JPS6380774A

JPS6380774A - Ｐｗｍインバータの電流制御装置

Info

Publication number: JPS6380774A
Application number: JP61222163A
Authority: JP
Inventors: Kenji Kubo; 謙二久保; Masahiko Watanabe; 正彦渡辺; Tsutomu Omae; 大前　力; Toshihiko Matsuda; 敏彦松田; Hiroyuki Hanei; 博幸羽根井
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-09-22
Filing date: 1986-09-22
Publication date: 1988-04-11
Anticipated expiration: 2010-10-18
Also published as: JPH0797907B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、電流検出装置に係り、特に、安価で小型なＰ
ＷＭインバータおよびその制御装置を構成するのに効通
なＰＷＭインバータの電流検出装置に関する。

〔従来の技術〕

ＰＷＭインバータのように直流電圧をスイッチングする
ことにより所望の出力電流を得る装置においては、その
スイッチング動作により電流脈動が生じる。従来、この
脈動成分を低減した電流検出値を得る方法として、例え
ば特開昭５８−１９８１６５号公報に記載のように、ス
イッチング動作の基準となるＰＷＭ信号の特定なタイミ
ングに同期して電流検出を実行する方法が知られている
。この方法では、ＰＷＭ信号を生成するための搬送波信
号の正および負の最大値の近傍に同期して電流を検出す
ることにより、恒にインバータを構成する各スイッチン
グ素子の通流あるいは非通流区間のはぼ中点のタイミン
グの電流値が得られることを利用したものである。この
タイミングで検出した電流値は電流脈動の影響を含まな
いので、単にマイクロプロセッサ−などの離散的な演算
により電流制御を実行す場合に有効なばかりでなく、ア
ナログ電流制御系における電流脈動の平滑フィルタとし
ても効果がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術においては、ＰＷＭインバータの各相の相
電流を検出する手段として、ホール効果素子を用いた電
流検出器のように絶縁型のものを使用し、これにより各
相に流れる実際の相電流を検出している。

しかし、このような絶縁型の電流検出器は、電流検出用
として一般的に使用されているシャント抵抗器などに比
べて高価であり、また、単純な抵抗器と比較して形状が
大きいものとなる。このため、電流検出器を含めたＰＷ
Ｍインバータの構成を小型化できないという問題点があ
った。

本発明は、ＰＷＭインバータ電流検出器としてシャント
抵抗器を用いることにより、より安価で小型な電流検出
装置を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

主起目的は、電流検出用のシャント抵抗器をＰＷＭイン
バータの各アームの片側のスイッチング素子と直流電源
との間に接続し、そのスイッチング素子が還流状態にあ
るタイミングでのシャント抵抗器の電圧降下を検出する
ことにより達成される。このタイミングは、ＰＷＭ信号
生成に用いる搬送波信号の正または負の最大値近傍のう
ち、シャント抵抗器を設けた側のスイッチング素子が通
流状態になる時点として得られる。

〔作　用〕

ＰＷＭインバータのスイッチング動作は、各相毎に設け
られた、上下２つのスイッチング素子から成るアームに
おいて、２つのスイッチング素子を交互に通流状態と非
還流＋ｆｆ１Ｍとに切換えることにより実現される。し
たがって、ＰＷＭインバータのシャント抵抗器を設けた
側のアームが通流状態にあるとき、ここを流れる電流は
相電流に等しく、シャント抵抗器での電圧降下は相電流
に対応する。しかし、非通流状態では、反対側のアーム
のスイッチング素子を介して相電流が流れるため、その
電圧降下は零となり相電流と対応しない０本発明の方法
では、シャント抵抗器を設けた側のスイッチング素子の
通流区間のほぼ中点を表わすタイミング信号が容易に得
られるので、この信号でシャント抵抗器の電圧降下をサ
ンプル・ホールドすることにより、恒に相電流を表わす
検出値が得られる。しかも、この検出値は電流脈動の影
響を除去した値となっている。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図は本発明の第一実施例を示す構成図であって、ｌ
は直流電源、２はインバータ主回路、３は交流電動機、
４〜６はシャント抵抗器、７〜９はサンプル・ホールダ
、１０は搬送波信号発生回路、１１は比較器、１２〜１
４は電流制御回路、１８はパルス分配回路、１９はパル
スアンプである。

同図において、ＰＷＭインバータは直流電源１とインバ
ータ主回路２とから構成され、その３相出力電流を交流
電動機３に供給する。インバータ主回路２はＵ相、■相
、Ｗ相、３相分のアームから成り、各アームは上下、対
に動作するスイッチング素子から構成される。各スイッ
チング素子はＵ組上側アームにおいて、パワートランジ
スタＱｕｐとフライホイールダイオードＤｕｐとの並列
接続で構成され、後者はパワートランジスタに対し逆方
向の電流を帰還するのに用いられる。なお、スイッチン
グ素子としては、パワーＭＯＳ　Ｆ　ＥＴ（Ｍｅｔａｌ
　　Ｑｘｉｄｅ　　Ｓｅｍ１ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　ｔｙ
ｐｅ　ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ
　）やＧＴＯ（Ｇａｔｅ　ＴｕｒｎＯｆｆ　Ｔｈｙｒｌ
ｓｔｏｒ　）なども使用できる。これらのスイッチング
素子を用いてＵ組下側アームや■相。

Ｗ相のアームについても同様に構成される。

こようなインバータ主回路２の基本構成に対し、各相毎
に、その下側アームのスイッチング素子と直流電源１の
負側との間にシャント抵抗器４，５゜６をそれぞれ接続
し、そこに流れる１！流による電圧降下を検出する。こ
の電圧は直流電源１の負側に対する電位として、Ｕ相、
■相、Ｗ相とも検出する。この各相のシャント抵抗器４
，５．６の電圧Ｖ、、、Ｖ□、■□を各相毎にサンプル
・ホールダ７．８．９により、特定のタイミングでホー
ルドして、各相の相電流を表わす検出信号として用いる
。

サンプル・ホールダに対するホールド信号は、搬送波信
号発生回路１０により生成される振幅■１の搬送波信号
Ｃヨと、適当な電圧レベルＶｓ　（Ｖｓ〈■、）とを、
比較器１１で比較して得る。電圧■。

はＶ、の近傍に設定しておき、搬送波信号ＣＲが、Ｃ，
＞Ｖ、の区間でサンプル・ホールダ７，８゜９をサンプ
ルモードにし、残りの区間では、その値をホールドさせ
る。このようなサンプル・ホールダは、ＦＥＴ　（Ｆｌ
ｅｌｄ　　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｌｓｔｏｒ）とコ
ンデンサとで簡単に構成することができ、また、コンデ
ンサの放電の影響をより少なくするためには、例えば、
大野著「確実に動作する電子回路設計」　（昭５７年、
ＣＱ出版社）にあるようなオペアンプのサンプル・ホー
ルダも使用できることは言うまでもない。

以上述べたタイミングでサンプルホールドされた電流検
出値ｌ。＋　　２１＋　　ｉａｗを用いて各相毎に電流
制御回路（ＡＣＲ）　１２．１３．１４により電流制御
を実行し、各々の出力Ｍ　ｕ、　Ｍ　ｖ、　Ｍ％１と搬
送波信号Ｃ３とを比較器１５．１６．１７で比較するこ
とにより、各相のＰＷＭ信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが得られ
る。

パルス分配回路１日では、このＰＷＭ信号に基づき各パ
ワートランジスタに対する０Ｎ１０ＦＦ信号を生成し、
これをパルスアンプ１９で電力増幅して実際のゲート信
号ｇｕｙ、　　ｇい、・・・・・・＊ｇｈｓとする。

この信号により、インバータ主回路を構成するパワート
ランジスタＱＵＰ、　　Ｑｔ＋Ｎ、　　・・・・・・ｌ
　　ＱｗＮのスイッチング動作が実行される。

次に、本実施例の動作波形をＵ相について説明する。

第２図は本発明の第一実施例の動作波形図である。

同図において、振幅■、の搬送波信号Ｃ１１を電圧レベ
ル■、で比較して得たタイミング信号Ｈ９は、周期がＴ
ｃで、搬送波信号Ｃ１１の正の最大値近傍でＴ、の区間
だけ“１”となるようなパルス信号となる。ここで、Ｔ
ｃは搬送波周期であり、電圧レベルＶ、はＶ、の近傍に
設定する。一方、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｓｕは、この搬送波
信号ＣＩと、Ｕ相のＡＣＲ出力Ｍｕ　（これはＵ相電圧
指令値に対応する）とを比較することにより生成する。

この信号に基づき、Ｕ相アームのパワートランジスタＱ
Ｕ、、　　Ｑｕ、を０Ｎ１０ＦＦするためのゲート信号
ｇ□＋ｇｕＮが得られる。ここで、この信号の“０”の
区間が０ＦＦｔｉＪ［域、“１”の区間がＯＮ領域を表
わす。これらパワートランジスタＱ　ｕ、。

Ｑいのスイッチング動作によって、Ｕ相の相電流ｉＬｌ
が脈動成分を含んで流れる。

さて、相電流ＩＵが正の領域では、ゲート信号ｇｕｙが
“１”のとき上側アームのパワートランジスタＱＵ、が
ＯＮＬ、直流電源１の正側から正方向の電流が供給され
る。次に、ｇｕＰが“０”に変化するとＱｕ２は０ＦＦ
Ｌ、これに伴いｇｕＮが“１”となる。このとき、パワ
ートランジスタＱｕ、のコレクタ電位に依存してＱｔ＋
ＮがＯＮする場合とＯＮできない場合とに分かれる。前
者ではＵ相の電位は直流電源の負側に導通され、直流電
源を介して相電流が流れる。それに対して後者では、相
電流はフライホイールダイオードＤｔｌＮを介して流れ
る。

しかし、いづれの場合でも、この領域（ｇＩＩＮが“１
′の区間）における相電流は、ＱＵＮかＤＬＩＮどちら
かを通って流れる電流に一致している。この関係は、相
電流ｉｕが負の場合も同様に成立つ。

したがって、本実施例のように下側アームにシャント抵
抗器を接続したとき、ｇｕＮが“１”の区間におけるシ
ャント抵抗器の電圧降下ＶＲＵは、恒にＵ相の相電流ｌ
、に対応する。また、ｇｕＮが“０”の区間では、相電
流は上側アームのパワートランジスタＱＵＰあるいはフ
ライホイールダイオードＤＵＰを通って流れ、シャント
抵抗器の電圧降下Ｖ＊Ｕは零となる。いま、前記したよ
うな手段で生成したタイミング信号Ｈ，は、前記公報（
特開昭５８−１９８１６５号）にも述べられているよう
に、ｇＬＩＨの“１”の区間のほぼ中点で、時間Ｔ、た
け“１”となる周期Ｔ、のパルス信号である。したがっ
て、この信号の　“１″の区間でシャント抵抗器の電圧
をサンプルし、残りの区間（Ｈｔが“０°の区間）でそ
の値をホールドすることりより、下側アームの還流状態
にかかわらず恒に相電流と−敗し、しかも、その脈動成
分を除去した電流検出値ｌ。

が得られる。このとき、Ｈ９が＠１”となる時間Ｔ、は
電圧レベルＶ、を変えることにより調整でき、サンプル
・ホールダが電圧のサンプルに要する時間より大きく設
定する。

以上、詳述したように、本実施例によれば、比較的簡単
な回路でシャント抵抗器の電圧をサンプルするタイミン
グ信号を生成できるので、信号処理回路を含めた電流検
出装置を安価に構成できるという効果がある。

次に、本発明による第二の実施例を第３図を用いて説明
する。

第３図は本発明の第二実施例を示す構成図であって、２
０はマイクロプロセッサ、２１はＰＷＭ信号発生器、２
２はマルチプレクサ、２３はＡ／Ｄ変換器である。なお
以下の実施例において、第１図と同一符号は同一部分を
示す。

第一実施例ではアナログの電流制御回路を構成するのに
効適な電流検出回路について説明したが、以下の実施例
では、電流制御系をマイクロプロセッサなどの離散的な
演算素子を用いて実行するのに好適な回路について説明
する。マイクロプロセッサ２０はＰＷＭ信号発生器２１
より生成されるタイミング信号Ｓイの立上がりにより割
込処理が起動され、このときの各相のシャント抵抗器４
．５゜６の電圧（このとき直流電源１の負側を基準電位
とする）をディジタル量に変換して取込む。このため、
マイクロプロセッサ２０は、マルチプレクサ２２により
各シャント抵抗器の電圧Ｖ　ＲＬＩＩ　Ｖ　ＲＶＩ　Ｖ
□を順次選択し、Ａ／Ｄ　（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　　Ｄ
ｉｇｉｔａｌ）変換器２３で対応するアナログ電圧をデ
ィジタルデータに変換する。マイクロプロセッサ２０は
このようにして得た検出値と、別に設定される電流指令
値とから制御演算を実行し、これにより得られたデータ
をＰＷＭ信号発生器２１に設定する。ＰＷＭ信号発生器
２１では最新の設定データに基づき各相のＰＷＭ信号Ｓ
ゎ、ｓｖ、ｓｗを連続的に生成するので、所望の電流制
御処理を達成できる。

第４図は第３図におけるＰＷＭｉ号発生器の詳細構成図
であって２０はマイクロプロセッサ、２１はＰＷＭ信号
発生器、２４はクロックパルス発生器、２５はアップダ
ウンカウンタ、２６．２７はそれぞれ最大値、最小値判
別回路、２８はオア回路、２９はフリップフロップ、３
０はレジスタ、３１は比較器である。

第４図はＰＷＭ信号発生器２１の構成を一相分（Ｕ相）
について、示したので、クロックパルス発生器２４から
発生されるクロックパルスＣＬＫをアンプダウンカウン
タ２５で計数することにより、ＰＷＭ信号を生成するた
めの搬送波データを発生する。このとき判別回路２６．
２７、オア回路２８、フリップフロップ２９はアップダ
ウンカウンタ２５の計数方向（アップカウント／ダウン
カウント）を切換えるために用いられる。このようにし
て得られた搬送波データＤ、と、マイクロプロセッサ２
０によりレジスタ３０に設定されたＵ相の変調波データ
（１！流制御演算の結果として求まるデータ）　ＤＭＬ
Ｉとをディジタル比較器３１で比較することにより、Ｕ
相のＰＷＭ信号Ｓυ、が生成される。ここでは、Ｕ相に
ついてのみ示したが、他の２相についても同じ搬送波デ
ータＤｃを用いて同様に生成される。

このとき、アップカウントからダウンカウントへ切換え
るときの信号Ｓ、ｌを、電流検出のタイミング信号とし
て用いる。

次に、この回路の動作を第５図を用いて説明する。

第５図は第４図の構成の動作波形図である。

第４図、第５図において、アップダウンカウンタ２５の
計数ＨＤ　、：は正の最大値判別回路Ｄ□２６のデータ
、ｉ小値判別回路Ｄｔ２７のデータすなわち負の最大値
データと比較され、この２つのデータ設定値に対するキ
ャリー信号Ｓ、ｌとボロー信号ＳＬとのＯＲ信号（オア
回路２８で生成）でフリップフロップ２９の“Ｏ′″、
“１”レベルを切換えることにより、計数方向を示す信
号Ｓ２が得られる。いま、信号ＳＦが“０”の領域では
ダウンカウント、＠１″の領域ではアップカウントのよ
うに設定することにより、所望の搬送波データＤＣが得
られる。このとき、キャリー信号ＳＮは、搬送波の正の
最大値のタイミングに一致している。したがって、この
タイミングでシャント抵抗器の電圧ｖＩＩυを検出する
ことにより、前記第一実施例と同じ原理で、恒に相電流
１１に対応し、しかも、電流脈動の影響を受けない電流
検出が可能となる。

なお、本実施例では、ＰＷＭ信号を生成するための搬送
波信号の正の最大値時点でシャント抵抗器の電圧を取込
んだが、このタイミングをＰＷＭ信号の最小パルス幅よ
り小さい範囲で最大値時点の前後にずらしても、同様に
相電流に対応した検出値が得られることは言うまでもな
い。

以上、詳述したように、第二実施例によれば、シャント
抵抗器を用いてマイクロプロセッサなどによる離散的な
演算処理に適した電流検出装置を構成できる。

第６図は本発明の第三実施例を示すＰＷＭ信号発生器の
構成図であって、２０はマイクロプロセッサ、２１はＰ
ＷＭ信号発生器、２４はクロックパルス発生器、２５は
アップダウンカウンタ、２６．２７は判別回路、２８は
オア回路、２９はフリップフロツブ、３０はレジスタ、
３１は比較器である。前述した第二の実施例では搬送波
信号の正の最大値毎にシャント抵抗器の電圧を取込むこ
とにより、ＰＷＭインバータの相電流を検出する回路に
ついて説明した。

第６図においては、上記の検出タイミング間の電流値を
、今まで検出した値に基づいて補間して、これをこの時
点の電流検出値として用いる。

第６図は第５図と同じ構成であり、第５図と異なるのは
、マイクロプロセッサ２０に対する割込信号として、キ
ャリー信号Ｓ８に加えてボロー信号ＳＬをも用いるとこ
ろである。この動作を第７図により説明する。

第７図は第６図の動作波形図であって、マイクロプロセ
ッサ２０は、キャリー信号ＳＨに同期して、周期Ｔｃ（
Ｔｃは搬送波周期）でシャント抵抗器の電圧ｖＩＩυを
ディジタルｆｆ１ｐ＋。に変換して取込む。

このときのデータを白丸で図中に示す。次に、このキャ
リー信号とＴｃ／２だけ位相のずれたボロー信号ＳＬの
タイミングでもマイクロプロセッサに割込みをかける。

このタイミングではシャント抵抗器からは正しい電流検
出値が得られないので、過去の８８に同期した検出デー
タを格納しておき、これらのデータから外挿補間により
、ＳＬのタイミングでの電流ヰ食出値を予測する。これ
を黒丸で示す。いま、検出タイミングを第７図に示すよ
うに、ｋ−１，に、に＋１．に＋２．に＋３のように表
わし、ｋ＋３のタイミングでの外挿補間の演算式を次の
（１）弐に示す。

ｐｉｕ（ｋ＋３）−Ｄｔｕ　（ｋ） −Ｄｔａ　　（ｋ　　＋　　２）　　　　−・・−・−
（１）ここで、外挿補間としては一次補間代を用いた。

これは、通常の動作ではＰＷＭ信号の搬送波信号が電流
指令値の周波数に比べて十分高く設定されるので、各検
出タイミング間の電流値は直線的に変化すると仮定でき
ることに基づいている。なお、補間の精度を上げるため
には、更に以前の検出データを用いて二次補間や更に高
次の補間式を利用できることは言うまでもない。

以上詳述したように、本実施例によれば、等制約に電流
検出のサンプリング周期を高くできるので、電流制御系
の応答を向上できるという利点がある。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、ＰＷＭインバー
タの出力電流をシャント抵抗器を用いて検出でき、しか
も、その検出値はＰＷＭインバータに固有の電流脈動成
分を除去した値として得られるので、安価で小型な電流
検出装置を用いて応答のより優れた機能のＰＷＭインバ
ータの電流検出装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一実施例を示す構成図、第２図は第
１図の動作波形図、第３図は本発明の第二実施例を示す
構成図、第４図は第３図の詳細構成図、第５図は第４図
の構成の動作説明図、第６図は本発明第三実施例を示す
構成図、第７図は第６図の動作説明図である。１・・・直流電源、２・・・インバータ主回路、３・・
・交流電動機、４〜６・・・シャント抵抗器、７〜９・
・・サンプル・ホールダ、２０・・・マイクロプロセッ
サ、２１・・・ＰＷＭ信号発生器、２３・・・Ａ／Ｄ変
換器。第１図第２図ｓ第３図第４図第５図ＣＬＫ　　ｌ訓Ｌ−−−− 第６図Ｉ第７図

Claims

【特許請求の範囲】

１．それぞれ対に動作する上側、下側２つのスイッチン
グ素子から成るアームを、直流電源間に出力相数だけ並
列に備えたＰＷＭインバータにおいて、前記アームの片
側のスイッチング素子と直流電源との間にシャント抵抗
器を接続し、前記スイッチング素子の通流期間の特定の
タイミングに同期して、前記シャント抵抗器両端の電圧
をサンプル・ホールドすることにより、対応する相の相
電流を検出することを特徴とするＰＷＭインバータの電
流検出装置。
２．特許請求範囲第１項記載のＰＷＭインバータの電流
検出装置において、前記スイッチング素子の通流期間の
特定のタイミングに同期して、取込んだ電流検出値の時
系列データに基づき、前記検出タイミング間の電流値を
補間により予測することを特徴とするＰＷＭインバータ
の電流検出装置。