JPS63111797A - デジタル復調装置 - Google Patents
デジタル復調装置Info
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- JPS63111797A JPS63111797A JP61257237A JP25723786A JPS63111797A JP S63111797 A JPS63111797 A JP S63111797A JP 61257237 A JP61257237 A JP 61257237A JP 25723786 A JP25723786 A JP 25723786A JP S63111797 A JPS63111797 A JP S63111797A
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- Japan
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- data
- carrier
- delay
- hilbert transform
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は一定の搬送周波数で変調された変調信号を、−
旦デジタル信号に変換した後にデジタル信号のままで復
調を行なうデジタル復調装置に関する。
旦デジタル信号に変換した後にデジタル信号のままで復
調を行なうデジタル復調装置に関する。
従来の技術
振幅変調あるいは平衡変調された信号をデジタル的に復
調することは従来より行なわれており、例えば映像信号
中の搬送色信号から一対の色差信号をデジタル的に復調
する際には、例えばカラーバースト周波数ｆｓｃの４倍
の周波数をサンプリングキャリア周波数として選び、こ
のサンプリングキャリアの初期位相をバースト信号軸と
は１８０゜位相の異なる軸、すなわちＢ−Ｙ軸に定め、
この初期位相を基準にして順次サンプリングすることに
より目的の色差信号を復調できる。
調することは従来より行なわれており、例えば映像信号
中の搬送色信号から一対の色差信号をデジタル的に復調
する際には、例えばカラーバースト周波数ｆｓｃの４倍
の周波数をサンプリングキャリア周波数として選び、こ
のサンプリングキャリアの初期位相をバースト信号軸と
は１８０゜位相の異なる軸、すなわちＢ−Ｙ軸に定め、
この初期位相を基準にして順次サンプリングすることに
より目的の色差信号を復調できる。
すなわち４ｆｓｃのサンプリングキャリアの各サンプリ
ングポイントは第６図に示すようにＡ、Ｂ。
ングポイントは第６図に示すようにＡ、Ｂ。
Ｃ及びＤ点となる。Ａ点はＢ−Ｙ軸上にあり、Ｂ点はこ
れより９０°位相の進んだＲ−Ｙ軸上にある。
れより９０°位相の進んだＲ−Ｙ軸上にある。
以下同様に０点のサンプリングポイントは−（Ｂ−Ｙ）
軸上にありまた、Ｄ点のポイントは−（Ｒ−Ｙ）軸上に
あるから、第７図に示す様な時系列を持つデータとなり
符号反転、分離の手段により簡単に復調を行なってしま
う。（例えば特開昭５９−１５８１８８号公報）。
軸上にありまた、Ｄ点のポイントは−（Ｒ−Ｙ）軸上に
あるから、第７図に示す様な時系列を持つデータとなり
符号反転、分離の手段により簡単に復調を行なってしま
う。（例えば特開昭５９−１５８１８８号公報）。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら例えば、家庭用ビデオ・テープレコーダ（
以下ＶＴＲという、）に多く用いられるカラーアンダ一
方式で記録された低域変換色信号のように低域キャリア
周波数ｆｃに対し上下ともほぼｆｃの帯域をもつ信号を
同様に復調しようとする場合衣にあげるような問題が生
じる。まず第８図に示すような帯域Ｃｃで示す低域変換
色信号の高域の周波数に分布する帯域ＹＦＭで示すＦＭ
輝度信号からＬＰＦ １で示すローパスフィルタで分離
した後復調する。復調された色差信号データは第８図の
Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙに示すように復調信号Ｒ−ＹＯ１Ｂ−Ｙ
Ｏ１に対してキャリアの乗算とサンプリングによる高調
波Ｒ−Ｙｌ、Ｂ−Ｙｌが非常に近傍に現われるため復調
信号Ｒ−ＹＯ，Ｂ−ＹＯを取り出すためにはＬＰＦ２に
示すような非常に急峻な遮断特性をもつフィルタが必要
である。
以下ＶＴＲという、）に多く用いられるカラーアンダ一
方式で記録された低域変換色信号のように低域キャリア
周波数ｆｃに対し上下ともほぼｆｃの帯域をもつ信号を
同様に復調しようとする場合衣にあげるような問題が生
じる。まず第８図に示すような帯域Ｃｃで示す低域変換
色信号の高域の周波数に分布する帯域ＹＦＭで示すＦＭ
輝度信号からＬＰＦ １で示すローパスフィルタで分離
した後復調する。復調された色差信号データは第８図の
Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙに示すように復調信号Ｒ−ＹＯ１Ｂ−Ｙ
Ｏ１に対してキャリアの乗算とサンプリングによる高調
波Ｒ−Ｙｌ、Ｂ−Ｙｌが非常に近傍に現われるため復調
信号Ｒ−ＹＯ，Ｂ−ＹＯを取り出すためにはＬＰＦ２に
示すような非常に急峻な遮断特性をもつフィルタが必要
である。
デジタルフィルタで構成しようとする場合は高次なもの
となるため実現が難しく、さらにＦＭ輝度信号ＹＰＭの
ように周波数多重された信号が上の周波数帯域に残って
いると、その高調波が復調信号Ｒ−ＹＯ，Ｂ−ＹＯの帯
域内に入り込み悪影響を与えるためＬＰＦ １について
も急峻な遮断特性を持つ高価なローパスフィルタを必要
とする欠点がある。
となるため実現が難しく、さらにＦＭ輝度信号ＹＰＭの
ように周波数多重された信号が上の周波数帯域に残って
いると、その高調波が復調信号Ｒ−ＹＯ，Ｂ−ＹＯの帯
域内に入り込み悪影響を与えるためＬＰＦ １について
も急峻な遮断特性を持つ高価なローパスフィルタを必要
とする欠点がある。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために本発明のデジタル復調装置
は搬送周波数のｎ倍のクロックを発生するクロック発生
回路と前記搬送周波数で変調された信号を前記クロック
発生回路からのクロックでサンプリング及びホールドの
動作を行なうサンプルホールド回路と前記サンプルホー
ルド回路によりサンプリングされたデータのキャリアの
位相を９０°シフトするヒルベルト変換回路と前記サン
プリングされた変調データを前記ヒルベルト変換回路の
出力データと同一の時間軸になるよう遅延する遅延回路
と前記ヒルベルト変換回路の２つのデータより復調デー
タを得る演算回路を具備することにより、変調信号の復
調を行なうものである。
は搬送周波数のｎ倍のクロックを発生するクロック発生
回路と前記搬送周波数で変調された信号を前記クロック
発生回路からのクロックでサンプリング及びホールドの
動作を行なうサンプルホールド回路と前記サンプルホー
ルド回路によりサンプリングされたデータのキャリアの
位相を９０°シフトするヒルベルト変換回路と前記サン
プリングされた変調データを前記ヒルベルト変換回路の
出力データと同一の時間軸になるよう遅延する遅延回路
と前記ヒルベルト変換回路の２つのデータより復調デー
タを得る演算回路を具備することにより、変調信号の復
調を行なうものである。
作用
本発明は上記した構成により、広帯域、低キヤリア周波
数でかつ他の信号と周波数多重されている場合でもサン
プリングやキャリア乗算で発生する高調波による悪影響
を受けにくいデジタル復調装置を実現するもので、デジ
タルデータに変換する前段のフィルタや復調後の高調波
を取り除くためのフィルタも簡単にするものである。
数でかつ他の信号と周波数多重されている場合でもサン
プリングやキャリア乗算で発生する高調波による悪影響
を受けにくいデジタル復調装置を実現するもので、デジ
タルデータに変換する前段のフィルタや復調後の高調波
を取り除くためのフィルタも簡単にするものである。
実施例
以下本発明のデジタル復調装置の一実施例について、図
面を参照しながら説明する。第１図は本発明の一実施例
に於けるデジタル復調装置の系統図である。第１図に於
て変調信号ＣｃがＡ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ）２に入力
されサンプリング及びホールドされた後デジタルデータ
に変換される。
面を参照しながら説明する。第１図は本発明の一実施例
に於けるデジタル復調装置の系統図である。第１図に於
て変調信号ＣｃがＡ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ）２に入力
されサンプリング及びホールドされた後デジタルデータ
に変換される。
クロック発生回路ｌはＡ／Ｄコンバータ２のサンプリン
グによる高調波が入力信号Ｃｃの帯域内に折り返すのを
防止するため信号Ｃｃのキャリア周波数ｆｃより充分高
いサンプリング周波数ｆｓ＝ｇｆｃのクロックＣＫを発
生する。例えば信号Ｃｃが低域変換色信号である場合、
サンプリングの初期位相を第３図のベクトル図に示すバ
ースト信号軸とは１８０°位相の異なるＢ−Ｙ軸に定め
るとサンプリングされたデータＣＯは第３図のベクトル
図（７）Ｈ，Ｉ、Ｊ、に、Ｌ、Ｍ、Ｎ、０（７）繰り返
しデータとなり、ここで Ｈ＝Ｂ−Ｙ 、 Ｉ＝−１／Ｊ（Ｒ−Ｙ）＋１／
−／ｌ’（Ｂ−Ｙ）Ｊ＝−（Ｒ−Ｙ）、 Ｋ＝−１／
Ｊ（Ｒ−Ｙ）−１／Ｊ（Ｂ−Ｙ）Ｌ＝−（Ｂ−Ｙ）、
Ｍ−−１／Ｊ（Ｒ−Ｙ）−１／Ｊ（Ｂ−Ｙ）Ｎ＝
Ｒ−Ｙ 、 Ｏ＝ １／Ｊ（Ｒ−Ｙ） ＋１／Ｊ（Ｂ
−Ｙ）・・・（１）である。前記データＣＯをヒルベル
ト変換回路３と、ヒルベルト変換回路３と同一遅延時間
を有する遅延回路４に通す、ここで低域変換キャリアの
角周波数をωＣと於て遅延回路４を通過後のデータＣ１
を ＣＩ ＝ （Ｒ−Ｙ）ｓｉｎωｃ ｔ−（Ｂ−Ｙ）Ｃ
ｏＳ（Ｊ）Ｃｔ ・・・（２）とするとヒルベルト変換
回路３を通過後のデータＣ２は Ｃ２＝（Ｒ−Ｙ）ｃｏｓωｃ ｔ−（Ｂ−Ｙ）ｓｉｎω
ｃ ｔ ・・・（３）のようにキャリア位相が９０°ず
れたデータとなる。
グによる高調波が入力信号Ｃｃの帯域内に折り返すのを
防止するため信号Ｃｃのキャリア周波数ｆｃより充分高
いサンプリング周波数ｆｓ＝ｇｆｃのクロックＣＫを発
生する。例えば信号Ｃｃが低域変換色信号である場合、
サンプリングの初期位相を第３図のベクトル図に示すバ
ースト信号軸とは１８０°位相の異なるＢ−Ｙ軸に定め
るとサンプリングされたデータＣＯは第３図のベクトル
図（７）Ｈ，Ｉ、Ｊ、に、Ｌ、Ｍ、Ｎ、０（７）繰り返
しデータとなり、ここで Ｈ＝Ｂ−Ｙ 、 Ｉ＝−１／Ｊ（Ｒ−Ｙ）＋１／
−／ｌ’（Ｂ−Ｙ）Ｊ＝−（Ｒ−Ｙ）、 Ｋ＝−１／
Ｊ（Ｒ−Ｙ）−１／Ｊ（Ｂ−Ｙ）Ｌ＝−（Ｂ−Ｙ）、
Ｍ−−１／Ｊ（Ｒ−Ｙ）−１／Ｊ（Ｂ−Ｙ）Ｎ＝
Ｒ−Ｙ 、 Ｏ＝ １／Ｊ（Ｒ−Ｙ） ＋１／Ｊ（Ｂ
−Ｙ）・・・（１）である。前記データＣＯをヒルベル
ト変換回路３と、ヒルベルト変換回路３と同一遅延時間
を有する遅延回路４に通す、ここで低域変換キャリアの
角周波数をωＣと於て遅延回路４を通過後のデータＣ１
を ＣＩ ＝ （Ｒ−Ｙ）ｓｉｎωｃ ｔ−（Ｂ−Ｙ）Ｃ
ｏＳ（Ｊ）Ｃｔ ・・・（２）とするとヒルベルト変換
回路３を通過後のデータＣ２は Ｃ２＝（Ｒ−Ｙ）ｃｏｓωｃ ｔ−（Ｂ−Ｙ）ｓｉｎω
ｃ ｔ ・・・（３）のようにキャリア位相が９０°ず
れたデータとなる。
演算回路５はキャリア発生回路１０．乗算回路１）〜１
４、加算回路１５及び減算回路１６で構成され、キャリ
ア発生回路１０でクロックＣＫからｓｉｎωｃｔ及びｃ
ｏｓωｃｔのキャリアデータを作成し、乗算回路１）〜
１４、加算回路１５、減算回路１６によりＲ−Ｙ＝
Ｃ１５ｉｎωｃ ｔ ＋ Ｃ２ｃｏｓωｃ ｔ ・・・
（４）Ｂ−Ｙ −−Ｃ１ｃｏｓωｃ ｔ ＋ Ｃ２ｓｉ
ｎωｃ ｔ ＝・（５）でＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙを求める。
４、加算回路１５及び減算回路１６で構成され、キャリ
ア発生回路１０でクロックＣＫからｓｉｎωｃｔ及びｃ
ｏｓωｃｔのキャリアデータを作成し、乗算回路１）〜
１４、加算回路１５、減算回路１６によりＲ−Ｙ＝
Ｃ１５ｉｎωｃ ｔ ＋ Ｃ２ｃｏｓωｃ ｔ ・・・
（４）Ｂ−Ｙ −−Ｃ１ｃｏｓωｃ ｔ ＋ Ｃ２ｓｉ
ｎωｃ ｔ ＝・（５）でＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙを求める。
以上の経過を周波数軸上で説明するとＡ／Ｄコンバータ
２を通過したデータＣ１は入力データＣｃの他にサンプ
リングによる高調波Ｃｃ’がサンプル周波数ｆｓの上下
に発生する。ヒルベルト変換回路３はｆｃに対して左右
対称としデータＣｃのキャリアを９０°移和すると同時
に第２図ＣＩの破線ＨＯで示すような周波数特性とする
。Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙとも同様に説明できるのでＲ−Ｙの復
調過程についてのみ説明すると、例えば第１図ａの周波
数分布としてはただ単に変調波に周波数ｆｃのキャリア
を乗算したものであるので第２図ａに示す如く復調波成
分ａ０とキャリアを乗算したために生じた周波数２ｆｃ
を中心とする高調波成分ａ０”が分布し、ａｌ＋ａｌ’
はサンプリングによって生じたａｌｌ＋ａ６゛の高調波
である。第１図すの周波数分布としては、ヒルベルト変
換回路３でキャリアが９０°移和し、さらに９０°移和
したキャリアを乗算するため第２図すに復調ｂ０．ｂ、
に対しキャリア乗算による高調波’）６Ｚ ｂｌ”は
ａに対して極性が反転する。このため第１図の加算器１
５でａ、ｂを加算した結果は、第２図のＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ
で示す如くキャリアを乗算したしたために生じた高調波
が取り除かれた復調データＤＯが取り出される。Ｄｌは
ＤＯのサンプリングによる高調波である。但しヒルベル
ト変換回路３の周波数特性は実際には全域通過型とはな
らず、第２図０１のＨＯで示すように２ｆＣの整数倍の
周波数でゲインがＯとなるためＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙにはキャ
リア乗算による高調子波ＤＯ’、Ｄ１°が若干残る。こ
のようにヒルベルト変換器を使用することにより、キャ
リア位相が９０°異なった変調波を作成し、それぞれキ
ャリア位相の９０°異なる２つの変調波を復調し加算す
ることによりキャリア乗算による高調波を除去すること
ができる。なお、低域変換色信号のように直角二相平衡
変調波でなく単なる平衡変調波や振幅変調波である場合
は加減算器は一つでよく、またキャリア発生回路１０も
単一コードを繰り返し発生するだけであるので乗算器１
）〜１４に数種のコード変換を繰り返し行なうデジタル
回路を使用すれば特に必要ない。
２を通過したデータＣ１は入力データＣｃの他にサンプ
リングによる高調波Ｃｃ’がサンプル周波数ｆｓの上下
に発生する。ヒルベルト変換回路３はｆｃに対して左右
対称としデータＣｃのキャリアを９０°移和すると同時
に第２図ＣＩの破線ＨＯで示すような周波数特性とする
。Ｒ−Ｙ、Ｂ−Ｙとも同様に説明できるのでＲ−Ｙの復
調過程についてのみ説明すると、例えば第１図ａの周波
数分布としてはただ単に変調波に周波数ｆｃのキャリア
を乗算したものであるので第２図ａに示す如く復調波成
分ａ０とキャリアを乗算したために生じた周波数２ｆｃ
を中心とする高調波成分ａ０”が分布し、ａｌ＋ａｌ’
はサンプリングによって生じたａｌｌ＋ａ６゛の高調波
である。第１図すの周波数分布としては、ヒルベルト変
換回路３でキャリアが９０°移和し、さらに９０°移和
したキャリアを乗算するため第２図すに復調ｂ０．ｂ、
に対しキャリア乗算による高調波’）６Ｚ ｂｌ”は
ａに対して極性が反転する。このため第１図の加算器１
５でａ、ｂを加算した結果は、第２図のＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ
で示す如くキャリアを乗算したしたために生じた高調波
が取り除かれた復調データＤＯが取り出される。Ｄｌは
ＤＯのサンプリングによる高調波である。但しヒルベル
ト変換回路３の周波数特性は実際には全域通過型とはな
らず、第２図０１のＨＯで示すように２ｆＣの整数倍の
周波数でゲインがＯとなるためＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙにはキャ
リア乗算による高調子波ＤＯ’、Ｄ１°が若干残る。こ
のようにヒルベルト変換器を使用することにより、キャ
リア位相が９０°異なった変調波を作成し、それぞれキ
ャリア位相の９０°異なる２つの変調波を復調し加算す
ることによりキャリア乗算による高調波を除去すること
ができる。なお、低域変換色信号のように直角二相平衡
変調波でなく単なる平衡変調波や振幅変調波である場合
は加減算器は一つでよく、またキャリア発生回路１０も
単一コードを繰り返し発生するだけであるので乗算器１
）〜１４に数種のコード変換を繰り返し行なうデジタル
回路を使用すれば特に必要ない。
次に本発明の第２の実施例について図面を参照しながら
説明する。第４図は本発明の第２の実施例に於けるデジ
タル、復調装置の系統図である。以下に於ての説明では
他の図面のものと同一の動作を行なうものについては同
一番号及び同一符号を付し重複説明を省略する。第４図
に於てヒルベルト変換回路３は遅延素子２１〜３２、増
幅回路４０〜４３、加算回路８１で構成される。遅延素
子２１〜３２はそれぞれクロック発生回路１の発生する
クロックＣＫの１クロック分を遅延するものである。演
算回路５は増幅回路４４．４５、切換回路５０．５１、
タイミング回路６０、符号反転回路７０〜７３、加算回
路８２．８３から構成される。第１図の実施例の遅延回
路４に相当する部分は、第４図のヒルベルト変換回路３
の遅延素子を共用し中間タップから遅延データＣ１を得
ている。第５図に第４図に於ける各部のタイミングを示
す。第１図の実施例と同様に信号ＣｃがＡ／Ｄコンバー
タ２でデジタルデータに変換され、ヒルベルト変換回路
３の内部の遅延素子により遅延されたデータＣ１が（１
）式で示されるＨ、Ｉ。
説明する。第４図は本発明の第２の実施例に於けるデジ
タル、復調装置の系統図である。以下に於ての説明では
他の図面のものと同一の動作を行なうものについては同
一番号及び同一符号を付し重複説明を省略する。第４図
に於てヒルベルト変換回路３は遅延素子２１〜３２、増
幅回路４０〜４３、加算回路８１で構成される。遅延素
子２１〜３２はそれぞれクロック発生回路１の発生する
クロックＣＫの１クロック分を遅延するものである。演
算回路５は増幅回路４４．４５、切換回路５０．５１、
タイミング回路６０、符号反転回路７０〜７３、加算回
路８２．８３から構成される。第１図の実施例の遅延回
路４に相当する部分は、第４図のヒルベルト変換回路３
の遅延素子を共用し中間タップから遅延データＣ１を得
ている。第５図に第４図に於ける各部のタイミングを示
す。第１図の実施例と同様に信号ＣｃがＡ／Ｄコンバー
タ２でデジタルデータに変換され、ヒルベルト変換回路
３の内部の遅延素子により遅延されたデータＣ１が（１
）式で示されるＨ、Ｉ。
Ｊ、に、Ｌ、Ｍ、Ｎ、Ｏの順に繰り返し出力される場合
、ヒルベルト変換回路３の出力Ｃ２はＣ１のキャリアが
９０°移相されＪ、に、Ｌ、Ｍ、Ｎ。
、ヒルベルト変換回路３の出力Ｃ２はＣ１のキャリアが
９０°移相されＪ、に、Ｌ、Ｍ、Ｎ。
０、 Ｈ，Ｉの順に出力される。演算回路５は前記デー
タＣ１とＣ２より色差信号データＲ−ＹとＢ−Ｙを演算
し出力する。符号反転回路７０〜７３はタイミング回路
６０からのパルスＰ１〜Ｐ４により符号反転の処理を行
ない、入力パルスがデジタルレベルの“１”の時は入力
データをそのまま出力し、デジタルレベルの“０″の時
にはデータの符号を反転して出力する。切換回路５０．
５１はそれぞれ入力に接続されている符号反転回路及び
増幅回路４４゜４５の出力をタイミング回路６０からの
制御データＣＮＴにより選択し復調色差信号データＲ−
Ｙ、Ｂ−Ｙを得ている。パルスＰ、〜Ｐ４及び制御デー
タＣＮＴはすべてタイミング回路６０でクロック発生回
路１からのクロックＣＫにより作成する。以上のように
本発明の第２の実施例に於ての演算回路５を増幅回路４
４、符号反転回路７０〜７３、加算回路８２．８３、切
換回路５０．５１、タイミング回路６０で構成すること
により乗算回路を使用することなく簡単なデジタル回路
で実現している。
タＣ１とＣ２より色差信号データＲ−ＹとＢ−Ｙを演算
し出力する。符号反転回路７０〜７３はタイミング回路
６０からのパルスＰ１〜Ｐ４により符号反転の処理を行
ない、入力パルスがデジタルレベルの“１”の時は入力
データをそのまま出力し、デジタルレベルの“０″の時
にはデータの符号を反転して出力する。切換回路５０．
５１はそれぞれ入力に接続されている符号反転回路及び
増幅回路４４゜４５の出力をタイミング回路６０からの
制御データＣＮＴにより選択し復調色差信号データＲ−
Ｙ、Ｂ−Ｙを得ている。パルスＰ、〜Ｐ４及び制御デー
タＣＮＴはすべてタイミング回路６０でクロック発生回
路１からのクロックＣＫにより作成する。以上のように
本発明の第２の実施例に於ての演算回路５を増幅回路４
４、符号反転回路７０〜７３、加算回路８２．８３、切
換回路５０．５１、タイミング回路６０で構成すること
により乗算回路を使用することなく簡単なデジタル回路
で実現している。
発明の効果
以上のように本発明のデジタル復調装置は搬送周波数の
ｎ倍のクロックを発生するクロック発生回路と前記搬送
周波数で変調された信号を前記クロック発生回路からの
クロックでサンプリング及びホールドの動作を行なうサ
ンプルホールド回路と前記サンプルホールド回路により
サンプリングされたデータのキャリアの位相を９０°シ
フトするヒルベルト変換回路と前記サンプリングされた
変調データを前記ヒルベルト変換回路の出力データと同
一の時間軸になるよう遅延する遅延回路と前記ヒルベル
ト変換回路の２つのデータより復調データを得る演算回
路で構成されているのでキャリア乗算による高調波やサ
ンプリングによる高調波が復調データの帯域内に折り返
すことを防止し、変調信号をデジタルデータに変換する
前段のフィルタのスペックダウンができ安価に実現でき
ると共に、復調後のデータに対してもキャリア乗算によ
る高調波除去のためのフィルタを簡単なものにするかあ
るいは取り去ることを可能にする効果がある。さらに、
演算回路を遅延回路の出力データのキャリアと前記キャ
リアに対し９０’の位相差を持つキャリアの２つのキャ
リアを発生するキャリア発生回路と、前記２つのキャリ
アをそれぞれ遅延回路とヒルベルト変換回路の出力デー
タと乗算する乗算回路と、前記乗算回路のそれぞれの乗
算結果を加算あるいは減算する１個以上の加減算回路を
持つことにより演算回路を特性が安定なデジタル回路で
構成でき復調装置の特性を安定化する効果がある。さら
に、前記遅延回路はヒルベルト変換回路に内蔵する遅延
素子を共用し、遅延素子の全遅段数の中間にタップを設
けデータを取り出す構成とすることにより遅延回路を省
略し装置の回路構成を簡略化する効果がある。また、演
算回路を、ヒルベルト変換回路の出力と遅延回路の出力
データの符号切換が可能な符号反転回路と、データの加
算を行なう加算回路と、データを一定の利得で増幅する
増幅回路と、前記符号反転回路、加算回路、増幅回路で
処理されたデータを切り換えて出力する切換回路と、前
記符号反転回路と切換回路を制御する制御パルスを発生
するタイミング回路で構成することにより乗算回路を使
用することなく演算回路を構成する効果があり、さらに
簡単なデジタル回路でデジタル復調装置を構成すること
が可能である。
ｎ倍のクロックを発生するクロック発生回路と前記搬送
周波数で変調された信号を前記クロック発生回路からの
クロックでサンプリング及びホールドの動作を行なうサ
ンプルホールド回路と前記サンプルホールド回路により
サンプリングされたデータのキャリアの位相を９０°シ
フトするヒルベルト変換回路と前記サンプリングされた
変調データを前記ヒルベルト変換回路の出力データと同
一の時間軸になるよう遅延する遅延回路と前記ヒルベル
ト変換回路の２つのデータより復調データを得る演算回
路で構成されているのでキャリア乗算による高調波やサ
ンプリングによる高調波が復調データの帯域内に折り返
すことを防止し、変調信号をデジタルデータに変換する
前段のフィルタのスペックダウンができ安価に実現でき
ると共に、復調後のデータに対してもキャリア乗算によ
る高調波除去のためのフィルタを簡単なものにするかあ
るいは取り去ることを可能にする効果がある。さらに、
演算回路を遅延回路の出力データのキャリアと前記キャ
リアに対し９０’の位相差を持つキャリアの２つのキャ
リアを発生するキャリア発生回路と、前記２つのキャリ
アをそれぞれ遅延回路とヒルベルト変換回路の出力デー
タと乗算する乗算回路と、前記乗算回路のそれぞれの乗
算結果を加算あるいは減算する１個以上の加減算回路を
持つことにより演算回路を特性が安定なデジタル回路で
構成でき復調装置の特性を安定化する効果がある。さら
に、前記遅延回路はヒルベルト変換回路に内蔵する遅延
素子を共用し、遅延素子の全遅段数の中間にタップを設
けデータを取り出す構成とすることにより遅延回路を省
略し装置の回路構成を簡略化する効果がある。また、演
算回路を、ヒルベルト変換回路の出力と遅延回路の出力
データの符号切換が可能な符号反転回路と、データの加
算を行なう加算回路と、データを一定の利得で増幅する
増幅回路と、前記符号反転回路、加算回路、増幅回路で
処理されたデータを切り換えて出力する切換回路と、前
記符号反転回路と切換回路を制御する制御パルスを発生
するタイミング回路で構成することにより乗算回路を使
用することなく演算回路を構成する効果があり、さらに
簡単なデジタル回路でデジタル復調装置を構成すること
が可能である。
第１図は本発明の一実施例に於けるデジタル復調装置の
系統図、第２図は第１図に於ける各部データの周波数分
布図、第３図は第１図のＡ／Ｄコンバータのサンプリン
グのタイミングを示すベクトル図、第４図は本発明の第
２の実施例に於けるデジタル復調装置の系統図、第５図
は第４図の各部のデータタイミングを示すタイミング図
、第６図は従来のデジタル復調装置のサンプリングのタ
イミングを示すベクトル図、第７図は従来のデジタル復
調装置のサンプリングタイミングにより得られたデータ
のタイミング図、第８図は従来のデジタル復調装置にお
いて復調データの周波数分布を説明するための周波数分
布図である。 １・・・・・・クロック発生回路、２・・・・・・Ａ／
Ｄコンバータ、３・・・・・・ヒルベルト変換回路、４
・・・・・・遅延回路、５・・・・・・演算回路、１０
・・・・・・キャリア発生回路、１）〜１４・・・・・
・乗算回路、１５・・・・・・加算回路、１６・・・・
・・減算回路、２１〜３２・・・・・・遅延素子、４０
〜４５・・・・・・増幅回路、５０〜５１・・・・・・
切換回路、６０・・・・・・タイミング回路、７０〜７
３・・・・・・符号反転回路、８１〜８３・・・・・・
加算回路。 代理人の氏名 弁理士 中尾敏男 はか１名第１図 第２図 ０ ２ｆｃ ６ｆｃ ｌ／ｆ
ｃ第３図 Ｒ−Ｙ −（Ｒ−ｙ） 第６図 −（ρ−Ｙ） 第７図 ＡＢＣＤＡＢＣＤ 第８図 ２ｆｃ ｄｆＣＭＲ敷
系統図、第２図は第１図に於ける各部データの周波数分
布図、第３図は第１図のＡ／Ｄコンバータのサンプリン
グのタイミングを示すベクトル図、第４図は本発明の第
２の実施例に於けるデジタル復調装置の系統図、第５図
は第４図の各部のデータタイミングを示すタイミング図
、第６図は従来のデジタル復調装置のサンプリングのタ
イミングを示すベクトル図、第７図は従来のデジタル復
調装置のサンプリングタイミングにより得られたデータ
のタイミング図、第８図は従来のデジタル復調装置にお
いて復調データの周波数分布を説明するための周波数分
布図である。 １・・・・・・クロック発生回路、２・・・・・・Ａ／
Ｄコンバータ、３・・・・・・ヒルベルト変換回路、４
・・・・・・遅延回路、５・・・・・・演算回路、１０
・・・・・・キャリア発生回路、１）〜１４・・・・・
・乗算回路、１５・・・・・・加算回路、１６・・・・
・・減算回路、２１〜３２・・・・・・遅延素子、４０
〜４５・・・・・・増幅回路、５０〜５１・・・・・・
切換回路、６０・・・・・・タイミング回路、７０〜７
３・・・・・・符号反転回路、８１〜８３・・・・・・
加算回路。 代理人の氏名 弁理士 中尾敏男 はか１名第１図 第２図 ０ ２ｆｃ ６ｆｃ ｌ／ｆ
ｃ第３図 Ｒ−Ｙ −（Ｒ−ｙ） 第６図 −（ρ−Ｙ） 第７図 ＡＢＣＤＡＢＣＤ 第８図 ２ｆｃ ｄｆＣＭＲ敷
Claims (4)
- （１）搬送周波数のｎ倍のクロックを発生するクロック
発生回路と前記搬送周波数で変調された信号を前記クロ
ック発生回路からのクロックでサンプリング及びホール
ドの動作を行なうサンプルホールド回路と、前記サンプ
ルホールド回路によりサンプリングされたデータのキャ
リアの位相を９０°シフトするヒルベルト変換回路と、
前記サンプリングされた変調データを前記ヒルベルト変
換回路の出力データと同一の時間軸になるよう遅延する
遅延回路と、前記ヒルベルト変換回路と遅延回路の２つ
のデータより復調データを得る演算回路から成るデジタ
ル復調装置。 - （２）演算回路は遅延回路の出力データのキャリアと前
記キャリアに対し９０°の位相差を持つキャリアの２つ
のキャリアを発生するキャリア発生回路と、前記２つの
キャリアをそれぞれ遅延回路とヒルベルト変換回路の出
力データと乗算する乗算回路と、前記乗算回路のそれぞ
れの乗算結果を加算あるいは減算する１個以上の加減算
回路を持つことを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
記載のデジタル復調装置。 - （３）遅延回路はヒルベルト変換回路に内蔵する遅延素
子を共用し、遅延素子の全遅段数の中間にタップを設け
データを取り出す構成とすることを特徴とする特許請求
の範囲第（１）項記載のデジタル復調装置。 - （４）演算回路は、ヒルベルト変換回路の出力と遅延回
路の出力データの符号切換が可能な符号反転回路と、デ
ータの加算を行なう加算回路と、データを一定の利得で
増幅する増幅回路と、前記符号反転回路、加算回路、増
幅回路で処理されたデータを切り換えて出力する切換回
路と、前記符号反転回路と切換回路を制御する制御パル
スを発生するタイミング回路からなることを特徴とする
特許請求の範囲第（１）項記載のデジタル復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61257237A JPS63111797A (ja) | 1986-10-29 | 1986-10-29 | デジタル復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61257237A JPS63111797A (ja) | 1986-10-29 | 1986-10-29 | デジタル復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63111797A true JPS63111797A (ja) | 1988-05-17 |
Family
ID=17303589
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61257237A Pending JPS63111797A (ja) | 1986-10-29 | 1986-10-29 | デジタル復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63111797A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH077741A (ja) * | 1993-02-26 | 1995-01-10 | Samsung Electron Co Ltd | 色信号復調方法及びその回路 |
-
1986
- 1986-10-29 JP JP61257237A patent/JPS63111797A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH077741A (ja) * | 1993-02-26 | 1995-01-10 | Samsung Electron Co Ltd | 色信号復調方法及びその回路 |
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