JPS63167519A

JPS63167519A - オフセツトキヤンセル回路

Info

Publication number: JPS63167519A
Application number: JP31013986A
Authority: JP
Inventors: Gozo Kage; 鹿毛　豪藏
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1986-12-29
Filing date: 1986-12-29
Publication date: 1988-07-11

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、デジタル信号を受信する無線受信装置におい
て、送信局の中心周波数のずれ等によって生じたオフセ
ント電圧をキャンセルして信号検出するオフセットキャ
ンセル回路に関し、特に、送信開始時に１０１０・・・
・のビット同期用周期パターンを含み短時間に最適な受
信が可能な状態にする必要がある場合や、同一の情報を
送信する送信局が複数存在する複局送信方式における受
信などに使用されるオフセットキャンセル回路に関する
ものである。

〔従来の技術〕

デジタル信号を受信する無線受信装置のオフセットキャ
ンセル回路の従来例を第６図に示す。第７図Ｔａ）〜（
Ｃ）は第６図の回路の動作を説明するための波形図であ
る。

第６図において、入力の端子Ｔには受信機の復調信号ａ
が入力される。比較器１は、復調信号ａを正極の入力側
、基準電圧■。を負極の入力側へ入力して比較している
。基準電圧Ｖ、は、復調信号ａの電圧および比較器１の
出力電圧をインバータ２によって反転したものを基に、
コンデンサ３へ充放電することによって得られる。すな
わち、コンデンサ３の電圧は、復調信号ａにより抵抗４
およびダイオード５．６を通して流れる電流と、インバ
ータ２の出力信号により抵抗７を通して流れる電流との
合成によって得られる。

第７図（ａ）の実線Ｓｌで示す復調信号ａの振幅はダイ
オード５，６の導通電圧ｖｌ、とほぼ同程度となるよう
に設定されている。ダイオード５，６は次の効果がある
。

送信局の中心周波数と受信装置の局部発振周波数がずれ
ている場合、受信開始時に周波数のずれに応じた直流変
動を端子Ｔで生じる。この直流変動に対して、ダイオー
ド５．６のいずれがか導通ずることによって、コンデン
サ３は急速に充電され、短時間で最適受信可能状態に達
する。

また、インバータ２および抵抗７による負帰還は次の効
果がある。

例えば、第７図（ａ）の期間ＴＯ後の期間Ｔ１で示すよ
うに復調信号ａがハイレベルで一定して続いたときに、
点線Ｓ２で示す基準電圧ｖｃも抵抗４を通じてハイレベ
ルに近づこうとする。このまま基準電圧Ｖ、が復調信号
ａの電圧と一致してしまうと、比較器１は正常な比較が
できなくなる。そこで、比較器１の出力側からインバー
タ２および抵抗７によって負帰還を行なうことによって
、復調信号ａのレベルが一定状態であっても基準電圧ｖ
ｃが復調信号ａと同じ電圧に漸近しないように保護して
いる。

第７図において、第７図（ａ）は上述したように復調信
号ａの電圧と基準電圧Ｖ、との関係を表わし、第７図山
）は比較器１の出力信号ｂ１第７図（Ｃ）はインバータ
２の出力信号τを表わす。

第７図（ａ）において、時刻ｔ０より端子Ｔに入力され
る復調信号ａが立ち上がったとすると、このとき、復調
信号ａの電圧と基準電圧ｖｃとの間にオフセット電圧ｖ
３が生じる。これにより、ダイオードが導通するため、
コンデンサ３の基準電圧Ｖ、も急速に立ち上がる。第７
図においては、基準電圧ｖｃは、復調信号ａのピーク値
よりダイオードの導通電圧ＶＤだけ下がった所で安定す
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第６図に示す従来のオフセットキャンセル回路において
は、変調感度および復調感度のばらつきと環境条件によ
る変化とが問題となっていた。すなわち、復調信号ａの
振幅がダイオード５，６の導通電圧■。と異なると、そ
の分だけ誤り率の増加の原因になる。例えば、復調信号
ａの振幅が導通電圧ＶＤより大きいときには、復調信号
ａの正のピーク値あるいは負のピーク値に対してダイオ
ードを通して電流が流れ、基準電圧ＶＣはその度に変化
して正常な識別ができない。逆に、復調信号ａの振幅が
導通電圧Ｖゎより小さいときには、比較器人力において
直流成分にオフセットが生じたときでも、いずれのダイ
オードも導通しないことがあり、基準電圧Ｖ、がいつま
でも最適値に達しないという問題がある。

上記のことは、さらに、複局送信方式における受信にお
いても問題になる。すなわち、複局送信方式において、
複数の送信局の電波が届くエリアで移動する受信機は、
瞬時的には異なる局の電波を最も強く受けて、各送信局
のオフセットした周波数に応じて復調出力に直流変動を
伴う。このとき、各送信局の送信周波数ばかりでなく変
調感度もばらついている場合、ある送信局に対しては長
時間を経ても最適な受信ができず、誤り特性が劣化した
ままであるという問題がある。

〔問題点を解決するための手段〕

このような問題点を解決するために本発明は、受信した
復調信号から平均電圧を発生する平均電圧発生手段と、
この平均電圧発生手段の発生電圧を基準として復調信号
を識別する識別手段とを備え、平均電圧発生手段は、第
１の抵抗と第１のコンデンサとから成る低域通過フィル
タと、第１の抵抗に並列に接続された第１の直列回路お
よび第２の直列回路とから成り、第１の直列回路は直列
に接続された第１のダイオードと第２の抵抗とから成り
、第２の直列回路は直列に接続された第２のダイオード
と第３の抵抗とから成り、第１のダイオードと第２のダ
イオードとは互いにアノードとカソードが逆方向になる
ようにしたものである。

〔作用〕

本発明に係わるオフセットキャンセル回路においては、
復調信号の振幅が異なる場合でも基準電圧が振られるこ
とはない。

〔実施例〕

本発明に係わるオフセットキャンセル回路の一実施例を
第１図に示す。同図において、受信機の復調信号ａは端
子Ｔに入力され、識別手段としての比較器１で識別され
、信号処理用のＣＰＵｌ０へ出力される。

本回路においては、識別手段は比較器、１のみから成る
。比較器ｌで比較のために使われる基準電圧ｖｃは容量
Ｃ１のコンデンサ３に蓄えられる。

本回路の場合、コンデンサ３への充放電は、抵抗値Ｒ１
の抵抗４ａと、ダイオード５と抵抗値Ｒ２の抵抗８とか
ら成る第１の直列回路と、ダイオード６と抵抗値Ｒ３の
抵抗９とから成る第２の直列回路とを通して行なわれる
。なお、第１．第２の直列回路と抵抗５とコンデンサ３
とは平均電圧発生手段を構成する。

本回路において、節点Ｎの基準電圧ＶＣは次のように応
答する。基準電圧Ｖｃは、定常状態では復調信号ａの平
均電圧になる。また復調信号ａに直流変動が生じたとき
にはダイオード５または６のいずれかが導通し、短い時
定数（例えばダイオード５が導通したときの時定数は、
はぼＲ２Ｃ１で、この値は約１０秒である）で急速に変
化に追従して、短時間で最適の基準電圧に達する。

第１図の回路の場合、従来例のように抵抗８゜９が無く
ダイオード５，６のみが抵抗４と並列に接続されている
場合と比べると、復調信号ａの直流変動に対する基準電
圧ｖｃの過渡応答はやや遅くなる。このことは非常に重
要な意味を持つ。

復調信号ａの振幅がダイオードの導通電圧Ｖゎより高い
とき、復調信号ａの正のピーク値または負のピーク値に
対してダイオード５または６は導通する。このとき、抵
抗が無い従来例の回路の場合、波形のピーク値に対して
直ちにダイオードを通してコンデンサ３に電流が充電さ
れるため、その度に基準電圧ｖｃは振られることになる
。

すなわち、端子Ｔのレベルが直流的には安定していても
、復調信号ａの正のピーク値が来たら基準電圧ＶＣは高
めになり、負のピーク値が来たら基準電圧Ｖ、は低めに
なる。従って、復調信号ａの振幅にばらつきがあってダ
イオードの導通電圧Ｖ、より高ければ、基準電圧Ｖ、が
最適値に安定できないために正常な受信は行なわれない
。

これに対し、抵抗８．９がある第１図の回路の場合には
、復調信号ａの振幅が高くても、従来例のような現象は
実用上問題のない範囲に軽減される。すなわち、復調信
号ａの波形の正または負のピーク値に対してダイオード
５または６が導通している時間は約０．１〜０．３秒で
あり、この場合、抵抗８または９とコンデンサ３とによ
る時定数の方が約１０秒とはるかに長いため、端子Ｔの
直流成分が安定している限り、基準電圧ｖｃが振られる
ことはない。

従って、第１図の回路で基準電圧Ｖ、を得る場合は、復
調信号ａの振幅が高くても、安定して最適値を得ること
ができる。また、このことは次の効果もある。

すなわち、復調信号ａの振幅が高くても正常に動作する
ため、復調信号ａの振幅値を定常状態でダイオードの導
通電圧と比べてやや高めになるように設定することが可
能である。このようにすれば、直流変動が生じたとき、
ダイオード５または６のいずれかが必ず導通ずるから、
従来例のようにいずれのダイオードも導通せずに最適状
態へ達する時間が遅（なるという問題は生じない。

第１図の回路では識別手段は比較器１のみであったが、
この他の識別手段として、第２図〜第５図に示す回路を
使用することもできる。以下、これらの回路を使用した
場合の動作について説明する。

第２図においては、識別手段は、比較器１と、インバー
タ２および抵抗値Ｒ４の抵抗７ａから成る負帰還手段と
から成る。比較器１の正極の入力側には復調信号ａが入
力され、負極の入力側には第１図で示した節点Ｎが接続
される、この節点Ｎに対して、比較器１の出力側から、
信号反転のインバータ２と抵抗７ａを介して負帰還が行
なわれる。

第２図のインバータ２および抵抗７ａによる負帰還ルー
プは第６図のインバータ２および抵抗７による負帰還と
同じ効果があって、復調信号ａの電圧が一定状態で続い
ても、基準電圧Ｖ、が復調信号ａの電圧に漸近してしま
わないように保護している。

第３図においては、識別手段は、比較器１と、フリップ
フロップ１１と抵抗値Ｒ５の抵抗７ｂとから成る負帰還
手段とから構成されている。第２図の場合と同様に、比
較器１の正極の入力側には復調信号ａが入力され、負極
の入力側には第１図の節点Ｎが接続されている。第３図
に示す回路の場合、比較器１の出力信号は、時間的にビ
ットの中央で再生クロックＣにより抽出される。この抽
出はフリップフロップ１１で行なわれ、その反転出力（
Ｑ）から抵抗７ｂを通って節点Ｎへ帰還する。第３図の
場合も、第２図の場合と同様に、基準電圧Ｖ、が復調信
号ａの電圧に漸近してしまわないように保護される。

第２図に示す回路と第３図に示す回路の違いは、第２図
では比較器１の出力信号を反転して帰還させているにす
ぎないが、第３図では時間的にビットの中央で抽出した
ものを反転して帰還させている。すなわち、第３図では
、比較器ｌの出力信号のＳ／Ｎが良い所を抽出して帰還
させているため、安定した再生クロックが得られるなら
ば、第３図の方が雑音の影響を受けることなく、より高
性能となる。

第４図においては、識別手段は、比較器１と抵抗値Ｒ６
の帰還抵抗７ｃとにより構成されている。

比較器ｌの負極の入力側には復調信号ａが入力され、比
較器１の正極の入力側には第１図に示した節点Ｎが接続
され、この節点Ｎに対して、比較器１の出力側から抵抗
７ｃを介して負帰還が行なわれる。第４図の場合、基準
電圧ｖｃの応答は、第２図の場合と全く同じであり、復
調信号ａが一定であっても、その電圧に漸近してしまう
ことはない。

第４図と第２図の違いはインバータ２が必要が否かであ
り、特性的のものではない。

第５図においては、識別手段は、比較器１と、フリップ
フロップ１１と抵抗７ｄから成る負帰還手段とから構成
されている。第４図の場合と同様に、比較器ｌの負極の
入力側には復調信号ａが入力され、比較器１の正極の入
力側には第１図に示した節点Ｎが接続されいる。第５図
の回路の場合、第３図の回路の場合と同様に、比較器１
の出方信号は、ピントの中央で再生クロックＣにより抽
出される。この抽出は、フリップフロップ１１で行なわ
れ、その非反転出力（Ｑ）から抵抗７ｄを通って節点Ｎ
へ帰還する。第５図の回路の場合も、基準電圧ｖｃに関
して第３図と全く回し応答になる。

なお、上記実施例においては、基準電圧は、復調信号ａ
のみ又は復調信号ａと比較器１の出力信号す又はτとを
もとにして与えられるので、特別な電源を必要としない
。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明は、受信した復調信号から平
均電圧を発生する平均電圧発生手段と、この平均電圧発
生手段の発生電圧を基準として復調信号を識別する識別
手段とを設けたことにより、変調感度および復調感度の
ばらつき又は環境条件の変化等で受信した復調信号の振
幅が異なる場合にも基準電圧が振られることがなく、ま
た復調信号の振幅値を従来より高く設定することができ
るので、短時間で最適な受信が可能になる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係わるオフセットキャンセル回路の一
実施例を示す回路図、第２図〜第５図はオフセットキャ
ンセル回路を構成する識別手段の実施例を示す回路図、
第６図は従来のオフセットキャンセル回路を示す回路図
、第７図はその動作を説明するための波形図である。１・・・比較器、２・・・インバータ、３・・・コンデ
ンサ、４〜６．７ａ　〜７ｄ−・・抵抗、８．９−・・
ダイオード、１０・・・ＣＰＵ、１１・・・フリップフ
ロップ、Ｔ・・・端子、Ｎ・・・節点。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）受信した復調信号から平均電圧を発生する平均電
圧発生手段と、この平均電圧発生手段の発生電圧を基準
として前記復調信号を識別する識別手段とを備え、前記
平均電圧発生手段は、第１の抵抗と第１のコンデンサと
から成る低域通過フィルタと、前記第１の抵抗に並列に
接続された第１の直列回路および第２の直列回路とから
成り、前記第１の直列回路は直列に接続された第１のダ
イオードと第２の抵抗とから成り、前記第２の直列回路
は直列に接続された第２のダイオードと第３の抵抗とか
ら成り、前記第１のダイオードと第２のダイオードとは
互いにアノードとカソードが逆方向になっていることを
特徴とするオフセットキャンセル回路。
（２）識別手段は比較器であり、受信した復調信号を平
均電圧発生手段の発生電圧を基準として比較することに
より識別出力を得ることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のオフセットキャンセル回路。
（３）識別手段は比較器と負帰還手段から成り、受信し
た復調信号と平均電圧発生手段の発生電圧とを前記比較
器の入力側へ入力し、前記比較器の入力側のうち前記平
均電圧発生手段の発生電圧を入力した側へ前記比較器の
出力側から負帰還手段により負帰還を行なうことを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のオフセットキャンセ
ル回路。
（４）比較器は、正極の入力側へ受信した復調信号を入
力し、負極の入力側へ平均電圧発生手段の発生電圧を入
力し、負帰還手段は、インバータと、このインバータの
出力側と前記負極の入力側とへ接続された第４の抵抗と
から成ることを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の
オフセットキャンセル回路。
（５）比較器は、正極の入力側へ受信した復調信号を入
力し、負極の入力側へ平均電圧発生手段の発生電圧を入
力し、負帰還手段は、前記比較器の出力信号を再生クロ
ックで抽出するフリップフロップ回路と、このフリップ
フロップ回路の反転出力側と前記負極の入力側とに接続
された第５の抵抗とから成ることを特徴とする特許請求
の範囲第３項記載のオフセットキャンセル回路。
（６）比較器は、負極の入力側へ受信した復調信号を入
力し、正極の入力側へ平均電圧発生手段の発生電圧を入
力し、負帰還手段は、前記比較器の出力側と前記正極の
入力側とに接続された第６の抵抗であることを特徴とす
る特許請求の範囲第３項記載のオフセットキャンセル回
路。
（７）比較器は、負極の入力側へ受信した復調信号を入
力し、正極の入力側へ平均電圧発生手段の発生電圧を入
力し、負帰還手段は、前記比較器の出力信号を再生クロ
ックで抽出するフリップフロップ回路と、このフリップ
フロップ回路の非反転出力側と前記比較器の正極の入力
側とに接続された第７の抵抗とから成ることを特徴とす
る特許請求の範囲第３項記載のオフセットキャンセル回
路。