서 순방향 채널, 또는 다운 링크(즉, 기지국에서 이동 유닛으로)는 기지국이 파일롯 신호를 송신하는 경우에 코히어런트 검출될 수 있다. 후속적으로, 모든 이동 유닛은 채널 위상 및 진폭 파라메타를 평가하는데 파일롯 채널 신호를 사용한다. 그러나, 역방향 채널 또는 업 링크(이동국에서 기지국으로)에서는, 이러한 공통 파일롯 신호를 사용하는 것이 불가능하다. 결과적으로, 본 기술에 통상의 지식을 가진자는 자주 비코히어런트 검출 기술만이 업 링크 통신에 적합하다고 가정하고 있다. 결과적으로, 최근의 많은 간행물을 DS-CDMA 시스템에서 비코히어런트 수신을 최적화하는데 촛점을 두었다. 이상적으로 통신 시스템은 수신된 DS-CDMA 신호를 코히어런트 검출하도록 설계되어야 한다.

그러나, 채널 코딩 및 코히어런트 검출은 여전히 시스템에게 특정 수의 동시 통신(모두 최소의 신호 대 잡음비를 가짐)을 처리하도록 요구되는 소정의 통신 설계에 대해 요구된 신호 대 잡음비를 제공할 수 없다. 본 기술에 숙련된 자들은 스프레드 스펙트럼 CDMA 통신 시스템에서 통신 채널 내의 잡음 간섭 레벨은 통신 채널 내의 동시 코드 분할된 사용자의 수에 직접 관련된다는 것을 알 것이다. 그러므로, 잡음 간섭을 줄이기 위해, 통신 채널 내의 동시 코드 분할된 사용자의 수가 전형적으로 제한된다.

또한, 잡음 간섭도 역시 수신된 신호 전력 레벨에 의해 영향받는다. 몇가지 스프레드 스펙트럼 통신 시스템(셀룰러 시스템)에서, 중앙 통신 사이트는 전형적으로 전자기 주파수 스펙트럼의 특정한 대역으로부터 하나 이상의 신호를 검출하고 수신하기를 시도한다. 중앙 통신 사이트는 특정의 수신된 신호 전력 임계값에서 최적하게 신호를 수신하기 위해 수신기 소자를 조정한다. 특정한 전력 임계 레벨에 있거나 그 근방에 있는 수신된 신호 전력 레벨을 갖는 이들 수신된 신호는 최적하게 수신된다. 반면에, 특정한 전력 임계 레벨에 있거나 그 근방에 있는 수신된 신호 전력을 갖지 않는 이들 수신된 신호는 최적하게 수신되지 않는다. 최적하지 않게 수신된 신호는 보다 높은 비트 에러율을 갖는 경향이 있고 다른 수신기들에 불필요한 간섭을 일으키는 경향이 있다. 최적하지 않게 수신된 신호의 이들 바람직하지 않은 결과중 어느 것이나 통신 시스템에서 중앙 통신 사이트와 관련된 통신 채널 내의 동시 사용자의 수를 더욱 제한시킬 수 있다.

따라서, 수신된 신호 전력 레벨을 특정한 전력 임계 레벨에 또는 그 근방에 유지시키는 것이 바람직하다. 이것은 중앙 통신 사이트로 송신하고자 하는 송신기의 신호 전력 레벨을 조정함으로써 달성될 수 있다. 그러므로, 수신된 신호 전력 레벨을 특정한 전력 임계 레벨로 유지하기 위해 전력 제어 방법을 사용함으로써 통신 채널 내의 동시 사용자의 수가 특정한 최대 에러율 한계에서 최대화될 수 있다. 이것은 차량 속도가 낮을 때 특히 중요하다. 효과적인 전력 제어를 달성하기 위해 바이어스되지 않고 정밀한 전력 평가가 필요하다. DS-CDMA 통신 시스템에서 비코히어런트 검출 기술의 경우, 인터리브된(interleaved) 비트 또는 인터리브된 직교 심볼의 사용은 제안된 전력 평가 방법이다. 그러나, 코히어런트 DS-CDMA 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에 사용하기 위한 수신된 신호 레벨을 보다 정밀하게 평가하는 방식의 필요성이 존재한다. 보다 정밀한 수신된 신호 전력 레벨 평가 방식을 사용함으로써, 통신 채널 내의 동시 사용자의 수가 동일한 최대 에러율 한계를 유지하면서 덜 정밀한 수신된 신호 레벨 평가 방식을 사용하여 통신 채널 내의 동시 사용자의 수보다 증가될 수 있다.

[발명의 요약]

신호 전력을 평가하는 방법 및 장치가 제공된다. 이것은 샘플 스트림을 유도하기 위해 수신된 통신 채널을 복조함으로써 달성된다. 이 샘플들은 기준 샘플, 데이타 샘플, 또는 이들의 조합으로 이루어질 수 있다. 수신된 통신 신호의 전력의 평가값이 다음에 샘플 스트림의 함수로서 발생된다. 이 신호 전력 평가값은 예를 들어 신호 전력 평가값과 선정된 임계값 사이의 비교에 응답하여 전력 제어 표시자를 설정함으로써 전력 제어 알고리즘에 사용될 수 있다. 다음에, 전력 제어 표시자는 통신 채널을 통해 다른 통신 유닛에 송신된다. 통신 유닛은 통신 채널을 통해 수신된 신호 내에서 전력 제어 표시자를 검출하고, 검출된 전력 제어 표시자에 응답하여 신호 송신기의 특정 신호 송신 전력을 조정한다.

[도면의 간단한 설명]

제1도는 본 발명에 따라 양호한 실시예의 통신 시스템을 도시한 블럭도.

제2도는 제1도에 도시한 양호한 실시예의 통신 시스템에 사용하기 위한 양호한 실시예의 통신 채널 프레임 구조를 도시한 블럭도.

제3도 내지 제6도는 제1도에 도시한 양호한 실시예의 통신 시스템에 사용하기 위한 양호한 실시예의 신호 전력 평가기를 도시한 블럭도.

[발명의 상세한 설명]

다음의 설명 과정에서 업 링크 DS-CDMA 통신 시스템에서 전력 제어를 하기 위한 새로운 방법이 제시된다. 이 새로운 방법은 1993년 3월 11일자 출원되고 모토롤라, 인크에 양도된 미국 특허 출원 08/031,258호의 Method and Apparatus for Coherent Communication in a Spread-Spectrum Communications System이라고 하고 Fuyun Ling에 의한 관련 특허 출원에 기술된 기준 심볼에 기초한 채널 평가 방식에 의한 코히어런트 검출에 기초한 것이다. 이 코히어런트 통신 방식에서, 기준 비트는 콘볼류셔널(convolutionally) 엔코드된 비트 내로 균일하게 삽입되어 채널 평가를 위해 사용된다. 수신기 측에서, 기지의 기준 비트가 ±1의 값을 갖는 기준 심볼을 발생시키는데 사용된다. 정밀한 채널 평가값은 이 기준 심볼과, 약간 지연이 증가된(예를 들어, 4msec) 기준 비트에 대응하는 수신된 신호 샘플인 기준 샘플을 사용함으로써 얻어진다.

이러한 짧은 지연은 전반적인 업 링크 통신에서는 문제가 되지 않지만, 전력 제어 시스템에서의 전력 평가에는 허용될 수 없다. 전체 전력 제어 지연을 줄이기 위해, 몇개만의 기준 샘플이 바이어스되지 않으나 잡음이 들어 있는 평가값인 전력 평가값을 얻기 위해 사용되어야 한다. 불행히도, 잡음이 들어 있는 전력 평가값을 사용하면 전력 제어의 효율성이 떨어질 수 있다. 이 문제는 1993년 8월 13일자 출원되고 모토롤라, 인크에 양도된 미국 특허 출원 08/106,250호의 Path Gain Estimation in a Receiver이라고 하고 David Falconer에 의한 관련 특허 출원에 기술된 것과 같은 최대 가능성(ML) 채널 평가 방법을 통해 전력 평가용의 수신된 샘플 모두를 사용함으로써 해결될 수 있었다. ML 방법에 기초한 전력 평가는 실제로 기준 심볼만 기초로 한 전력 평가보다 우수하다. 그럼에도 불구하고, ML 전력 평가 방법은 비코히어런트 DS-CDMA 통신 시스템 설계에 사용된 직교 심볼에 기초한 전력 평가만큼 여전히 효과적이지 못하다.

이러한 비효율성은 비코히어런트 검출보다 코히어런트 검출의 이득이 낮은 속도에서 보다 높은 속도에서 크다는 것을 나타내는 시뮬레이션을 통해 확인될 수 있다. 한가지 이러한 비코히어런트 DS-CDMA 시스템은 IS-95 또는 Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Sprectrum Cellur System으로 공지되어 있고, 2001 Eye Street, N.W. Washington, D.C. 2006에 소재한 Electronic Industries Association(EIA)에 의해 공개된 통신 기준에 기술되어 있다. ML 전력 평가 방식을 사용할 때, 시속(kph) 100Km의 차량 속도에서의 코히어런트 검출 방식의 이득은 비코히어런트 검출 방식(즉, IS-95)에 비해 약 2.5데시벨(dB)이다. 그러나, 이 이득은 15kph에서는 1.7dB로 감소된다. 따라서, 낮은 차량 속도에서 특히 전력 평가를 더욱 개선시키는 것이 중요하다. 다음에 설명에서, 기지의 기준 심볼과 신호 전력을 평가하는데 있어서 미리 알려지지 않은 엔코드된 비트에 대응하는 수신된 신호 샘플을 모두 사용하는 전력 제어 방법이 개시된다. 전력 제어 방법을 일예의 환경에 적용시키기 위해서, 기본적 코히어런트 DS-CDMA 통신 시스템이 설명될 것이다. 다음에, 기본적 통신 시스템에 다른 양상의 전력 제어가 어떻게 적용될 수 있는지가 논의될 것이다.

본 기술에 숙련된 자들은 다음의 설명이 셀룰러 기초 통신 시스템을 기술하고 있지만, 다른 유형의 통신 시스템(예를 들어, 개인 통신 시스템, 트렁크트(trunked) 시스템, 위성 통신 시스템, 데이타 네트워크 등)이 채용될 수 있고 본 명세서에서 설명된 원리를 사용하기 위해 설계될 수 있다는 것을 알 것이다.

이제 제1도를 참조하면, 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서의 코히어런트 통신을 위한 시스템이 도시된다. 통신 시스템의 엔코딩부(100)에서, 트래픽 채널 데이타 비트가 특정한 비트율(예를 들어, 9.6킬로비트/초)로 엔코더(104)에 입력된다. 이 입력 트래픽 채널 데이타 비트는 보코더(vocoder)에 의해 데이타로 변환되는 음성, 순서 데이타, 또는 이들 2가지 유형의 데이타를 포함할 수 있다. 엔코더(104)는 입력 데이타 비트(102)를 데이타 비트로 데이타 심볼을 후속적으로 최대 가능성 디코딩하기를 용이하게 하는 엔코딩 알고리즘(예를 들어, 콘볼류셔널 또는 블럭 코딩 알고리즘)에 의해 고정된 엔코딩율(1/r)로 데이타 심볼로 엔코드한다. 예를 들면, 엔코더(104)는 데이타 심볼(106)(예를 들어 28.8킬로 심볼/초 율로 이루어진 576개의 데이타 심볼)을 출력하도록 한 데이타 비트를 3개의 데이타 심볼로 엔코딩하는 고정 엔코딩율(즉, 1/3)로 입력 데이타 비트(102)를 엔코드한다(예를 들어, 9.6킬로비트/초의 율로 수신된 192개의 입력 데이타 비트).

데이타 심볼(106)은 다음에 인터리버(108)에 입력된다. 인터리버(108)은 데이타 심볼(106)을 블럭(즉, 프레임)으로 구성하여 입력 데이타 심볼(106)을 심볼 레벨에서 블럭 인터리브한다. 인터리버(108)에서, 데이타 심볼은 데이타 심볼의 선정된 크기 블럭을 정해주는 매트릭스 내로 개별적으로 입력된다. 데이타 심볼은 매트릭스가 열×열 방식으로 채워지도록 매트릭스 내의 위치 내로 입력된다. 데이타 심볼은 매트릭스가 행×행 방식으로 비워지도록 상기 위치로부터 개별적으로 출력된다. 전형적으로, 이 매트릭스는 행수와 열수가 동일한 정사각형 매트릭스이다. 그러나, 다른 매트릭스 형태가 연속적으로 입력된 인트리브되지 않은 데이타 심볼들 사이의 출력 인터리빙 간격을 증가시키도록 선택될 수 있다. 인터리브된 데이타 심볼(110)은 입력되는 것과 동일한 데이타 심볼율(예를 들어 28.8킬로 심볼/초)로 인터리버(108)에 의해 출력된다. 매트릭스에 의해 정해진 데이타 심볼의 블럭의 선정된 크기는 선정된 길이 송신 블럭 내에서 코딩된 비트율로 송신될 수 있는 데이타 심볼의 최대 수로부터 유도된다. 예를 들어, 데이타 심볼(106)이 28.8킬로 심볼/초 율로 엔코더(104)로부터 출력되고 송신 블럭의 선정된 길이가 20msec이라면, 데이타 심볼 블럭의 선정된 크기는 28.8킬로 심볼/초×20msec(ms)이고 따라서 576개의 데이타 심볼이 되어 18×32매트릭스를 정해준다.

인터리브된 데이타 심볼(110)은 다음에 기준 비트 삽입기(112)에 입력되고 기준 비트 삽입기(112)는 매 M개의 인터리브된 데이타 심볼(110)에 대해 L개의 기지의 기준 비트를 삽입한다. 다음에 설명을 간단히 하기 위해, L=1이고 M=6이라고 가정한다. 또, 각각의 삽입된 기준 비트는 제로 비트라고 가정한다. 그러나, 본 기술에 숙련된 자들은 L과 M이 본 발명의 범위와 정신을 벗어나지 않고서 다른 임의의 수라는 것을 알 것이다. 또한, 기준 비트는 본 발명의 범위와 정신을 벗어나지 않고서 모두 1인 비트 또는 몇개의 1의 비트이고 그 다음 몇개는 0비트인 것과 같은 임의의 공지된 시퀀스일 수 있다. L=1이고 M=6일 때, 기준 비트 삽입기(112)는 기준 비트가 6개의 데이타 심볼의 각 그룹 사이에 삽입되도록 각 블럭(즉, 프레임)에 대해 672개의 기준 코딩된 심볼(114)를 출력한다. 42비트로 이루어진 기준 코딩된 데이타 심볼(114)의 송신된 블럭(즉, 프레임)의 예가 제2도에 도시되어 있다(여기서, 각각의 d는 데이타 심볼을 나타내고 각각의 r은 기준 비트를 나타낸다).

기준 코딩된 데이타 심볼(114)는 통신 시스템의 엔코딩부(100)으로부터 출력되어 통신 시스템의 송신부(116)에 입력된다. 데이타 심볼(114)는 변조기(117)에 의해 통신 채널을 통해 송신하도록 준비된다. 다음에, 변조된 신호는 통신 채널(120)을 통해 송신하기 위해 안테나(118)에 제공된다.

변조기(117)은 양호하게는 고정 길이 코드의 순차를 스프레딩 처리시 기준 코딩된 데이타 심볼(114)로부터 유도함으로써 직접 순차 코드 분할 스프레드 스펙트럼 송신을 위해 데이타 심볼(114)를 준비한다. 예를 들어, 기준 코딩된 데이타 심볼(114)의 스트림 내의 각 데이타 심볼은 6개의 데이타 심볼의 그룹이 단일 54비트 길이 코드로 표현되도록 특정한 9개의 비트 길이 코드로 스프레드될 수 있다. 기준 코딩된 데이타 심볼(114)의 스트림 내의 각 기준 비트는 10개의 비트 길이 코드를 선택할 수 있다. 6개의 데이타 심볼 그룹을 나타내는 코드 및 관련된 기준 비트는 양호하게는 단일 64비트 길이 코드를 형성하도록 조합된다.

이 스프레딩 처리의 결과로서, 고정율(예를 들어, 28.8킬로 심볼/초)로 기준 코딩된 데이타 심볼(114)를 수신한 변조기(117)은 이제 보다 높은 고정 심볼율(예를 들어, 307.2킬로 심볼/초)을 갖는 64비트 길이 코드의 스프레드 순차를 갖는다. 본 기술 분야에 숙련된 자들은 기준 코딩된 데이타 심볼(114) 내의 기준 심볼 및 데이타 심볼은 여러가지 다른 알고리즘에 따라 본 발명의 범위와 정신을 벗어나지 않고서 보다 긴 길이의 코드 순차로 스프레드될 수 있다는 것을 알 수 있다.

스프레드 순차는 또한 스프레드 순차를 길이가 긴 스프레딩 코드(예를 들어, PN코드)로 스프레딩함으로써 직접 순차 코드 분할 스프레드 스펙트럼 송신을 위해 또한 준비된다. 스프레딩 코드는 심볼의 사용자 특정 순차 또는 고정 칩율(예를 들어, 1.228메가칩/초)로 출력된 특정 사용자 코드이다. 어떤 사용자가 통신 채널(120)을 통해 엔코드된 트래픽 채널 데이타 비트(102)를 보냈는지에 대한 식별을 제공하는 것 이외에, 특정한 사용자 코드는 엔코드된 트래픽 채널 데이타 비트(102)를 스크램블링함으로써 통신 채널 내의 통신의 안정성을 향상시킨다. 또한, 사용자 코드 스프레드 엔코드된 데이타 비트(즉, 데이타 심볼)는 정현파의 위상 제어를 구동시킴으로써 정현파를 2-위상(bi-phase) 변조하는데 사용된다. 정현파 출력 신호는 대역 통과 필터되어 RF주파수로 변환되고, 증폭되고, 필터되며 BPSK 변조에 대해 통신 채널(120)에서 트래픽 채널 데이타 비트(102)의 송신을 완료하기 위해 안테나(118)에 의해 방사된다.

통신 시스템의 수신부(122)는 안테나(124)를 통해 통신 채널(120)을 걸쳐 송신된 스프레드 스펙트럼 신호를 수신한다. 수신된 신호는 디스프레더 및 샘플러(126)에 의해 데이타 샘플로 샘플링된다. 다음에, 데이타 샘플(142)는 통신 시스템의 디코딩부(154)로 출력된다.

디스프레더 및 샘플러(126)은 양호하게는 필터링하고, 복조하여 RF주파수로부터 변환시켜, 선정된 율(예를 들어, 1.2288메가 샘플/초)로 샘플링함으로써 수신된 스프레드 스펙트럼 신호를 BPSK 샘플링한다. 다음에, BPSK 샘플링된 신호는 수신되어 샘플링된 신호를 길이가 긴 스프레딩 코드와 상관함으로써 디스프레드된다. 결과적인 디스프레드 샘플링된 신호(128)은 선정된 율로 샘플링되어 기준 비트(샘플) 추출기(130)에 출력된다(예를 들어, 수신된 스프레드 스펙트럼 신호의 4개의 샘플의 순차가 디스프레드되어 단일 데이타 샘플로 표시되도록 하는 307.2킬로 샘플/초).

기준 비트 추출기(130)은 양호하게는 디스프레드 샘플링된 신호(128)로부터 기준 샘플(132)를 추출하고 기준 샘플(132)를 채널 평가기(134)에 출력한다. 디스프레드 샘플링된 신호(128)로부터의 나머지 데이타 샘플(138)은 추후에 데이타 샘플(142)의 코히어런트 검출을 위해 코히어런트 검출기(140)에 출력된다.

채널 평가기(134)는 바이어스되지 않은 그러나 잡음이 있는 채널 평가값을 얻기 위해 추출된 기준 샘플(132)를 기준 심볼의 기지의 기준 순차와 상관시킨다. 보다 나은 채널 평가값(136)을 얻기 위해, 이들 잡음 있는 평가값은 고정되거나 또는 적용 가능 저역 통과 필터를 통과하여, 고주파수 잡음 성분이 제거된다. 결과적인 채널 평가값(136)은 비교적 잡음이 없고 코히어런트 검출을 위해 사용될 수 있다. 저역 통과 필터링은 단지(M+1)T마다 채널 평가값을 제공하며, 여기서 M은 기준 비트 삽입기(112)에 의해 삽입된 각 기준 비트 사이의 데이타 심볼의 수이고(예를 들어, M=6), T는 각 데이타 시간 간격이라는 것을 주목하여야 한다. 송신된 데이타 심볼의 코히어런트 검출을 수행하기 위해, T마다 채널 평가값을 얻어야 할 필요가 있다. (M+1)T가 채널 변화 시간 상수에 비해 짧을 때, T마다 채널 평가값을 취하기 위한 간단하고 효과적인 방법은 (M+1)T만큼 떨어진 2개의 채널 평가값들 사이에 선형 보간을 수행하는 것이다. 그러나, 본 기술에 숙련된 자가 알 수 있는 바와 같이, 보다 우수한 보간 기술이 필요하다면 사용될 수 있다.

채널 평가값(136)이 발생된 후에, 수신기의 나머지 부분은 통상적인 것이다. 코히어런트 검출기(140)은 코히어런트 검출된 샘플(142)를 발생시키기 위해 디스프레드 샘플링된 신호(128)로부터의 나머지 데이타 샘플(138)을 채널 평가값(136)의 공액과 승산시킨다.

본 기술 분야에 숙련된 자가 알 수 있는 바와 같이, 여러개의 수신부(122 내지 123) 및 안테나(124 내지 125)는 각각 공간 다이버시티(diversity)를 달성하는데 사용될 수 있다. N번째 수신기부는 통신 채널(120)내의 수신된 스프레드 스펙트럼 신호로부터 데이타 샘플을 회수하는데 상술한 수신기부(122)와 실질적으로 동일한 방식으로 동작할 것이다. N개의 수신부의 출력(142 내지 152)는 양호하게는 입력 데이타 샘플을 다이버시티 결합시켜 코히어런트 검출된 데이타 샘플(160)의 합성 스트림을 만드는 합산기(150)에 입력된다.

소프트 결정 데이타를 형성하는 개개의 데이타 샘플(160)은 다음에 개개의 데이타 레벨에서 입력 소프트 결정 데이타(160)을 디인터리브하는 디인터리버(162)를 포함하는 디코딩부(154) 내로 입력된다. 디인터리버(162)에서, 소프트 결정 데이타(160)은 소프트 결정 데이타의 선정된 크기 블럭을 정해주는 매트릭스로 개별적으로 입력된다. 소프트 결정 데이타는 매트릭스가 행 대 행 방식으로 채워지도록 매트릭스 내의 위치 내로 개별적으로 입력된다. 디인터리브된 소프트 결정 데이타(164)는 매트릭스가 열 대 열 방식으로 비워지도록 매트릭스 내의 위치로부터 개별적으로 출력된다. 디인터리브된 소프트 결정 데이타(164)는 입력되는 것과 동일한 율(예를 들어, 28.8킬로 메트릭/초)로 디인터리버(162)에 의해 출력된다.

매트릭스에 의해 정해진 소프트 결정 데이타 블럭의 선정된 크기는 선정된 길이 송신 블럭 내에서 수신된 스프레드 스펙트럼 신호로부터의 데이타 샘플을 샘플링하는 최대율로부터 유도된다.

디인터리브된 소프트 결정 데이타(164)는 디코더(166)에 입력되고, 이 디코더는 평가된 트래픽 채널 데이타 비트(168)을 발생시키기 위해 최대 가능성 디코딩 기술을 이용한다. 최대 가능성 디코딩 기술을 비터비(Viterbi) 디코딩 알고리즘과 실질적으로 유사한 알고리즘을 사용함으로써 증대될 수 있다. 디코더(166)은 최대 가능성 순차 평가 디코더(166)의 각각의 특정한 시간 상태에서 사용하기 위한 소프트 결정 전이 메트릭(metric)의 셋트를 형성하기 위해 개개의 소프트 결정 데이타(164)의 그룹을 사용한다. 소프트 결정 전이 메트릭스의 각 셋트를 형성하기 위해 사용된 그룹 내의 소프트 결정 데이타(164)의 수는 각각의 입력 데이타 비트(102)로부터 발생된 콘볼류셔널 엔코더(104)의 출력에서의 데이타 심볼(106)의 수에 대응한다. 각각의 셋트 내의 소프트 결정 전이 메트릭의 수는 각 그룹 내의 소프트 결정 데이타(164)의 수를 2의 멱수로 누승한 값이다. 예를 들어, 1/3 콘볼류셔널 엔코더가 송신기에서 사용될 때, 3개의 데이타 심볼(106)은 각각의 입력 데이타 비트(102)로부터 발생된다. 그러므로, 디코더(166)은 최대 가능성 순차 평가 디코더(166) 내의 각각의 시간 상태에서 사용하기 위한 8개의 소프트 결정 전이 메트릭을 형성하기 위해 3개의 개별적인 소프트 결정 데이타(164)의 그룹을 사용한다. 평가된 데이타 비트(168)은 소프트 결정 데이타(164)가 디코더(166)에 입력되는 율과 입력 데이타 비트(102)를 초기에 엔코드하는데 사용되는 고정율과 관련된 율로 발생된다(예를 들어, 소프트 결정 데이타가 28.8킬로 메트릭/초로 입력되고 초기의 엔코딩율이 1/3이었다면 평가된 데이타 비트(168)은 9600비트/초의 율로 출력된다).

지금까지 코히어런트 엔코딩하고 디코딩하는 통신 시스템이 제1도를 참조하여 위에 설명되었다. 요약하면, 통신 시스템은 입력 데이타 비트를 데이타 심볼로 엔코드하고, 데이타 심볼을 심볼×심볼 방식으로 인터리브하고, 기준 비트를 인터리브된 심볼 내로 삽입하며, 기준 코딩된 데이타 심볼을 변조하여 통신 채널을 걸쳐 송신하는 제1부를 포함한다. 통신 시스템은 통신 채널을 통해 들어온 신호를 수신하여 복조하고, 통신 채널의 파라메타를 평가하며, 수신된 신호 내의 데이타 샘플을 코히어런트 복조하고, 각각의 수신된 송신 블럭 내의 소프트 결정 데이타로서 사용되는 코히어런트 검출된 데이타 샘플을 디인터리브하고, 다음에 디인터리브된 개개의 소프트 결정 데이타로부터 소프트 결정 전이 메트릭을 발생시키고, 그 다음에 최대 가능성 디코딩 기술을 이용함으로써 소프트 결정 메트릭으로부터 평가된 데이타 비트를 발생하는 제2부를 더 포함한다.

이제 양호한 실시예의 코히어런트 통신 시스템에 사용하기 위한 전력 제어 방식으로 돌아오면, 양호한 실시예의 전력 제어 알고리즘은 양호하게는 IS-95에서 기술된 DS-CDMA 통신 시스템과 같이 1.25ms(즉, 각 블럭 또는 프레임)마다, 또는 12정보 비트마다, 즉 36개의 엔코드된 데이타 심볼 또는 42개의 총 수신된 신호 샘플마다 수신된 신호를 평가하는 것을 포함한다. 전력 제어 알고리즘은 통신 채널(120)을 걸쳐 들어온 수신된(124) 통신 신호를 하나의 통신 유닛에서, 샘플 스트림을 유도하기 위해 스프레딩 코드로 디스프레딩(126)하는 것을 포함한다. 샘플의 스트림은 기준 샘플, 데이타 샘플, 또는 이들의 조합으로 이루어진다. 샘플(144)의 스트림은 샘플의 스트림의 함수로서의 수신된 통신 신호의 전력의 평가값(148)이 발생될 수 있도록 전력 평가기(146)에 입력된다. 본 기술에 숙련된 자들은 다이버시티 조합 수신기에서는 다이버시티 경로 모두로부터 조합된 전력 평가값을 발생시키는 것이 바람직하다는 것을 알 것이다. 다음에, 비교기 또는 임계 장치(169)는 신호 전력 평가값(148)과 선정된 임계값 사이의 비교 결과에 응답하여 전력 제어 표시자(171)을 셋트시킨다. 이 전력 제어 표시자(171)은 송신을 위해 준비되고 변조기(170)에 의해 통신 채널(120)을 거쳐 안테나(174)를 통해 송신된다. 다른 제어 정보(172)(예를 들어, 사용자 확인 및 채널 핸드 오프 정보)가 또한 준비되고 변조기(170)에 의해 송신된다. DS-CDMA 통신 시스템에서, 전력 제어 표시자(171)은 통신 채널(120)을 거쳐 송신하기 전에 전력 제어 표시자(171)을 스프레딩 코드로 스프레딩함으로써 통신 채널(120)을 거쳐 송신하기 위해 준비될 수 있다.

이 전력 제어 표시자는 다음에 다른 통신 유닛에 의해 수신된다. 전력 제어 표시자는 안테나(176)에 의해 통신 채널(120)을 거쳐 들어온 신호 내에서 수신된다. 송신 과정과 같이, DS-CDMA 통신 시스템에서는 전력 제어 표시자(171)은 전력 제어 표시자(171)의 완전한 검출 전에 스프레딩 코드를 갖는 수신된 신호로부터 디스프레드(178)될 필요가 있다. 전력 제어 표시자(180)이 검출될 때, 통신 유닛은 검출된 전력 제어 표시자(180)에 응답하여 신호 송신기(116)의 특정한 신호 송신 전력을 변조기 내에서 조정할 수 있다. 또한, 다른 검출된 제어 정보(182)(예를 들어, 사용자 확인 및 채널 핸드 오프 정보)가 수신 통신 유닛에 의해 사용될 수 있다.

이 전력 제어 방식의 주요 부분은 전력 평가값(148)의 획득이다. 이 코히어런트 통신 시스템에서, 디스프레더(126)은 엔코드된 심볼(즉, 신호 샘플)에 대응하는 N개의 수신된 샘플 r_s(k) 및 각각의 전력 평가 주기에서 기준 비트(즉, 기준 샘플)에 대응하는 M개의 샘플 r_ref(k)를 출력한다. 다음의 설명에서 예로서 설명하면 N=36이고 M=7이다. 그러나, 본 기술에 숙련된 자들은 본 발명의 범위와 정신을 벗어나지 않고서 특정한 통신 시스템의 요구에 맞도록 변화될 수 있다는 것을 알 수 있다. 몇가지의 전력 평가 알고리즘이 전력 제어 방식에 사용될 수 있다.

DS-CDMA 업 링크 통신 시스템에서, 디스프레딩(126) 이후의 수신된 신호 샘플 r(n)(144)는 다음 식으로 표현될 수 있다.

여기서 a(n)은 ±1의 값으로 맵핑된 콘볼류셔널 코딩된 심볼 또는 기준 심볼을 나타내고, c(n)은 복소수인 채널 계수이고, z(n)은 주로 통신 시스템 내의 다른 사용자들로부터의 신호로 이루어진 간섭항이다. 전력 평가 주기는 통신 채널 변화에 대해 비교적 짧은 IS-95에서와 같이 1.25ms이라고 가정될 것이다. 그러므로, 통신 채널은 각 전력 평가 주기 중에 변화하지 않거나 또는 일정한 것으로 고려될 수 있고 간단히 c로 표현된다.

본 기술에 숙련된 자들은 평가 주기 중의 수신된 신호 전력(s)는 간단히 │a(n)│²=1이기 때문에 다음과 같다는 것을 알 것이다.

첫번째 전력 평가 방식에서, a(n)이 기지의 값일 때(즉, 기준 심볼 a_r(n)에 대해), (식1)로부터 수신된 신호 전력은 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서 앞서 주목된 바와 같이 │a_r(n)│²=1이다. 따라서, (식3)의 우변항의 합은 z(n)의 편차의 1/7인 편차를 갖는 가우션(Gaussion) 제로 평균 변수이다. s_ref가 의미하는 것은 c의 바이어스되지 않은 평가값이다. c를 │c│e^jφc로 씀으로써 (식3)으로부터의 s_ref의 절대값은 다음 식과 같이 써질 수 있다;

신호 잡음 편차가 │c│에 비해 크지 않다면, 은 음이 될 가능성이 없다. 이러한 경우에, │s_ref│는 │c│의 양호한 평가값이다.

IS-95에 대한 전력 제어 방법에서, 수신된 신호 전력(즉 │c│²)이 선정된 임계값보다 큰지 작은지를 결정할 필요만 있다. 이것은 │c│가 원래의 임계값의 제곱근보다 큰지 작은지를 결정하는 것과 등가이다. 그러므로, 유사한 전력 제어 방법을 사용하는 코히어런트 DS-CDMA 통신 시스템에서, │s_ref│는 전력 제어에 직접 사용될 수 있다.

두번째 다른 전력 평가 방식에서, a(n)은 맵핑되어 콘볼류셔널 코딩된 심볼 a_s(n)으로 이루어진다. 이 방식에서, (식1)에서의 수신된 신호 전력은 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서 ν는 거의 제로 평균 가우션 무작위 변수이다. 따라서, s_s는 c²의 바이어스되지 않은 평가값이다. 게다가 ν의 편차는 평균화로 인해 작다.

로서 쓰고, (식5)와 (식6)으로부터 │s_s│는 다음과 같이 표시될 수 있다.

상기와 동일한 독립 변수를 사용하여, v의 편차가 │c│²에 비해 너무 크지 않다면, │s_s│는 │c│²의 양호한 평가값이다. 따라서, │s_s│를 전력 제어의 전력 평가값으로 사용할 수 있다.

세번째 다른 전력 평가 방식에서, a(n)은 맵핑되어 콘볼류셔널 코딩된 심볼 a(n)과 기준 심볼 a_r(n)으로 이루어진다. 또한, s² _ref은 c²의 바이어스되지 않은 평가값이라는 것을 알 수 있다. 따라서, s² _ref과 s_s는 c²의 양호한 평가값을 얻기 위해 조합될 수 있다. 유사하게, s_s의 제곱근은 │c│의 평가값이 되어, s_s와 s_ref의 제곱근은 │c│의 평가값을 얻기 위해 조합될 수 있다. │c│와 c²의 이들 좋은 평가값들은 전력 제어 메카니즘에서 전력 평가값으로서 사용될 수 있다.

이제 제3도에 도시한 첫번째 전력 평가 알고리즘을 참조하면, 기준 샘플(144)만이 전력 평가(146)을 위해 기준 샘플(144)만을 사용하는데 있어서, 곱의 스케일된 합이 계산될 필요가 있다. 예를 들어, (식4)에서 유도된 (식8)에서, 양호한 실시예의 기준 샘플은 다음에 기초한다.

여기서, a^* _r(k), (k=0 내지 6)는 기준 심볼이다. 상술한 바와 같이, s_ref(즉, │s_ref│)의 크기 또는 절대값은 이것이 실질적으로 전력 평가값은 아니지만, 전력 평가값의 근사값으로서 전력 제어에 사용될 수 있다. 이것은 7개의 기준 심볼(즉, 샘플)의 스트림을 함께 합산하고 합(202)를 결합기(206)으로 입력하는 합산 장치(200)으로서 구현된다. 결합기(206)은 합산된 기준 샘플을 스케일 팩터(204)(예를 들어, 1/7 스케일 팩터)로 승산한다. 이 합산 및 승산 동작은 복소 신호 전력 평가값(208)(즉, 실수부와 허수부를 갖는 평가값)을 발생시킨다. 이 복소 신호 전력 평가값(208)은 평균 복소 기준 신호 전력 평가값(208)의 크기를 계산함으로써(210), 기준 기초 신호 전력 평가값(148)로 변환된다. 본 기술에 숙련된 자들은 이 복소 신호 전력 평가값의 장기간의 정밀성이 평균 복소 기준 신호 전력 평가값을 형성하기 위해 여러개의 평가값을 함께 평균함으로써 개선될 수 있다는 것을 알 것이다.

이제부터 제4도에 도시한 두번째 다른 전력 평가 알고리즘을 참조하면, 콘볼류셔널 코딩된 샘플(144)가 전력 평가(146)에 사용된다. 수신된 신호 샘플의 제곱이 구해지고 이 제곱된 값의 스케일된 합이 (식5)로부터 유도되어 다음과 같이 형성된다.

r_s(k)는 복소수이고 s_s또한 복소값이다. 앞서 도시한 바와 같이, s_s의 크기, 즉 │s_s│는 신호 전력의 평가값이고 전력 제어에 사용될 수 있다. 이것은 콘볼류셔널 코딩된 데이타 샘플(144)를 제곱하는 복소 제곱 장치(212)로 구현된다. 이들 36개의 복소 제곱된 데이타 샘플(214)는 합산기(216)에 의해 함께 합산된다. 다음에, 합산된 복소 데이타 샘플(218)은 그 크기를 계산함으로써(220) 데이타 기초 신호 전력 평가값(222)로 변환된다. 이 데이타 기초 신호 전력 평가값(222)는 다음에 이것을 스케일 팩터(224)(예를 들어, 1/36 스케일 팩터)로 승산하는 결합기(226)에 의해 적절히 스케일된다. 이 적절히 스케일된 데이타 기초 신호 전력 평가값(148)은 다음에 전력 제어 알고리즘에 사용하기 위해 전력 평가기(146)에 의해 출력된다. 본 기술에 숙련된 자들은 첫번째 전력 평가와 같이, 이 신호 전력 평가값의 장기간 정밀성을 크기 연산(220)으로부터 데이타 기초 신호 전력 평가값(148)을 발생시키기 전에 평균 복소 제곱된 데이타 샘플을 형성하기 위해 여러개의 복소 제곱된 데이타 샘플을 함께 평균함으로서 개선될 수 있다.

제5도 및 제6도에 도시한 세번째 다른 전력 평가 알고리즘을 이제 참조하면, 기준 샘플과 콘볼류셔널 코딩된 데이타 샘플(144)는 전력 평가(146)을 위해 사용된다. 보다 좋은 정밀성이 기준 샘플과 신호 샘플 둘다를 전력 평가(146)을 위해 사용함으로써 달성될 수 있다. 이들 샘플을 조합하는 몇가지 다른 방식이 있다. 첫번째 방법은 r_s(k)와 다르지 않은 r_ref(k)를 처리하고 다음과 같이 주어진 전력 평가값 p₁을 형성함으로써 (식9)의 변화를 간단히 사용하는 것이다.

여기서, r(k)는 r_ref(k)와 r_s(k)를 둘다 나타낸다. 보다 많은 샘플이 사용되기 때문에, (식10)에 의해 주어진 평가값은 (식9)에 의해 주어진 것보다 양호하다.

(제5도에 도시한) 두번째 방법은 s_s와 s_ref[s_ref에 대한 원소(228-240)과 s_s에 대한 원소(224-256)에 의해 형성됨]의 제곱값의 합(258)을 형성하는 것이다. 합(258)의 크기(260)은 전력 평가값(148)로서 사용된다. 좋은 바이어스되지 않은 평가값을 얻기 위해, 값(240과 256)은 합(258)을 형성(242)하기 전에 선형 조합으로서 가중되어야 한다. 보다 정확하게, 전력 평가값 p₂는 다음과 같이 형성된다.

(제6도에 도시한) 세번째 방법은 s_ref의 실수부의 절대값과 s_s[s_ref에 대한 원소(262-274)와 s_s에 대한 원소(278-294)에 의해 수행됨]의 크기의 제곱근의 가중된 합(148)을 형성하는 것이다. (식11)과 유사하게, 보다 좋은 바이어스 되지 않은 평가값을 얻기 위해, 값(274 및 294)는 합(148)을 형성(276)하기 전에 선형 조합으로서 가중되어야 한다. 보다 정확하게, 전력 평가값 p₃은 다음과 같이 형성된다.

본 기술에 숙련된 자들은 가중 팩터가 본 발명의 범위 또는 정신을 벗어나지 않고서 특정한 통신 시스템에 대해 수정될 수 있다는 알 것이다.

두번째와 세번째 방법은 유사한 결과를 가져다 준다. 그러나, 두번째 방법은 계산적으로 보다 간단하기 때문에 양호하다. 이것은 또한 앞서 언급된 ML 전력 평가 방법보다 훨씬 간단하다. 코히어런트 DS-CDMA의 성능은 ML 전력 평가 방식보다 15kph 차량 속도에서 약 0.7dB만큼 개선될 수 있다. 다른 개선점은 또한 매우 낮은 차량 속도에서도 가능하다는 것이다. 결과적으로, 전력 제어를 위해 상기 언급된 신호 전력 평가값들 중의 하나 사용되는 코히어런트 DS-CDMA 수신기는 다이버시티 조합없이는 약 2.2dB만큼 그리고 2포트 다이버시티 조합이 있는 경우에는 약 2.6dB만큼 IS-95 기초 DS-CDMA 수신기를 일관성 있게 출력 수행하여야 한다.

본 발명이 어느 정도의 특정성을 가지고 설명되고 예시되었지만, 실시예의 본 개시는 예로서만 이루어진 것이고, 단계뿐만 아니라 구성부의 배열 및 조합의 다양한 변화가 특허 청구된 본 발명의 정신과 범위를 벗어나지 않고 본 기술에 숙련된 자들에 의해 가능하다. 예를 들어, 상술한 양호한 실시예의 통신 시스템의 변조기, 안테나 및 복조기 부분들은 무선 통신 채널을 통해 송신된 CDMA 스프레드 스펙트럼 신호에 관한 것이었다. 그러나, 본 기술에 숙련된 자들이 알 수 있는 바와 같이, 본 명세서에 설명되고 특허 청구된 엔코딩 및 디코딩 기술은 또한 시분할 다중 억세스(TDMA) 및 주파수 분할 다중 억세스(FDMA)에 기초한 것들과 같은 다른 유형의 송신 시스템에 사용하기 적합할 수 있다. 또한, 통신 채널은 대안적으로 전자 데이타 버스, 와이어라인(wireline), 광섬유 링크, 위성 링크 또는 임의의 다른 유형의 통신 채널일 수 있다.

Claims

신호 전력 평가기를 포함하는 장치에 있어서, 상기 신호 전력 평가기는 (a) 기준 샘플의 스트림 및 데이타 샘플의 스트림으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 샘플 스트림을 유도하기 위해 수신된 통신 신호를 복조하기 위한 복조 수단, 및 (b) 상기 복조 수단에 동작적으로 접속되어 있고, 샘플 스트림의 함수로서 상기 수신된 통신 신호의 전력의 복소 신호 전력 평가값을 상기 샘플 스트림의 함수로서 발생하기 위한 평가 수단을 포함하는 장치.
제1항에 있어서, 상기 평가 수단은 기지의(known) 기준 순차를 상기 기준 샘플의 스트림과 상관시킴으로서 상기 기준 샘플의 스트림으로부터 다수의 복소 신호 전력 평가값을 발생시키기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제2항에 있어서, 상기 평가 수단은 평균 복소 기준 신호 전력 평가값을 형성하기 위해 상기 다수의 복소 신호 전력 평가값을 함께 평균시키기 위한 평균 수단을 더 포함하는 장치.
제3항에 있어서, 상기 평가 수단은 상기 평균 복소 기준 신호 전력 평가값의 크기를 계산함으로써 기준에 기초한 신호 전력 평가값(reference-based signal power estimate)을 발생시키기 위한 수단을 더 포함하는 장치.
제1항에 있어서, 상기 평가 수단은 상기 데이타 샘플의 스트림을 복소 제곱함으로써 상기 데이타 샘플의 스트림으로부터 다수의 복소 제곱된 데이타 샘플을 발생시키기 위한 수단을 포함하는 장치.
제5항에 있어서, 상기 평가 수단은 평균 복소 제곱된 데이타 샘플을 형성하기 위해 상기 다수의 복소 제곱된 데이타 샘플을 평균시키기 위한 평균 수단을 더 포함하는 장치.
제6항에 있어서, 상기 평가 수단은 상기 평균 복소 제곱된 데이타 샘플의 크기를 계산함으로써 데이타에 기초한 신호 전력 평가값을 발생시키기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
(a) 통신 채널을 통해 수신된 신호 내에서 전력 제어 표시자를 검출하기 위한 신호 수신 수단-상기 전력 제어 표시자는 샘플 기초 신호 전력 평가값과 선정된 임계값 사이의 비교 결과로부터 유도되며, 상기 샘플 기초 신호 전력 평가값은 기준 샘플의 스트림과 데이타 샘플의 스트림으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 샘플 스트림의 함수로서 디스프레드 통신 신호의 전력의 복소 신호 전력 평가값의 크기로부터 유도됨 및 (b) 상기 신호 수신 수단에 동작적으로 접속되어 있고, 상기 검출된 전력 제어 표시자에 응답하여 신호 송신기의 특정한 신호 송신 전력을 조정하기 위한 전력 조정 수단을 포함하는 통신 유닛.
제8항에 있어서, 상기 신호 수신 수단은 상기 전력 제어 표시자를 검출하기 위해 상기 수신된 신호를 스프레딩 코드로 디스프레딩하기 위한 수단을 포함하는 통신 유닛.
신호 전력을 평가하는 방법에 있어서, (a) 기준 샘플의 스트림과 데이타 샘플의 스트림으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 샘플 스트림을 유도하기 위해 수신된 통신 신호를 복조하는 단계, 및 (b) 상기 샘플 스트림의 함수로서 상기 수신된 통신 신호의 전력의 복소 신호 전력 평가값을 발생시키는 단계를 포함하는 신호 전력 평가 방법.