JPS6339495A

JPS6339495A - Ac motor drive

Info

Publication number: JPS6339495A
Application number: JP61179115A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-07-30
Filing date: 1986-07-30
Publication date: 1988-02-19
Also published as: JPH0413959B2

Abstract

PURPOSE:To set an input power factor of power source always to 1 and decrease generation of high frequency by using an uncirculating current type cycloconverter, a circulating current type cycloconverter and a phase-advancing capacitor. CONSTITUTION:An output terminal of an uncirculating current type cycloconverter CC-1 is connected to a power transformer MTR via AC reactors LSR, LSS and LST. Said terminal of a circulating current type cycloconverter CC-2 is connected to an AC motor M. Input side terminals of said two cycloconverters are connected to a high-frequency phase-advancing capacitor CAP. An electric current supplied from an AC power is controlled by the uncirculating current type cycloconverter CC-1 so that a voltage peak value of the phase-advancing capacitor CAP is set to an almost constant value. The circulating current type cycloconverter CC-2 performs its control to supply a variable voltage, variable frequency power to the AC motor M.

Description

[Detailed description of the invention]

［発明の目的］（産業上の利用分野）本弁明は、鉄鋼１■延機、水道ポンプあるい（よ１−ン
ネル刊気用ブロア簀に利用８れる１％速人容ｉ１の交流
電！ｌＪ機駆動装置に関１Ｊる。（従来の技術）電動（頂は大きく分Ｃプて、直流電動機と交流電動機が
ある。曲名はトルクリップルか小８く、制御性能に優れ
、取扱い易いという刊＋’ｔ、ｔかあり、広い分野で利
用されてさた。しかし、ブラシ・ｊゝ）整流子の保守に
手間かかかり、高速化１５人大容化に１（ｌ（度かある
ため、最近では交流可変速電動機に置き換えられる傾向
にある。交流電動機の代表的なものは、誘導電動機と同期電１１
１ＪＥｌである。ぞの他にリラクタンスモーフやヒス７
リシス［−夕等があるが、適用分野はかなり限られてい
る。同期電動機の逆起電力を利用してザイリスタインバータ
を自然転流させるものは無整流子電動機として一般に知
られている。この無整流子電動機は自然転流であるため
、大容量化が容易で制御性能も直流機に近似しており、
種々の分野に適用されでさている。しかし、界磁極を必
要とするため、電動機本体が大きくなり、また自然転流
の限界か−）のＩｌｉ’ｌ約にＪ：り過負荷耐Φが小さ
い等の欠点を有りる。誘うり電動機、１４にかご形誘導電動ぼはその栴造か筒
中て、堅牢て取扱い易い利点を有する。反面、自励イン
バータか必要とｆＣｒす、当該変換器からの制約がある
。最近、１〜ランジスタやグートターンオフサイリ自励イ
ンパークに用いられるようになってとＮだ。特に、パルス幅変調制御Ｉ（ＰＷＭ）インハーク（よ電
動機に正弦波電流を供給でさるため、１−ルクリップル
が小さく、低騒音の交流可変速電動機を）構成できる。また、制御法どして（はＶ　、／　ｆ−−一定制御、す
べり周波数制御あるいはベク（−ル制御ａｌｌ　客の技
術が確立してｄｉす、直流機なカの持着が１ｉＩられる
ことも知られている。また、交流電源の電Ｊｉを利用し−（自然転流さｌる代
表例として１ノイクｒ：Ｉ　］ンバータがある。このサ
イクロ−コンバータは正弦波電流を化１１Ｉｌ幾に供給
づることができ、自然転流であるため人’ｆｆ帛化が容
易である等の利息を有りるａ　’１！１に最近′（は受
電端の人力力率を常に１に制９１１する照２１）電力補
（６形υイクロコンバータ（特公昭５９、、−１　’Ｉ
　９８８ｆシ）が注目を集めている。（発明が解決しようどづる問題貞）上記従来の交流電＠ＪＲ駆！ＩＪ装［ｄは各々の長所を
活かし、種々の分野に利用されている。しかしながら、大容量で高速の電動機を駆動する装置Ｎ
どなると、［記従来技Ｍｊでは容易に達成することが（
さないのが現状である。 ′？ｌなわち、リイク［−］＝１ンバークは自然転流で
あるため、人容４Ｂ　イヒが容易に図れるが、出力周波
数か低く、心、連化が図れない。また、自動インパーク
はｌ−ランジスタやグー１−ターンオフサイリスク！：
りの自己間弧素子を必要とし、装量が高価になるため、
人′６吊化がガしい等の問題がある。」刀こ、無整流子電動ｂ１は自然転流であるため人容量
化が可１１して、高速化も比較的容易であるが、電動問
白イホが後絹で人形になり、かつ矩形波電流か電機子を
線に供給されるため、トルクリップルか人３い′；ｑの
問題がある。さらに始動時の転流問題や過ｔ′Ｊ４７ｒ
耐吊笠にも問題が残る。一方、電動機の大官ａ化に伴ない、電源側に発生づ−る
前動電力や高調波の影響も無視できなくなる。１（（動
電力の変動は電源系統電圧の変動をきたし、同一系統に
接続された電気機器に種々の悪影響４及ぽη−０Ｊ、た
、にも調波電流はテレビやラジオあるいは通信線に誘導
障害をひき起こし、特に変換器によって発生づる第３．
第５．第７次の高調波は除去しにくいものとしてさられ
れている、。無効電力補償形リイク［に］コンバータ　’１！ｉ公昭
５９−１４９８８＠等）は受電端の入力力率を常に１に
保持できる電力変換器と（）て、−１旨妃無効？ｉ力の
問題を解決する有力な手段であるか、出力周波数に依存
覆る高調波電流が入力端に現われるため、その対策に苦
慮し４１１プれは４ｆらない。さらに、最近では交直電力変換器とアクーｉイツフィル
タの機能を合わせ６つ電力変換装置（特開昭５９−、６
１　／１７５月等）も発表されており、１１１１記自励
インバータ＋誘＞グミ１ｆ、ＩＪ　ｌ幾の駅間と組合Ｕ
゛た交流電動機駆ｔｌ＋装置がン」１」されている。この方式は、入力電流が電源電圧と同相の正弦波に制御
されるため、高調波か少なく、入力力率を常に１に保持
てきる等の刊ｊ１°ａ　合イー＋りる反面、変換器はト
ランジスタヤ）ゲートターンＡノリイリスタ等の自己消
弧素子て構成し／Ｊ　ＣＪればならず、大容量化がガし
く、経演性に九を持つ欠点がある。 −〇　　− 本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、部用
の電源周波数（５０１−１ｚまたは６０Ｈｚ＞に対しで
、交流電動群（誘導電動機、同期電動機、リラクタンス
−し一タ′−″ｉｉ）に０−数百１−ＩＺの正弦波電流
を・供給し、かつ電源の入力力率が常に１で高調波が少
ない高速大官吊の交流電動機駆動装置を提（Ｊじり−る
ことを目的どり−る。１問題点を解決覆るだめの手段］上記のｌ」的を達成するために、本発明は交流電源と、
該交流電源に電源トランスを介して出力ｆｌｌｌｌ端子
を接続した非循環電流式→ノイクロコンバークと、該非
循環電流式サイクロコンバータの入力側端子に接続され
た進相コンチン勺と、該進相コンデンリに絶縁１−ラン
スを介して入力側端子を接続した循環電流式→ノーイク
ロコンバータと、当該循環電流式りイク［］二Ｊンバー
夕の出力側端子に接続された交流電動機とから構成され
、前記進相コンテ゛ンリの電１丁波高値か（まは一定値
になるように前記交流電源から供給される電流を前記非
循環電流式リイク「ド」ンバータによって、電源電圧と
同相（入力力率＝−１＞の正弦波（高調波成分が小）に
１ＩＩｌＩ１１］シ、かつ前記ｉ１ｍ電流式ＩＪ　−１
”／　ＩＩ　ｌ　ンハ−’、Ｊによって前記交流型ｔ）
Ｊ　ＭＷに可変電月可変周波数の電力を供給づるように
制御ｊ１１′７することを″（Ｊ■徴どしたちのである
。（作用）すなわち、実循環電流式すイク［ココンハータは、交流
電源（５０ｌ−Ｉ　Ｚよたは６０　Ｈｉの一定周波数）
と進相コンデンリ（例えば５００１１ｚの一定周波数）
との間で電力変換を行うしの（゛、当該進相コンチン骨
少に印加される電１「飴が[Purpose of the invention] (Field of industrial application) This defense is directed to the production of an alternating current electric current of 1% speed, which is used for steel rolling mills, water pumps, and blower basins. 1J related to machine drive devices. (Conventional technology) Electric (The top is broadly divided into C type, and there are DC motors and AC motors.The name of the song is Torque Ripple or 8th grade, and it is a publication that has excellent control performance and is easy to handle. There are 't' and 't', and it is used in a wide range of fields. However, maintenance of the brush commutator is time-consuming, and recently it has become difficult to increase the speed and increase the capacity by 15 people. There is a tendency to be replaced by AC variable speed motors. Typical AC motors are induction motors and synchronous motors.
It is 1JEl. Besides that, there are Reluctance Smorph and Hiss 7.
There are other methods such as lysis, but the field of application is quite limited. A motor that uses the back electromotive force of a synchronous motor to naturally commutate a Zyristor inverter is generally known as a commutatorless motor. Since this non-commutator motor uses natural commutation, it is easy to increase the capacity and its control performance is similar to that of a DC motor.
It has been applied to various fields. However, since a field pole is required, the motor body becomes large, and there are drawbacks such as a low overload resistance Φ due to the limit of natural commutation. The induction electric motor 14 has the advantage of being robust and easy to handle due to its cylindrical structure. On the other hand, it requires a self-excited inverter, and there are restrictions from the converter concerned. Recently, it has been used for self-excited imparks such as 1 to 1 transistors and turn-off circuits. In particular, it is possible to configure a pulse width modulation control I (PWM) in-hake (AC variable speed motor with small 1-leak ripple and low noise because a sinusoidal current is supplied to the motor). In addition, depending on the control method (V, / f--constant control, slip frequency control, or vector control), the control method (V, / f--constant control, slip frequency control, or vector control) may be used. In addition, there is a cyclo-converter that utilizes the electric current of an AC power source and supplies a sinusoidal current to 11Il as a typical example of natural commutation. Since it is a natural commutation, it has the advantage of being easy to integrate into a human power system. ) Electric power supplement (6 type υ microconverter (Special Publick Publication No. 59, -1 'I
988f) is attracting attention. (The problem that invention can solve) The above conventional AC electric power @ JR drive! IJ devices are used in a variety of fields, taking advantage of their respective strengths. However, the device N that drives a large-capacity, high-speed electric motor
In other words, [the conventional technique Mj can easily achieve (
The current situation is that it does not. ′? In other words, reik [-] = 1 nbark is a natural commutation, so it is easy to achieve a human figure of 4B, but the output frequency is low and it is difficult to achieve a connection. Also, automatic impark is l-rangister and goo 1-turn off sirisku! :
Since it requires several self-arc elements and is expensive to load,
There are problems such as difficulty in hanging people. Since the non-commutated electric B1 is a natural commutation, it is possible to increase the capacity and increase the speed relatively easily. Since the current or armature is supplied to the line, there is a problem of torque ripple. In addition, commutation problems at startup and excessive t'J47r
Problems also remain with hanging hats. On the other hand, as electric motors become more compact, the effects of pre-motive force and harmonics generated on the power supply side cannot be ignored. 1 ((Fluctuations in the dynamic force cause fluctuations in the power system voltage, which has various negative effects on electrical equipment connected to the same system. Also, harmonic currents can cause harmonic currents in televisions, radios, and communication lines. The 3.
Fifth. The 7th harmonic is said to be difficult to remove. Reactive power compensation type converter '1! i Kosho 59-14988@, etc.) is a power converter that can always maintain the input power factor at the receiving end at 1 (), so -1 is invalid? This is an effective means of solving the problem of i-power, but since harmonic currents that depend on the output frequency appear at the input terminal, it is difficult to countermeasures against this problem, and the 411 pull does not exceed 4f. Furthermore, recently, six power conversion devices (Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 59-1989, 6
1/17 May, etc.) have also been announced, and 1111 self-excited inverter + induction > Gummy 1F, IJ l number of stations and union U
The AC motor driven TL+ device was turned on. In this method, the input current is controlled to a sine wave that is in phase with the power supply voltage, so there are few harmonics and the input power factor is always maintained at 1.On the other hand, the converter It must be constructed with a self-turn-off element such as a transistor or gate turn A resistor/JCJ, which has the disadvantage of being difficult to increase the capacity and having poor performance performance. -〇- The present invention has been made in view of the above-mentioned problems. We propose a high-speed large-scale AC motor drive device that supplies a sine wave current of 0 to several hundred 1-IZ to 1.Means for solving and overcoming the problems] In order to achieve the above objective, the present invention provides an AC power supply and
A non-circulating current type cycloconverter whose output full terminal is connected to the AC power supply via a power transformer, a phase advance converter connected to the input side terminal of the non-circulating current type cycloconverter, and a phase advance condenser connected to the input side terminal of the non-circulating current type cycloconverter. It consists of a circulating current type → no-cycle converter whose input side terminal is connected via an insulation lance, and an AC motor connected to the output side terminal of the circulating current type converter. The non-circulating current type leak converter converts the current supplied from the alternating current power supply so that the voltage peak value (input power factor = − 1> sine wave (with small harmonic components), 1IIlI11], and the i1m current formula IJ -1
"/ II l Nha-', said AC type t) by J.
This is the control to supply variable frequency electric power to the J MW. (50l-I Z Yota or 60 Hi constant frequency)
and phase-leading condenser (for example, constant frequency of 50011z)
Power conversion is performed between the

【よＧｌ一定になるように前
記交流電源から供給される電流を制御している。このど
き、該電源からの供給電流が電源電圧と同相の正弦波に
なるように制ネ１１リ−ることにより、人力力率か常に
１どイ１す、高調波成分の少ない電流とすることがてき
る３゜また、循環電流式リイク１１−’ｌンハータＬ１．　＋ｉ
ｆ＋記進相コンデンリと交流電動群どの間で電力☆操を
１１うちので、進相二Ｊンｊン４）の周波＞ｋ　！、ｉ
　００　Ｉｆ　ｚに対して、交流電動機の電機１巻線に
は、ｆ’）　−ヘ−５００１−１７程庶の周波数の正弦
波電流を供給づることかて３る。このとさ、進相＝１ンテンリは２台のサイクロコンバー
タに対して進み無効電力源となるもので、イの周波数（
十−記５００　ｌ−Ｉ　Ｚ　）は２台のサイクロ−１ン
バークの遅れ無効電力と上記進相コン７ンサの進み無効
電力どが等しくなるように決定される。逆に鳳えば、外部の正弦波梵振器（周波数５００１−１
　ｚ　）によりコンバータの位相制御基準信号を与える
ことにより、当該弁振器の周波数及び位相に、曲記進相
コンア′ン→ノ電圧の周波数及び位相が一致−りるよう
に循環電流式リーイクロコンバータの循環電流か流れる
。このＪ、うにしＵ　Ｍ＋立した進相コンデンサ電圧にＪ
、り両すイク［に１ンバータは自然転流動作だ【プで電
力変換を−行うことかてき、しかも、交流電源の周波数
！ｊ　ＯＬｌ　ｙ　（又は６０Ｈｚ＞に対して、交流電
動（幾には０〜数白Ｈｚの正弦波電流を供給することが
てきる。（実施例）第１図は、本発明の交流電動機駆動装置の実施例を示す
構成図である。図中、Ｒ，Ｓ、Ｔ−は３相交流電源の受電端子、ＭＷＲ
は電源１−ランス、ＣＣ１はノ１ｑｖｉ環電流代サイク
ロコンバータ、ＣＡ［）は△結線あるいは沃結線された
高周波３　＋ｆｌ　′）１Ｌ４１’ｌ　Ｉ’ｌンフンリ
、−１−１で、。ＴＲ，ＴＲ，は絶縁トランス、ＣＣ−２１Ｊ、循環電流
式ザイクロコンパータ、Ｍは交流電動機（３相かご形誘
４電動機）である、３非循環電流式→ノイクロニｌンハータＣＣ−１１；Ｉｌ
、同相、Ｓ相、■４毎に構成され、各々の出力端子は交
流リアクトルＬｌ−，ｌ−を介して、宙ＳＲ’　　５Ｓ
Ｓｒ源トランスＶＴＲに接続されている１゜同相のリイクロ
：ｌンバータ（，１、止）！Ｔ−１ンハータＳＰＲ，負
酊＝］ンバータＳ　Ｎ　Ｒ−（゛＋角成されている３、
同様に、Ｓ相のり一イクロ］ンバークはｉＴＩ　ｆ：Ｙ
”ｌンハータ５ｌ）Ｓ、負群Ｔ１ンバーク、”３　Ｎ　
Ｓ　（、Ｊた一］（１１のザイクロ：ｊンバーク（ま正
ｆｌＹ　ｌンハーク５３１）ｉど負群コンバータＳ　Ｎ
　Ｔ　Ｃ４Ｍ成されている。１また、循環電流式リイク
１−１１ンハータ００−２はＵ相、ｖｎ］、ｗ桁毎に構
成され、各々の出力端子は交流電０機Ｍの電機子巻線に
接続されいる。Ｕ相すイクＤ　ｌンバータは正群コンバータ３１）Ｕ、
負群コンバータ５ＮＩＪおよび直流リアク１〜ル’−、
Ｌｏｕ２から＠成され、当該２つのコ０（ＪｌンバータＳＰＵ、ＳＮＵは絶縁トランスＴＲＵにＪ、り
入力側で絶縁されている。同様にＶ相すイクロコンバータは正群コンバータ５ｐｖ
１負群］ンバータＳＮＶ及び直流リアク１−ルＬ、ｌ−
６ｖ２で構成され、またＷ相ザイクＶ１０コンバータは正群コンバータＳＰＷ、負群コンバーク
Ｓ　Ｎ　Ｗ及び直流リアク１〜ルＬ　　　、ＬＯＩＩ１
１０ＩＩ１２て構成され、各々の」ンバータは絶縁］・ランスＴＲ，
ＴＲ，により、入力側で絶縁されている。 ■ ＣＣ−１及びＣ（、−２の入力側端子は前記高周波進相
１ンデン→）ＣＡ　Ｐに接続されているまた、制御回路
どじて雷＠機に直結された回転パルス光（１器ＰＧ、電
流検出用変流器ＣＴＲ。ＣＴ　　、ＣＴ’　　、ＣＴ　　、ＣＴｖ、ＣＴＩＡ、
電圧ＴＵ検出用変成器１−）ＴＳ　、　ＰＴＣＡＰ　、、整流回
路Ｃ１電御回路ＡＣＲ１、ＡＣＲ２、位相制御回路Ｐ　
ＨＣ、Ｐ　ＨＣ２が用意されている。非循環電流式゛リイクロ］ンバータＣＣ−１は高周波進
相コンデンサＣＡＰに印加８れる３相交流電圧ｖ、、ｖ
ｂ、ｖｏの波ｉ！′ｌＩ値Ｖ。ａｌ］がほぼ一定になる
ように、３相交流電源から供給される電流１’、Ｉ、Ｉ
、を制６１１−ｊる。１Ｓまた、循環電流式リイク［ロタ１ンバータＣＣ−２は、
前記高周波進４（Ｊ］コンチン）ＣＡＰを３相電几源と
し、誘導電動機Ｍに可変電圧可変周波数の３相交流電力
を供給づる。それど同１１．７にＣＣ２に流れる循環電
流は、前記進相ｒ」ンｊ′ンリＣΔＰに印加される電圧
の周波数と位相を外部からｔうえられた３相基準電圧の
周波数と位相に一致さ氾るように自動的に調整される。以下、その詳細な動作説明を行う。まず、進相−コンテン１．．１ＣＡＰの電圧Ｖ、Ｖｈ。Ｖｏを確立させるための起動動作を説明覆る。３相交流電源のＲ，Ｓ、Ｔ相の電圧は次式のにうに表わ
せる。ただし、■、□は電圧波高値、ω。・＝２πｆ　は電源角周波数とする。 δ Ｖ、−１７ｓｎｌ−ｓｉｎ　　（ω、ｔ　）　　　　　
　−（１）Ｖ　３−’　Ｖ　５ｆｆｌ−３Ｉｎ　（ω、
トレー　ｎ／３　）−（２）Ｖ　Ｉ”’　Ｖ　Ｓ　ｆｌ
ｌ’　Ｓ　ｌ　ｎ　　（ωｓ　Ｔ　＋　２π／　３　）
　・（３）当該電源の周波数１．に対して、サイクロコ
ンバータＣＣ−１の入ツノ側（進相コンデンサ側）の周
波数”ｃａｐか十分高いものとすれば、ある微少局間の
間、上記電源電圧Ｖ、、Ｖ８．Ｖ、を直流ミノＴに首き
換えることができる。第２図はＲ４１，Ｉリイク［１コンバータの正群コンバ
ータＳ　Ｉ）　Ｒを介して進相＝】ンテンーリＣＡＰに
充電さｒする４ｉＳ　Ｊ’を表わしたちので、サイリス
タＳ２と＄４に点弧パルスが与えられた場合を示す。充電電流Ｉｎは１つのルートとしてＶＲ＋→Ｌ　−＋Ｓ
　→Ｃ１ｂ−）Ｓ２−→ＶＲ−の経路を流れ、もう１つ
のルートとじては■Ｒ＋→’ＳＲ→Ｓ４→Ｃ→Ｃ−１Ｓ
　→■Ｒ−の経路を流れる。このｃａ　　　　ｂｃ　　
　　２結果、進相＝１ンデンザＣには電圧■　−十■Ｒｂａ　
　　　　　　　　　Ｃａか印加され、進相＝１ンデンザＣｂＣには電圧■ｂＣ−
−（１／２）Ｖ　Ｒが　、　　ま　’／＝　　Ｃｏａ（
こ　１よｆｆｉ　ＪＥＥｉ　　Ｖ　ｏａ＝−（１／’２
）ＶＲが各々１−１ノ加８れる。次にリーイリスタＳ３に点弧パルスが′ｉえられると、
サイリスタＳ　には二」ンテン−１すＣ１１゜の電Ｌ「
が印加され、Ｓ２はターン、（７する。このｖｉ宋、Ｖ
　　＝＋　（１／２）Ｖ、＜、　Ｖｔ１ｃ＝＋　（”ｌ
／’２）ｂＶ　　、Ｖ　　−−ＶＲに充電きれる。Ｒｃａその次に勺イリスタＳ５に点弧パルスが与えられ、サイ
リスタＳ　がターンＡフし、Ｖａゎ一−（１／２）ＶＲ
，Ｖ、Ｃ＝十Ｖ、、、Ｖ、−−（１／２）Ｖ□に充電８
れる。第３図は第２図の４ノイリスタＳ　　−Ｓ６の点弧モー
ドとコンチン→ノＣの印加電圧■ａ−ｂ及び相ｂ電圧Ｖ　の基板波との関係を示Ｊ。電圧■　　はリアクトル’−３ｌ＋を介して充電され−
ｂるため、破線の如く除々に立上る。その時間を２δとし
た場合、■ａ−ｂの基本波成分はδだ【プＲれる。相電
圧■８は線間電圧Ｖａ−ｂに対して（π／６）ラジアン
だＧプ位相が）ぼれる。点弧モードと相電圧Ｖａを比較づるとわかるように］ン
バータＳＮＲの起動時の位相制御角α、Ｒは αＰＲ−π−δ〈ラジアン）　　　　　・・・（４）と
４１つでいる。δはあまり大きくないので、近似的には
αＰｌ＋−１８０’で運転されていることになる。このどきのコンバータＳＰＲの出力電圧ＶＰＲはｙ、、
、１＜−ｙ　　　　−ｃｏｓ　　αｐＨくＯ・・・（５
）ＰＲｃａｐとなつ（電源電１＋■Ｒとつり合っている。たたし、ｋ
は比例定数、Ｖｃａｐはコンデンサの相電圧波高賄と覆
る３゜しかしこのままては進相コンテ′ンサＣＡＰには、当該
電源電圧Ｖ１以−トの電圧は充電されない。イこて、点弧位相角αＰＲを９０°の方向に少しヂらし
てやる。゛づると、（５）式で示される出力型１「Ｖ　
　が減少し、Ｖ　　＞−ＶＰＲとなる。この結果、ｐＨ
１１充電電流Ｉ　が増大し、コンデンナ雷圧Ｖ。８．をｊｌ
’ｌ大さｔ！−、Ｖ　　＝−ＶＰ、（となって落ち着く
。このとき、■　は零となっている。ざらにＶ。ａｐを
増加さｌたいときは、位相角αＰＲをざらに９０’の　
１５一方向にずらし、出力電圧ＶＩｌｌを減少さけるＣどにＪ
：り達成できる。α　−９’Ｏ°てはＶ　Ｐ、、　−＝
、　０　　どｐＨなり、理論的には電ｄ（；電［Ｖ　、がごくわザかな値
でもコンデンサ電斤Ｖ。ａ、を人さなｆｌｎに充電する
ことができる。しかし、実際に（よ回路損失があるため
、その分の電力供給は必要不可欠のものどなる。電源電圧ＶＲが変動覆る場合には−「記１１７４１１角
αＰＲをそれに応じて変えてやれば、コンγンリ電圧Ｖ
　　をほぼ一定値に保つことができる。ｃａｐ以上は電源電圧ＶＲが正の場合を例にとって説明したが
、■［（が負のｌｔｆロ二４１つだときに（よ、＄３　
ｆｉＹコンバータＳＮＲを通じて］ンデンリＣＡＩ）を
充電することができる。また、Ｒ，Ｓ、Ｔ相を同時に運’ｈ＋　シた場合には、
動作がやや複雑になるが、同様に進相二１ンフンリＣΔ
Ｐを充電−づることか可１）シＣある。次に、このＪ、うにしで確立された進相−１ンＪンサＣ
Ａ　Ｉ）の電圧Ｖ、Ｖｂ、Ｖｏか、第１図のイスｌ桁制
御回路１）ＨＣｌ　、ｐＨ２に一１ｊえられる３相２１
　　ゎ９．Ｃの周波数と位相に一致ＨＩｔンＩＩ：１ｌ
ＬＬｅ、ｅりることを説明り゛る。第４図は「（相１ノイクロ］ンバータの正群コンバータ
Ｓ　Ｐ　Ｒど進相コンデンサＣＡＰ及び循Ｍ電流代すイ
ク［］二］ンバータＣ（、−２のＵ相分を示した；９価
回路図である。たたし、絶縁トランス丁Ｒ６は省いてい
る。非循環電流式リイクロ］ンバータＣＣ−１の位相制御’
１１回路１）　ｌ−Ｉ　Ｃ１及び循環電流式サイクロコ
ンバータＣＣ−２の位相制御回路Ｐ　ｌ−Ｉ　０２はと
もに外ｉｉｊ　ｈ＋　ｒうの３相４ｔ￥電圧ｅ　　、ｅ
　　、ｅ　　によつｂｃて位相制御される。非循環電流式サイクロコンバータＣＣ−１は進４０二１
ンランリＣＡＰに印加される電圧Ｖａ、Ｖｂ。 ■　の波高１１ｒｉＶｏａ、かほぼ一定になるように制
御しＣいる。これに対し循環電流式リーイクロコンバータＣＣ−、２
は、交流電動ＩＭに電流１．１ｖ。１ｏを供給覆ると同時に、前記進相コンデンサＣΔ１）
に印加８れた電圧Ｖａ、Ｖｂ、ＶＣの周波数と位相が前
記位相制御回路１）　ｌ−Ｉ　Ｃ１，ｌ）　ｌ−Ｉ　Ｃ
２へ入力される３相阜準電１■（＞　　、　Ｃ，（３の
周ａ　　　ｂ　　　ｃ波数と位相に一致するＪ、うにＣＣ２の循環電流を調整
する。ここてはＵ相のりイクロゴｌンバークを例にとっ
て動作説明を行う。Ｕ相の正群コンバータ３１）Ｕの出力電圧ＶｐＨと負群
コンバータＳＮＵの出力型Ｊ−，１：　Ｖ　Ｎ　１１は
直流リアクトルＬ　　　、Ｌ　　　の中間タップ貞で省
しくつり合っている。当該出力”ＶＰＩＩ、ＶＮｉｌは
各々のコンバータの制御位相角をαＰ１１．αＮｌｌと
１．た場合、次式のようになる。ＶＰＵ　＝　ｋ　−ＶＣａｐ−ｃｏｓαｐｕ　　　　　
”’（Ｇ）ＶＮｌｌ””　’　”　Ｖｃａｐ　’　ＣＯ
”αＮＵ　　　　’・・（７）たたし、Ｋは比例定数、
Ｖｃａｐは進＋Ｉｌｌンフ′ンサＣＡＰに印加される電
Ｌ「の波高値である。従って、当該ηｉｌＪ　ＩＩＩ位相角”ＰＬＩ、αＮＵ
の間に１．艮、次の関係式が成り立つ。 αＮＵ＝　１８０°−αｐＨ・・・（）１）第５図はα
　−４５６，αＮ１１＝　１８０６４！１１６　　・ｐ
Ｈ１３５°として３相基準電Ｌ［ｅａ　、ｅｂ　、ａｃに
対する正群及び負群コンバータの点弧℃−ドを示したし
のである。仮に、進相：１ン７゛ンリＣＡＰに印加された電圧の周
波数が低Ｆ　Ｌ、ｉｌ線の如＜ｖ　　’＋Ｖｂ”Ｖどと
なった場合を省える。各ゴ１ンバータの点弧パルスは信号ｅ、ｅｂ。Ｃを基？ｐ−にして決定されるため、当該基準電圧ｅ　
　、ｅ　　、ｅ　　に対する位相は変わらない。ａ　　　ｂ　　　Ｃしかし、実際の進相コンデンサＣＡＰに印加さ？１だ電
！］−Ｖａ’、Ｖｂ’、Ｖ　　’に対する制御位相角ａ
　　’、α’は変化し’　ｃＸＰＩ’　”ＰＵ’ＰＩ　
　　　Ｎｌ＋ α　”くαＮＵとなる。ｔｌこの結果、（６）式で示される正群コンバータ５Ｉ）Ｉ
Ｊの出力電圧ＶＰＵは増大し、また（７）式で示される
負群て１ンバータＳ　Ｐ　Ｕの出力電圧ＶＮＵは減少覆
る。従つ−ＣＵ相すイクロコンバータの循環電流が増大
し、当該入力側（進相コンデンサ側）の）イれ無効電力
を」（１加さける。第６図はサイクロコンバータの入力側の１相分の等価回
路を表わしたもので、サイクロコンパ−タｃｃ−ｉ及び
ＣＧ−２はＲれ電流をとる可変インタクタンス’−ｃｃ
に置き換えられる。この１ｒ１１路の共振周波数ｆ。ａ
、は次式のように！ｊえられる。ｒｏａ、＝１／＜２πｎ’Ｃｃ　ａ　ｐ　）　　・・・
（！Ｊ　）循環電流が増大ザることは、、’ｊ（＋ｌｌ
＋インタクタンスＬ。わが減少覆ることに等しく、１：
配回？皮故ｆ　　は増大し、ｖ　　’、ｖ　　’、ｖ　
　’の周波Ｃａｐ　　　　　　　８　　　１１　　　　
Ｃ数ｆ　　は基準電１１［ｅ、ｅ、ｅ　　の周波数ｃａ
ｐ　　　　　　　ａ　　　ｂ　　　ｃｔ　に近ずく。同様に１゛〉■　　どなった揚台には、循環電ｃａｐ　
　　　　　ｃ流が減少し、Ｌ　が人きく　＜’Ｋ　’：）でや（より
１゛。。ｌｌ’ｌ　−”−Ｃｆ　どなって落ち着く。進相コンデンサＣＡＩ）の電圧の位（１」か占ｔ？す７
５月。の位相よりぼれた場合には、」記１’　　　＜Ｉ−とＣ
ｉｌ　ｐ　　　Ｃなったときと同様に循環電流か増加し、［。、１．を高
めて進相二１ンテンリＣΔ［）の電圧位相を進める。逆に進相コンデンサＣＡ　Ｆ）の電圧位相が基準電圧よ
り進／υだ場合には１記（’＞１　　どなったＣ１１ｐ
　　　　　　Ｃときと同様に循環電流が減少し、進相：１ンブン４ノＣ
Δ１）の電圧位相をｉイらせる。このようにして進相−
］ンテンリＣＡＩ）の電圧ｖ、ｖｂ、ｖｏは基７１１電
圧ｅ、ｅｂ、ｅ　　と同一周波数、同位相とａ　　　　
　　　　　　　　　　ＣなるＪ、うに楯ｊζ°１雷流の大きさが自動的に調整さ
れることになる。基準′電圧をｅ　　−５ｉｎ　　（ω−ｔ　）　　　　　　、（１０
）ａ　　　　　　　　　　　　　Ｃｅｌ）−ｓｉｎ　　（ω。−ｔ　−２π／　３　）　・
（１１）ｃ−ｓｉｎ（ω　・ｔ＋２π／３）・・・（１
２）Ｃどした場合、進相コンデン＋ｊＣＡＰの電圧はＶ−Ｖ　
　　−ｓｉｎ　　（ω・ｔ）　　　　−（１３）ａ　　
　　６叩　　　　　　　　ＣＶ　　＝Ｖ　　　−５ｉｎ　　（ω−ｔ　−２π／３）
１１　　　Ｃａｐ　　　　　　Ｃ・・・（１４）ｙ　　＝Ｖ　　　−５ｉｎ　（ω−ｔ　＋２ｙｒ／３）
ｃ　　　　　　ｃａｐ　　　　　　　　　　　ｃ・・・
（１５）たたし、ω　−２πｆｃとなる。次に第１図にもどって、上記進相コンデンサＣＡＰの電
柱波高１１１１■　　　を一定に制御する動作Ｃａρ 説明を行う。第７図は第１図のサイクロコンバータＣＣ−１の制御回
路を詳しく表わしたもので、１１図のルリ御回路と対応
ざ氾るど次のＪ、うに４Ｉる、１まず、第１図の電圧量
ｔｉ１１回路Ａ　Ｖ　Ｆ＜は第７図の電圧設定器ＶＲ，
比較器Ｃ６及び霜月制用１補憤回路Ｇｃ（Ｓ）からなる
。また、次の電流制御＋＋回路八へＲ１及びイ０相制ｆｉ
１１回路ＰＨＣ１はＲ，Ｓ、１４１毎に構成され、ｆｆ
１７図のＲ桁制御回路Ｒ−ＣＯＮＴ、Ｓ相制御回路５−
ＣＯＮＴ、Ｔ桁制御回路−１−−−ＣＯＮ　１−からな
る。Ｒ桁制御回路Ｒ−ＣＯＮＴは乗粋器Ｍ　ｌ−、、比較器
Ｃ、電流制ｔＩｌ補償回路Ｇ１１（Ｓ）　、反転回路Ｉ
ＮＶ　　、位相制御回路門−目）１１．　Ｉ）　ｌ−Ｉ
　Ｎ　、　、アナログスイッチＡＳＰＲ，ＡＳＮＲ，シ
ュ１ミツ１回路ＳＨＲ，モノマルチ回路ＭＭＲ，論Ｊ！
１回路ＬＯＲとて構成されている。Ｓ相及びＴ相の制御回路ム同様に構成されている。第７図の基準電圧光牛器Ｏｓｃは、第１図のそれに対応
する。まず、進相］ンデン→ＪＣＡ　ｌ）の電圧を変成器１）
−■−で検出し、当該３相電圧を整流器りによりａｐ・）Ｃ整流りる。これによって、進相コンデンサＣＡ　
Ｐの電ＩＸ波高値Ｖ　　が検出され、比較器ａｐｃｏに人力される。また、電圧設定器ＶＲから電圧指令値Ｖ。ａ、″を出力
し、比較器Ｃ６によって上記検出値Ｖ。ａ。と比較器る。′Ｊ該偏差ε　−ｖ　　　’−ｖ　　　は
：ｃ　　　　　　ｃａｐ　　　　　　　ｃａｐ次の電Ｌ
１１制ｆｉ１１補償回路Ｇ。（Ｓ）に入力され、積分あ
るいは比例増幅される。ここでは説明を簡単にＪるため
、Ｇ（Ｓ）−Ｋ。とじて比例増幅だ（ブとづる。制御補
償回路Ｇ　　（Ｓ）の出力Ｉ、ｌＩｌは電源から供給さ
れる電流１　　、Ｉ　　、Ｔ　　の波高値指令ＲＳ　　
　Ｔどなるしので、Ｒ，Ｓ、Ｔ相の各制御回路の乗算器Ｍ　
ｌ−〜Ｍ１ｓに入力される。一方、電源電圧ｖ、ｖ８．ｖ１を変成器Ｐｌ−によって
検出し、当該波高値Ｖ３１１１の逆数侶覆ることによっ
て次の３相中位正弦波ψ８．ψＳ。 ψｌを求める。 φ　−（ＶＲ／Ｖ、１７１＞＝Ｓ附ω、・ｔ）・・・（
１６）［（ φＳ　　＝　　（ＶＳ　／Ｖｓ１ｎ）　　＝ｓｉｎ（ω
ｓ　　・ｔ　　−２π／３）・・・（１７） φ　−（Ｖ、　／Ｖ３１．ｌｌ）　＝＝ｓｉｎ（Ｇ３・
ｔ　−＋　２　＊／３　）■ ・・・（１８）この３相中位正弦波φ［（、φ８．φ１を−ｌ’−Ｆｉ
１４乗粋器ＭＬＲ，ＭＬ３．ＭＬ、に入力し、前記波高
値Ｉ３□と掛（プ算を行う３、ぞのＷ１床か電源から供
給される電流の指令値１　　’、Ｉ　　”、＋１”とな
Ｓる。１　　　　″　＝］ｓ　■　・　ｓｉｎ　　　（ａ＞　
　　　・　ｔ）　　　　　　　　　　　　　−［９）Ｒ
ｓ１　　’＝ＩｓＩＩｌ−ｓｉｎ　　（ω・ｔ−２ｙｒ／
３）・（２０）Ｓ　　　　　　　　　　ｓ１　　’＝Ｉｓｍ−ｓｉｎ　（ω・ｔ＋２ｙｒ／３）−
１２１）Ｔ　　　　　　　　　　ｓＲ相の電流ＩＲは次のＪ、うに制御される１゜変流器Ｃ
１−ＲによりＲ４１−１電流１［（を検出し、比較器Ｃ
Ｒに入カリ−る。比較器Ｃ１１１，：Ｊ、つ（上記指令
値に１　　″と検出（ｔ＋’＋　Ｉ　、、を比較し、偏
Ｘε　・・ＩＩ ■　１′−ＩＲを求める。当該１１５　；イーε　を電
流制御ｌｌＲＲ補償回路ＧＲ（Ｓ）に入力し、比例」１１幅をイーｊう
。ぞの比例定数をＫ　ど−リ−ると、補償回路Ｇ、、ｉ
８１の出力信＠Ｋ　、ε　は１つはイのＪ、ン”　Ｖ（
ＸＩ’ｌｌ・−ＲＫＲ／εＲとして正群コンバータＳ　ｌ）　Ｒの（ｆｆ
相制−２／Ｉ　　− ■回路Ｐ　ｌ−Ｉ　ＣＲに入力され、もう１つは反転回
路ＩＮＶＲを介してＶａ　ＮＲ−−ＫＲ・ε１として負
群コンバータＳＮＲの位相制御回路Ｐ　Ｉ−Ｉ　Ｎ　Ｒ
に入力８れる。位相制御回路Ｐ　ｌ−（Ｐ　　〜ＰＨＮＲは公知の手法
にＪ：る・６のて、３相基準電圧発生器Ｏ３゜からの出
力信号ｃ、ｅｂ、ｅｏと前記位相制御入力電圧ｖａＰＩ
＋、■ｃｙＮＲを比較し、その交差点から点弧パルス信
号を得る。ザなわち、位相制御回路Ｐ　ｌ−（１）　Ｒに位相制御
入力端子ＶｃＸＰＲを入力すると、制御位相角α、Ｒは
、α　−ＣＯ５−１（ｋ　、−Ｖ　ａ　Ｐ　Ｒ）　　　
　・・・（２２）Ｒとなる。たたし、ｋｃ２は比例定数である。これを占さイ１おすと、ｃｏｓαＰＩＩ−ｋａ　”　（２ＰＲ・・−（２３）の
関係がある。コンバータＳＰＲの出力電圧ＶＰＲはＶＩ’Ｒ＝にＶｃａｐ　”　００”　（ｘＰＲの関係が
あり、Ｖ　ｐＢ（Ｖ　、　ＰＲとなる。負群コンバータＳＮＲも同様にＶＮＲＶａＮＨの関係が
ある。一方、前記Ｒ相電流指令１ｌｒｊＩ′はシーＪミツｌ−
回路３ｌ−ＩＲに入力され、ぞの１２１−１９［１ス点
て立する矩形波信０Ｓ０１に変換される。１当該矩形波信号ＳＧ１はしノンルチ回路Ｍへ４Ｒに入力
され、信号Ｓ　Ｇ　ｉのＸ’ｌ−Ｊ−り及び岩−１・り
て１ｌｉＶ間Ｔまた（ブ′１″となるパルス信Ｆ３ＳＧ
２を４′する。次の論理回路ＬＣＲは手記イｒ；　ｒ′、Ｓ　Ｇ　１ど
ＳＧ２を使って次の論理積出力ＳＧ３．ＳＧ、４勺える
。Ｓ　Ｇ　３＝　Ｓ　Ｇ　１　　・ＳＧ２　　　　・・・
（２４）ＳＧ　　＝ＳＧ１　・ＳＧ２　　　　・・（２
！ｉ）以上の関係を第８図に示（）。信号Ｓ０３が“１″のどさ、第７図の）′ノ１１クスイ
ッヂＡＳＩ）、をΔンシ、’ｉ”　　ｈ　４ｒ−４号ｔ
　＋「ｎＹ　−’ンバータＳ　Ｐ　Ｒに与える。また、信号ＳＧ４が“１″のどき、第７図のアナログス
イッチＡＳＮＲをオンし、ケー１〜１１）を負群コンバ
ータＳ　Ｎ　Ｒに与える。従って、Ｒ相電流指令１　′が正の値のどき（，１、正
群コンバータＳ　Ｐ　ＲかＶ）作し、負群コンバータＳ
　Ｎ　Ｒｆ；Ｌ体止づる。逆にＩ　′が負の値のときは
ＲｔＭ　ｉｆ’　］ンバータＳ　Ｎ　Ｒが動作し、正群コ
ンバータＳ　Ｐ　Ｒは休止する。また、Ｉ”が正から９
に、あるいは負から正に変るとさは時間Ｔ１の間両コン
バータ共に休止し、循環電流が流れないようにしている
。！、’＞０Ｌｆ）場合を例にとって説明する。Ｒ相電流指令Ｉ　′が実電流ＩＲより人きくなっｌζ揚
揚台ε　−Ｉ　−ＩＲは正の値となり、Ｒ制御補償回路ＧＲ（Ｓ）を介して位相制御入力信号Ｖｃ
ｙｐＨをｊＢ）加さＵる。故に正群コンバータＳＰＲの
出力電圧Ｖ　が増大し、Ｒ相電流ＩＲを増加さＲＵ、Ｉ＝＝−１″となるＪ、うに制御される。１（［（逆にｌ　　Ｍ　＜　ｌ　　’＠どなった場合、偏差εＲ
はＲ（′！の１１ａとなり、制御補償回路Ｇ、（Ｓ）を介し
てＶｃＸ１□を減少さける。故にＳＰＲの出力電圧ＶＰ
Ｒか減少し、［く相電流ｒＲを減らす。やはり、ＩＲ−
１１′どなって落ら者く。このようにＲ相電流Ｉ　はその指令値夏　０にＲＲ従って正弦波状に制御される。１’＜Ｏとなった場合には負れＹ　＝１ンバータＳＮＲ
にＪ、ってやはり、Ｉ’＝＝、ｌ’ど４ｒるＪ、うＩｔ
　　　ＩＩに制御される。第８図の上記正群Ｅ１ンバータＳ　Ｐ　Ｒ及び負ｉＹ、
　：：］ンバータＳＮＲの出力電流波形Ｉ　　、Ｉ　　
を−（れＰＲＮｌｌそれ示づ。電流ＩＲが正から負にあるいは負から正に切
り変わるとき、両コンバータ共に動作を休止するため、
休止期間Ｔ１が冗牛する。Ｓ相及びＴ相の電流及び１．１１ム同様にして制御され
る。さて、このようにＲ１［、Ｓ相、〜ｒ　４（Ｊの電流（
Ｊイの指令値ｒ　’、Ｔ　　”、ｌ　　１′に一致する
。Ｊ、）Ｒ８丁に制御されるが、当該指令値は電源型ＩＬ　Ｖ　ｎ　。ｖ’、ｖ、と同相の正弦波になっている。すなわち、入力力率は常に１で、高調波成分かきわめて
少ない運転が可能どなるわ（プである。次に進相コンデンサＣΔＰの電灯波高１１ｆｉ　Ｖ　（
：　ａ　ｐの制御動作を説明づ−る。 ■　　“〉■　　となった揚台、偏差ε、ｃ−ｃａｐ　
　　　　　　ｃａｐｖｃａｐ　’　−Ｖｃａｐは正の値となり、電流波高値
指’Ｎ　Ｉ　Ｓｍ＝　’ｆ：、　　、　ε０も正の値ど
なって増加する。故に電源各４０の入力端子１１，１．も増ｔｓ人し、次式で示される有効電力ＰＳが電源から供給され
る。［）　−１・Ｖ−１・Ｖ　　＋Ｉ　　−Ｖ■ｓ　　　１
１　　　ＩＩ　　　Ｓ　　　Ｓ　　　Ｔ３／′２・Ｖ　
　−１・・・（２６）ｓｍ　　　　　Ｓ１１たたし、ＶＳｉｎは電圧波高値、Ｉｓｍは電流波高値ど
りる。このＷ１床、エネルギーＰ、・ｔが電源から進相−Ｊン
ｊンリＣＡＰに供給され、（１／’２）Ｃｏａ。 ■　　　どして蓄えられる。故に電圧Ｖ。ａｐが増ａｐ人し、最終的にｖ　　　−、ｖ　　　’となって落ち肴
Ｃａｐ　　　　　　Ｃａｐく。逆にｖ　　　”Ｖｃａｐとなったｊ閉合、偏差εｃａｐ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　（は負の値どなり、電流波高値指令Ｉ　
も負の値とＴ１１４【る。故に、進相］ンデンーリＣＡＰに蓄えられた−
［ネルギー（１，、ｚ’　２　）　ＣＶ　　　　がＰｓ
−ｔｃａｐ　　　　ｃａｐどなって電源に回生される。従って、電圧ＶＣａｐか減
少し、やはりｖ　　　＝、ｖ　　　′となるようにＣａ
　ｐ　　　　　　Ｃａ　ｐ制御される。このとき電源の各相の電流ＪＲ。１　　、Ｉ　　は各々電源型１−ｉ−ＶＲ，Ｖｓ、Ｖ、
、ｔこス・１８丁して逆相の正弦波に制御１１され、１″）はり、人））
力率−１を保持づることかてさる。以上のように、非循環電流リイ／７０ニ１ンバークＣＣ
−１は進相コンテンリＣＡ　Ｐの電１丁波高値■　　が
その指令値Ｖ　　′に一致づるＪ、うに電Ｃａｐ　　　
　　　　　Ｃａｐ源から供給される電流１　．１　．１　　を制御゛すＳ
Ｔるもので、当該電流の指令顧Ｉ　、ＩＳ′。Ｉ　′を電源電圧と同相（又は逆相）の正弦波で■ 与えることにより、入力力率を１ｉ′（こ１に１呆持す
ることができる。また、このとき、進（■：］ンｊンリーＣＡＩ）の電圧
の周波数と位相が、外部発振器Ｏによって！ｊえＣられる３相基？？−電圧信号ｅ、ｅ、、、ｅＣの周波数
と位相に一致するように循環電流循環電流ｊ℃サイクロ
コンバータＣＣ、−２の調整されることｌ；Ｌ　ｌｉり
に説明した通りである。次に循環電流式υイク１−１」ンハークＣＣ−２によっ
て交流型ｆｆ１Ｊｔへ供給づる電流を開切１りる動作説
明を行う。第９図は第１図の循環電流式→ノイクロ：ＪンバークＣ
Ｃ２のｌ１ｉｌ制御回路の具体的実施例を示す栴成図で
ある。第１図の制御回路と対応さけると次のようになる
。Ｊ、ず、第１図の速度制御回路ＳＰＣは第９図の比較器
Ｃ、速度制御補償回路Ｇ、　（Ｓ）　、励磁電左設定器
ＦＸ、演粋回路ＣＡＬ　−′−ＣＡＬ３．３相正弦波パ
ターン光牛器ＰＴＧから構成される。；１だ、電流制御回路ＡＣＲ２及び位相制御回路Ｐ　Ｎ
　０２は、（Ｊ相、■相、Ｗ桁毎に設けられ、各々Ｕ相
制御回路Ｕ−ＣＯＮＴ、Ｖ相制御回路Ｖ−ＣＯＮＴ及び
Ｗ相制都回路Ｗ−ＣＯＮＴとなっている３゜Ｕ　［１制御１１回路Ｕ−ＣＯＮ丁は乗紳器ＭＬＵ、比
較器ＣＵ、電流制６７］補償回路Ｇυ（Ｓ）、反転回路
ＩＮＶ　　及び位相制御回路ＰＩ−ＩＰＵ、Ｐｉ−ＩＮ
Ｕから構成されている。当該位相制御回路ＰＨＰＵ及び
ｌ’１−ＩＮ、Ｇよ外部光１１Ｍ器Ｏｓｃからの３相基
準電圧ｃ　　、ｅ　　、ｅ　　に阜ついて制御されるこ
とは前ａ　　　ｂ　　　ｃ（こ　）小　ベ　ノこ　。＝　　　　３１　　　− Ｖ相及びＷ相の制御回路Ｖ−ＣＯＮ　１及びＷ−ＣＯＮ
　Ｔ　シ同様に構成されている３゜まず、ＩＪ　＋ｌＩ
電流ＩＵの制御動作を説明りる。乗粋器Ｍｌ、は、電流波高Ｉｔ（！　Ｊｉｉ令ＩＩ−□
ど中位ｉＩ正弦波−５ｉｎ（（ω十ω’　）　−ｔ　−
＋−０’　］ｕ　　　　　　　　　　ｒ　　　　　　ｓ
　、Ｏｒを掛は合わせてＵ相負佃電流の指令値１″召！
ｊ）Ｊえる。変流器ＣＴ、によってＵ相電流ＩＵを検出し、比較器Ｃ
Ｕに入力覆る。比較器ＣＩＪはに記指令値Ｉ　′と検出
値ＩＵを比較し、ぞの幅差εに＋　”１　　′′−，１
，を次の電流制ａ補憤回路Ｇ、　（Ｓ）に与える。Ｇ　
　（Ｓ）は当該偏汗ε１１を比例１１１幅（１１４率を
ＫＵとりる）し、１つ（Ｊ、−ぞのよＪ：　ｊｌ訂ｌン
ハータｓｐｕの位相制ｔｌ１１回路門ＩＩ）、にＶ。１
ＩＵ＝に１　・εＵとして与える。Ｊ、た０う１つは反
転回路ＩＮＶＵを介し”　”　ａ　Ｉ’ｌｌ’−’　”
　ｕ　　’　εＩｆどし′ＣＧ２　Ｊ！ＹコンバータＳ
ＮＵの１）′ｌ相制１１１１回路１）ＩＩ　Ｎ　、、に
１ノえる。故に、正群及び負群コンバータのｊ１１力電Ｄ−Ｖ　ｐ
ｕ及びＶＮＵは次式のＪ、うになる、１ＶＰＵ”　ｋ”　Ｖｃａｐ　”　００”　’ＰＵ−ｋｏ
　・　Ｖ　　　　・　＼１ｃａｐ　　　　　αＰｕ・−に゛　・■　　　・　Ｋ　　・　ε　　　　　・・
・（２７）ｃａｐ　　　　　ＩＪ　　　　　１１ＶＮＩＩ＝’−に′Ｖｃａｐ　”　００ＳｃＸＮＵ＝−
ｋ’　　・　■　　　　・　ＶＣａｐ　　　　　αＮＵ −＝　ｋ　’　　・Ｖ　　　−Ｋｕ　・εＵａｐ ””ｐｕ　　　　　　　　　　　　　・・・（２８）電
＋！ＩＪ　６３１　ＭのＵ相巻線には、上記正群及び負
群コンバータの出力電圧の平均値Ｖ　　−（Ｖ、、＋Ｖ
　Ｎ１１）　／　２が印加される。従ってＩ　　’＞ＩＵとなった場合、偏差εＵは【ｊ正の値となり、ＶＵを増加させ、Ｕ相電流ＩＵを増やし
、Ｉ　−■　″となるように制御１−る。ｕ逆に１　　’＜１　　となった場合、偏差ε。は負ｕの値となり、Ｖｏを減少させてＵ相電流ＴＩＪ＠減らし
、やはり、Ｉ　−１′となって落ち着く。＋１　　　　１Ｊ電流指令値１　′を正弦波状に変化させれば、実電流Ｉ
Ｕもそれに追従して制御される。Ｖ相及びＷ相の電流１　．１９も同様にして制■ 御される。ただし、各相の循環電流は前に述べたＪ、うに進相コン
デンサＣＡＰａ）電１丁ｖ、ｖ、、、ｖｏの周波数と位
相が３相基ンＭ電月−Ｏａ　、Ｏｆ）、ＯＣのぞれと一
致するように調整されることｉＪ昌゛）Ｊ、でしない。次に誘導電動ＲＭの速度制ＤＩ＋動１′１査説明りる。誘導電動機の２次電流１μｊＩＪ磁電流］。４′ベクｉ
〜ル的に直交さ氾、各々を独）ｌに制御できるようにし
たものはベタ１ヘル制？Ｊ１１誘々１１どじて知られで
いる。ここで゛は、その１払を用いて速度制ａ　＝する
ものを例にとっている。。ベクトル制御の手法は文献が多く出てＪｊす、ｎ７しい
説明は省略し、概要を述べるにととめる。まず、電ｖＪ機の回転子に直結８れた回転パルス発生器
ＰＧから回転速度ω４、に比例したパルス７、ｉＪを取
り出す、。比較器ＣＮは当該回転）＊度ω９、どイの指令…ω　１
を比較し、当該偏差εｊ、〜ω、・−ω１．を次の速度
制御補償回路ＧＮ（Ｓ）に人力づ−る。ＧＮ　（Ｓ）は比例要素あるいは積分要素等がらなり、
−３／ｌ　　　− 出力として１〜ルク雷流指令Ｉ。″を与える。また、曲屈回転速度検出値ω、は励磁電流設定器［Ｘに
入力８れ、励磁電流指令Ｉ　Ｎを与える。当該トルク電流指令Ｉ　″及び励磁電流指令τ ｉｏ″は、演Ｑ回路ＣＡ’ｌ−〜ＣＡＬ２に入力され、
次の演τ中を行う。 ′？Ｊなわち、演紳回路ＣＡＬ１てはヶ　　８．ｏ　　′　　−−［く　　　　″　　　　　
　Ｉ　　　　　″　　　　　　　　　　　　　　　　　
・・・　（２９）ｒ　　　　　　　　τ １、、’１　　′ Ｒ，’：２次抵抗抵抗、、　’　：　２次インタクタンスの訓０にＪ、つ
′Ｃ１べり角周波数、８．′を求める。また、演の回路ＣＡｌ２ではの演ｎに、Ｊ、って、励磁電流１’に対する１次電流指
令１ｆｊｌ’の位相角θ、″を求める。さらに、演粋回路ＣＡ１３では、１１゜＋””　　ｆ’　ｅ　’７石−７・・・（３１）
の演粋によって１次電流指令値■［１′の波高値第１０
図は当該誘導電動機の電流ベクトル図を表わづ−しのて
、励磁電流１　′と２次電流（トルり電流）■　０どは
直交関係にあり、当該電動１幾τ の発生１〜ルクＴ。は、次式で入わける。Ｔ　　　＝Ｋｅ−１１″・１　　　″　　　　　　　−
１３２）ｅ　　　　　　　　　　　　　τ　　　　　　
　０通常励磁電流指令１’は一″；「に与えられ、電動
機の発生１−ルクＴ。（Ｊ、２次電流指令（１〜ルク雷
流指令）１　′を変えることにＪ、つて制鶴１１される
。 τ たたし、回転速度を定修以上℃運転さｌるどさには、弱
め界磁制御が行なわれ、励磁電流設定器「Ｘによって、
励磁電流指令ｌ。″を回転速度ω、に応じて変化さゼる
ことかある。このようにして求められたづベリ角周波数ω３．′、位
相角０．′と回転角周波数（回転速度検出値）ω　を正
弦波パターンＲ牛器Ｐ　’Ｔ−Ｇに入力し、次の３相中
旬正弦波ψ　、ψ　、ψ　をＵ　　　　　　　Ｖ　　　
　　　Ｗ求める。 φ　＝ｓｉｎ（（ω十ω’）・ｌ＋０’１ｕ　　　　　
　ｒ　　　　ｓｏｌ　　　　　　　ｒ・・・（３３） ψ　・−５ｉｎ　（（ω　十ω、」′）・ｔ　＋　Ｏｒ
　’ｒ −２π／３）　　　　　　　　　　　・・・（３４）φ
　−＝ｓｉｎ　ｆ（ω＋−ω’　　）　　−ｔ　＋０１
〜Ｖ　　　　　　　　　　Ｉ’　　　　　　Ｓ刀　　　
　　　　　　　ｒ」　２π２３）　　　　　　　　　　
　・・・（３５）当該中位正弦波φ４１．ψ９．ψッは
誘導電動機Ｍに供給される１次電流Ｉ、の周波数と位相
を決定【Ｊるしのである。重Ｑ器Ｍｌ　　、Ｍｌ　　、Ｍｌ−、によって、当該ｖ３相中位正弦波φ　、φ　、φいと前記波高値指ｕ■ 令’ｌ−１１１を計Ｃ合わけ、誘導電動機Ｍに供給され
る３　４（］電流（１次電流）の指令値１　　’、ＩＶ
’。１１．′を５ｊミめる３゜１′′−Ｉ−３１ｎ（（ω＋ω″）・ｔｕ　　　　１．
ｍ　　　　　　ｒ　　　　ｓ、Ｑ−（θ　７）　　　　
　　　　　　、（３６）１゛ｌＶ″＝Ｉ−ｓｉｎ（（ω＋ω割・ｔｌ、　１１　　　　　　　　　　　　　　ｒ　　　　　
　　　　Ｓ　、１１＋−０’−２π／′３）　　　　・
・・（３７）Ｉｗ”−１・ｓｉｎ　（（ω　−１−ω　
　０）・１ｌ−Ｉｎ　　　　　　　　　ｒ　　　　　Ｓ
ｊ十θ　＋２π／３）　　　　・・・（３８）１゛誘導電動機のベクトル制御は励磁電流Ｉ。と２次電流Ｉ
τを独立に制御できることに特長がある。故に電動機の励ｔａ電流Ｉ。を一定に保ちなが１う２次
電流Ｉ　の大きさを変えることにより、化生１・τ ルクを制御することがでさ、直流）；１と同等の速度制
御応答を達成することが可能となる。上記のように与えられた１次電流指令１ｉＱ　Ｉ　ｕ′
。１’、Ｉ’に従って実電流１　　、Ｉ　　、ＩＶ　　　
　　　　　Ｗ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
１．Ｉ　　　　　　Ｖ　　　　　　ＩＶを制御されるこ
とは前に説明した通りである。 ω　３〉ω　どなった場合、偏差εＮは、止のｒ値となり、刺部補償回路ＧＮ（Ｓ）を介しｉ（’　ｌ−
ルク電流（２次電流）指令１’を増加させる。 τ この結果、第１０図に示される誘導電動機の１次電流指
令１　　″　（１，Ｉ　　“、［、、’）のＬ　　　　
Ｕ　　　　Ｖ波高値Ｚ−ｍと位相角θｒ″′を増加さし実電流１．１
，１．もぞれに従−）で）Ｄ従制律１園＼れる。ｖ故に誘導雷１１３別Ｍの実際の２次電流１．ｒが増大し
、発生１〜ルクＴ。をふやしくｈ１１速力る。これによ
りω　が増加し、ω　・−ω、″になるように制ｒ御される。逆にω　ゝ　くω１、となった間合、偏玲ε１（は、負
の値となり、ｌ・ルク電流指１ン１τ０を減少さｌ！、
＝　３８− １次電流指令１　　’（１’、Ｉ　　”、Ｉｌ、！割Ｌ
　　　　　　Ｕ　　　　　　Ｖの波高値１１１１１と位相角Ｏｒ″′を減少させる。故
に５Ｌ生１ヘルクＪ　は減少し、回転速度ω、が減って
やはりω　−ω１．′になるように制御される。１゛本１ｕ明て（よ交流電源と進相コンデンサＣＡＰとの間
の電力交換を非循環電流式サイクロコンバータＣＣ−１
で行っている。この結果、次のような効果が１１０待で
きる。 ■　正群コンバータと負群コンバータの入力側端子は進
相コンテンツに直結させることができ、絶縁トランスは
不要となる。この弁装置の小型軽量化が図れ、かつ運転
効率も向上する。 ■　また、コンバータを構成する素子（サイリスク）を
正逆方向、２ケずつ同一の冷却フィンに股回り−ること
ができるようになり、コンバータの構成の簡略化及び、
小型軽量化が実現する。 ■　循環電流抑制用の直流リアクトルが不要となり、運
転効率の向上及び装置の小形軽量化が図れる。また、本発明装置では進相コンデンサと交流電動との間
の電力変換を循環電流式り゛イク［−１１ンバータＣＣ
−２で行っている。このため、次のＪ：うな効果が得ら
れる。 ■　循環電流式サイクロコンバータを使うことにより出
力周波数の上限値を上げることが′Ｃさるにうになり、
交流電動機Ｍを超高速運転さＵることが可能となる。 ■　入力側に高周波絶縁］・ランスを仲入りることによ
り、各コンバークを絶縁り゛ることかでさ、制御相数を
増やすことができる。このため、直流リアクトルの容量
が小さくなるばかってなく、電動機へ供給榎る電流脈動
がきわめて小さくなる。 ■　進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧Ｖａ。Ｖｂ、■ｏを外部の基準電圧ａａ　、ａｂ　、ｃｃの周
波数と位相に一致させるようにＣＧ　−２の循環電流が
自動開に調整される。以上のように本発明は実循環電流式す−イクＩＩ」ンバ
ータと循環電流式リイクｌｉ　Ｉンバータと遠・各々入
力側端子で進相コンデンサに結ひ、交流電源（５０Ｈ２
又は６０　Ｈｚ　）から交流電動機に可変電圧可変周波
数（Ｏ〜数百Ｈｚ　＞の電力を供給するシステムを（；
？供づるものである。［北門の効果］さて、以」−のような交流電動機駆動制御装置では、次
のような効果が得られる。 ■　電源周波数５０　Ｈ２に対し、電動機に供給される
電流の周波数は０〜５００Ｈｚ程度になる。１Ｊ４１わら、循環電流式サイクロコンバータＣＣ−２
の制６１Ｉパルス数（制御相数）を２４パルス程度に覆
ることにより、その出力周波数ｆ。を入力周波数’ｃａ
ｐ以上にづ−ることも可能である。故に進４［１−ｊン
ｌ゛ン→）ＣＡＰの電圧の周波数ｆ。ａ、を５００　ｌ
−１ｚ程度に覆ることにより、電動機に供給される電流
１．１．ＩＩＡの周波数はＯ〜５００ｖ１−ＩＺ程度まで運転することができる。従って、２４ｆｉの交流電Ｕ機では、回転数は３０、０
０Ｏｒｐｍにもなり、超高速運転か可能となる。故に従来ギア等で増速しなけれは′ならなかったブロア
田七−夕では該ギアが不要となり、運転効率が向上し、
かつ小形軽量化が図れるようになる。また、回転数を３．０００ｒρＩｎ稈度どした場合、電
φυ荘の極数を２０極にもすることがでさ、低速■）の
トルクリップルが小さくなるばかり′Ｃなく、速度制御
の精度を従来より１クターし向上さけることが可能とな
る。 ■　電ｔｌＩ機へ４に供給される電流１　　、Ｉ　　、
１１１、Ｖ　　　讐は正弦波に制御され、トルクリップルのきわめて小ざい
装置が得られる。同■、１に電罎騒盲かなくなり、公害
の原因を取り除くことかできる。 ■　電源から供給される電流は電源電圧と同相の正弦波
に制御され、入力力率は富に１に制η［１でき、かつ入
力電流に含まれる高調波がきわめて小きくなる。入力力
率−１ということは無効電力が零になることで、電源系
統の設置１ｆｌｉ容串か小さクイ【す、しかも無効電力
変動にｆｌ’なう電圧変動かなくなり、他の電ｉ機器に
めいわくをかけない装置とりることができる。また、高
調波にＪ、る誘導障害かなくなり、近くの通１を線への
恕影響が取り除かれる。 ■　］ンバー夕は全て進相コンデンサＣＡＩ）に印加さ
れる交流電圧を利用して転流さＵる自然転流コンバータ
（他励コンバータ）であるため、大電力１−ランジスタ
やゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧索子を必要
とぜす、信頼性が高く、過負何運転にも強く、大官量化
がぎわめて容易なシスＩムを提供ηることかできる。 ■　人力力率−１とした結果、電源トランスＭ　Ｔ　Ｒ
Ｇよ、右動電力だけを供給覆れは゛よくなり、大幅な容
量の低減が図れる。 ■　Ｃ（、−１を非循環電流式サイクロコンバータとし
たため、正群コンバータ及び負群コンバータの入力側端
子は進相コンデンサＣＡＰに直結できるＪ、うになり、
素子の冷却構成が簡単になった。きうに、循環電流のリップルを抑制するための直流リア
クトルが省略でき、装置の小型軽量化が図れることがで
きる。 ■　また、ＣＧ−２を循環電流式サイクロコンバータと
し、入力側を絶縁１ヘランスで各コンバータを絶縁でる
構成としているため、勺イクロコンバータの制ηＩＩ　
＋Ｉｌ数（制御パルス数）を増大さぜることが可能とな
り、効果■で述べたように進相コンデンサＣＡＰの印加
電圧の周波数１　　と同じ、ａｐあるいはそれ以上の出力周波数を出ＵるＪ、うに４ｒす
、交流電動機Ｍの超高速運転がｎＩ能と’＋ｈる。[The current supplied from the AC power source is controlled so that Gl remains constant. At this time, by controlling the current supplied from the power supply to be a sine wave in phase with the power supply voltage, the human power factor is always 1, so the current has few harmonic components. 3° Also, the circulating current type leak 11-'lnharter L1. +i
Since the electric power is operated between the f + phase condenser and the AC electric group, the frequency of the phase advance 2 J-j-4) > k! ,i
00 If z, the first winding of the AC motor is supplied with a sinusoidal current having a frequency of about f')-5001-17. In this case, the phase advance = 1 phase advance becomes a source of reactive power for the two cycloconverters, and the frequency of A (
500l-IZ) is determined so that the lagging reactive power of the two cyclo-1 converters and the leading reactive power of the phase-advancing capacitor 7 are equal. On the other hand, if you use an external sine wave vibration generator (frequency 5001-1
By providing a phase control reference signal for the converter using z), the circulating current type leak converter is set so that the frequency and phase of the voltage of the phase advance converter match the frequency and phase of the valve oscillator. The circulating current of the converter flows. This J is applied to the voltage of the phase advance capacitor that is U
, an inverter is a natural commutation operation that converts power at the same frequency as the AC power source! j OLl y (or 60 Hz>, it is possible to supply an AC motor (in particular, a sine wave current of 0 to several white Hz). (Example) FIG. 1 shows an AC motor drive device of the present invention. It is a configuration diagram showing an embodiment of
is the power supply 1-lance, CC1 is the 1qvi ring current cycloconverter, CA[) is the high frequency 3+fl') 1L41'l I'lnfunri, -1-1 connected with the △ or yaw wire. TR, TR is an isolation transformer, CC-21J is a circulating current type Zycro converter, M is an AC motor (3-phase squirrel cage type dielectric motor), 3 Non-circulating current type → Neuchronic converter CC-11; Il
, in-phase, S-phase, each output terminal is connected to the air SR' 5S
1° in-phase recirculator connected to the Sr source transformer VTR: l inverter (,1, stopped)! T-1 converter SPR, negative drunkenness =] converter S N R- (゛ + angle formed 3,
Similarly, the S phase glue is iTI f:Y
"lnharta5l)S, negative group T1nbark,"3 N
S (, J Taichi) (11 Zycro: j Bark (Ma positive flY ln Hark 531) i do negative group converter S N
T C4M has been completed. In addition, the circulating current type recirculator 1-11 hearter 00-2 is configured for each U phase, vn], and w digit, and each output terminal is connected to the armature winding of the AC generator 0 machine M. The inverter is a positive group converter 31) U,
Negative group converter 5NIJ and DC reactor 1~ru'-,
The inverters SPU and SNU are insulated from the input side of the isolation transformer TRU. Similarly, the V-phase microconverter is a positive group converter 5pv.
1 negative group] inverter SNV and DC reactor 1-L, l-
6v2, and the W-phase Zike V10 converter includes a positive group converter SPW, a negative group converter SNW, and a DC reactor 1 to LE L, LOII1.
10II12, each inverter is insulated]・Lance TR,
It is insulated on the input side by TR. ■ The input side terminals of CC-1 and C (-2 are connected to the high-frequency phase-advancing 1-pin →) CA P. Also, the control circuit is connected to the rotating pulse light (1 unit PG , current detection current transformer CTR. CT , CT' , CT , CTv, CTIA,
Voltage TU detection transformer 1-) TS, PTCAP, rectifier circuit C1 power control circuit ACR1, ACR2, phase control circuit P
HC and PHC2 are available. The non-circulating current type inverter CC-1 converts the three-phase AC voltage v, , v applied to the high frequency phase advance capacitor CAP.
b, vo wave i! ′lI value V. The currents 1', I, I supplied from the three-phase AC power supply are
, is controlled 611-j. 1 S In addition, circulating current type leakage [rotan 1 inverter CC-2 is
The high frequency 4 (J]contin) CAP is used as a three-phase power source, and three-phase AC power of variable voltage and variable frequency is supplied to the induction motor M. At 11.7, the circulating current flowing through CC2 matches the frequency and phase of the voltage applied to the phase-advancing circuit CΔP with the frequency and phase of the three-phase reference voltage applied externally. It will be automatically adjusted so that it is flooded. The detailed operation will be explained below. First, phase progress - content 1. ．． 1CAP voltage V, Vh. The startup operation for establishing Vo will be explained. The voltages of the R, S, and T phases of a three-phase AC power supply can be expressed by the following equation. However, ■ and □ are voltage peak values and ω.・=2πf is the power source angular frequency. δ V, -17snl-sin (ω, t)
-(1) V 3-' V 5ffl-3In (ω,
Tray n/3)-(2) VI"' V S fl
l' S l n (ωs T + 2π/ 3 )
・(3) Frequency of the power supply 1. On the other hand, if the frequency ``cap'' on the input horn side (phase advance capacitor side) of cycloconverter CC-1 is sufficiently high, the above power supply voltage V, , V8. It can be changed to Mino T. Figure 2 shows R41, I leak [1 converter's positive group converter S , shows the case where firing pulses are given to thyristors S2 and $4. The charging current In is expressed as one route VR+→L −+S
→C1b-) S2-→VR-, and the other route is ■R+→'SR→S4→C→C-1S
→■Flows along the route of R-. This ca bc
2 As a result, the phase advance = 1 and the voltage ■ - 1 ■ Rba
Ca is applied, and the voltage ■bC-
-(1/2)VR is , ma'/= Coa(
This 1yoffi JEEi V oa=-(1/'2
) VR is added by 1-1, respectively. Next, when an ignition pulse is applied to the Lee iris register S3,
Thyristor S has 2"ten-1 C11° electric L"
is applied, S2 turns, (7. This vi Song, V
=+ (1/2)V, <, Vt1c=+ (”l
/'2)b V, V ---VR can be fully charged. Rca Then, a firing pulse is given to the thyristor S5, the thyristor S turns A, and Vaゎ1-(1/2) VR
,V,C=10V,,,V,--(1/2)V□Charge 8
It will be done. FIG. 3 shows the relationship between the ignition mode of the four Noiristers S-S6 in FIG. 2 and the substrate wave of the applied voltage (a-b) of Continu → No. C and the voltage V of phase b. Voltage ■ is charged through reactor '-3l+ and -
b, so it gradually rises as shown by the broken line. If that time is 2δ, then the fundamental wave component of ■a-b is δ. The phase voltage (18) exceeds the line voltage Va-b by (π/6) radians (G phase). As can be seen by comparing the ignition mode and the phase voltage Va], the phase control angles α and R at the time of starting the inverter SNR are equal to αPR−π−δ<radians) (4). Since δ is not very large, approximately it is operated at αPl+-180'. The output voltage VPR of the converter SPR these days is y,
, 1<-y-cos αpHkuO...(5
) PRcap Tonatsu (Power supply voltage 1 + ■ Balanced with R.Tatashi, k
is a proportional constant, and Vcap is 3°, which covers the phase voltage wave height of the capacitor. However, if this continues, the phase advance capacitor CAP will not be charged with a voltage higher than the power supply voltage V1. Now, slightly shift the ignition phase angle αPR in the direction of 90°. In other words, the output type 1 "V" shown in equation (5)
decreases, and V > -VPR. As a result, the pH
11 The charging current I increases and the condenser lightning pressure V. 8. jl
'l size t! -, V = -VP, (at this time, ■ is zero. If you want to roughly increase V. ap, roughly increase the phase angle αPR to 90'.
15 shift in one direction to avoid reducing the output voltage VIll.
: Can be achieved. α −9'O° is V P,, −=
, 0 pH.Theoretically, even if the voltage d(;voltage[V, Since there is a circuit loss, the power supply for that amount is indispensable.When the power supply voltage VR fluctuates, if the angle αPR is changed accordingly, the voltage V
can be kept at a nearly constant value. cap The above explanation took the case where the power supply voltage VR is positive as an example, but if
[Ndenri CAI] can be charged through the fiY converter SNR. Also, if the R, S, and T phases are operated at the same time,
Although the operation is a little more complicated, it is similar to
It is possible to charge P. 1) There is C. Next, this J
A I) Voltages V, Vb, Vo or the chair l digit control circuit in Figure 1 1) Three-phase 21 added to HCl, pH 2
ゎ9. Matches the frequency and phase of C HItton II: 1l
LLe, e Explain what happens. Figure 4 shows the positive group converter S P R of the (phase 1 noise chronograph) inverter, the phase advance capacitor CAP and the circulating M current, and the U phase of the inverter C (, -2; This is a circuit diagram. However, the isolation transformer R6 is omitted. Phase control of non-circulating current type recirculating converter CC-1.
11 circuit 1) Phase control circuit P l-I 02 of l-I C1 and circulating current type cycloconverter CC-2 are both external 3-phase 4t\voltage e, e
, e and bc. Non-circulating current type cycloconverter CC-1 is hex 4021
Voltages Va and Vb applied to the remote CAP. (2) The wave height is controlled to be approximately constant at 11riVoa. On the other hand, circulating current type Leechroconverter CC-, 2
The current is 1.1v in the AC electric IM. 1o and at the same time, the phase advance capacitor CΔ1)
The frequencies and phases of the voltages Va, Vb, and VC applied to the phase control circuit 1) l-I C1, l) l-I C
Adjust the circulating current of the three-phase electric current 1 (>, C, (3) that matches the wave number and phase of CC2. The operation will be explained by taking as an example. The outputs VPII and VNil are as follows when the control phase angle of each converter is αP11.αNll and 1.VPU = k −VCap−cosαpu
``'(G)VNll'''''''Vcap' CO
"αNU '...(7) Addition, K is proportionality constant,
Vcap is the peak value of the electric current L applied to the forward + Ill amplifier CAP. Therefore, the corresponding ηilJ III phase angle PLI, αNU
Between 1. The following relational expression holds true. αNU=180°−αpH...()1) Figure 5 shows α
-456, αN11= 18064!116 ・p
The firing degrees of the positive group and negative group converters with respect to the three-phase reference voltage L[ea, eb, ac are shown as H 135°. If the frequency of the voltage applied to the 1-7 inch CAP becomes low F L, IL line <v'+Vb''V, etc., this can be omitted. is determined based on the signals e and eb.C, so the reference voltage e
, e , the phase for e remains unchanged. a b C However, what is applied to the actual phase advancing capacitor CAP? 1 daden! ]-control phase angle a for Va', Vb', V'
', α' changes 'cXPI''PU'PI
Nl+ α ” becomes αNU. tl As a result, the positive group converter 5I)I shown by equation (6)
The output voltage VPU of J increases, and the output voltage VNU of the negative group 1 inverter S PU shown by equation (7) decreases. Therefore, the circulating current of the microconverter in the CU phase increases, and the reactive power on the input side (phase advance capacitor side) is increased by 1. cyclocomputers cc-i and CG-2 are variable intance '-cc which take R current
replaced by The resonance frequency f of this 1r11 path. a
, as in the following expression! I can get it. roa, = 1/<2πn'Cc a p )...
(!J) The increase in circulating current means, 'j(+ll
+ intactance L. My decrease is equal to overturning, 1:
Assignment? The skin f increases and v', v', v
'Frequency of Cap 8 11
The C number f is the frequency ca of the reference voltage 11 [e, e, e
Approach p a b ct. Similarly, 1゛〉■ On the raised platform, there is a circulating electric cap.
c The current decreases, and L increases (<'K':), then (more than 1...ll'l -"-C f calms down. The voltage of the phase advance capacitor CAI) becomes (1"). Fortune telling 7
May. If the phase exceeds the phase of
The circulating current increases in the same way as when il p C becomes [. , 1. is increased to advance the voltage phase of CΔ[). Conversely, if the voltage phase of the phase advance capacitor CA F) is advance/υ than the reference voltage, then
Similar to when C, the circulating current decreases, and the phase advances: 1 nbun 4 no C
The voltage phase of Δ1) is increased by i. In this way, the phase advances-
The voltages v, vb, vo of
The size of the lightning current will be automatically adjusted. The reference voltage is e -5in (ω-t), (10
)a C el)-sin (ω.-t-2π/ 3) ・
(11) c-sin(ω ・t+2π/3)...(1
2) In the case of C, the voltage of phase advance capacitor +jCAP is V-V
−sin (ω・t) −(13)a
6 hits C V = V -5in (ω-t -2π/3)
11 Cap C...(14) y = V -5in (ω-t +2yr/3)
c cap c...
(15) Then, ω −2πfc. Next, returning to FIG. 1, the operation Caρ for controlling the pole wave height 1111 of the phase advancing capacitor CAP to be constant will be explained. Fig. 7 shows in detail the control circuit of the cycloconverter CC-1 shown in Fig. 1, and it corresponds to the Lully control circuit shown in Fig. 11. The voltage amount ti11 circuit A V F< is the voltage setting device VR in FIG.
It consists of a comparator C6 and one compensating circuit Gc (S) for the Shimotsuki system. In addition, R1 and A0 phase system fi to the next current control ++ circuit 8
11 circuit PHC1 is configured for each R, S, 141, ff
R-digit control circuit R-CONT and S-phase control circuit 5- in Figure 17
CONT, T digit control circuit-1---CON1-. The R-digit control circuit R-CONT includes a multiplier Ml-, a comparator C, a current control tIl compensation circuit G11(S), and an inversion circuit I.
NV, phase control circuit gate)11. I) l-I
N, , Analog switch ASPR, ASNR, Schmitt 1 circuit SHR, Mono multi circuit MMR, Theory J!
It is configured as a single circuit LOR. The S-phase and T-phase control circuits are similarly constructed. The reference voltage cowl Osc in FIG. 7 corresponds to that in FIG. First, transformer 1)
-■- is detected, and the three-phase voltage is rectified by ap・)C by a rectifier. As a result, the phase advance capacitor CA
The electric IX peak value V of P is detected and input to the comparator apco. In addition, the voltage command value V is obtained from the voltage setting device VR. a,'' is output and compared with the detected value V.a. by the comparator C6.'J The deviation ε -v '-v is: c cap cap next voltage L
11 system fi11 compensation circuit G. (S) and is integrated or proportionally amplified. Here, to simplify the explanation, we use G(S)-K. The outputs I and lIl of the control compensation circuit G (S) are the peak value commands RS of the currents 1, I, and T supplied from the power supply.
T Since there is a roar, the multiplier M of each control circuit of R, S, and T phases
It is input to l- to M1s. On the other hand, power supply voltages v, v8. v1 is detected by the transformer Pl-, and by changing the reciprocal of the peak value V3111, the next three-phase medium sine wave ψ8. ψS. Find ψl. φ − (VR/V, 171>=ω with S, ・t)...(
16) [(φS = (VS /Vs1n) = sin(ω
s ・t −2π/3)...(17) φ −(V, /V31.ll) ==sin(G3・
t −+ 2 */3 )■ ...(18) This three-phase medium-level sine wave φ[(, φ8.φ1 is -l'-Fi
14 multiplication unit MLR, ML3. ML, and multiply it by the wave height value I3□.The command value of the current supplied from the W1 floor or power source becomes 1', I'', +1''. 1'' = ]s ■ ・sin (a>
・t) −[9)R
s 1 '=IsIIl-sin (ω・t-2yr/
3)・(20) S s 1 ′=Ism−sin (ω・t+2yr/3)−
121) T s R phase current IR is controlled by the following J, 1° current transformer C
1-R detects R41-1 current 1 [(, comparator C
Enter R. Comparator C111: J, 1 (detects 1'' to the above command value (t+'+I,,) and calculates the deviation Xε...II ■ 1'-IR. Input the proportional constant to the compensation circuit GR(S) and calculate the proportional constant of 11. Then, the compensation circuit G,,i
The output signal @K, ε of 81 is
XI'll -R KR/εR as positive group converter S l) R's (ff
Phase control -2/I - ■The other input is input to the circuit P l-I CR, and the other is input to the phase control circuit P I-I N R of the negative group converter SNR as Va NR--KR・ε1 via the inverting circuit INVR.
Enter 8. The phase control circuit P l-(P ~ PHNR uses the output signals c, eb, eo from the three-phase reference voltage generator O3° and the phase control input voltage vaPI using a known method.
+, ■cyNR are compared and an ignition pulse signal is obtained from their intersection. That is, when the phase control input terminal VcXPR is input to the phase control circuit Pl-(1)R, the control phase angle α, R becomes α-CO5-1(k, -V a PR)
...(22)R. However, kc2 is a proportionality constant. If we predict this, there is a relationship of cosαPII-ka'' (2PR...-(23).The output voltage VPR of the converter SPR has a relationship of Vcap ``00'' (xPR) to VI'R=, and V pB(V, PR. Similarly, the negative group converter SNR has the relationship VNRVaNH. On the other hand, the R phase current command 1lrjI' is
It is input to the circuit 3l-IR and converted into a rectangular wave signal 0S01 with the 121-19[1 point standing. 1 The square wave signal SG1 is input to the non-multiple circuit M at 4R, and the pulse signal F3SG becomes
2 to 4'. The next logic circuit LCR uses the handwritten numbers r; r', SG1 and SG2 to generate the next AND output SG3. SG, shout 4 times. SG3=SG1・SG2...
(24) SG = SG1 ・SG2 ... (2
! i) The above relationship is shown in Figure 8 (). If the signal S03 is "1", Δ<i>, 'i' h No. 4r-4t
When the signal SG4 becomes "1", the analog switch ASNR shown in FIG. , R phase current command 1' is a positive value (,1, positive group converter S P R or V), and negative group converter S
N Rf; L body stops. Conversely, when I' is a negative value, R tM if' ] inverter S NR operates, and positive group converter S P R stops. Also, I” is positive to 9
or when the current changes from negative to positive, both converters are stopped for a time T1 to prevent circulating current from flowing. ! , '>0Lf) will be explained as an example. The R phase current command I' becomes more sensitive than the actual current IR, and the lifting platform ε -I -IR becomes a positive value, and the phase control input signal Vc is output via the R control compensation circuit GR(S).
Add ypH. Therefore, the output voltage V of the positive group converter SPR increases, and the R-phase current IR is increased so that RU,I==-1''. If you yell, the deviation εR
becomes 11a of R ('!, and VcX1□ is avoided to decrease through the control compensation circuit G, (S). Therefore, the output voltage VP of the SPR
R decreases, [reducing phase current rR]. As expected, IR-
11' What are you doing? In this manner, the R-phase current I is controlled sinusoidally to its command value 0. If 1'<O, the negative Y = 1 inverter SNR
niJ, after all, I'==, l'do4rruJ, it
II. The above positive group E1 inverter SPR and negative iY in FIG.
::] Output current waveform of inverter SNR I, I
−(PRNll).When the current IR switches from positive to negative or from negative to positive, both converters stop operating.
The pause period T1 is redundant. The S-phase and T-phase currents and 1.11 μm are similarly controlled. Now, like this, R1[, S phase, ~r4(J current (
It corresponds to the command value r', T'', l1' of J A.J,) is controlled by R8, but the command value is a sine wave in the same phase as the power supply IL V', v', v. In other words, the input power factor is always 1, and operation with extremely low harmonic components is possible (P).Next, the lamp wave height 11fi V (
: Explain the control operation of ap. ■ “〉■ lifting platform, deviation ε, c-cap
cap vcap '-Vcap becomes a positive value, and the current peak value index 'NI Sm='f:, , ε0 also increases to a positive value. Therefore, the input terminals 11, 1 . ts also increases, and the active power PS expressed by the following equation is supplied from the power source. [) −1・V−1・V +I −V■s 1
1 II S S T3/'2・V
-1 (26) sm S11 where VSin is the voltage peak value and Ism is the current peak value. This W1 floor, energy P, ·t is supplied from the power supply to the phase-advanced CAP, and (1/'2)Coa. ■ How can it be stored? Therefore the voltage V. ap increases, and finally becomes v-, v' and falls off. On the contrary, j closed, deviation εcap became v ”Vcap

(is a negative value, current peak value command I
T114 is also a negative value. Therefore, the progress was stored in the Ndenuri CAP.
[Energy (1,, z' 2 ) CV is Ps
-tcap cap It is regenerated into the power supply. Therefore, the voltage VCap decreases, and Ca
p Cap controlled. At this time, the current JR of each phase of the power supply. 1, I are power supply types 1-i-VR, Vs, V,
, 18 beams are controlled by a sine wave of opposite phase, 1'') beam, person))
It means that the power factor is maintained at -1. As mentioned above, the non-circulating current li/70 ni 1 bark CC
-1 is phase advance content CA P's electric wave high value ■ matches its command value V' J, Uniden Cap
Current supplied from the Cap source 1 . 1. S that controls 1
T and the current command I and IS'. By giving I' as a sine wave in the same phase (or opposite phase) as the power supply voltage, the input power factor can be maintained at 1i' (1 i'). The circulating current is adjusted so that the frequency and phase of the voltage on the external oscillator O match the frequency and phase of the three-phase base voltage signal e, e, . The adjustment of the °C cycloconverter CC, -2 is as explained above.Next, the current supplied to the AC type ff1Jt is cut off by the circulating current type υ1-1'nhak CC-2. 1 I will explain the operation. Figure 9 shows the circulating current formula in Figure 1 → Neucro: Jnbark C
FIG. 6 is a schematic diagram showing a specific example of the l1il control circuit of C2. The correspondence with the control circuit shown in FIG. 1 is as follows. J, Z, The speed control circuit SPC in Fig. 1 is the comparator C in Fig. 9, the speed control compensation circuit G, (S), the excitation electric left setting device FX, the deductive circuit CAL -'-CAL3.3 phase sine It consists of a wave pattern optical instrument PTG. ;1, current control circuit ACR2 and phase control circuit P N
02 is a 3°U [ 1 control 11 circuits U-CON are composed of passenger unit MLU, comparator CU, current control 67] compensation circuit Gυ(S), inversion circuit INV, and phase control circuit PI-IPU, Pi-IN
It is composed of U. The phase control circuits PHPU, l'1-IN, and G are controlled by the three-phase reference voltages c, e, and e from the external optical unit Osc. = 31 - V-phase and W-phase control circuits V-CON 1 and W-CON
3°, which is configured in the same way as T. First, IJ +lI
The control operation of the current IU will be explained. The current wave height It(! Jii order II-□
Midpoint iI sine wave -5in ((ω1ω') -t -
+-0' ] ur s
, Or is combined to give the command value of U phase negative current of 1''!
j) J Er. The U-phase current IU is detected by the current transformer CT, and the comparator C
Enter U to cover. The comparator CIJ compares the command value I' and the detected value IU, and calculates the width difference ε between them as + ``1 ''-, 1
, is given to the next current limiting a compensating circuit G, (S). G
(S) makes the said hypohidrosis ε11 a proportional 111 width (114 ratio is taken as KU), and one (J, - Zonoyo J: Jl revised Nharta spu phase control tl11 circuit gate II), V. 1
Give IU= as 1 ・εU. J, the other is through the inverting circuit INVU.
u' εIf doshi'CG2 J! Y converter S
NU's 1)'l phase system 1111 circuit 1) II N , . Therefore, the j11 power D-V p of the positive group and negative group converters
u and VNU are J of the following formula, 1 VPU"k" Vcap "00"'PU-ko
・ V ・ \1 cap αPu ・−ni゛・■ ・ K ・ ε ・・
・(27) cap IJ 11 VNII='- to'Vcap "00ScXNU=-
k' ・ ■ ・ V Cap αNU −= k ′ ・V −Ku ・εUap ””pu ... (28) Electric +! The U-phase winding of IJ 631 M has the average value V − (V, , +V
N11)/2 is applied. Therefore, when I'> IU, the deviation εU becomes a positive value, VU is increased, the U-phase current IU is increased, and control is performed so that I - ■ ''. u Conversely, 1 '<1, the deviation ε becomes a negative u value, which decreases Vo and decreases the U-phase current TIJ@, which settles down to I -1'. If the actual current I is changed to
U is also controlled accordingly. V-phase and W-phase currents 1. 19 is controlled in the same manner. However, the circulating current of each phase is based on the three-phase frequency and phase of the phase advancing capacitor CAPa), v, v, , vo, as described above. iJ昌゛)J, and not adjusted to match each other. Next, we will explain the speed control DI+movement 1'1 of the induction motor RM. Secondary current of induction motor 1 μj IJ magnetic current]. 4′bek i
Is it possible to control each one independently in a one-hell system? J11 Yutan 11 is known as Doji. Here, `` is taken as an example where the speed control a = is applied using the 1 payment. . There are many literatures on vector control techniques, so a detailed explanation will be omitted and a summary will be given. First, a pulse 7, iJ proportional to the rotational speed ω4 is taken out from a rotational pulse generator PG directly connected to the rotor of the electric VJ machine. Comparator CN is the relevant rotation) * degree ω9, which command...ω 1
are compared, and the deviation εj, ~ω, ·-ω1. is manually applied to the next speed control compensation circuit GN(S). GN (S) consists of proportional elements, integral elements, etc.
-3/l - 1 to lk lightning current command I as output. In addition, the detected bending rotational speed value ω is input to the excitation current setter [X to give an excitation current command IN. The torque current command I'' and excitation current command τio'' are Input to Q circuit CA'l-~CAL2,
Perform the next performance. ′? J, that is, the performance circuit CAL1 Tehaga 8. o ′ --[ku ″
I''
... (29) r τ 1,,'1'R,': Secondary resistance resistance,, ': J to 0 of secondary intance, 'C1 slip angle frequency, 8. Find ′. In addition, in the equation n in the equation circuit CA12, the phase angle θ,'' of the primary current command 1fjl' with respect to the excitation current 1' is determined by J.Furthermore, in the equation circuit CA13, 11°+""f' e '7 stones - 7... (31)
The primary current command value ■[1' peak value 10th
The figure shows a current vector diagram of the induction motor. T. is divided into the following formula. T = Ke-11″・1″ −
132) e τ
0 Normal excitation current command 1' is given to 1";", and the motor generates 1-Luke T. 11. τ However, when the rotational speed is operated at a temperature higher than regular maintenance, field weakening control is performed, and the excitation current setting device “X”
Excitation current command l. '' may change depending on the rotational speed ω. The angular frequency ω3.', phase angle 0.', and rotational angular frequency (detected rotational speed value) ω obtained in this way are expressed as a sine wave. Input the pattern R signal P'T-G, and input the next three-phase mid-sine waves ψ, ψ, ψ to UV
W seek. φ = sin((ω1ω')・l+0'1u
r sol r...(33) ψ ・-5in ((ω 10 ω, "') ・t + Or
'r −2π/3) ...(34)φ
-=sin f(ω+-ω') -t +01
~VI'S sword
r” 2π23)
...(35) The medium sine wave φ41. ψ9. ψ determines the frequency and phase of the primary current I supplied to the induction motor M. The heavy Q devices Ml, Ml, Ml- divide the three-phase medium-level sinusoidal waves φ, φ, φ and the peak value index u'l-111 into a total of C and supply it to the induction motor M. 3 4 (] Current (primary current) command value 1', IV
'. 11. ′ minus 5j 3゜1″−I−31n((ω+ω″)・tu 1.
m r s, Q-(θ 7)
, (36) 1゛lV''=I-sin((ω+ω divided・t l, 11 r
S, 11+-0'-2π/'3) ・
...(37)Iw”-1・sin ((ω −1−ω
0)・1l-In r S
j ten θ +2π/3) ... (38) 1゛Vector control of induction motor is based on exciting current I. and secondary current I
The feature is that τ can be controlled independently. Therefore, the excitation current I of the motor. By changing the magnitude of the secondary current I while keeping constant I, it is possible to control the metastatic current I and achieve a speed control response equivalent to that of direct current (DC); becomes. Primary current command 1iQ I u′ given as above
. Actual current 1 , I , IV according to 1', I'
W
1. I V IV is controlled as described above. When ω 3〉ω, the deviation εN becomes the final r value, and i(' l−
increase the torque current (secondary current) command 1'. τ As a result, L of the primary current command 1 ″ (1, I ″, [,,′) of the induction motor shown in FIG.
U V Increase the peak value Z-m and the phase angle θr''' to increase the actual current to 1.1
,1. Everyone obeys -) in) D obedience law 1 garden\ru. v Therefore, the actual secondary current of induced lightning 113 M1. r increases, occurrence 1 ~ rkT. The speed is h11. As a result, ω increases and is controlled so that it becomes ω・−ω,″. Conversely, when ω ゝ ω1, the difference ε1( becomes a negative value, and l・rk Current finger 1n1τ0 is decreased l!,
= 38- Primary current command 1'(1',I'', Il, !%L
The peak value 11111 of U V and the phase angle Or''' are decreased. Therefore, the 5L raw 1 Herc J is decreased, and the rotational speed ω is also decreased and controlled so that it becomes ω - ω1.'. Non-circulating current type cycloconverter CC-1 performs power exchange between the AC power supply and the phase advancing capacitor CAP.
I'm doing it. As a result, the following effects can be achieved for 110 minutes. ■ The input side terminals of the positive group converter and negative group converter can be directly connected to phase-leading content, eliminating the need for an isolation transformer. This valve device can be made smaller and lighter, and its operating efficiency can also be improved. ■ In addition, it is now possible to mount two elements (silisks) that make up the converter on the same cooling fin in forward and reverse directions, simplifying the converter configuration and
Achieves smaller size and lighter weight. ■ A DC reactor for suppressing circulating current is not required, improving operational efficiency and making the device smaller and lighter. In addition, in the device of the present invention, the power conversion between the phase advance capacitor and the AC electric power is carried out by a circulating current type [-11 inverter CC
-2 is used. Therefore, the following J: Una effect is obtained. ■ By using a circulating current type cycloconverter, it becomes much easier to raise the upper limit of the output frequency.
It becomes possible to operate the AC motor M at ultra-high speed. ■High frequency insulation on the input side] - By inserting a lance, each converter can be insulated and the number of control phases can be increased. Therefore, not only the capacity of the DC reactor becomes small, but also the current ripples supplied to the motor become extremely small. ■ Voltage Va applied to phase advance capacitor CAP. The circulating current of CG-2 is adjusted to open automatically so that Vb and ■o match the frequency and phase of external reference voltages aa, ab, and cc. As described above, the present invention connects an actual circulating current type S-I inverter, a circulating current type Re-I inverter, and a phase advance capacitor at the input side terminals, respectively, and connects the AC power supply (50H2
or 60 Hz) to an AC motor with variable voltage and variable frequency (O~several hundred Hz>> system).
? It is something we offer. [Effects of the North Gate] Now, with the AC motor drive control device as described below, the following effects can be obtained. (2) For a power supply frequency of 50 H2, the frequency of the current supplied to the motor is approximately 0 to 500 Hz. 1J41 straw, circulating current type cycloconverter CC-2
By increasing the number of control 61I pulses (control phase number) to about 24 pulses, the output frequency f. The input frequency 'ca
It is also possible to use more than p. Therefore, the frequency f of the voltage at CAP is a, 500 l
-1z, the current supplied to the motor 1.1. The frequency of IIA can be operated from 0 to about 500v 1-IZ. Therefore, in a 24fi AC electric U machine, the rotation speed is 30,0
It can reach 0 rpm, making ultra-high speed operation possible. Therefore, the Tanabata blower, which conventionally required gears to increase its speed, no longer requires such gears, improving operating efficiency.
It also becomes possible to achieve smaller size and lighter weight. In addition, if the rotation speed is increased to 3.000rρIn, the number of poles of the electric wire can be increased to 20, which not only reduces the torque ripple at low speeds but also improves the accuracy of speed control. It is possible to avoid an improvement of 1 ctor compared to the conventional method. ■ Current supplied to 4 to electric tlI machine 1 , I ,
111, V is controlled to a sine wave, and a device with extremely small torque ripple is obtained. The first thing is that you will no longer be blind to electrical noise, and you will be able to eliminate the causes of pollution. (2) The current supplied from the power supply is controlled to be a sine wave in phase with the power supply voltage, the input power factor can be controlled to 1 [η[1], and the harmonics contained in the input current are extremely small. An input power factor of -1 means that the reactive power is zero, which means that the power supply system will need to be installed in a small area.Moreover, there will be no voltage fluctuations due to reactive power fluctuations, and other electrical equipment will not be affected. You can use a device that does not cause any trouble. In addition, the induction interference caused by harmonics is eliminated, and the effect on nearby lines is eliminated. ■ All converters are naturally commutated converters (separately excited converters) that commutate using the AC voltage applied to the phase advance capacitor (CAI), so they cannot be used for self-excitation of high-power transistors, gate turn-off thyristors, etc. It is possible to provide a system that does not require an extinguishing cable, is highly reliable, is resistant to overload operation, and is extremely easy to scale up. ■ As a result of setting the human power factor to -1, the power transformer M T R
G, it is better to supply only the right dynamic power, and the capacity can be significantly reduced. ■ Since C(, -1 is a non-circulating current type cycloconverter, the input side terminals of the positive group converter and negative group converter can be connected directly to the phase advance capacitor CAP.
The device cooling configuration has become simpler. Thus, a DC reactor for suppressing ripples in the circulating current can be omitted, and the device can be made smaller and lighter. ■ In addition, since the CG-2 is a circulating current type cycloconverter, and the input side is configured with an insulation 1 herance to isolate each converter, the cycloconverter's control ηII
It becomes possible to increase the +Il number (control pulse number), and as mentioned in effect ①, the output frequency is the same as the frequency 1 of the voltage applied to the phase advance capacitor CAP, or higher than that. 4R, the ultra high-speed operation of the AC motor M reaches nI performance.

【図面の簡単な説明】第１図は本発明の交流電！ＪｊＩ機駆＄ＪＪ菰首の実施
例を示１構成図、第２図は第１図の装置の起動動作を説
明づるための等価回路図、第３図は第２図の動作を説明
するためのタイムヂャ−１・図、第４図は第１図の装置
の進相コンチン１Ｊ電圧の電圧の周波数と位相を制６１
１　′？ｌる＠ｆ＋を説明するための等価回路図、第５
図は第４図の４３作説明のためのタイムチャート図、第
６図は第１図の動作原理を説明するだめの等価回路図、
第７図は第１図の非循環電流式サイクロコンバータの制
御回路の具体的実施例を示覆−構成図、第８図は第７図
の動性を説明のためのタイムチャー１〜図、り）１）図
は第１図の循環電流式サイクロコンバータの制御回路の
具体的実施例を示す構成図、第１０図は第１図の装置の
交流雷ＩＪＪ　機の制ｎｔ＋動作を説明覆るためのベク
トル図である。 −／Ｉ／Ｉ　− Ｒ、、’、３、−ｒ・・・３相交流電源端子、Ｖ　Ｔ　
Ｒ・・・電源トンンス、ＣＧ−１・・・非循環電流式サ
イクロコンバータ、ＣＡＰ・・・進相コンデンサ、ＣＣ
−２・・・循環電流式サイクロコンバータ、ＴＲＵ、Ｔ
Ｒｖ。ＩＲｌ、ｌ・・・絶縁トランス、Ｍ・・・交流電動機、
’　ＳＲ１＋１−　・・・交流リアクトル、ＳＰＲ，Ｓ
ＰＳ。ＳＳ・　　　５ＩＳＰＴ・・・正群コンバータ、ＳＮＲ，ＳＮＳ。Ｓ　Ｎ　Ｔ　・・・負群＝１ンバータ、Ｌ　　、Ｌｏｕ
２゜Ｕ１＋−ｏｖ、ｌ　　　、Ｌ　　　、Ｌｏ、、・・・直流リ
アクト１　　　　０Ｖ２　　　　０１１１１ル、ｓｐｕ、ｓｐｖ、ｓｐｗ・・・正群コンバータ、Ｓ
ＮＵ、ＳＮＶ、ＳＮＷ・・・負群コンバータ、ＰＧ・・
・回転パルス発生器、ＣＴＲ，ＣＴ８．ＣＴ１゜ＣＴ、
、ＣＴＶ、ＣＴＩＡ・・・変流器、ＰＴ８゜ＰＴ、、・
・・変成器、Ｄ・・・整流回路、０８ｏ・・・３相基準
電圧光生器、ＰＩ−ＩＣ１，ＰＨＣ２・・・位相制御回
路、ΔＣＲ、ＡＣＲ２−・・電流制御回路、ＡＶＲ・・
・電圧制御回路、ＳＰＣ・・・速度制御回路。[Brief explanation of the drawings] Figure 1 shows the AC power supply of the present invention! 1 is a configuration diagram showing an embodiment of the JJI Kikoku $JJ Kubi, FIG. 2 is an equivalent circuit diagram for explaining the startup operation of the device in FIG. 1, and FIG. 3 is for explaining the operation in FIG. 2. Figure 4 shows the timing diagram 61 for controlling the frequency and phase of the 1J voltage of the device shown in Figure 1.
1'? Equivalent circuit diagram for explaining l@f+, 5th
The figure is a time chart diagram to explain the 43 work in Figure 4, and Figure 6 is an equivalent circuit diagram to explain the operating principle of Figure 1.
7 is a block diagram showing a specific example of the control circuit of the non-circulating current type cycloconverter shown in FIG. 1, and FIG. 8 is a time chart 1 to 1 for explaining the dynamics of FIG. 1) Figure 1 is a configuration diagram showing a specific example of the control circuit of the circulating current type cycloconverter shown in Figure 1. Figure 10 is a diagram showing the control circuit of the AC lightning IJJ machine in the device shown in Figure 1. is a vector diagram. -/I/I-R,,',3,-r...3-phase AC power supply terminal, V T
R...Power supply tone, CG-1...Non-circulating current type cycloconverter, CAP...Phase advance capacitor, CC
-2... Circulating current type cycloconverter, TRU, T
Rv. IRl, l...Insulation transformer, M...AC motor,
' SR1+1- ... AC reactor, SPR, S
P.S. SS/5I SPT...Positive group converter, SNR, SNS. S N T ... Negative group = 1 inverter, L, Lou
2゜U1 +-ov, l, L, Lo, ... DC reactor 1 0V2 01111 Le, spu, spv, spw... Positive group converter, S
NU, SNV, SNW...Negative group converter, PG...
・Rotary pulse generator, CTR, CT8. CT1゜CT,
, CTV, CTIA...Current transformer, PT8゜PT,...
... Transformer, D... Rectifier circuit, 08o... 3-phase reference voltage light generator, PI-IC1, PHC2... Phase control circuit, ΔCR, ACR2-... Current control circuit, AVR...
・Voltage control circuit, SPC...speed control circuit.

Claims

[Claims]

(1) an AC power source, a non-circulating current type cycloconverter whose output side terminal is connected to the AC power source via a power transformer, and a phase advance capacitor connected to the input side terminal of the non-circulating current type cycloconverter; An AC motor drive device comprising a circulating current type cycloconverter whose input side terminal is connected to the phase advancing capacitor via an isolation transformer, and an AC motor connected to the output side terminal of the circulating current type cycloconverter.

(2) an AC power source, a non-circulating current type cycloconverter whose output side terminal is connected to the AC power source via a power transformer, and a phase advance capacitor connected to the input side terminal of the non-circulating current type cycloconverter; It consists of a circulating current type cycloconverter whose input side terminal is connected to the phase advancing capacitor via an isolation transformer, and an AC motor connected to the output side terminal of the circulating current type cycloconverter,
The non-circulating current type cycloconverter includes a control means for controlling the current supplied from the AC power supply so that it becomes a sine wave in phase with the power supply voltage so that the voltage peak value of the phase advance capacitor is approximately constant. An AC electric machine driving device, wherein the circulating current type cycloconverter includes a control means for controlling a current supplied to the AC motor.