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JPS6295972A - Power converter - Google Patents

Power converter

Info

Publication number
JPS6295972A
JPS6295972A JP60233328A JP23332885A JPS6295972A JP S6295972 A JPS6295972 A JP S6295972A JP 60233328 A JP60233328 A JP 60233328A JP 23332885 A JP23332885 A JP 23332885A JP S6295972 A JPS6295972 A JP S6295972A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
power
value
phase
converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP60233328A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Shigeru Tanaka
茂 田中
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to JP60233328A priority Critical patent/JPS6295972A/en
Publication of JPS6295972A publication Critical patent/JPS6295972A/en
Pending legal-status Critical Current

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    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02EREDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/30Reactive power compensation

Landscapes

  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

PURPOSE:To set an input power factor to be 1, by controlling the phase and the peak value of the fundamental waves of AC side generating voltage according to the output signals of the DC voltage control means of a smoothing capacitor and the reactive power control means. CONSTITUTION:A power converter is organized with a PWM converter CONV, a DC smoothing capacitor Cd, and a loading device LOAD, and the control circuit is organized with a reactive power arithmetic operation circuit VAR, a DC voltage compensation circuit Gv, a reactive power control compensation circuit HQ, a reference voltage arithmetic operation circuit RVG, a Schmitt circuit SH, a triangular wave generator Osc, and the like. Then, according to the reactive power of an AC power source and the DC voltage of the smoothing capacitor Cd, the phase and the peak value of the fundamental waves of the AC side generating voltage of the PWM converter CONV are controlled. As a result, the reactive power quantity of a receiving end and the DC voltage value of the smoothing capacitor Cd are freely controlled, and power can be fed to the loading device LOAD, and power for reverse power regeneration or the like can be converted.

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a power conversion device comprising a DC voltage source supplied with power from an AC power source and its load device.

〔発明の技術的背景〕[Technical background of the invention]

直流電圧源を電源とする負荷装置としてば、パルス幅変
調制御(PWM)インバータ+誘導電動機あるいは直流
チョッパ装置+直流電動機などがある。この直流電圧源
として、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、商
用電源から交直電力変換器(コンバータ)を介して直流
電圧を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になっている。
Examples of load devices using a DC voltage source as a power source include a pulse width modulation control (PWM) inverter + induction motor, or a DC chopper + DC motor. There are not many problems when using a battery as this DC voltage source, but in recent years, when obtaining DC voltage from a commercial power supply via an AC/DC power converter, reactive power and harmonics generated on the commercial power supply side have become a problem. It has become.

この問題を解決するために、交直電力変換器としてパル
ス幅変調制御(PWM)コンバータをi用型源と直流電
圧源(コンデンサ)との間に挿入する方式が提案されて
いる(特開昭59−61475)。
In order to solve this problem, a method has been proposed in which a pulse width modulation control (PWM) converter is inserted between the i-type power source and the DC voltage source (capacitor) as an AC/DC power converter (Japanese Patent Application Laid-Open No. 59-2011). -61475).

第8図は、交直電力変換器としてPWMコンバータを用
いた従来の電力変換装置の構成図を示す。
FIG. 8 shows a configuration diagram of a conventional power converter using a PWM converter as an AC/DC power converter.

図中、SUPは単相交流電源、 L8は交流リアクトル
、C0NVは交直電力変換器(コンバータ)、C4は直
流平滑コンデンサ、 LOADは負荷装置である。コン
バータC0NVは、自己消弧能力のある素子(例えばゲ
ートターンオフサイリスタ)S□〜Sいホイーリングダ
イオードD1〜D4及び直流リアクトルL□、L2から
構成され上記素子S工〜S4は交流側電圧V。の値を制
御するため、公知のパルス幅変調制御されている。すな
わち、コンバータC0NVは直流電圧源C4から見た場
合、パルス幅変調制御(PWM)インバータとなり、そ
の場合交流電源SUP側は一種の負荷と見ることができ
る。
In the figure, SUP is a single-phase AC power supply, L8 is an AC reactor, CONV is an AC/DC power converter, C4 is a DC smoothing capacitor, and LOAD is a load device. The converter C0NV is composed of elements having self-extinguishing capability (for example, gate turn-off thyristors) S□ to S, wheeling diodes D1 to D4, and DC reactors L□ and L2, and the elements S to S4 have an AC side voltage V. In order to control the value of , a well-known pulse width modulation control is used. That is, when viewed from the DC voltage source C4, the converter C0NV becomes a pulse width modulation control (PWM) inverter, and in this case, the AC power source SUP side can be viewed as a type of load.

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源cdの電圧■
、がほぼ一定になるように交流電源から供給される電流
工、を制御するもので。
This conventional power converter has the voltage of the DC voltage source cd
It controls the electric current supplied from the AC power supply so that , is almost constant.

■ 負荷装置LOADからの電力需要に応じて4象限動
作が可能なこと。
■ Four-quadrant operation is possible according to the power demand from the load device LOAD.

■ 上記入力電流工、は電源電圧v8と常に同相に制御
され入力力率が1になること。
■ The above input current is always controlled to be in phase with the power supply voltage v8, and the input power factor is 1.

■ また、入力電流Isは正弦波状に制御されるため高
調波がきわめて小さくなること。
■ Also, since the input current Is is controlled sinusoidally, harmonics are extremely small.

が特徴としてあげられる。is mentioned as a characteristic.

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。The control operation of this device will be briefly explained below.

制御回路としては、次のものが用意されている。The following control circuits are available:

CToは交流電流検出器、 R□、R2は直流電圧を検
出するための分圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、VRは直
流電圧設定器、C1〜C3は比較器、Gv(s)は電圧
制御補償回路、MLは乗算器、OAは反転演算増幅器、
Gx(s)は電流制御補償回路。
CTo is an AC current detector, R□, R2 are voltage dividing resistors for detecting DC voltage, ISO is an isolation amplifier, VR is a DC voltage setter, C1 to C3 are comparators, and Gv(s) is voltage control compensation. circuit, ML is a multiplier, OA is an inverting operational amplifier,
Gx(s) is a current control compensation circuit.

TRGは搬送波(三角波)発生器、GCはゲート制御回
路である。
TRG is a carrier wave (triangular wave) generator, and GC is a gate control circuit.

まず、絶縁増幅器IS○を介して検出された直を求める
。当該偏差εVは制御補償回路Gv(s)に入力され、
積分増幅あるいは比例増幅されて入力電流工、の波高値
指令工、どなる。
First, the direct voltage detected via the isolation amplifier IS○ is determined. The deviation εV is input to the control compensation circuit Gv(s),
The input current is integrally amplified or proportionally amplified, and the wave peak value command is roared.

当該波高値指令工、は乗算器MLに入力され、もう一方
の入力sinωtと掛は合わせられる。当該入力信号s
in (IJ tは電源電圧V S = V m ’ 
Sin (IJ tに同期した単位正弦波で、当該電源
電圧vSを検出し、定数倍(1/V、倍)することによ
って求められる。
The peak value command is input to the multiplier ML, and multiplied by the other input sinωt. The input signal s
in (IJ t is the power supply voltage V S = V m '
Sin (IJ) It is obtained by detecting the power supply voltage vS with a unit sine wave synchronized with t and multiplying it by a constant (1/V).

乗算器MLの出力信号工、は電源から供給されるべき電
流の指令値を与えるもので、次式のようになる。
The output signal of the multiplier ML gives a command value of the current to be supplied from the power supply, and is expressed by the following equation.

Is”Im・sinω1        ・・・■当該
入力電流指令値I8は反転増幅器OAで反転され、コン
バータC0NVから電源SUPへ供給される交流電流I
cの指令値工。どなる。以下、ここでは、ICをコンバ
ータ出力電流指令値と呼ぶ。
Is"Im・sinω1...■The input current command value I8 is inverted by the inverting amplifier OA, and the alternating current I is supplied from the converter C0NV to the power supply SUP.
Command value of c. bawl. Hereinafter, the IC will be referred to as a converter output current command value.

コンバータ出力電流X。は交流検出器CT、によって検
出され、比較器C2に入力される。比較器C2によって
、上記指令値工。が比較され偏差ε□=工。−1゜が求
められる。 当該偏差ε工は次の制御補償回路Gx(S
)に入力され、比例増幅されてパルス幅変調制御のため
の制御入力信号eiとなる。
Converter output current X. is detected by the AC detector CT and input to the comparator C2. The above command value is calculated by the comparator C2. are compared and the deviation ε□= . -1° is required. The deviation ε is determined by the following control compensation circuit Gx (S
) and is proportionally amplified to become a control input signal ei for pulse width modulation control.

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器TRG
、  比較器C3及びゲート制御回路GCによって当該
制御を行っている。
Pulse width modulation control is a known method, and carrier wave generator TRG
, This control is performed by the comparator C3 and the gate control circuit GC.

すなわち搬送波発生器TRGは周波数1kHz程度の三
角波e7を発生し、比較器C1は当該三角波87と前記
入力信号eiを比較し、その偏差εア=ei−e丁に応
じて、ゲート制御回路GCからゲートターンオフサイリ
スタ81〜s4にオン、オフ信号を与えている。
That is, the carrier wave generator TRG generates a triangular wave e7 with a frequency of about 1 kHz, and the comparator C1 compares the triangular wave 87 with the input signal ei, and depending on the deviation εa=ei−e, the signal is output from the gate control circuit GC. On/off signals are given to the gate turn-off thyristors 81 to s4.

el>eアのとき、すなわち偏差εTが正のときサイリ
スタS工と84がオンされ(このときS2.S。
When el>ea, that is, when the deviation εT is positive, thyristors S and 84 are turned on (at this time, S2.S.

はオフ)コンバータの交流出力電圧V。は+vdとなる
is off) converter's AC output voltage V. becomes +vd.

また、el<e7のとき、すなわち偏差0丁が負のとき
、サイリスタS2とS、がオンされ(このとき、Sl、
S4はオフ ) 、 V c = V a トナル。
Further, when el<e7, that is, when the deviation 0 is negative, thyristors S2 and S are turned on (at this time, Sl,
S4 is off), V c = V a tonal.

しかも、eiが正の値で大きければ上記S工と84のオ
ン期間は長くなり、S2と83のオン期間は短くなって
、VCの平均値は入力信号eiに比例した電圧で正の値
となる。逆に01が負の値のときはS工と84のオン期
間より82とS、のオン期間のほうが長くなって、 コ
ンバータの出力電圧vcの平均値は入力信号edこ比例
した値で負の値となる。
Moreover, if ei is a large positive value, the on-periods of S and 84 become longer, the on-periods of S2 and 83 become shorter, and the average value of VC becomes a positive value with a voltage proportional to the input signal ei. Become. Conversely, when 01 is a negative value, the on period of 82 and S is longer than the on period of S and 84, and the average value of the converter output voltage vc is a value proportional to the input signal ed, which is negative. value.

すなわち入力信号eLに比例した値に、 コンバータの
出力電圧V。が制御されることになる。
That is, the output voltage V of the converter is set to a value proportional to the input signal eL. will be controlled.

コンバータの8力電流■。(電源から供給される入力電
流工、の反転値)は上記コンバータの出力電圧vcを調
整することにより制御される。
Converter's 8-power current■. (the inverted value of the input current supplied from the power supply) is controlled by adjusting the output voltage vc of the converter.

交流リアクトルL8には電源電圧■8と上記コンバーク
の出力電圧v0との差電圧V L= V B  V c
が印加される。
The AC reactor L8 has a difference voltage between the power supply voltage ■8 and the output voltage v0 of the above converter V L = V B V c
is applied.

V s > V cのとき、電源電流工、は図の矢印の
方向に増加する。言いかえると、コンバータ出力電流工
。は図の矢印方向へは減少するように働らく。
When Vs > Vc, the power supply current increases in the direction of the arrow in the figure. In other words, converter output current engineering. acts to decrease in the direction of the arrow in the figure.

逆にV s < V cのとき、 コンバータ出力電流
工。は図の矢印の方向に増加しようと働らく。
Conversely, when Vs < Vc, the converter output current is works to increase in the direction of the arrow in the figure.

コンバータの呂力電流指令値工。に対して実電流工。が
、■。〉■。の関係にあるとき、偏差ε□=工。−■。
Converter power current command value engineering. For real current engineering. But ■. 〉■. When the relationship is , the deviation ε□=engine. −■.

は正の値となり制御補償回路GI(S)を介してPWM
制御の入力信号e1を増加させる。
becomes a positive value, and PWM is applied via the control compensation circuit GI(S).
Increase the control input signal e1.

故に、コンバータ出力電圧v0も入力信号eiに比例し
て大きくなり、■。>VSとなり、コンバータ出力電流
工。を図の矢印方向に増加させる。逆に■oく工。どな
った場合、偏差ε、は負の値となり、eiすなわちV。
Therefore, the converter output voltage v0 also increases in proportion to the input signal ei. >VS, converter output current. Increase in the direction of the arrow in the figure. On the contrary, ■okuko. In this case, the deviation ε becomes a negative value, and ei, that is, V.

を減少させて、v c < v sとなり、出力電流I
0を減少させる。故にコンバータの出力電流■。はその
指令値工。に一致するように制御される。当該指令値1
゜を正弦波状に変化させれば、 それに追従して実電流
工。も正弦波状に制御される。
, so that v c < v s and the output current I
Decrease 0. Therefore, the output current of the converter■. is its command value. controlled to match. The relevant command value 1
If ゜ is changed in a sinusoidal manner, the actual current machining follows it. is also controlled in a sinusoidal manner.

コンバータの出力電流工。は電源からの入力電流工、の
反転値であり、 また、コンバータ出力電圧の指令値I
0は電源からの入力電流の指令値Isの反転値である。
Converter output current. is the inverted value of the input current from the power supply, and the command value I of the converter output voltage is
0 is the inverted value of the command value Is of the input current from the power supply.

故に、入力電流Isはその指令値I8に追従して制御さ
れることになる。
Therefore, the input current Is is controlled to follow the command value I8.

次に直流コンデンサC6の電圧Vdの制御動作を説明す
る。
Next, the control operation of the voltage Vd of the DC capacitor C6 will be explained.

は正の値となり、制御補償回路Gv(S)を介して、入
力電流波高値I0を増加させる。入力電流指令値ICは
、■式で示したように電源電圧と同相の正弦波で与えら
れる。故に、実入力電流工、が前述の如く、 l8=I
、に制御されるものとすれば、上記波高値■、が正の値
のとき、次式で示される有効電力Psが単相電源SUP
から、 コンバータC0NVを介して直流コンデンサc
dに供給される。
becomes a positive value, and increases the input current peak value I0 via the control compensation circuit Gv(S). The input current command value IC is given by a sine wave that is in phase with the power supply voltage, as shown in equation (2). Therefore, the actual input current is, as mentioned above, l8=I
, when the above peak value ■ is a positive value, the active power Ps shown by the following equation is the single-phase power supply SUP
From, DC capacitor c via converter C0NV
d.

P8=vsX工。P8=vsX engineering.

= Vm−I ff1(sin ωt)2=V、・ 工
、・(1−cos2ωt)/2  ・・・(2)従って
、エネルギーp s−tが直流コンデンサcd電圧vd
が上昇する。
= Vm-I ff1(sin ωt)2=V,・Eng,・(1-cos2ωt)/2...(2) Therefore, the energy p s-t is the direct current capacitor cd voltage vd
rises.

逆にV a < V dとなった場合、偏差EVは負の
値となり、制御補償回路G v (s )を介して上記
波高値■。を減少させついには工、〈0とする。故に、
有効電力PSも負の値となり、今度は、エネルギーP8
・tが直流コンデンサC4から電源に回生される。
Conversely, when Va < V d, the deviation EV becomes a negative value, and the above peak value ■ is passed through the control compensation circuit G v (s). is finally reduced to 〈0. Therefore,
The active power PS also becomes a negative value, and this time, the energy P8
-t is regenerated from the DC capacitor C4 to the power supply.

その結果、直流電圧vdは低下し、最終的にvd=vd
制御される。
As a result, the DC voltage vd decreases and finally vd=vd
controlled.

負荷装置LOADは例えば、公知のPWMインバータ駆
動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサ
cdに対して、 電力のやりとりを行う。負荷装置LO
ADが電力を消費すれば、直流電圧vdが低下するが、
上記制御によって電源から有効電力P8を供給して常に
vd→V、に制御される。負荷装置LOADから電力回
生(誘導電動機を回生運転した場合)が行なわれると、
Vdが一旦上昇するが、その分電源SUPに有効電力P
8を回生ずることにより、やはりvd→vdとなる。
The load device LOAD is, for example, a known PWM inverter-driven induction motor, and exchanges power with a DC capacitor CD, which is a DC voltage source. Load device LO
When AD consumes power, DC voltage vd decreases,
Through the above control, the active power P8 is supplied from the power supply and the control is always made from vd to V. When power regeneration is performed from the load device LOAD (when the induction motor is operated regeneratively),
Although Vd rises once, the effective power P in the power supply SUP increases accordingly.
By regenerating 8, vd→vd again.

すなわち負荷装置LOADの電力消費あるいは電力回生
に応じて、電源SUPから供給する電力Psが自動的に
調整されているのである。
That is, the power Ps supplied from the power source SUP is automatically adjusted according to the power consumption or power regeneration of the load device LOAD.

このとき、入力電流工、は電源電圧と同相あるいは逆相
(回生時)の正弦波に制御されるので、当然入力力率=
1で高調波成分はきわめて小さい値となる。
At this time, the input current factor is controlled to be a sine wave in phase or in phase with the power supply voltage (during regeneration), so naturally the input power factor =
1, the harmonic components have extremely small values.

〔背景技術の問題点〕[Problems with background technology]

このような従来の電力変換装置は次のような問題点があ
った。
Such conventional power converters have the following problems.

すなわち、 PWMコンバータの入力電流工、をその指
令値Ig=I1.1−sinωtに従って制御している
が実際のシステムでは、制御遅れあるいは電源電圧によ
る外乱等があるため、上記入力電流■8をその指令値■
8に完全に一致させることは難しい。従って入力力率を
1に保持するという所期の目的が達成できない欠点があ
った。
That is, the input current of the PWM converter is controlled according to its command value Ig = I1.1-sinωt, but in an actual system, there is a control delay or disturbance due to the power supply voltage, so the input current (8) is Command value ■
8 is difficult to match completely. Therefore, there is a drawback that the intended purpose of maintaining the input power factor at 1 cannot be achieved.

また、最近、制御回路のデジタル化が進み、マイクロコ
ンピュータの導入が不可欠となってきたが、従来の装置
では、瞬時瞬時、入力電流工。ととその指令値工8とを
比較し、演算する必要があり、時間的余裕がないため演
算時間が不足する欠点があった。従って、より高速の演
算ができるマイクロコンピュータが必要となり、それに
伴って装置も高価になるという問題点があった。
In addition, in recent years, control circuits have become increasingly digital, and the introduction of microcomputers has become essential, but conventional equipment can only handle instantaneous input current input. It is necessary to compare and calculate the command value 8, and there is not enough time to calculate it. Therefore, a microcomputer that can perform higher-speed calculations is required, which poses a problem in that the device also becomes more expensive.

〔発明の目的〕[Purpose of the invention]

本発明は以上に鑑みてなされたもので、FA時、瞬時の
入力電流を制御することなく、交流電力を直流を力に変
換し、しかも受電端の力率を1に保持できる電力変換装
置を提供することを目的とする。
The present invention has been made in view of the above, and provides a power conversion device that can convert AC power to DC power without controlling the instantaneous input current during FA, and can maintain the power factor at the receiving end at 1. The purpose is to provide.

〔発明の概要〕[Summary of the invention]

本発明によれば、この目的は、交、atfl源と、該交
流電源に交流リアクトルを介して接続されたパルス幅偏
調制御コンバータ (PWMコンバータ)と、該PW 
Mコンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、
該平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷装置と、前記
交流電源から供給される無効電力量を制御する手段と、
前記平滑コンデンサの直流電圧を制御する手段と、当該
直流電圧制御手段及び前記無効電力制御手段からの出力
信号に応じてPWMコンバータの交流側発生電圧の基本
波の波高値及び位相を制御する手段とで構成することに
より達成できる。
According to the invention, this purpose is to provide an alternating current, atfl source, a pulse width modulation control converter (PWM converter) connected to the alternating current power source via an alternating current reactor, and the
A smoothing capacitor connected to the DC side of the M converter,
a load device using the smoothing capacitor as a DC voltage source; a means for controlling the amount of reactive power supplied from the AC power source;
means for controlling the DC voltage of the smoothing capacitor; and means for controlling the peak value and phase of the fundamental wave of the AC side generated voltage of the PWM converter in accordance with the output signals from the DC voltage control means and the reactive power control means; This can be achieved by configuring.

〔発明の実施例〕[Embodiments of the invention]

第1図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
ある。
FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of a power conversion device of the present invention.

図中、BUSは3相交流電源の電線路、TRは電源トラ
ンス、 Lgは交流リアクトル、C0NVはPWMコン
バータ、C4は直流平滑コンデンサ、LOADは負荷装
置である。
In the figure, BUS is a three-phase AC power supply line, TR is a power transformer, Lg is an AC reactor, C0NV is a PWM converter, C4 is a DC smoothing capacitor, and LOAD is a load device.

また、制御回路として、交流電流撥出器(二1”0、交
流電圧検出器PTs、 直流電圧検出用絶縁増幅器l5
O1無効電力演算回路V A R1比較器01〜Cい直
流電圧補償回路Gv(s)、無効電力制御補償凹路HQ
(S)、基準電圧演算回路RV G、シュミット回路S
H,〜SH,、二角波発生g403゜が用意されている
In addition, as a control circuit, an AC current repellent (21"0), an AC voltage detector PTs, an isolation amplifier for DC voltage detection 15
O1 reactive power calculation circuit V A R1 comparator 01~C DC voltage compensation circuit Gv(s), reactive power control compensation concave path HQ
(S), reference voltage calculation circuit RV G, Schmitt circuit S
H, ~SH, and diagonal wave generation g403° are prepared.

第2図は、第1図の基$電圧演算回路RV Gの具体的
構成図を示すもので、OA、〜OA、は演算増幅器、へ
〇〜へ〇は加算器、M1〜M、は乗算器、S/Cは正弦
値、余弦値演算回路を各々表わす。
FIG. 2 shows a specific configuration diagram of the base voltage calculation circuit RVG in FIG. and S/C represent sine value and cosine value calculation circuits, respectively.

まず、この基準電圧演算回路RVGの動作を説明する。First, the operation of this reference voltage calculation circuit RVG will be explained.

入力信号は、電源電圧(相電圧)検出器VIJyVヮ。The input signal is the power supply voltage (phase voltage) detector VIJyVwa.

Vlと、コンバータの交流電圧波高値指令VCよ及び当
該交流電圧位相指令θで、出方信号はパルス幅変調制御
の基準入力電圧eυy eVt 8Wである。
Vl, the AC voltage peak value command VC of the converter, and the AC voltage phase command θ, the output signal is a reference input voltage eυy eVt 8W for pulse width modulation control.

電源電圧VυyVy、Vυは、 次式のように表わせる
The power supply voltage VυyVy, Vυ can be expressed as follows.

VU:VS、 0sinωt VV=VS、・sin (ωt−2π/3)vw=V5
.+5in(ωt−27C/3)ただし、vs、は電源
電圧波高値 ω=2πf:電源電圧の角周波数 これを演算増幅器OA4〜OA3で1/v8Il1倍す
ることによって、次の単位正弦波U、V、Wが得られる
VU:VS, 0sinωt VV=VS,・sin (ωt−2π/3)vw=V5
.. +5in (ωt-27C/3) However, vs is the peak value of the power supply voltage ω=2πf: Angular frequency of the power supply voltage By multiplying this by 1/v8Il1 with operational amplifiers OA4 to OA3, the next unit sine wave U, V , W are obtained.

U=sinωt V=sin(ωt−2π/3) W=sun(ωt+ 27C/3) さらに、加算器A1〜A3及び演算増幅器。A4〜○A
6により、次の演算を行い、単位余弦波U′。
U=sinωt V=sin(ωt−2π/3) W=sun(ωt+27C/3) Furthermore, adders A1 to A3 and an operational amplifier. A4~○A
6, perform the following calculation to obtain a unit cosine wave U'.

v’、w’を求める。Find v' and w'.

U ’ =(W−V)/V3 =cosωtV ’ =
(U−W)/V丁=cos(c、+ t−2π/ 3 
)W ′=(V−U)/V3 =cos(ωt−2π/
3)一方、位相指令入力θ を正弦値、余弦値演算式で
求めることもできる。
U'=(W-V)/V3=cosωtV'=
(U-W)/V d = cos (c, + t-2π/ 3
)W'=(V-U)/V3=cos(ωt-2π/
3) On the other hand, the phase command input θ can also be obtained using a sine value and cosine value calculation formula.

乗算器M□には、土器余弦値cosθ と、前記単位正
弦波U=simωtが入力され、また、乗算器M4には
、上記正弦値sinθ と前記単位余弦波U’=cos
ωtが入力され、各々の出力が加算器A4で加算される
。 その結果U相電源電圧VUより位相がθ だけ遅れ
た単位正弦波が次のように求められる。
The earthenware cosine value cosθ and the unit sine wave U=simωt are input to the multiplier M□, and the multiplier M4 receives the above sine value sinθ and the unit cosine wave U'=cos.
ωt is input, and the respective outputs are added by adder A4. As a result, a unit sine wave whose phase lags behind the U-phase power supply voltage VU by θ is obtained as follows.

5in(c+>t−θ)=5□n、J?。。8θ−8゜
5cvisin(7*この値に波高値指令V。工を乗算
器M7によって掛は合わせることにより、パルス幅変調
制御のU5・相の基準入力電圧eUが求められる。
5in(c+>t-θ)=5□n, J? . . By multiplying this value by the peak value command V.cvisin (7*) by the multiplier M7, the reference input voltage eU of the U5 phase of pulse width modulation control is obtained.

eU=vc、 ・5in(ωを一θ )同様に乗算器M
2. M、、 M、及び加算器A5によってV相の基準
入力電圧evが求められ、 また、乗算器M、、 M、
、 M、及び加算器A、によってW相の基準入力電圧e
wが求められる。
eU=vc, ・5in (ω is one θ) Similarly, multiplier M
2. The V-phase reference input voltage ev is determined by M, , M, and adder A5, and the multipliers M, , M,
, M, and adder A, the W-phase reference input voltage e
w is required.

このようにして、波高値指令van及び位相指令Oを入
力することにより、パルス幅変調制御の各相の基準入力
電圧eυ* eVr ellIが得られる。
In this way, by inputting the peak value command van and the phase command O, the reference input voltage eυ* eVrellI of each phase of pulse width modulation control is obtained.

次にパルス幅変調制御の動作を説明する。Next, the operation of pulse width modulation control will be explained.

第1図において、三角波発生器Os0は、第3図の波形
Xで示す出力信号を発生する。
In FIG. 1, triangular wave generator Os0 generates an output signal indicated by waveform X in FIG.

比較器C1によって、土器三角波Xと前記U相基準入力
信号eυを比較し、 その差e 、 = eυ−Xをシ
ュミット回路S H工に入力する。SHlの出力信号子
、は、 コンバータC0NVのU相アームの構成素子の
ゲート信号となるもので ε、〉0のとき 91=’l’ ε3くOのとき ?、=10′ となる。この様子を第3図のタイムチャートに示す。
The comparator C1 compares the earthenware triangular wave X and the U-phase reference input signal eυ, and inputs the difference e,=eυ−X to the Schmitt circuit SH. The output signal of SHl is the gate signal for the component elements of the U-phase arm of converter C0NV, and when ε>0, 91='l' When ε3×O? , = 10'. This situation is shown in the time chart of FIG.

PWMコンバータC0NVのU相の発生電圧VeUは上
記基準入力電圧eυに比例した電圧となることは周知の
事実である。
It is a well-known fact that the U-phase generated voltage VeU of the PWM converter C0NV is a voltage proportional to the reference input voltage eυ.

同様に、ゲート信号g2.グ、も比較器C4,C。Similarly, gate signal g2. comparator C4,C.

及びシュミット回路SH,,SH3によって作られ、コ
ンバータC0NVのV相及びW相の発生電圧V cv 
y V cwは前記基準入力電圧eV+eWに各々比例
した値となる。
and Schmitt circuits SH, , SH3, generated voltage V cv of V phase and W phase of converter C0NV
y V cw has a value proportional to the reference input voltage eV+eW.

次に平滑コンデンサC1の直流電圧vdを制御する方法
を説明する。
Next, a method of controlling the DC voltage vd of the smoothing capacitor C1 will be explained.

第1図において、絶縁増幅記ISOを介して平滑コンデ
ンサcdの直流電圧vdを検出する。当該検出電圧V、
及び直流電圧指令値V、を比較器C工に入力し、偏差ε
□=Vd−V、を求める。該偏差ε1を次の電圧制御補
償回路Gv(s)に入力し、積分あるいは比例増幅を行
う。通常、Gv(s)は比例増幅が使われるが、定常偏
差ε1を零にするため、積分要素が用いられることもあ
る。ここでは比例要素(ゲインKvとする)のみとして
説明する。
In FIG. 1, a DC voltage vd of a smoothing capacitor cd is detected through an insulation amplifier ISO. The detected voltage V,
and DC voltage command value V, are input to the comparator C, and the deviation ε
Find □=Vd-V. The deviation ε1 is input to the next voltage control compensation circuit Gv(s), and integral or proportional amplification is performed. Normally, proportional amplification is used for Gv(s), but an integral element may be used in order to make the steady-state deviation ε1 zero. Here, only the proportional element (assumed to be gain Kv) will be explained.

Gv(s)の出力θ゛は前述の位相指令値となる。The output θ′ of Gv(s) becomes the above-mentioned phase command value.

第4図は交流側1相分の電圧電流ベクトル図を示す。図
中、※8は電源電圧、※。はPWMコンバータの交流側
発生電圧、※しは交流リアクトルL8に印加される電圧
、 i、は入力電流の各ベクトルを示し1次の関係を有
する。
FIG. 4 shows a voltage and current vector diagram for one phase on the AC side. In the figure, *8 is the power supply voltage. is the voltage generated on the AC side of the PWM converter, * is the voltage applied to the AC reactor L8, and i represents each vector of input current, and has a linear relationship.

v8=vc+vL VL=jωLS1゜ この状態を基点として、直流電圧制御の動作を説明する
v8=vc+vL VL=jωLS1° Based on this state, the operation of DC voltage control will be explained.

合、偏差ε1は正の値となり9位相指令値θ を大きく
する。PWMコンバータの交流側発生電圧なるので、位
相指令値θ の増加によって、第4図の電圧ベクトルv
c′ のように位相角Oはθ′に変化する。この場合、
説明を簡単にするため波高値指令vcmは変らないもの
とする。
In this case, the deviation ε1 becomes a positive value and the 9-phase command value θ is increased. Since the voltage is generated on the AC side of the PWM converter, increasing the phase command value θ causes the voltage vector v in FIG.
c', the phase angle O changes to θ'. in this case,
To simplify the explanation, it is assumed that the peak value command vcm does not change.

この結果、 交流リアクトルLgに印加される電圧vL
°はV、−’のようになり、これに伴なって、入力電流
18は、is′のように変化する。
As a result, the voltage vL applied to the AC reactor Lg
° becomes V, -', and accordingly, the input current 18 changes like is'.

角δだけ遅れており、有効分I p ’ =I s ’
・cosδと無効分1.’=i、’・sinδを有する
It is delayed by an angle δ, and the effective component I p ' = I s '
・cos δ and invalid component 1. '=i, '·sin δ.

すなわち、有効電流IP′は前の値xP=r、より増加
しており、より多くの有効電力がPWMコンバータC0
NVを介して平滑コンデンサcdに供給されることにな
る。従って、平滑コンデンサcdに次式のエネルギーが
蓄えられていく。
That is, the active current IP' has increased more than the previous value xP=r, and more active power is flowing into the PWM converter C0.
It will be supplied to the smoothing capacitor cd via NV. Therefore, the following energy is stored in the smoothing capacitor cd.

−ICd”Vd2=(Ps  PL)’tま ただし、P、は入力電力yPLは負荷が消費する電力で
ある。
-ICd''Vd2=(Ps PL)'t, where P is the input power yPL is the power consumed by the load.

れ1位相指令値θ はもとの値にもどり、最初のベクト
ル位相θになる。このとき有効電力は、回路損失を無視
すれば、P、=PLとなっている。
The first phase command value θ returns to its original value and becomes the first vector phase θ. At this time, the effective power is P,=PL if circuit loss is ignored.

V a < V dとなった場合偏差ε1は負の値とな
り。
When Va < V d, the deviation ε1 becomes a negative value.

位相指令値θ を負の値にする。 このため、交流リア
クトルLsに印加される電圧※Lは、電源電圧÷8に対
して約90°進み位相となり、入力電流りのベクトルを
反転させる。 この結果、有効電力P8が電源に向って
回生されようになり、平滑コンデンサcdの電圧vdを
低下させる。最終的にはvd←vdとなって落ち着く。
Set the phase command value θ to a negative value. Therefore, the voltage *L applied to the AC reactor Ls has a phase lead of approximately 90° relative to the power supply voltage ÷8, and the vector of the input current is reversed. As a result, the active power P8 comes to be regenerated toward the power source, lowering the voltage vd of the smoothing capacitor cd. Eventually it settles down to vd←vd.

このように、平滑コンデンサcdの直流電圧v0を制御
するためにPWMコンバータC0Nvの交流側発生電圧
v0の位相θを調整している。
In this way, the phase θ of the AC side generated voltage v0 of the PWM converter C0Nv is adjusted in order to control the DC voltage v0 of the smoothing capacitor cd.

次に、受電端の無効電力量を制御する方法を説明する。Next, a method for controlling the amount of reactive power at the power receiving end will be explained.

まず、受電端の3相交流電圧及び3相交流電流を変成器
PT、及び変流器CT、によって検出する。
First, a three-phase AC voltage and a three-phase AC current at the power receiving end are detected by a transformer PT and a current transformer CT.

無効電力演算回路VARは土器電圧、電流値が無効電力
値Q8を演算するもので具体的には上記電圧検出値を9
0°ずらした値に検出電流値を乗じ、それを3相分加え
合わせたものが、瞬時の無効電力Q3となる。無効電力
検出値Qsは比較器c2に入力され、無効電力設定値Q
sと比較される。通常受電端の入力力率は1にするのが
望ましく、土器設定値Q8は零に設定される。
The reactive power calculation circuit VAR calculates the reactive power value Q8 based on the pottery voltage and current value. Specifically, the voltage detection value is
The value shifted by 0° is multiplied by the detected current value, and the resultant sum for three phases becomes the instantaneous reactive power Q3. The reactive power detection value Qs is input to the comparator c2, and the reactive power set value Q
compared with s. Normally, it is desirable that the input power factor at the receiving end be 1, and the pottery setting value Q8 is set to zero.

比較器C2は偏差ε2”Qs  Qsを次の無効電力制
御補償回路HQ(S)に入力する。当該補償回路H8(
S)は通常積分要素が使われ、定常偏差ε2を零にして
いる。HQ(S)の出力信号V。lIlは前述のコンバ
ータ発生電圧の波高値指令となる。
Comparator C2 inputs the deviation ε2''Qs Qs to the next reactive power control compensation circuit HQ(S). The compensation circuit H8(
S) usually uses an integral element to make the steady-state deviation ε2 zero. HQ(S) output signal V. lIl is the peak value command of the converter generated voltage mentioned above.

第5図は、無効電力制御動作を説明するための受電端の
電圧電流ベクトル図である。入力電流iSは電源電圧÷
8より位相角δだけ遅れており、遅れ無効電流1Q=1
8・sinδを含んでいる。 このため、受電端の力率
は遅れとなり、無効電力Q9は負の値で検出される。
FIG. 5 is a voltage and current vector diagram at the power receiving end for explaining the reactive power control operation. Input current iS is power supply voltage ÷
8 by the phase angle δ, and the delayed reactive current 1Q=1
8・sin δ is included. Therefore, the power factor at the receiving end is delayed, and the reactive power Q9 is detected as a negative value.

増加させる。この結果、第5図のコンバータ発生電圧※
。は※。′のようになり、交流リアクトルL0に印加さ
れる電圧戟は戟′のようになる。
increase. As a result, the converter generated voltage in Figure 5*
. teeth※. ', and the voltage applied to the AC reactor L0 becomes ''.

これに伴って、入力電流18は、 ■、’= =ヱ虹二 JωLs を満足するように変化し、遅れ無効電流IQを零にする
ように働らく。
Along with this, the input current 18 changes so as to satisfy the following equation (1), '==Eniji2JωLs, and works to reduce the delayed reactive current IQ to zero.

このようにして、受電端の無効電力。8はその指令値Q
8 に等しくなるように制御される。
In this way, the reactive power at the receiving end. 8 is its command value Q
It is controlled to be equal to 8.

しかし、実際には、入力電流工、がI8′のように変化
したことにより、i3′の有効成分iP′も前の値I 
p= I g−cosδより大きくなり、有効電力Pl
!が過大に供給されて、直流電圧Vdを上昇させる。そ
こで、前述の直流電圧制御回路も同時に動作し、位相指
令値θ を減少させ、最終的に、PWMコンバータの発
生電圧はvc′のようになる。
However, in reality, as the input current factor changes to I8', the effective component iP' of i3' also changes from the previous value I
p=I g−cosδ becomes larger, and the active power Pl
! is supplied excessively, increasing the DC voltage Vd. Therefore, the above-mentioned DC voltage control circuit also operates at the same time to decrease the phase command value θ, and finally the voltage generated by the PWM converter becomes vc'.

故に、交流リアクトルL8に印加される電圧はとなって
落ち着く。
Therefore, the voltage applied to AC reactor L8 stabilizes as follows.

Q g < Q gとなった場合には、偏差ε2は負の
値となり、波高値指令vcmを減少させて、入力態的に
Q g” Q sとなるように制御される。
When Q g <Q g, the deviation ε2 becomes a negative value, the peak value command vcm is decreased, and the input state is controlled to become Q g''Q s.

なお、前述の直流電圧制御に際して入力電流↑Sが電源
電圧÷3に対して位相が一時的にずれるため、当該直流
電圧制御し同時に、受電端の無効電力制御が働らくこと
は言うまでもない、しかし、く。
Note that during the aforementioned DC voltage control, since the input current ↑S is temporarily out of phase with respect to the power supply voltage ÷ 3, it goes without saying that the reactive power control at the receiving end is activated at the same time as the DC voltage control. ,Ku.

以上のように、本発明装置では、P ”iV Mコンバ
ータの交流側発生電圧の波高値及び位相を制御すること
により、受電端の無効電力量及び平滑コンデンサcdの
直流電圧値を自由に制御することができ、負荷装置への
電力供給及び逆に負荷装置からの電力回生等の電力変換
ができる。
As described above, in the device of the present invention, by controlling the peak value and phase of the AC side generated voltage of the P''iVM converter, the reactive power amount at the receiving end and the DC voltage value of the smoothing capacitor cd can be freely controlled. It is possible to perform power conversion such as supplying power to a load device and conversely regenerating power from the load device.

第6図は、本発明装置の制御回路の他の実施例を示す構
成図である。第1図の装置と異なるところは受電端の無
効電力を直接検出するのではなく、δを制御補償回路H
δ(s)に入力している点である。i(δ(S)の出力
v0.はPWMコンバータの交流側発生電圧■。の波高
値指令となる点は同じである。
FIG. 6 is a configuration diagram showing another embodiment of the control circuit of the device of the present invention. The difference from the device in Figure 1 is that instead of directly detecting the reactive power at the receiving end, δ is detected by the control compensation circuit H.
This is the point input to δ(s). The output v0. of i(δ(S)) is the peak value command of the AC side generated voltage ■. of the PWM converter.

第7図は、f!!源電圧v8と入力電流Isの一相分の
波形を表わしたもので、vlI及び1sの零クロス点の
時間差から位相角δを算出し、比較器C2に入力してい
る。
Figure 7 shows f! ! This represents the waveform of one phase of the source voltage v8 and the input current Is, and the phase angle δ is calculated from the time difference between the zero crossing points of vlI and 1s, and is input to the comparator C2.

結果的には、受電端の無効電力Q3を検出して制御した
のと同じになり、指令値δ を零に設定することにより
入力力率を1にすることができる。
The result is the same as controlling by detecting the reactive power Q3 at the receiving end, and the input power factor can be made 1 by setting the command value δ to zero.

なお、交流電源は、3相電源に限られず、単相電源や他
の多相電源でも同様に適用できることは言うまでもない
Note that the AC power source is not limited to a three-phase power source, and it goes without saying that a single-phase power source or other multi-phase power source can be similarly applied.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上のように本発明によれば、瞬時、瞬時の入力電流を
制御することなく、受電端の入力力率を1に保持した状
態で、交直電力変換が行なえるようになり、負荷装置へ
の電力供給あるいは負荷装置からの電力回生が自由にで
きる電力変換装置を提供できる。特に、従来の入力電流
制御に伴なう制御遅れの問題がなくなり受電端の無効電
力制御により、完全に入力力率=1にすることができる
ようになった。また、直流電圧制御及び受電端の無効電
力制御ともに比較的ゆっくりとした制御でよいため、マ
イクロコンピュータを導入することが容易になる利点が
ある。
As described above, according to the present invention, it is possible to perform AC/DC power conversion while maintaining the input power factor at the receiving end at 1 without controlling the instantaneous input current, and it is possible to perform AC/DC power conversion while maintaining the input power factor at the receiving end at 1. A power conversion device that can freely supply power or regenerate power from a load device can be provided. In particular, the problem of control delay associated with conventional input current control is eliminated, and reactive power control at the power receiving end makes it possible to completely set the input power factor to 1. Further, since both the DC voltage control and the reactive power control at the power receiving end require relatively slow control, there is an advantage that it is easy to introduce a microcomputer.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図
、第2図は第1図の装置の基準電圧演算回路の具体例を
示す構成図、第3図はPWM制御動作を説明するための
タイムチャート図、第4図。 第5図は本発明装置の動作を説明するための電圧電流ベ
クトル図、第6図は本発明装置の制御回路の他の実施例
を示す構成図、第7図は第6図の動作を説明するための
電圧、電流波形図、第8図は従来の電力変換装置の構成
図である。 BUS・・・3相交流電源の電線路、TR・・・電源ト
ランス、Ls・・・交流リアクトル、 C0NV・・・
2wMコンバータ、C4・・・直流平滑コンデンサ、 
L○AD・・・負荷装置、CTs・・・変流器、PT、
・・・変成器、ISO・・・絶縁増幅器、VAR・・・
無効電力演算回路、C1〜C5・・・比較器、Gv(s
)・・・直流電圧制御補償回路、He(s)・・・無効
電力制御補償回路、RVG・・・基準電圧演算回路、S
H1〜SH,・・・シュミット回路、08゜・・・三角
波発生器。 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同  三俣弘文 2βU、S 第1図 S  ミ  $              宅第4図 第5図 第6図 第7図
Fig. 1 is a block diagram showing an embodiment of the power conversion device of the present invention, Fig. 2 is a block diagram showing a specific example of the reference voltage calculation circuit of the device in Fig. 1, and Fig. 3 explains the PWM control operation. Figure 4 is a time chart diagram for this purpose. FIG. 5 is a voltage and current vector diagram for explaining the operation of the device of the present invention, FIG. 6 is a configuration diagram showing another embodiment of the control circuit of the device of the present invention, and FIG. 7 is for explaining the operation of FIG. 6. FIG. 8 is a diagram showing the configuration of a conventional power conversion device. BUS...3-phase AC power supply line, TR...power transformer, Ls...AC reactor, C0NV...
2wM converter, C4...DC smoothing capacitor,
L○AD...Load device, CTs...Current transformer, PT,
...Transformer, ISO...Isolation amplifier, VAR...
Reactive power calculation circuit, C1 to C5... comparator, Gv(s
)...DC voltage control compensation circuit, He(s)...Reactive power control compensation circuit, RVG...Reference voltage calculation circuit, S
H1~SH,... Schmitt circuit, 08°... triangular wave generator. Agent Patent Attorney Nori Ken Yudo Hirofumi Mitsumata 2βU, S Figure 1 S Mi $ Home Figure 4 Figure 5 Figure 6 Figure 7

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介して接続
されたパルス幅変調制御コンバータ(PWMコンバータ
)と、該PWMコンバータの直流側に接続された平滑コ
ンデンサと、該平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷
装置と、前記交流電源から供給される無効電力量を制御
する手段と、前記平滑コンデンサの直流電圧を制御する
手段と、当該直流電圧制御手段及び前記無効電力量制御
手段からの出力信号に応じて前記PWMコンバータの交
流側発生電圧の基本波の波高値及び位相を制御する手段
とを具備して成る電力変換装置。
An AC power supply, a pulse width modulation control converter (PWM converter) connected to the AC power supply via an AC reactor, a smoothing capacitor connected to the DC side of the PWM converter, and the smoothing capacitor serving as a DC voltage source. a load device, a means for controlling the amount of reactive power supplied from the AC power supply, a means for controlling the DC voltage of the smoothing capacitor, and a means for controlling the amount of reactive power supplied from the DC voltage control means and the amount of reactive power according to output signals from the DC voltage control means and the reactive power amount control means. and means for controlling the peak value and phase of the fundamental wave of the AC side generated voltage of the PWM converter.
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