JPS6352811B2

JPS6352811B2 -

Info

Publication number: JPS6352811B2
Application number: JP56059647A
Authority: JP
Inventors: Shooru Kurisuchan; Banunisuto Arubeeru; Jirowaaru Andore
Original assignee: Etat Francais
Current assignee: Etat Francais
Priority date: 1980-04-21
Filing date: 1981-04-20
Publication date: 1988-10-20
Also published as: US4385393A; DE3115859C2; JPS56166631A; FR2481026B1; GB2076240A; DE3115859A1; GB2076240B; FR2481026A1

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、量子化雑音の整形を伴なう適応予測
差分PCM型伝送方法及び装置に係る。前記の如
き装置は、電気通信特に電話に於いて使用され
る。 PCM方式（パルス符号変調）は電気通信特に
電話伝送の分野に於いて広く使用されている。こ
の伝送方式に於いては、伝送すべき信号を標本化
し、得られたサンプルを量子化し、量子化信号を
デジタル形にコード化し、コード化された信号を
伝送する。受信側では、受信信号を復号化し原信
号を復元する。この方式の改良は、入力信号の量子化に代え
て、入力信号と予測信号との間の差を量子化する
ことによつて、即ち、差の形成によつて得られ
る。予測信号は予測回路即ち予測装置
（predictor）によつて供給される。このシステム
は差分PCM又はDPCMと略称される。入手し得るレベルの量子化装置（quantizer）
を最適利用するために差信号に利得係数を乗算す
ると別の改良が得られる。量子化された原サンプ
ルを復元するために量子化信号を同じ係数で除算
する。差分PCMシステムに於いて、予測回路は通常、
直線フイルタから構成されている。該フイルタは
処理すべきサンプルに先立つサンプルシーケンス
に基いて、該サンプルに対する予測値を与え得
る。前記の如き予測フイルタは１度だけ調整され得
る。この場合、フイルタの特性値は、伝送される
信号の長期間平均スペクトルに適応するように選
択される。しかし乍ら、このようなフイルタによ
つてはあまり良質の伝送を得ることはできない。
予測フイルタの特性値を周期的に更新して予測フ
イルタを信号の状態に適応させることによつて伝
送の質を改良し得る。このような適応は、各標本化時点で、この時点
の差信号の値に従つての関数としてのフイルタの
特性値を修正することによつて連続的に又は帰納
的に行なわれる。適応基準は、（或る程度までエ
ラー信号である）差信号の平均パワーを出来るだ
け小さくすることである。 “適応予測差分PCM”（又は略称ADPCM）と
指称されるこの種のコード化は、電話話声信号に
適用され、すでに多数の論文に記載されている。
下記の論文は、この方法の全体像といくつかの適
応量子化方法に関して記載している。 −エヌ・エス・ジエイアント（N.S.JAYANT）
「話声波形のデジタルコード化：PCM、DPCM
及びDM量子化装置（Digital Coding of
Speech Waveforms：PCM、DPCM and DM
quantizer」、ユー・エス・ジヤーナル「プロシ
ーデイング・オブ・アイイーイーイー
（Proceedings of IEEE）」1974年５月刊。 −ビー・エス・アタル（B.S.ATAL）及びエ
ム・アール・シユレーダー（M.R.
SCHROEDER）「話声信号の適応予測コード
化（Adaptive predictive coding of speech
signals）」、ユー・エス・ジヤーナル「ビー・
エス・テイー・ジエイ（B.S.T.J.）」、49巻、
1970年10月刊。 −ジエー・エル・フラナガン（J.L.
FLANAGAN）、エム・シユレーダー（M.
SCHROEDER）、ビー・アタル（B.ATAL）、
アール・クロシエール（R.CROCHIERE）、エ
ヌ・エス・ジエイアント（N.S.JAYANT）、
ジエ・エム・トリボレツト（J.M.
TRIBOLET）、「話声コード化（Speech
Coding）」ユー・エス・ジヤーナルアイイー
イーイー・コム（IEEE−COM）27、４号、
1979年４月刊。 −ピー・カステリーノ（P.CASTELLINO）、ジ
ー・モデナ（G.MODENA）、エル・ネビア
（L.NEBBIA）及びシー・スカリオラ（C.
SCAGLIOLA）、「DPCMシステムに於ける量
子化装置ステツプサイズの自動適応にによるビ
ツトレート減少（Bit rate reduction by
automatic adaptation of quantizer step
size in DPCM systems）」、1974年、チユーリ
ツヒでのデジタル伝送に関する国際セミナーの
レポート（reports of the International
Seminar on digital trasmissions）として刊。 −デイー・ジエー・グツドマン（D.J.
GOODMAN）及びアール・エム・ウイルキン
ソン（R.M.Wilkinson）「耐久性適応量子化装
置（Ａ robust adaptive quantizer）」、ユ
ー・エス・ジヤーナルアイイーイーイー
（IEEE）通信会報、1975年11月刊。これらの一般原理を使用したシステムを第１図
及び第２図に基いて簡単に説明する。第１図の回
路はコード化回路及び第２図の回路は復号化回路
である。第１図のADPCMコードは２個の入力を持つ代
数減算器１を含んでおり、第１入力はコード化す
べき信号y_tを受容し、第２入力は予測信号_tを
受容する。この減算器の出力は差信号又はエラー
信号e_tを供給し、該信号は信号_t-1により制御さ
れる演算ユニツト２の入力に供給される。演算ユ
ニツト２の出力は信号en_tを供給し、該信号はコ
ード化回路３の入力に入る。このコーダ３の出力
はコード化信号c_tを供給し、該信号は１方で送信
チヤネルに供給され、他方で復号化−量子化回路
４の入力に入る。後者の回路は、信号_tを供給
し、該信号は信号_t-1により制御される演算ユ
ニツト５の入力に入る。このユニツトの出力は復
元エラー信号たる信号_tを供給し、該信号は適
応予測回路８の第１入力と代数加算器７の第１入
力とクロツクＨからのパルスにより読取制御され
るレジスタ６の入力とに入る。このレジスタは遅
延信号_t-1を供給し、該信号は回路２及び５の
制御入力に入る。適応予測回路８の出力は信号
_ｔを供給し、この信号は１方で減算回路１の第２
入力に入り他方で加算回路７の第２入力に入る。
回路７の出力は復元信号_tを供給し、該信号は
回路８の第２入力に入る。図示の具体例に於いて、話声信号y_tはデジタル
形、例えば標準PCMコード（コーダと直線化装
置とは図示されない）の伸長（decompression）
により供給された12ビツト直線化コードの形状で
入力に供給されていると仮定している。回路２，３，４，５，６のシステムは、従来の
適応量子化装置の例を構成する。回路２及び５は
夫々、エラー信号e_tのパワーを一定値に標準化す
る機能及び量子化されたエラー信号_tを得るた
めに真のパワーを量子化された標準信号_tに復
元する機能を有する。レジスタ６の機能は、制御のために使用される
信号_t-1の値が所望の時点で得られるようにす
ることである。第２図のADPCMデコーダは、復号化量子化回
路４を含む。回路４の入力は送信チヤネルから信
号c_tを受容し、出力は信号_tを送出する。該信
号は、信号_t-1により制御される演算ユニツト
５の入力に入る。このユニツトの出力は信号_t
を供給し、該信号は適応予測回路８の第１入力と
代数加算器７の第１入力とクロツクＨにより読取
り制御されるレジスタ６の入力とに接続される。
前記レジスタの出力は回路の制御入力に接続され
る。適応予測回路８の出力は予測信号_tを供給
し、該信号は代数加算器７の第２入力に入り、該
加算器の出力は信号_tを供給する。この信号は
回路８の第２入力に供給され、同時に、デコーダ
の出力信号、即ち、コーダに入つた入力信号y_tに
対応する被伝送信号を構成する。このデコーダの回路４，５，６，７及び８は第
１図のコーダの同符号の回路に等しい。本発明の１つは予測回路８に係り、別の構成部
分は、それ自体公知のものでよい。電話話声信号のデジタル伝送の分野に於いて
は、64キロビツト／秒で動作する標準化システム
に比較し、32キロビツト／秒の低ビツトレートに
移行させることが予定されている。ビツトレート
のこのような低下を可能にする装置は、比較的良
質の再生話声信号が得られる前記の如き公知の
ADPCM方法に従つて構成されていた。しかし乍
らこの方法の使用に於いて、より複雑なコード化
によつて、得られる質を更に改良するのが有利で
ある。別の使用に於いては、差分コード化方法に
よつてレートを可能な最小の値にまで低下させし
かも所与の質を維持するのが有利であろう。これらの点に関して適応予測装置に対する数多
くの研究がなされてきた。これらの研究は下記の
如き基本的な２つの方針に沿つて行なわれたもの
である。 (1) より複雑なフイルタの設計又は極めて高性能
の適応アルゴリズムの使用（高速カルマンフイ
ルタ型又は適応格子フイルタ型の帰納算法）。
これに関する研究成果の例が下記の論文に示さ
れている。 −ジエー・デイ・マーケル（J.D.MARKEL）
及びエー・エツチ・グレイ（A.H.GRAY）
「話声分析に使用された相関式について（On
correlation equation as applied to
speech analysis）」、ユー・エス・ジヤーナ
ル、アイイーイーイー・オーデイオ・エレク
トロアコーステイツク（IEEE−Audio−
Electroacoustic）、AU−21、２号、1973。 −ジエー・マツコール（J.MAKHOUL）「１
群の全零格子デジタルフイルタ；性質及び適
応（Ａ closs of all−zero lattice digital
filters；properties and applications）」、ユ
ー・エス・ジヤーナル、アイイーイーイー・
エイエスピーピー（IEEE−ASPP）26、４
号、1978。 −デイー・エル・コーン（D.L.COHN）及び
ジエームス・エル・メルサ（James L.
MELSA）「残留エンコーダー話声デジタル
化のための改良ADPCMシステム（The
residual encoder−An improved ADPCM
system for speech digitization）」、ジヤー
ナルIEEE通信会報（transactions on
communications）、1975年９月。 −テイー・ダブリユ・ケアンズ（T.W.
CAIRNS）、ダブリユー・エー・コバーリイ
（W.A.COBERLY）、デイー・エフ・フアイ
ンドリー（D.F.FINDLEY）「話声の直線予
測に使用されたARMAモデリング（ARMA
modeling applied to linear prediction of
speech）、ジヤーナルIEEE−ASSP、1978年
７月。 −シー・スカリオラ（C.SCAGLIOLA）「繰返
しアルゴリズムによる自動音声トラクトパラ
メータ推定（Automatic nocal tract
parameter estimation by an iterative
algorithm）」、イタリアン・ジヤーナル・
CSELT Rapporti technici、２号、1975年
６月、19〜24ページ。 (2) 下記の原理に従ら予備波による量子化雑音
の整形。従来のADPCMコード化に於いて、量
子化雑音スペクトルは、第１の概算ではほぼ平
坦であり、時々はその結果として、コード化さ
れる話声信号が低パワーを有する周波数範囲に
於いて、該雑音がはつきりと認知される。従つ
て、この欠点を除去すべく量子化雑音スペクト
ルを整形するために、中及び低ビツトレート
（16キロビツト／秒）のブロツクコード化に関
するデバイスが設計された。前記の如きデバイ
スは下記の論文に記載されている。 −エム・ベルーチ（M.BEROUTI）及びジエ
ー・マツコール（J.MAKHOUL）「話声の
高品質適応予測コード化（High quality
adaptative prediction coding of speech」、
IEEE−ASSP、タルサ1978年。 −ジエー・マツコール（J.MAKHOUL）、エ
ム・ベルーチ（M.BEROUTI）「話声予測コ
ード化の適応雑音スペクトル整形及びエント
ロピーコード化（Adaptive noise spectral
shaping and entropy coding in predictive
coding of speech）」、IEEE ASSP会報
（transactions on ASSP）、1979年６月。 −ビー・エス・アタル（B.S.ATAL）、エム・
アール・シユレーダー（M.R.
SCHLOEDER）「話声信号の予測コード化及
び主なエラーの評価基準（predictive
coding of speech signals and subjective
error criteria）」、IEEE、ASSP会報、1979
年６月刊。これらの論文はコード化をサンプルブロツク
によつて行なう方式を記載しており、最初の２
個の論文では予測フイルタをリバースさせてプ
レフイルタを得ているが、これは実現が難し
い。下記の文献も参考資料として挙げることが
できる。 −ジエー・ムネツ（J.MENEZ）、デー・モデ
ユイ（D.MAUDUIT）「スペクトル分解によ
る話声信号のコード化システム（Syste´me
de codage du signal de parole par
de´composition spectrale）」信号処理及びその応用に関する国際会議
（National Conference of Signal
Processing and its applications）、1977年
４月。 −イー・エー・シユトイエルンブアル（J.E.
STJERNVALL）「ガウスソースのサブバン
ドのレート及び周波数割当について（On
rate and frequency allocation in subland
of gaussian sources」、電気工学科、リンケ
プリン大学、スエーデン（Linko¨ping
University SWEDEN）。これらの論文は、サブバンド分析と各バンド
内のコード化とを使用した方法を記載してい
る。これらの以前の研究と同じく、本発明の目的
は、特に高ビツトレート用のADPCMコード化装
置の改良である。本発明の目的は、量子化雑音の
適当な整形を実行し得る適応予測回路によつて達
成される。本発明を定義する前に、使用用語を定義してお
くのが有利である。前記の従来技術の記載と同様
に予測を行なう基礎となる復元された信号は、バ
ーの付いた記号の形状、即ち、該信号は_t、量
子化エラーは_tで示される。ｔは処理時点又は
処理済サンプルのランクを示す。時刻ｔに於ける信号の量子化雑音はΔy_tと指称
される。これは復元信号_tと入力信号y_tとの間
の差に等しい。同様にして、予測エラーの量子化
雑音はΔe_tと指称され、同じ時刻ｔに於いて復元
エラー_tと真エラーe_tとの差に等しい。従つて、
下記の定義が得られる。 Δy_t＝_t−y_t (1) Δe_t＝_t−e_t (2) 前記の如く、予測エラーの量子化雑音Δe_tは通
常、ほぼ平坦なスペクトルを持つ。本発明の目的
は信号の量子化雑音Δy_tの整形であるが、この整
形は、該雑音に信号y_tのスペクトルと実質的に同
形のスペクトルを与えることから成る。従つて、
整形は双方のスペクトルが「相似化（parallel）」
されることであると言うことができる。このよう
にして信号y_tが弱い範囲では、量子化雑音も弱
く、y_tが強い範囲では雑音は比較的高い値になる
が、このことは伝送の質に有害ではない。本発明によれば、量子化雑音のこのような整形
は、帰納的再調整を伴なう直線フイルタによる予
測手続の範囲に於いて行なわれるものであり、サ
ンプルブロツクによるコード化システムの範囲に
於いて行なわれるものではない。後者の第１の欠
点は前記に於いて記載されており、第２の欠点
は、量子化エラー信号に付加して、送信機内で計
算された予測フイルタの係数を受信機に送信しな
ければならないことである。本発明の理解を容易
にするために、この点を下記に極めて詳細に説明
する。帰納的再調整を伴なう適応予測システムに於い
て復元信号_tは予測された信号_tと復元された
エラー_tとの和に等しい（第１図参照）。 _t＝_t＋_t (3) 予測信号は、次式の線形処理により得られる。 _t+1＝_N 〓^K=1 Ak_t _t-k+1 (4) これは波処理に等しい。従つて、Ｎ個の係数
A1_t、A2_t……AN_tが得られ、これらの係数が復
元信号のサンプルたるＮ個のサンプル、即ち、
_ｔ、_t-1、……、y_t-N+1を生成する。式(3)及び(4)
より次式が得られる。_t+1 ＝_N 〓^K=1 Ak_t _t-k+1＋_t+1 (5) 等式(5)をｚ変換の形状で書き替えると（変数ｚ
は _ejTに等しくＴは標本化周期である）、_tと
_ｔとの間に次式が得られる。（ｚ）と（ｚ）との間の比例係数は、極
（分母が０である）のみを有しており０（分子が１
に等しい）を持たない伝達関数である。この伝達
関数を実行するフイルタは全極フイルタと指称さ
れる。等式(3)乃至(6)に記載の信号のモデル化は公知で
あり、自動回帰（autoregressive）、省略してAR
と指称される。回帰なる用語は、先に処理された
サンプルシーケンスを使用する方法の再現性を示
す。しかし乍ら、_t-kと復元エラー信号_t-kとを
使用し、次式の如く等式(4)より複雑な直線等式に
よつて予測信号を得ることも可能である。_t+1 ＝_N 〓^K=1 Ak_t _t-k+1＋_P 〓^j=1 Bj_t _t-j+1 (7) 第２の和はエラー信号に対する予測値ｐ_tに
相応する。従つてＰ個の別の係数B1_t、B2_t、…
…、Bp_tは復元エラーのサンプル即ち_t、_t-1、
……、_t-p+1に影響を与える。式(3)及び(7)より下式の等式が得られる。_t+1 ＝_N 〓^K=1 Ak_t _t-k+1＋_P 〓^j=1 Bj_t _t-j+1＋e_t+1 (8) 式(8)より、前記と同じｚ変換によつて（ｚ）
と（ｚ）との間に下記の等式が成立する。これにより、極（分母の０）を有するのみでな
く分子の０たる零をも有する新しい伝達関数が得
られる。この伝達関数を実行するフイルタは極−
零フイルタと指称される。等式(3)及び(7)乃至(9)によつて示されるモデル化
は十分に公知であり、「被調整平均自動回帰」、略
してAMARと指称される。伝達関数(9)の分子の使用のみを含むモデル化
は、全零フイルタにより得られ、被調整平均即ち
AM型である。本発明は、復元信号_t+1及び_t+1のAMARモ
デル化に係る。このモデル化は、復元信号のＮ個
のサンプル_t、_t-1、……、_t-N+1に影響を与
える係数A1_t、A2_t、……、AN_tと、復元エラー
のＰ個のサンプル_t、_t-1、……_t-P+1に影響
を与える別の係数B1_t、B2_t、……、BN_tとから成
る２組の係数を使用する。これらの係数の全部
は、予測エラー信号の平均パワーが最小になるよ
うに各時点ｔで（逐次的に又は帰納的に）再調整
される。本発明を前記の如く要約し得る。次に本発明を
より詳細に説明する。本発明では、（AMARモデリングの如く）信号
ｙ_t及び_tのみに基く予測でなく、実信号y_t及び
実エラーe_tをも使用して予測を行なう。このため
に、１方に、信号y_tのＮ個の継続サンプル、即ち
y_t、y_t-1、……、y_t-N+1に影響を与える_t+1の従
来のモデリングの係数A1_t、A2_t、……、AN_tを
使用したy_tの直線波が存在し、他方に、e_t+1の
従来のモデリングの係数B1_t、B2_t、……、BP_tを
使用したe_tの直線波が存在する。換言すれば、次式の量の形状で与えられる。 A1_ty_t＋A2_ty_t-1＋……＋AN_ty_t-N+1 （即ちpy_t） (10) 及び B1_te_t＋B2_te_t-1＋……＋BP_te_t-P+1 （即ちpe_t） (11) 更に、これらの量は、０と１との間であり且つ
同時にはゼロでない２個の係数によつて夫々加重
されており、これらの係数は、γ_AR（ARは自動回
帰を示す）及びγ_MA（MAは被調整平均を示す）と
指称される。最後に、復元値_t及び_tに基いて得られた従
来の予測値、即ち、 A1_t _t＋A2_t _t-1＋……＋AN_t _t-N+1 （即ちｐ_t） (12) 及び B1_t _t＋B2_t _t-1＋……＋BP_t _t-P+1 （即ちｐ_t）（13）にも、夫々（１−γ_AR）及び（１−γ_MA）に等しい
係数が加重されている。従つて、本発明を要約すると、式〔（１−γ_AR）ｐ_t＋γ_ARpy_t〕＋〔（１−
γ_MA）ｐ_t＋γ_MApe_t〕（14）の形状の予測信号が形成され、式中、量ｐ_t、
py_t、ｐ_t及びpe_tは、等式(10)から（13）により定
義される加算によつて得られる。係数γ_AR及びγ_MAの双方が０のときは、式（14）
はｐ_t＋ｐ_tとなる、即ち従来技術による予測
値と同じである。逆に、係数が双方共１に等しい
ときは、式（14）はpy_t＋pe_t（15）となる。これらの考察は、復元信号_tと_t及び実信号
y_tとe_tの双方が存在するコード化回路のみに適用
される。復号化のときは当然、復元信号_t及び
ｅ_tのみが存在する。従つて従来と同じく２個の
式(10)、(11)のみを計算し得る。量子化雑音の整形に関する前記の特定モデリン
グの特徴を下記に説明する。時点ｔ＋１に於いて
予測エラーe_t+1は次式で示される。 e_t+1＝y_t+1−p_t+1 （16）〔式中、予測値p_t+1は式（14）より与えられる〕。
その結果、信号（Δy_t+1＝_t+1−y_t+1）の量子化
雑音は、予測エラー（Δe_t+1＝_t+1−e_t+1）の量
子化雑音に、次式によつて結びつく。 Δy_t+1＝γ_AR〔A1_tΔy_t＋…＋AN_tΔy_t-N+1〕＋γ_MA〔B1_tΔe_t＋…＋BP_tΔe_t-P+1〕＋Δe_t+1（17）予測エラーの量子化雑音Δe_tがほぼ平坦なスペ
クトルを有すると考えると、信号の量子化雑音
Δy_tのスペクトルは、係数A1_t、……、AN_t、
B1_t、……、BP_tが比較的ゆつくりと再調整され
るので局部的に一定であると考えられる範囲で
は、式１＋γ_MA（B1z^-1＋……＋BPz^-P）／１−γ_AR（A1z^-1
＋……＋ANz^-N）で示されるような極一零伝達関数のモジユールの
２乗によつて与えられる。定数A1、……AN、
B1、……、BPが、復元信号_tの予測エラー_t
の平均パワーを最小にするように調整されるなら
ば、復元信号_tのスペクトルは、式１＋（B1z^-1＋……＋BPz^-P）／１−（A1z^-1＋……
＋ANz^-N）で示される極一零伝達関数の単位円上のモジユー
ルの２乗を出すことによつて得られる。例えば、パラメータγ_AR＝γ_MA＝１を選択する
と、スペクトルの完全なパラレリズムによる整形
に対応して、再生信号_tのスペクトルを正確に
有する雑音Δy_tが与えられる。このことが本発明
の目的である。逆に、γ_MA＝γ_AR＝０を選択する
と、従来技術で見られた整形の不在に対応する平
坦スペクトルを持つ雑音Δy_tが得られる。勿論、これらの２個の極端状態の間で任意の中
間選択が可能であり、これにより_t及びΔy_tのス
ペクトルのほぼ相似化による整形が可能である。
特に、γ_AR＝０、γ_MA＝１を選択すると、スペクト
ルΔy_tの中で_tのスペクトルの零を得ることが可
能である。このようにパラメータγ_AR及びγ_MAに対する許容
差があるために、任意の簡単な方法でしかも比較
的広範囲に亘つてスペクトル整形を実行すること
が可能である。これが、前記の如き整形を達成す
るための本発明の方法と従来技術の方法との違い
である。従つて本発明は、適応予測差分PCM型のコー
ド化方法に係る。本発明方法では、コード化すべ
き信号y_tのサンプルと前記信号の予測信号_tと
の間にエラー信号e_tを形成され、〔式中、ｔは標
本化時点を示す〕、エラー信号e_tを量子化し、次
に量子化信号のコード化を実行し、量子化又はコ
ード化信号から復元エラー信号_tを形成させ、
ｅ_tに予測信号_tを加算して復元信号_tを形成さ
せる。前記予測信号_tは２個の直線波処理に
よつて復元信号_t及び_tから形成される。第１
の処理は_tのＮ個の連続サンプル即ち_t、_t-
_１、……、_t-N+1に関係しており、これらのサン
プル（又は誘導されたサンプル）の夫々に係数
A1_t、A2_t、……、AN_tを乗算し、次に、得られ
た積を加算して予測信号ｐ_tを得る処理である。
第２の処理は_tのＰ個の連続サンプル即ち_t、
ｅ_t-1、……、_t-P+1に関係しており、これらの
サンプルの夫々に係数B1_t、B2_t、……、BP_tを乗
算し、得られた積を加算して予測信号ｐ_tを得
る処理である。係数A1_t、……、AN_t及びB1_t、
……、BP_tは各時点ｔで逐次的に調整され、エラ
ー信号_tの平均パワーは最小になる。本発明は
更に、信号y_tの量子化雑音（即ちΔy_t＝_t−y_t）
のスペクトルの整形を行なう段階を含む。この整
形は、下記の(a)及び(b)のうちの少くとも１つの処
理の実行によつて前記スペクトルを復元信号_t
のスペクトルに相似にすることによつて行なわれ
る。 (a) 信号y_tの直線波処理であり、この処理は、
y_tのＮ個の連続サンプル即ちy_t、y_t-1、……
y_t-N+1を使用しこれらのサンプル（又は誘導サ
ンプル）に、前記係数A1_t、A2_t、……、AN_t
に等しいＮ個の係数を乗算し、次に得られた積
を加算して波された信号py_tを供給し、次に
前記信号py_tと_tの波によつて先に得られた
信号ｐ_tとに基いて、γ_ARpy_t＋（１−γ_AR）ｐ
_ｔに等しい信号 _pAR_tを得る段階から成る。式
中、γ_ARは０と１（両端を含む）との間の調整自
在な係数である。 (b) 未量子化エラー信号e_tの波処理であり、こ
の処理は、未量子化エラー信号e_tのＰ個の連続
サンプル、即ち、e_t、e_t-1、……、e_t-P+1に夫々
が前記係数B1_t、B2_t、……、BP_tに等しいＰ個
の係数を乗算し得られた積を加算して波され
た信号pe_tを供給し、次に前記信号pe_tと信号_t
の波により先に得られた信号ｐ_tとに基い
て、γ_MApe_t＋（１−γ_MA）ｐ_tに等しい信号 _p
MA_tを形成させる段階から成る。式中、γ_MAは
０と１との間（両端を含む）の調整自在な係数
であり、係数γ_ARとγ_MAとは同時に０にはならな
い。前記の処理(a)、(b)に続いて、信号pAR_tと
pMA_tとを加算し、得られた和の１標本化時間
の遅延によつて前記予測信号_tを供給する。公知の如く、最小自乗算定値の帰納的算法の効
率を改良するために、サンプル_t、……、_t-N+
_１を直接処理しないで、前記サンプルを予め“直
交”させ、これらのサンプルの相関関係を最適な
程度まで分離（decorrelate）するのが好ましい。
このような直交化は、全零格子フイルタの帰納的
調整により行なわれ、システムの複雑さを過度に
増加することなくより良い性能が得られる。前記
の定義に於ける乗算動作はもはや処理される信号
のサンプルに関係せず、「誘導されたもの
（derivative）」と指称されるサンプルに関係す
る。この場合、後者のサンプルは、前記の直交化
により得られた直交サンプルである。本発明は更に、前記方法を実行するための適応
予測差分PCM型のコード化装置に係る。この装
置は、コード化すべき信号のサンプルy_t及び予測
信号_tを夫々受容する２個の入力〔ｔは標本化
時点〕とエラー信号e_tを供給する１個の出力とを
有する減算器と、エラー信号e_tの量子化装置と、
量子化信号のコーダと、量子化又はコード化信号
から復元エラー信号_tを形成し得る回路と、復
元エラー信号及び予測信号_tを夫々受容する２
個の入力と復元信号_tを供給する１個の出力と
を有する加算器と、復元信号_t及び_tを受容し
前記予測信号_tを供給する予測装置とを含んで
おり、前記予測装置が２個の直線フイルタを含ん
でおり、 −第１フイルタは、復元信号_tに作用し且つ係
数A1_t、A2_t、……、AN_tを形成するＮ個の回
路と、夫々が波すべき_tのＮ個の連続サン
プル、即ち_t、_t-1、……、_t-N+1（又は誘
導サンプル）と前記のＮ個の係数を受容する２
個の入力を持つ第１グループのＮ個の乗算器
と、第１グループのＮ個の乗算器に接続された
Ｎ個の入力と予測信号ｐ_tを供給する１個の
出力とを有する加算器とを含んでおり、 −第２フイルタは、Ｐ個の係数B1_t、B2_t……、
BP_tを形成するＰ個の回路と、_tのＰ個の連続
サンプル、即ち、_t、_t-1、……、_t-P+1及
び前記のＰ個の係数を夫々受容する２個の入力
を有する第２グループのＰ個の乗算器と、第２
グループのＰ個の乗算器に接続されたＰ個の入
力と予測信号ｐ_tを供給する１個の出力とを
有する加算器とを含んでおり、前記２個のフイ
ルタは、各時点ｔで係数A1_t、……、AN_tと
B1_t、……、BP_tとを逐次的に調整し、エラー
信号_tの平均パワーを最小にする手段を含む。
本発明の装置に於いて、予測装置は、y_tの量子
化雑音（即ちΔy_t＝_t−y_t）のスペクトルを復
元信号_tのスペクトルに相似にすることによ
つて量子化雑音のスペクトルを整形する手段を
含んでおり、前記手段は、下記の素子を含む。 (A) 下記の回路の少くとも１個、 (a) −y_tのＮ個の連続サンプル即ちy_t、y_t-1、
……、y_t-N+1（又は誘導サンプル）及び_t
に作用する予測装置の第１フイルタに於い
て標本化された前記の係数A1_t、A2_t、…
…、AN_tに夫々等しいＮ個の係数を夫々受
容する２個の入力を持つ第１グループのＮ
個の乗算器と、第１グループのＮ個の乗算
器に接続されたＮ個の入力と波信号py_t
を供給する出力とを持つ加算回路と、 −２個の入力を有しており、１個の入力がy_t
のフイルタの出力に接続されて信号py_tを
受容しており、別の入力が_tのフイルタ
の出力に接続されて信号ｐ_tを受容して
おり、出力に、 γ_ARpy_t＋（１−γ_AR）ｐ_t 〔式中、γ_ARは０と１（両端値を含む）との
間の調整自在な係数〕に等しい信号pAR_tを供給する第１の代数
回路と、から構成された第１回路、 (b) −２個の入力を有しており各入力がe_tのＰ
個の連続サンプル即ちe_t、e_t-1、……、
e_t-P+1及び_tに作用する予測装置の第２フ
イルタに於いて標本化された前記係数
B1_t、B2_t、BP_tに等しいＰ個の係数を夫々
受容している第２グループのＰ個の乗算器
と、第２グループのＰ個の乗算器に接続さ
れたＰ個の入力を有する加算器と、を含む
未量子化エラー信号e_tのフイルタと、 −２個の入力を有しており、１個の入力がe_t
のフイルタの入力に接続されて信号pe_tを
受容し、別の入力が_tのフイルタの出力
に接続されて信号ｐ_tを受容しており、
出力に、 γ_MApe_t＋（１−γ_MA）ｐ_t 〔式中、γ_MAは０と１（両端値を含む）との
間で調整自在な係数であり、係数γ_MAとγ_AR
とは同時に０にならない〕に等しい信号pMA_tを供給する第２の代数
回路と、から構成された第２回路、 (B) 第１及び第２の代数回路の出力に接続された
２個の入力と信号pAR_t＋pMA_tを供給する出
力とを有する加算器、 (C) 加算器の出力に接続された入力と前記予測信
号_tを供給する出力とを有しており、１サン
プリング周期の遅延を持つ回路。本発明装置の変形として、処理される信号y_tの
サンプルの格子フイルタにより予め直交させるこ
とも可能である。本発明は、係数A1_t、……、AN_t及びB1_t、…
…、BP_tの適応装置に関するものではない。しか
し乍ら説明のために、係数の適応を実行し得る公
知の装置に関して記載する。格子フイルタの係数
の適応に関しては、下記の論文を参照するとよ
い。 −ジエー・マツコール（J.MAKHOUL）及びア
ール・ヴイスワナサン（R.
VISWANATHAN）「直線予測のための適応
格子方法（Adaptive lattice methods for
linear prediction）」IEEE ASSP（タルサ）
1978、 −ジエー・マツコール（J.MAKHOUL）「直線
予測のための安定で有効な格子方法（Stable
and efficient lattice methods for linear
prediction）」ジヤーナルIEEE音響、話声及び
信号処理会報（Transactions on Acoustics、
Speech and signal Processing）、1977年10
月。より高性能の適応装置は1980年４月21日出願の
フランス特許出願EN 800883「格子フイルタ使用
の適応予測回路及び対応する差分TCMコード化
又は復号化装置」に記載されている。添付図面に示す非限定具体例に基いて本発明を
更に詳細に下記に説明する。下記の回路を理解するために標準的論理規約を
知つておく必要がある。システムの動作の同期化を得るために遅延回路
とレジスタとを使用しているが、これらは、図示
の手段の理解のために必要なとき以外は図示され
ていない。従つて、例えば、標本化クロツクパル
スＨは、必要な場合正確に遅延させられなければ
ならない。更に、信号のコード化に必要なビツト
の数は限定されず所与の精度に左右される。同一
の図の中でｎ／１，ｎ／ｎ，……，ｎ／ｋとして
示される回路は、同じ機能を果す等しい回路を示
す。同一の回路の２個の具体例が同じ参照符号を
持つときは、これらの具体例の１部が等しい回路
部品を使用している。第３図は極−零適応フイルタによる量子化雑音
の整形を伴なうADPMSコード化回路のダイヤグ
ラムである。回路１，２，３，４，５，６，７は
第１図の対応する回路に等しい。第１図の回路と
違つているのは適応予測装置８である。装置８は
（２個でなく）４個の入力１０１，１０２，１０
３，１０４を有しており、前記入力は夫々、信号
e_t、_t、_t及びy_tを受容し、２個の制御入力１
０５，１０６は、２個の手段１０７，１０８によ
り調整された係数γ_MAとγ_ARとを受容する。これら
の入力は予測装置８ａに、補充信号y_t及びe_tと本
発明による量子化雑音の整形動作に使用される係
数γ_MA、γ_ARを供給すべく機能する。前記の如く、y_t及びe_tの上に同時に作用する必
要はなく、相似化による量子化雑音スペクトルの
整形は部分的であり、e_t又はy_tのいずれかのみに
作用することによつて得られる。第４図は、予測装置８ｂが信号e_t、_t及び_t
を受容する入力１０１，１０２，１０３と係数
γ_MAを受容する入力１０６とだけを有する第１の
場合のコーダの全体構造を示す。第５図は予測装置８ｃが_t、_t及びy_tを受容
する入力１０２，１０３，１０４と係数γ_ARを受
容する入力１０５とのみを有する第２の場合のコ
ーダの全体構造を示す。従つて、第３，４及び５図は、本発明のコーダ
の主要なる３個の具体例を示す。以後の図は、予
測装置８の３個の対応形８ａ，８ｂ及び８ｃを更
に詳細に示しており、 −第６図及び第７図は予測装置８ａ、 −第８図は予測装置８ｂ、 −第９図は予測装置８ｃを示す。第６図のダイヤグラムは、適応極一零フイルタ
による量子化雑音の整形を伴なう適応予測回路８
ａの具体例を示す。入力１０２，１０３は_t、_tを夫々受容し、
極一零波回路１２ａの２個の入力１１２，１１
３に夫々接続されている。この回路は、第１グル
ープのＮ個の出力１２０／１，１２０／２，…
…，１２０／Ｎを有しており、これらの出力は、
信号A1_t、……、An_t、……、AN_tを出しており、
信号y_tを波すべく回路１３ａのＮ個の入力１３
０／１，１３０／２，……，１３０／Ｎに接続し
ている。信号y_tは入力１３０／０によつて供給さ
れる。回路１２ａは更に、第２グループのＰ個の
出力１２５／１，１２５／２，……，１２５／Ｐ
を有しており、これらの出力は信号B1_t、B2_t、
……、BP_tを出しており、信号e_tを波すべく回
路１４のＰ個の入力１４０／１，１４０／２，…
…，１４０／Ｐに接続されている。信号e_tは入力
１４０／０により供給される。回路１２ａは更
に、信号ｐ_tを供給する出力１２１と信号ｐ_t
を供給する出力１２２とを有する。波回路１３ａの出力１３２は信号py_tを出し
ており、該信号は代数回路１５の入力１５０に供
給される。回路１５の第２の入力１５１は回路１
２ａの出力１２１に接続されており、該出力から
信号ｐ_tを受容する。回路１５の第３入力１５
２は入力１０５に接続されており、係数γ_ARを示
す信号を受容する。回路１５の出力１５４は γ_ARpy_t＋（１−γ_AR）ｐ_t に等しい信号pAR_tを供給する。波回路１４の出力１４２は代数回路１６の入
力１６０に供給される。回路１６の第２入力１６
１は回路１２ａの出力１２２に接続されており、
回路１２ａから信号ｐ_tを受容する。回路１６
の第３入力１６２は入力１０６に接続されてお
り、入力１０６から係数γ_MAを示す信号を受容す
る。この回路の出力１６４は γ_MApe_t＋（１−γ_MA）ｐ_t に等しい信号pMA_tを供給する。図示の回路は更に２個の入力１７１，１７２を
有する加算器１７を有しており、入力１７１，１
７２は夫々、２個の出力１５４，１６４に接続さ
れている。加算器１７の出力１７３は信号_t+1
に供給する。最後に、回路８ａは、クロツク信号Ｈにより制
御されるレジスタ９を含む。クロツク信号Ｈは受
容信号_t+1を遅延させ、予測信号たる信号_tを
供給する。回路１２ａは第１０図、回路１３ａは第１２
図、回路１４は第１３図に示されている。図示の具体例に於いて、信号ｐ_t＋ｐ_tは極
一零フイルタ１２ａの調整により得られる信号
_ｔ＋１の予測値であり、フイルタ１２ａの係数A1、
……AN、B1、……、BPは、予測エラー _t+1−ｐ_t−ｐ_t＝_t+1 の平均パワーを最小にするように選択される。フ
イルタ１３ａ及び１４は夫々、信号_tをｐ_tに
変換し、_tをｐ_tに変換する。これらのフイル
タは、_tをｐ_tに及び_tをｐ_tに変換するフ
イルタとと同じである。このために後者の係数は
前者に伝達される。コード化される信号y_t+1の予
測値は、 _t+1＝pAR_t＋MA_t である。この信号はレジスタ９にロードされ、時
点ｔ＋１に於いて適切に位相変調されたクロツク
パルスＨの作用下で読取られる。この予測値が新
しいサンプルy_t+1から減算され、新しい予測エラ
ーe_t+1が得られる。第７図は、適応極一零フイルタによる量子化雑
音の整形を伴なう適応予測回路８ａの変形例を示
す。回路１４，１５，１６，１７及び９は第６図
の対応する回路に等しい。第６図と違つているの
はモデリング回路１２ｂである。回路１２ｂと回
路１２ａとの違いは、回路１２ｂが直交化装置を
含むことである。回路１２ｂは第３グループの出
力１２３／１，１２３／２，……，１２３／Ｎ−
１を含んでおり、これらの出力は（Ｎ−１）個の
直交係数R1_t、R2_t……Ｒ（Ｎ−１）_tを供給する。
回路１３ｂもまた、前記の係数を使用する直交化
回路を含んでおり、そのために、回路１２ｂの出
力１２３／１，……，１２３／Ｎ−１に夫々接続
された（Ｎ−１）個の入力グループ１３１／１，
……，１３１／Ｎ−１を含む。回路１２ｂは第１
１図に示されており、回路１３ｂは第１４図に示
されている。第６図のダイヤグラムは一般的な場合である
が、前記の如く、０と１との間の係数γ_AR及びγ_MA
の値によつて特別な場合が生じる。即ち、２個の
係数が同時に０になると整形が存在しない。次表は、γ_AR及びγ_MAの値によつて可能な種々の
場合を示す。３番目の欄は、予測エラー上の量子
化雑音Δe_t＝e_t−_tから、コード化される信号の
上の量子化雑音Δy_t＝y_t−_tに移行させ得るフイ
ルタを示す。

【表】第８図のダイヤグラムは、γ_MA＝１及びγ_AR＝０
の場合を示す。これは、適応全零フイルタ１２ｃ
による量子化雑音の整形を伴なう適応予測回路８
ｂに対応する。回路１４，１７及び９は、第６図
の対応する回路と同じである。第９図のダイヤグラムはγ_MA＝０及びγ_AR＝１の
場合を示す。即ち、適応全極フイルタによる量子
化雑音の整形を伴なう適応予測回路８ｃに相応す
る。回路１３ｂ，１７及び９は、第７図の対応す
る回路に等しい。次に本発明装置の全体構造を記載し、その主要
構成素子を更に詳細に説明する。第１０図の回路は先ず、第６図に示す如き信号
ｙ_tの極一零モデリング回路１２ａを示す。回路は、Ｎ個の１サンプル遅延回路（又はシー
ケンシヤルメモリ）１８／１，１８／２，……１
８／Ｎと、同種のＰ個の別の回路１９／１，１
９／２，……１９／Ｐと、１個の制御入力を持つ
Ｎ個のパラメータ計算回路２０／１，２０／２，
……２０／Ｎと、同種のＰ個の別のパラメータ計
算回路２１／１，２１／２，……，２１／Ｐと、
Ｎ個の２入力乗算器２２／１，２２／２，……，
２２／Ｎと、Ｐ個の別の２入力乗算器２３／１，
２３／２，……，２３／Ｐと、Ｎ個の入力と１個
の出力１２１とを持つ加算器２４と、Ｐ個の入力
と１個の出力１２２とを持つ加算器２５と、（Ｎ
＋Ｐ）個の遅延回路の出力に接続された（Ｎ＋
Ｐ）個の入力とパラメータ計算回路全部の制御入
力に入る信号μ_tを供給する１個の出力とを持つ利
得計算回路２６とを有する。回路の入力１１３は信号_tを受容する。この
信号は、１方で乗算回路２２／１の第１入力及び
他方で回路１８／１の入力に入る。回路１８／１
の出力は遅延信号_t-1を供給し、該信号は利得
計算回路２６の入力とパラメータ計算回路２０／
１の第１入力と乗算回路２２／２の第１入力と回
路１８／２の入力とに入る。最後の回路１８／Ｎ
を除く以後の回路に関しては同様の接続が存在す
る。回路１８／Ｎは信号_t-N+1を受容し、その
出力に供給される信号_t-Nは、回路２６の対応
入力と回路２０／Ｎの第１入力とのみに入る。回路の入力１１２は信号_tを受容する。該信
号はパラメータ計算回路２０／１，……，２０／
Ｎ及び２１／１，……，２１／Ｐの第２入力と乗
算回路２３／１の第１入力と遅延回路１９／１の
入力とに入る。回路１９／１の出力は信号_t-1
を供給し、該信号は回路２６の対応入力と回路２
１／１の第１入力と、回路２３／２の第１入力と
回路１９／２の入力とに入る。回路１９／Ｐを除
く以後の回路に関しても同様の接続が存在する。
回路１９／Ｐは_t-P+1を受容し、出力に、信号
ｅ_t-pを供給する。該信号は回路２６の対応入力
と回路２１／Ｐの第１入力とに入る。回路２０／
１，……，２０／Ｎの出力は夫々１２０／１，１
２０／２，……，１２０／Ｎで示されており、係
数A1_t、……、AN_tを供給し回路１２ａの出力と
なる。更に、これらの出力は乗算回路２２／１，
……，２２／Ｎの第２入力に夫々接続されてお
り、該回路の出力は夫々、加算回路２４のＮ個の
対応入力に入る信号A1_(yt)、……、AN_(yt-N+1)を担
持している。回路２４の出力１２１はｐ_tを供
給する回路１２ａの出力である。１２５／１，……，１２５／Ｐで夫々示される
回路２１／１，……，２１／Ｐの出力は係数
B1_t、……、BP_tを供給し、回路１２ａの出力で
ある。該出力は夫々、回路２３／１，……，２
３／Ｐの第２入力に接続されており、該回路の各
出力は加算回路２５の対応入力に入る信号B1
_ｔ、……、BP_t-p+1を供給する。回路２５の出力
１２２はｐ_tを供給する回路１２ａの出力であ
る。第８図の回路１２ｃは、第１０図の回路１２ａ
に於いて、係数A1_t、……、AN_tを供給する出力
１２０／１，……，１２０／Ｎに接続する結線を
削除して得られる。回路１２ａに於いてA1_t、…
…、AN_tを供給する出力１２０／１，……，１２
０／Ｎ及びB1_t、……、BP_tを供給する出力１２
５／１，……，１２５／Ｐに接続する結線を削除
して回路１２の変形が得られる。送信機に於いて
回路１２ａ又は１２ｃの１個を使用したときは
（第１図）、受信機に於いて前記の波形を必ず使用
しなければならない。最後に、回路２６と該回路
に接続した結線を削除し、回路２０／１，……，
２０／Ｎ，２０／１，……，２１／Ｐの制御入力
を定信号供給回路に接続することによつて回路１
２ａの変形が得られる。図示の具体例に於いて、信号ｐ_t＋ｐ_t＝
A1_t・_t＋……＋AN_t _t-N+1＋B1_t _t＋……＋
BP_t _t-P+1は信号_t+1の予測値であり、極−零予
測フイルタの係数A1_t、……、AN_t及びB1_t、…
…、BP_tの係数は、予測エラー_t+1の平均パワー
を最小にすべく回路２０／１，……，２０／Ｎ及
び２１／１，……，２１／Ｐにより帰納的に調整
される。代数回路２０／１，……，２０／Ｎ，２１／
１，……，２１／Ｐは、並列作動する等しい（Ｎ
＋Ｐ）個の回路、又は時間多重化を伴なつて動作
する１個のプロセツサによつて製造され得る。多
重化処理の制御に関しては説明しない。乗算回路
２２／１，……，２２／Ｎ，２３／１，……，２
３／Ｐに関しても同様である。第１１図のダイヤグラムは、直交化装置を含む
変形例に於ける信号_tの極−零モデリング回路
１２ｂを示す。第１０図に基いてすでに説明した
回路は同じ参照符号で示される。第１０図の回路１２ａに比較して第１１図の回
路１２ｂの異なる点は、直交化装置２８ａの存在
である。装置２８ａは、入力２８０に信号_tを
受容し、Ｎ個の出力２８１／１，２８１／２，…
…，２８１／ＮにＮ個の直交サンプル1_t、2_t
……N_tを供給し、（Ｎ−１）個の出力２８２／
１，２８２／２，……，２８２／Ｎ−１に相関又
は反射係数R1_t、R2_t、……、Ｒ（Ｎ−１）_tを供給
する。これらの出力は夫々、回路１２ｂの（Ｎ−
１）個の出力１２３／１，１２３／２，……，１
２３／Ｎ−１に接続されており、第７図の回路１
３ｂの（Ｎ−１）個の入力に接続されている。第１１図の回路に於いて、乗算器２２／１，…
…，２２／Ｎ及び遅延回路２９／１，……，２
９／Ｎは、第１０図に関するサンプル_t、……、
ｙ_t-N+1の代りに直交信号1_t、……、N_tを受容
する。第８図の回路１２ｃの変形は、第１１図の回路
１２ｂに於いて、出力１２３／１，……，１２
３／Ｎ−１及び１２０／１，……，１２０／Ｎに
接続する結線を削除することにより得られる。第
９図の回路１２ｄは第１１図の回路１２ｂに於い
て、出力１２５／１，……，１２５／Ｐに接続す
る結線を削除することにより得られる。回路１２
の別の変形は、回路１２に於いて、係数R1_t、…
…、Ｒ（Ｎ−１）_t、A1_t、……、AN_t、B1_t……、
BP_tを供給する出力に接続する結線を削除するこ
とにより得られる。送信機に於いて回路１２ｂ，
１２ｃ（記載の変形）又は１２ｄの１個が使用さ
れるときは受信機に於いて前記の回路の変形を必
ず使用しなければならない。最後に、回路２６と回路２６に接続する結線と
を削除することによつて回路１２ｂの変形が得ら
れる。この場合、回路２０／１，……，２０／
Ｎ，２１／１，……，２１／Ｐの第３入力は、定
信号μの供給回路に接続される。図示の具体例に於ける信号ｐ_t＋ｐ_tは、第
１０図に関して前記に説明した如き法則に従つて
信号_t+1の予測値を計算するためのもう１つの
方法である。違いは、最小自乗を得るために互い
に直交せしむべく回路２８に於いてサンプル_t、
……、_t-N+1の予処理が行なわれることである。
回路２０／１，……，２０／Ｎ，２１／１，…
…，２１／Ｐ又は２２／１，……，２２／Ｎ，２
３／１，……，２３／Ｐに関しては第１０図と同
様である。第１２図は、第６図に示す如き信号y_tの波回
路１３ａのダイヤグラムである。図示のフイルタ
は、サンプル遅延のための（Ｎ−１）個の遅延ラ
イン又は回路３０／１，３０／２，……，３０／
Ｎ−１と、２個の入力を持つＮ個の乗算器３２／
１，３２／２，……，３２／Ｎと、前記乗算器に
接続されたＮ個の入力と回路の出力１３２に接続
された１個の出力１３２とを持つ加算器３４とを
含む。入力１３０／０は信号y_tを受容し、該信号は乗
算回路３２／１の第１入力と遅延回路３０／１の
入力とに供給される。以後、遅延回路３０／Ｎ−
１までは同様の接続が成立している。回路３０／
Ｎ−１はy_t-N+2を受容してy_t-N+1を供給し、この
信号は乗算回路３２／Ｎの第１入力に入る。信号
A1_t、……、AN_tを受容する入力１３０／１，１
３０／２，……，１３０／Ｎは夫々、回路３２／
１，……，３２／Ｎの第２入力に接続されてお
り、該回路の各出力は生成信号A1_ty_t、……、
AN_ty_tを供給する。これらの信号は次に、加算回
路３４のＮ個の対応入力に入り、回路の出力１３
２を形成する出力はpytを供給する。第１３図はe_tの波回路１４を示す。回路は
（ｐ−１）個の１サンプル遅延回路３１／１，…
…，３１／Ｐ−１とＰ個の２入力乗算器３３／
１，３３／２，……，３３／Ｐと、乗算器に接続
されたＰ個の入力を持つ加算器３５とを含んでお
り、前記加算器は出力１４２を有する。入力１４０／０は信号e_tを受容する。該信号は
乗算回路３３／１の第１入力と遅延回路３１／１
の入力とに入る。回路３１／Ｐ−１の入力までは
同様の接続が成立している。回路３１／Ｐ−１は
信号e_t-P+2を受容し、その出力は、回路３３／Ｐ
の第１入力に入る信号e_t-P+1を供給する。回路１
４の入力１４０／１，１４０／２，……，１４
０／Ｐは、回路３３／１，……，３３／Ｐの第２
入力に夫々接続されており、係数B1_t、……、
BP_tを受けとる。該回路の出力は夫々、生成信号
B1_te_tを供給し、これらは加算回路３５の対応入
力に入り、回路１４の出力１４２を形成する回路
３５の出力はpe_tを供給する。図示の具体例に於いて、第１３図の回路１４に
より供給された信号pe_tに加算した第１２図の回
路１３ａにより供給された信号py_tは、再生信号
ｙ_tをモデルすべく調整された極−零予測フイル
タを用いた信号y_t+1の擬似予測値である。第１４図は、直交化装置を含む信号y_tの波回
路１３ｂのダイヤグラムである。第１２図に於い
て示した回路は同じ参照符号で示される。図示の
回路は、格子フイルタ３６を含んでおり、該フイ
ルタは、１個の入力３６０と（Ｎ−１）個の係数
入力３６１／１，３６１／２，……，３６１／Ｎ
−１とＮ個の出力３６２／１，３６２／２，…
…，３６２／Ｎとを有する。回路１３ｂの入力１３０／０は信号y_tを受容し
ており格子回路３６の入力３６０に接続されてい
る。係数R1_t、……、Ｒ（Ｎ−１）_tを受容する別の
入力１３１／１，……，１３１／Ｎ−１は回路３
６の入力３６０／１，……，３６０／Ｎ−１に接
続されている。回路３６の出力３６２／１，…
…，３６２／Ｎは直交サンプルε1_t、……、εN_tを
供給し、乗算回路３２／１，……，３２／Ｎの第
１入力に夫々接続されている。該回路の第２入力
は、夫々が係数A1_t、……、AN_tを受容する回路
１３ｂの入力１３０／１，……，１３０／Ｎに接
続されている。回路３２／１，……，３２／Ｎの
出力は加算回路３４の対応入力に接続されてお
り、回路３４の出力は、回路１３ｂの出力１３２
であり信号py_tを供給する。図示の具体例に於いて、信号y_tを信号py_tに変
換するフイルタは、第１１図に記載の如く信号
_ｔを信号ｐ_tに変換するフイルタに一致する。第１５図は、第１１図の格子フイルタを使用し
た直交化回路２８ａのダイヤグラムを示す。該回
路は（Ｎ−１）個のセル２８５／１，……，２８
５／Ｎ−１を含む。最初のセル及び最後のセルだ
けが詳細に示されており、（Ｎ−２）個のセルは
１番目のセルと同様である。１番目のセルは、２
個の入力と１個の出力とを有する２個の減算器３
７／１，３８／１と、２個の入力３９１／１，３
９２／１と１個の出力３９５／１とを有する係数
の帰納的適応回路３９／１と、２個の入力と１個
の出力とを有する２個の乗算器４０／１及び４
１／１と、１サンプル遅延回路４２／１とを含
む。最後のセル２８５／Ｎ−１は、１個の減算器３
８／Ｎ−１と１個の乗算器４０／Ｎ−１と、１個
の遅延回路４２／Ｎ−１と係数の帰納的適応のた
めの１個の回路３９／Ｎ−１とのみを含む。回路システム２８ａは入力２８０と第１グルー
プのＮ個の出力２８１／１，２８１／２，……，
２８１／Ｎと第２グループの（Ｎ−１）個の出力
２８２／１，２８２／２，……，２８２／Ｎ−１
とを含む。回路２８ａの入力２８０は_tを受容し、信号
ｙ_tは、信号1_tを供給する出力２８１／１と、
遅延回路４２／１の入力と、反射係数の帰納的適
応のための回路３９／１の第１入力３９１／１
と、乗算回路４０／１の第１入力とに入り、前記
入力２８０に於いて信号は1_tで示される。回路
４２／１の出力は信号1_t-1を供給し、この信号
は、回路３９／１の第２入力と、乗算回路４１／
１の第１入力と、減算回路３８／１の第１入力と
に入る。回路３９／１の出力３９５／１は係数
R1_tを供給し、この係数は出力２８２／１と２個
の乗算回路４０／１及び４１／１の第２入力とに
入り、回路４０／１，４１／１の夫々の出力は、
信号1_t及び1_tを供給する。これらの信号は
夫々、回路３８／１及び３７／１の第２入力に入
る。これらの回路の出力は夫々、信号2_t及び2_t
を供給する。回路３８／１の出力は回路の出力２
８１／２に接続されている。回路３７／Ｎ−２，３８／Ｎ−２の出力を除い
た対応する符号の素子に関しては同様の関係が成
立する。回路３７／Ｎ−２及び３８／Ｎ−２は、
夫々、（−１）_t及び（−１）_tで示される信
号を供給する。回路３８／Ｎ−２の出力は回路４
２／Ｎ−１の入力に接続されており、該回路の出
力は信号（−１）_t-1を供給する。該信号は回
路３９／Ｎ−１の第２入力と回路３８／Ｎ−１の
第１入力とに入る。回路３７／Ｎ−２の出力は、
信号（−１）_tを供給し、該信号は、回路３
９／Ｎ−１の第１入力と、回路４０／Ｎ−１の第
１入力とに入る。回路３９／Ｎ−１の出力は係数
Ｒ（Ｎ−１）_tを供給する。該係数は回路２８ａの
出力２８２／Ｎ−１に出現し、回路４０／Ｎ−１
の第２入力に入る。該回路の出力は信号（−
１）_tを供給する。該出力は回路３８／Ｎ−１の第
２入力に接続されており、該回路の出力は信号
εN_tを供給し回路２８ａの出力２８１／Ｎであ
る。図示の具体例に於いて、回路２８ａは全零格子
フイルタとして機能し、その係数R1、……、Ｒ
（Ｎ−１）は下記の如く調整される。（＋１）_t＝_t-o−Ｅ（_t-o／_t、……、_t
_−ｏ＋１）式中、Ｅ（．／．）は最小自乗推定値を示
し、斜棒は“が既知数ならば”を示す。回路３９／１，……，３９／Ｎ−１の具体例が
第１９図に示されている。回路３７／ｎ，３８／ｎ，３９／ｎ，４０／
ｎ，４１／ｎから構成されたセルは、別の回路か
ら構成されてもよく、又は前記の如き回路が並列
に作動できないときは、第一セルの時間多重化に
よつて構成されてもよく、多重化処理の制御は図
示されていない。第１６図は、第１４図に紹介したような反射係
数を受容した直交化回路３６のダイヤグラムを示
す。この回路は第１５図の回路と等しいが、反射
係数が回路に供給されるので反射係数形成回路を
含まない。回路３６は、（Ｎ−１）個のセル３６
５／１，……，３６５／Ｎ−１を含んでおり、
（Ｎ−２）個のセルは第１セルとして等しい。第
１セルは、２個の減算器４３／１，４４／１と２
個の乗算器４５／１，４６／１と１サンプル遅延
回路４７／１とを含む。最後のセル３６５／Ｎ−
１は減算器４４／Ｎ−１と乗算器４５／Ｎ−１と
のみを含む。回路３６は、１個の信号入力３６０と、波に
必要な（Ｎ−１）個の反射係数を受容する１群の
入力３６１／１，３６１／２，……，３６１／Ｎ
−１と、直交サンプルε1_t、ε2_t、……、εN_tを供
給する１群の出力３６２／１，３６２／２，…
…，３６２／Ｎとを有する。回路の入力３６０は信号y_tを受容しており、信
号ε1_tを供給する出力３６２／１と、遅延回路４
７／１の入力とに接続されている。この回路の出
力は信号ε1_t-1を供給し、乗算回路４６／１の第
１入力と、減算回路４４／１の第１入力とに接続
されている。入力３６０は更に、減算回路４３／
１の第１入力と乗算回路４５／１の第１入力とに
接続されており、該入力は入力信号η1_tを受容す
る。回路３６の入力３６１／１は２個の回路４
５／１，４６／１の夫々の第２入力に接続されて
おり、これらの回路の出力は夫々、信号εη1_t及び
ηε1_tを供給し、２個の回路４４／１及び４３／１
の夫々の第２入力に接続されている。回路４４／
１は信号ε2_tを供給し、該信号は回路の出力３６
２／２に供給される。回路４４／Ｎ−２及び４
３／Ｎ−２を除いて以後同様の接続が成立する。
回路４４／Ｎ−２の出力は、回路の出力３６２／
Ｎ−１に入る信号ε（Ｎ−１）_tを供給し、回路４
７／Ｎ−１の入力に接続されている。該回路の出
力は信号ε（Ｎ−１）_t-1を供給し、該信号は減算
回路４４／Ｎ−１の第１入力に接続されている。
回路４３／Ｎ−２の出力は信号η（Ｎ−１）_tを供
給し、回路４５／Ｎ−１の第１入力に接続されて
いる。該回路の第２入力はＲ（Ｎ−１）_tを受容す
る入力３６１／Ｎ−１に接続されている。回路４
５／Ｎ−１の出力は信号εη（Ｎ−１）_tを供給し、
回路４４／Ｎ−１の第２入力に接続されており、
該回路の出力は信号εN_tを供給し、該信号は回路
の出力３６２／Ｎに入る。図示の具施例に於いて、回路３６は、回路２８
ａによつて得られたフイルタと同じ伝達関数に相
応する格子フイルタを構成する。回路４３／ｎ，
４４／ｎ，４５／ｎ，４６／ｎから構成された各
セルの形成に関して前記フイルタに基いてなされ
た説明は、ここでも通用する。例えば第１７図は、第１０図及び第１１図のパ
ラメータ計算回路２０／１，……，２０／Ｎ，２
１／１，……，２１／Ｐの可能な任意の具体例の
概略図である。図示の回路は、３個の入力と１個の出力とを持
つ乗算器４８と、２個の入力と１サンプル遅延回
路５０を介して入力の１個にループ状に接続され
た１個の出力とを持つ加算器４９とを含む。回路
は３個の入力２１１，２１２，２１３と１個の出
力２１４とを有する。第１入力２１１は信号x_tを受容する。該信号
は、第１０図の場合の信号_t又は第１１図の場
合の信号y_t又は双方の場合の遅延信号_tであ
る。第２入力２１２は信号_tを受容する。回路
４８の最初の２入力は_t及びe_tを受容し、第３
入力は、回路の第３入力２１３から信号μ_tを受容
する。回路４８の出力は信号△A_tを供給する。
加算器４９は出力２１４に信号A_tを供給する。
回路５０はクロツクＨにより読取動作を実行し、
出力に遅延信号A_t-1を供給する。図示の具体例に於いて、回路は計算A_t＝A_t-1
＋μ_tx_t _tを実行する。利得μは定数又は第１０図
及び第１１図に於いて紹介された回路２６により
計算された値である。パラメータの計算を行なう
ために公知のタイプの別の変形を使用することも
可能であり、例えば下記の帰納法を使用し得る。 A_t＝A_t-1＋μsign（x_t）sign（_t）これらの式に於いては、先立つランクの係数か
ら所定のランクの係数を決定し得るので、波パ
ラメータの計算が帰納的又は連続的な性質を持つ
ことが理解される。第１８図は、第１０図及び第１１図で紹介した
利得計算回路の具体例の概略図である（回路２
６）。回路はＫ個の入力（ＫはＮ＋Ｐに等しい、第１
０図及び１１図参照）２６１／１，２６１／２，
……，２６１／Ｋと１個の出力２６０とを有する
る。回路は二乗の値を得るためのＫ個の回路５
１／１，５１／２，……，５１／Ｋと、Ｋ個の信
号入力と２個の制御入力５２１，５２２と１個の
出力２５３とを持つ代数回路５２と、２個の入力
５３１，５３２と出力５３３とを持ち第１入力が
出力５２３に接続された加算器５３と１サンプル
遅延回路５４とを含む。回路の入力は二乗されるために回路５１／１，
……５１／Ｋに夫々入る信号z1_t、……、zK_tを受
容し、回路５１／１，……，５１／Ｋの夫々の出
力は信号z1² _t、……、zK² _tを供給し、これらの信
号は、代数回路５２の対応入力に入る。後者の入
力５２１は定信号μを受容し、入力５２２はクロ
ツクＨによる読取動作を行なう遅延回路５４から
信号μ_t-1を受容する。回路５２の出力５２３は信
号△μ_tを供給し、該信号は加算回路５３の第１入
力５３１に入る。この回路の第２入力５３２は回
路５４の出力に接続されている。加算器の出力５
３３は信号μ_tを供給し、該信号は回路２６の出力
２６０及び回路５４の入力に入る。図示の具体例に於いて、回路５２は、下記の計
算を行なう。 △μ_t＝μ〔z1² _t＋……＋zN² _t−μ_t-1〕これは、利得計算回路２６の場合の計算 μ_t＝μ_t-1−μ（μ_t-1−_N 〓¹ zn² _t）に相応する。最後に第１９図は、第１５図で紹介した反射係
数計算回路３９／１，……，３９／Ｎ−１の１個
の可能な構造の１例を示すダイヤグラムである。回路３９は２個の入力３９１，３９２と１個の
出力３９５とを有しており、下記の素子を含む。 −４個の入力５５１，５５２，５５３，５５４と
１個の出力５５５とを持つ第１の代数計算回路
５５と、２個の入力５６１，５６２と出力５６
３とを有しており第１入力が出力５５５に接続
されており出力５６３が第１遅延回路５７を通
つて入力５６２にループ状に接続されている加
算器５６と、 −３個の入力５８１，５８２，５８３と１個の出
力５８４とを有する第２の代数計算回路５８
と、２個の入力５９１，５９２と出力５９３と
を有しており、第１入力が出力５８４に接続さ
れており出力５９３が第２遅延回路６０を通つ
て入力５９２にループ状に接続されている第２
加算器５９と、 −３個の入力６１１，６１２，６１３と１個の出
力６１４とを有する第３の代数計算回路６１
と、２個の入力６２１，６２２と１個の出力６
２３とを有しており第１入力が出力６１４に接
続されており出力６２３が第３遅延回路６３を
通つて入力６２２にループ状に接続されている
第３の加算器６２と、 −２個の入力６４１，６４２と出力６４３とを有
しており第１入力が加算器５９の出力５９３に
接続され第２入力が加算器６２の出力６２３に
接続されている第４加算器６４と、 −２個の入力６５１，６５２と出力６４３とを有
しており第１入力が加算器５６の出力５６３に
接続されており第２入力が加算器６４の出力６
４３に接続されている除算器６５。第１５図に於いて使用した符号に従うと、回路
の第１入力３９１は信号_tを受容し、第２入力
は信号_t-1を受容する。これらの信号は、代数
計算回路５５の対応する入力５５１，５５２に入
り、回路５５の入力５５３は定信号τを受容し、
入力５５４は信号_t-1を、Ｈによつて作動する
回路５７の出力から受容する。回路５５の出力５
５５は信号△_tを供給し、該信号は加算器５６
の第１入力５６１に入る。加算器５６の出力５６
３は信号_tを供給し、該信号は１方で除算器６
５の第１入力６５１（分子）に供給され、他方で
レジスタ５７の入力に入り、レジスタ５７の出力
は回路５６の第２入力５６２に入る信号_t-1を
供給する。入力３９１は更に、代数計算回路５８の入力５
８１に接続されている。該回路の入力５８２は定
信号τを受容する。第３入力５８３は、Ｈにより
作動するレジスタ６０から信号Ｅ² _t-1を受容す
る。回路５８の出力５８４は信号△² _tを供給し、
該信号は加算器５９の第１入力５９１に入る。加
算器５９の出力５９３は１方で加算器６４の第１
入力６４１に信号Ｅ² _tを供給し、他方でレジス
タ６０の入力に該信号を供給する。レジスタ６０
の出力は、回路５９の第２入力５９２に信号Ｅ
² _t-1を供給する。入力３９２は更に、代数計算回
路６１の入力６１１に接続されており、該回路の
入力６１２は定信号τを受容し、入力６１３は、
Ｈによつて作動する回路６３から信号Ｅ² _t-2を
受容する。回路６１の出力６１４は信号△² _t-1
を供給し、該信号は加算器６２の第１入力６２１
に入る。該加算器の出力６２３は信号Ｅ² _t-1を
供給し、該信号は一方で加算器６４の第２入力６
４２に入り、他方でレジスタ６３の入力に入る。
該レジスタの出力は、前記信号Ｅ² _t-2を供給し、
該信号は回路６２の第２入力６２２に入る。回路
６４の出力６４３は信号den_tを供給し、該信号は
除算器６５の第２入力６５２（分母）に入る。該
除算器６５の出力６５３は、反射係数計算回路の
出力３９５に入る信号R_tを供給する。図示の具体例に於いて回路５５は下記の計算を
行なう。 △εη_t＝τ（２_t _t-1−Ｅ_t-1）従つて、信号Ｅ_tは、指数関数的に減少する
メモリを伴なつた信号と_t-1との交差共分散
（crossed covariance）の２倍の帰納的
（recursive）推定量である。回路５８，６１は
夫々、下記の計算を行なう。 △² _t＝τ（（_t）²−Ｅ² _t-1）及び △² _t-1＝τ（² _t-1−Eε² _t-2）従つて、信号Ｅ² _tとＥ² _t-1とは、往チヤネル
（信号_t）及び戻りチヤネル（信号_t-1）の夫々
のパワーの帰納的推定量である。最後に、R_tは
次式に等しい理論的反射係数の帰納的推定量であ
る。ここでＥは数学的期待値（mathematical
expectation）を示す。この具体例は、１例として示されただけであ
り、別の帰納的推定量の使用が可能である。これ
に関しては、前出のフランス特許出願を参照され
たい。

【図面の簡単な説明】

第１図は、公知の適応量子化処理方法を使用し
たシステムのコード化回路、第２図は該システム
の復号化回路、第３図は量子化雑音の整形が極−
零波により得られる本発明の第１具体例の説明
図、第４図は該整形が全零波により得られる本
発明の第２具体例の説明図、第５図は全極波に
より得られる本発明の第３具体例の説明図、第６
図は本発明の量子化雑音の極−零波による整形
が直交化を伴なわずに行なわれる極−零適応予測
回路の第１具体例、第７図は該整形が直交化を伴
なつて行なわれる極−零適応予測回路の第２具体
例の説明図、第８図は本発明による量子化雑音の
全零波による整形を伴なう極−零適応予測回路
の具体例のブロツク図、第９図は本発明による量
子化雑音の全極波による整形を伴なう極−零適
応予測回路の具体例のブロツク図、第１０図は直
交化回路を持たない復元信号_tの極−零モデリ
ング回路の具体例のブロツク図、第１１図は直交
回路を持つ該モデリング回路の具体例のブロツク
図、第１２図は直交化装置を含まない信号y_tの
波回路、第１３図は信号e_tの波回路、第１４図
は直交化装置を含むy_tの波回路、第１５図は復
元信号_tの直交化のための適応格子波回路の
ブロツク図、第１６図は信号y_tの格子波回路の
ブロツク図、第１７図は極−零フイルタのパラメ
ータの従来の帰納的調整回路のブロツク図、第１
８図は第１７図の回路で使用された帰納的算法の
従来の利得適応回路のブロツク図、第１９図は格
子フイルタの係数の適応のための従来の回路のブ
ロツク図である。１……代数減算器、２……演算ユニツト、３…
…コード化回路、４……復号化−量子化回路、５
……演算ユニツト、６……レジスタ、７……代数
加算器、８……適応予測回路、９……レジスタ、
１２，１３，１４……波回路、１５，１６……
代数回路、１７，２４，２５……加算器、１８，
１９，３０，３１……遅延回路、２０，２１……
パラメータ計算回路、２２，２３，３２，３３…
…乗算器、２６……利得計算回路、２８……直交
化回路、３６……フイルタ、３７，３８……減算
回路、３９……係数帰納的適応回路、５１……二
乗回路、６５……除算器。

Claims

【特許請求の範囲】１ｔをサンプリング時点として、コード化すべ
き信号y_tのサンプルと前記信号の予測信号_tと
の間のエラー信号e_tを形成させ、エラー信号e_tを
量子化し、次に量子化信号のコード化を実行し、
量子化又はコード化信号から復元エラー信号_t
を形成させ、_tに予測信号_tを加算して復元信
号_tを形成させる段階を含んでおり、前記予測
信号_tが２個の直線波処理によつて復元信号
ｙ_t及び_tから形成されるべく構成されており、
前記直線波処理は、(イ)_tのＮ個の連続サンプ
ル即ち_t、_t-1、……、_t-N+1に関係しており、
これらのサンプル（又は誘導されたサンプル）の
夫々に係数A1_t、A2_t、……、AN_tを乗算し、得
られた積を加算して予測信号ｐ_tを得る第１処
理と、(ロ)_tのＰ個の連続サンプル即ち_t、_t-
_１、……、_t-P+1に関係しており、これらのサン
プルの夫々に係数B1_t、B2_t、……、BP_tを乗算
し、得られた積を加算して予測信号ｐ_tを得る
第２処理と、から成り、エラー信号_tの平均パ
ワーを最小にすべく係数A1_t、……、AN_t及び
B1_t、……、BP_tは各時点ｔで逐次的に調整され
るべく構成された適応予測差分PCM型コード化
方法に於いて、方法が更に、少くとも１つの処理
の実行によつて信号y_t上の量子化雑音（即ちΔy_t
＝_t−y_t）のスペクトルを復元信号_tのスペク
トルに相似にすることから成る量子化雑音スペク
トルの整形段階を含んでおり、前記の少くとも１
つの処理とは、 (a) 信号y_tの直線波処理であり、この段階は、
y_tのＮ個の連続サンプル即ちy_t、y_t-1、……、
y_t-N+1を使用し、これらのサンプル（又は誘導
サンプル）に前記係数A1_t、A2_t、……、AN_t
に等しいＮ個の係数を乗算し、次に得られた積
を加算して波された信号py_tを供給し、次に
前記信号py_tと_tの波により先に得られた信
号ｐ_tとに基いてγ_ARpy_t＋（１−γ_AR）ｐ_t
〔式中、γ_ARは０と１との間（両端置を含む）の
調整自在な係数である〕に等しい信号PAR_tを
得る段階から成る、 (b) 未量子化エラー信号e_tの波処理であり、こ
の処理は、未量子化エラー信号e_tのＰ個の連続
サンプル、即ちe_t、e_t-1、……、e_t-P+1に、夫々
が前記係数B1_t、B2_t、……、BP_tに等しいＰ個
の係数を乗算し、得られた積を加算して波さ
れた信号pe_tを供給し、次に前記信号pe_tと、前
記_tの波により先に得られた信号ｐ_tとに
基いてγ_MApe_t＋（１−γ_MA）ｐ_tに等しい信号 _p
MA_t〔式中、γ_MAは０と１との間（両端値を含
む）の調整自在な係数であり、γ_ARとγ_MAとは同
時に０にならない〕を得る段階から成る、とを含んでおり、前記の処理(a)、(b)に続いて信号
pAR_tとpMA_tとを加算し、得られた和を１サン
プリング時間遅延させて前記予測信号_tを与え
ることを特徴とする適応予測差分PCM型コード
化方法。２ −_tの波処理以前に、帰納的に調整され
る（Ｎ−１）個の係数R1_t、R2_t、……、Ｒ（Ｎ
−１）_tを持つ格子フイルタにより_tのＮ個の
連続サンプルの直交化を実行し、前記予処理に
よつて、前記サンプルの誘導値たるＮ個の直交
サンプル1_t、2_t、……、N_tを供給し、前
記直交サンプルに前記係数A1_t、A2_t、……、
AN_tを乗算する段階と、 −y_tの波処理以前に、y_tのＮ個の連続サンプル
に関する直交化処理を実行し、前記直交化が前
記係数R1_t、R2_t、……、Ｒ（Ｎ−１）_tに等しい
（Ｎ−１）個の係数を使用して行なわれ、該予
処理によつて前記サンプルの誘導値たるＮ個の
直交サンプルε1_t、ε2_t、……、εN_tを供給し、
前記直交サンプルに係数A1_t、A2_t……AN_tを
乗算する段階と、を含むことを特徴とする特許請求の範囲第１項に
記載の方法。３コード化すべき信号y_tのサンプル及び予測信
号_tを夫々受容する２個の入力（ｔは標本化時
間）とエラー信号e_tを供給する１個の出力とを有
する減算器と、エラー信号e_tの量子化装置と、量
子化信号のコーダと、量子化又はコード化信号か
ら復元エラー信号_tを形成し得る回路と、復元
エラー信号及び予測信号_tを夫々受容する２個
の入力と復元信号_tを供給する１個の出力とを
有する加算器と、復元信号_t及び_tを受容し前
記予測信号_tを供給する予測装置とを含んでお
り、前記予測装置が２個の直線フイルタを含んで
おり、−第１フイルタは復元信号_tに作用し且つ
係数A1_t、A2_t、……、AN_tを形成するＮ個の回
路と、夫々が、波すべき_tのＮ個の連続サン
プル、即ち_t、_t-1、……、_t-N+1（又は誘導
サンプル）と前記のＮ個の係数を受容する２個の
入力を持つ第１グループのＮ個の乗算器と、第１
グループのＮ個の乗算器に接続されたＮ個の入力
と予測信号ｐ_tを供給する１個の出力とを有す
る加算器とを含んでおり、−第２フイルタは、Ｐ
個の係数B1_t、B2_t、……、BP_tを形成するＰ個の
回路と、_tのＰ個の連続サンプル、即ち、_t、
ｅ_t-1、……、_t-P+1及び前記のＰ個の係数を
夫々受容する２個の入力を有する第２グループの
Ｐ個の乗算器と、第２グループのＰ個の乗算器に
接続されたＰ個の入力と予測信号ｐ_tを供給す
る１個の出力とを有する加算器とを含んでおり、
前記の２個のフイルタが、エラー信号_tの平均
パワーを最小にすべく各時点ｔで係数A1_t、…
…、AN_tとB1_t、……、BP_tとを逐次的に調整す
る手段を含む型の特許請求の範囲第１項に記載の
方法を実行するための適応予測差分PCM型コー
ド化装置に於いて、予測装置が、y_tの上の量子化
雑音（即ちΔy_t＝_t−y_t）のスペクトルを復元信
号_tのスペクトルに相似に配置することによつ
て量子化雑音のスペクトルを整形する手段を含ん
でおり、前記手段が、下記の素子、即ち (A) 下記の回路の少くとも１個、 (a) −y_tのＮ個の連続サンプル即ちy_t、y_t-1、
y_t-N+1（又は誘導サンプル）及び_tに作用
する予測装置の第１フイルタに於いて標本
化された前記の係数A1_t、A2_t、……、
AN_tに夫々等しいＮ個の係数を夫々受容す
る２個の入力を持つ第１グループのＮ個の
乗算器と、第１グループのＮ個の乗算器に
接続されたＮ個の入力と波信号py_tを供
給する出力とを持つ加算回路と、 −２個の入力を有しており、１個の入力がy_t
のフイルタの出力に接続されて信号py_tを
受容しており、別の入力が_tのフイルタ
の出力に接続されて信号ｐ_tを受容して
おり、出力に、 γ_ARpy_t＋（１−γ_AR）ｐ_t 〔式中、γ_ARは０と１（両端値を含む）との
間の調整自在な係数〕に等しい信号pAR_tを供給する第１の代数
回路と、から構成された第１回路、 (b) −２個の入力を有しており各入力がe_tのＰ
個の連続サンプル即ちe_t、e_t-1、……、
e_t-P+1及び_tに作用する予測装置の第２フ
イルタに於いて標本化された前記係数
B1_t、B2_t、……、BP_tに等しいＰ個の係数
を夫々受容している第２グループのＰ個の
乗算器と、第２グループのＰ個の乗算器に
接続されたＰ個の入力を有する加算器と、
を含む未量子化エラー信号e_tのフイルタ
と、 −２個の入力を有しており、１個の入力がe_t
のフイルタの出力に接続されて信号pe_tを
受容し、別の入力が_tのフイルタの出力
に接続されて信号ｐ_tを受容しており、
出力に、 γ_MApe_t＋（１−γ_MA）ｐ_t 〔式中、γ_MAは０と１（両端値を含む）との
間で調整自在な係数であり、係数γ_MAとγ_AR
とは同時に０にならない〕に等しい信号pMA_tを供給する第２の代数
回路と、から構成された第２回路、 (B) 第１及び第２の代数回路の出力に接続された
２個の入力と信号pAR_t＋pMA_tを供給する出
力とを有する加算器、 (C) 加算器の出力に接続された入力と前記予測信
号_tを供給する出力とを有しており、１標本
化周期の遅延を持つ回路、を含むことを特徴とする特許請求の範囲第１項に
記載の方法を実行するための適応予測差分PCM
型のコード装置。４ −_tに作用する予測装置の第１フイルタの
手前に、Ｎ個の連続サンプル_t、_t-1……_t
_−Ｎ＋１を直交化するための第１直交化回路２８ａ
が配置されており、前記回路は、帰納的に調整
される（Ｎ−１）個の係数R1_t、R2_t、……、
Ｒ（Ｎ−１）_tを持つ格子フイルタを含んでおり、
且つ、前記サンプルの誘導値を構成し_tのフ
イルタのＮ個の乗算器２２／１，２２／２，…
…，２２／Ｎの入力に入るＮ個の直交サンプル
ε1_t、2_t、……、N_tを供給するＮ個の出力２
８１／１，２８１／２，……，２８１／Ｎを有
しており、 −y_tのフイルタの手前にも、y_tのＮ個の連続サン
プル即ちy_t、y_t-1、……、y_t-N+1と_tに作用す
る第１フイルタの直交化回路２８ａに於いて標
本化された（Ｎ−１）個の係数R1_t、R2_t、…
…、Ｒ（Ｎ−１）_tとを受容する格子フイルタを
持つ第２の直交化回路３６が配置されており、
前記第２回路は、前記サンプルの誘導値を構成
しy_tのフイルタのＮ個の乗算器３２／１，３
２／２，……３２／Ｎの入力に入るＮ個の直交
信号ε1_t、ε2_t、……、εN_tを供給するＮ個の出
力３６２／１，３６２／２，……，３６２／Ｎ
を有することを特徴とする特許請求の範囲第３
項に記載の装置。