JPS6236401B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は例えばテレビジヨン音声多重信号の
搬送副音声信号を復調するのに好適なFM（周波
数変調）復調回路に関する。

一般にテレビジヨン音声多重信号の副チヤンネ
ルの搬送副音声信号（FM信号）を復調する方式
としてパルスカウント方式とPLL（フエイズロツ
クドループ）方式が考えられる。

第１図はパルスカウント方式のFM復調回路の
一例を示すもので、第２図ａ乃至ｅは第１図に示
す回路の各部の信号波形を示すものである。第２
図ａに示すものはFM信号で同図ｂに示すものは
このFM信号のリミツタ（図示せず）出力であ
る。このリミツタ出力は第１図に示す抵抗R₁₁と
トランス１１のコイルL₁₁とによつて微分され第
２図ｃに示す如き波形とされる。この微分信号は
ダイオードD₁₁，D₁₂によつて検波され第２図ｄに
示す如き信号波形とされる。この検波信号は抵抗
R₁₂とコンデンサC₁₁とから成る積分回路によつて
積分されて第２図ｅに示す如き副音声信号に変換
される。なお、R₁₃は抵抗である。

しかしながら、このような回路構成ではコイル
L₁₁を用いている為、集積回路（IC）化には全く
不適当である。

第３図はPLL方式のFM復調回路の基本的構成
を示すものである。すなわち、１２はFM信号の
入力端、１３はリミツタ、１４は位相比較器、１
５は低域フイルタ、１６は直流増幅器、１７は電
圧制御発振器（VCO）、１８は副音声信号の出力
端である。そして、位相比較器１４、低域フイル
タ１５、直流増幅器１６、VCO１７によつて
PLL、つまりFM復調回路が構成される。今、
PLLの動作がFM信号に同期していると仮定する
と、VCO１７の発振周波数はFM信号の瞬時周波
数に追随して変化する。このVCO１７は低域フ
イルタ１５を通過した誤差信号電圧を直流増幅器
で増幅したものによつて、その発振周波数がFM
信号の周波数に同期するように制御される。した
がつてFM信号の周波数とVCO１７の制御電圧間
には第４図に示す如きFM信号の複調出力特性が
成り立ち、制御電圧そのものが復調出力となる。

しかしながら、このようなPLL方式のFM復調
回路では次のような欠点がある。

(1) キヤプチヤーレンジ以上の過変調FM信号が
入つた場合、復調出力の歪率が大幅に劣化す
る。

(2) PLL自体が帯域特性を有しているので、FM
復調回路で復調波が遅延してしまう。この為遅
延時間を補正する補正回路が必要である。

(3) VCO１７の自走発振周波数調整が必要であ
る。

(4) 第５図の具体的回路図に示すように回路構成
が複雑で素子数が多い。

この為消費電力の増大及びIC化した場合にチ
ツプ面積が増大するとともに、外部端子数、周辺
部品数が多くなるという欠点がある。なお、第５
図において第３図と同一部は同一符号を付す。図
中、Q₁₁乃至Q₄₃はトランジスタ、R₁₅乃至R₃₅は抵
抗、D₁₃，D₁₄はダイオード、C₁₂，C₁₃はコンデン
サ、Ｖ_CCは電源、P₁₁乃至P₁₄は外部端子である。
外部端子P₁₁，P₁₄に接続されたコンデンサC₁₂，
C₁₃はそれぞれ発振用コンデンサ、ループフイル
タ用コンデンサであり、外部端子P₁₂に接続され
た抵抗R₃₅は発振周波数調整用の可変抵抗であ
り、外部端子P₁₃は復調信号の出力端である。

この発明は上記の事情に対処すべくなされたも
ので、IC化が可能なパルスカウント方式の回路
構成であつて復調性能に優れ、かつ回路構成が簡
単で素子数が少なく消費電力の低減及びIC化に
際してチツプ面積の縮少、外部端子数、周辺部品
数の減少を図ることができIC化に好適なFM復調
回路を提供することを目的とする。

以下、図面を参照してこの発明の一実施例を詳
細に説明する。第６図において、５１は搬送副音
声信号（FM信号）の入力端、５２はリミツタで
ある。このリミツタ５２の一方の出力端はトラン
ジスタQ₅₁のベースに接続され、他方の出力端は
トランジスタQ₅₂のベースに接続されている。こ
のトランジスタQ₅₁，Q₅₂は差動増幅器を構成
し、そのエミツタは共通接続されて電流源I₅₁を
介して基準電位端に接続されている。トランジス
タQ₅₁，Q₅₂のコレクタはそれぞれ抵抗R₅₁，R₅₂を
介して電源Ｖ_CCに接続されている。またトランジ
スタQ₅₁，Q₅₂のコレクタ間にはダイオードD₅₁，
D₅₂がそれぞれ逆方向に挿入されている。また、
トランジスタQ₅₂のコレクタはトランジスタQ₅₃
のベースに接続され、このトランジスタQ₅₃のコ
レクタは電源Ｖ_CCに接続され、エミツタは電流源
I₅₂を介して基準電位端に接続されている。

トランジスタQ₅₃のエミツタはさらに、抵抗R₅₃
を介して掛算回路としてのダブルバランス型差動
増幅器５３を構成するトランジスタQ₅₄，Q₅₇の
ベースに接続されるとともに、抵抗R₅₄を介して
トランジスタQ₅₅，Q₅₆のベースに接続されてい
る。このトランジスタQ₅₅，Q₅₆のベースの接続
中点には外部端子P₅₁が設けられ、積分用コンデ
ンサC₅₁が接続されている。このコンデンサC₅₁と
抵抗R₅₄によつて積分回路が構成される。ダブル
バランス型差動増幅器５３の上段の一方の差動増
幅器を構成するトランジスタQ₅₄，Q₅₅のエミツ
タは共通接続されてトランジスタQ₅₈のコレクタ
に接続されており、このトランジスタQ₅₈を電流
源としている。他方の差動増幅器を構成するトラ
ンジスタQ₅₆，Q₅₇のエミツタも共通接続されて
トランジスタQ₅₉のコレクタに接続され、このト
ランジスタQ₅₉を電流源としている。この下段の
差動増幅器を構成するトランジスタQ₅₈，Q₅₉の
エミツタは共通接続され、電流源I₅₃を介して基
準電位端に接続されている。トランジスタQ₅₈の
ベースには前記リミツタ５２の一方の出力端が接
続され、トランジスタQ₅₉のベースには他方の出
力端が接続されている。

前記トランジスタQ₅₄，Q₅₆のコレクタは共通
接続されて電源Ｖ_CCに接続されている。前記トラ
ンジスタQ₅₅，Q₅₇のコレクタも共通接続されて
出力回路５４のカレントミラー回路を構成するト
ランジスタQ₆₀のコレクタに接続されている。ト
ランジスタQ₆₀のエミツタは抵抗R₅₅を介して電源
Ｖ_CCに接続され、ベースはコレクタと短絡される
とともにトランジスタQ₆₁のベースに接続されて
いる。トランジスタQ₆₁のエミツタは低抗R₅₆を介
して電源Ｖ_CCに接続され、コレクタは抵抗R₅₇，
R₅₈を介して基準電位端に接続されている。この
抵抗R₅₇，R₅₈の接続中点はトランジスタQ₆₂のベ
ースに接続され、このトランジスタQ₆₂のエミツ
タは基準電位端に接続され、コレクタは抵抗R₅₉
を介して電源Ｖ_CCに接続されるとともにトランジ
スタQ₆₃のベースに接続されている。このトラン
ジスタQ₆₃のコレクタは電源Ｖ_CCに接続され、エ
ミツタは抵抗R₆₀を介して基準電位端に接続され
るとともに外部端子P₅₂に接続されている。この
端子P₅₂にはローパスフイルタ（LPF）５５が接
続されている。

上記構成において第７図ａ乃至ｆの信号波形図
を参照しながら動作を説明する。搬送副音声信号
（FM信号）はリミツタ５２により充分振幅制限
作用を受けて第７図ａに示す如き信号に変換さ
れ、トランジスタQ₅₁，Q₅₂及びQ₅₈，Q₅₉のベー
スに供給される。トランジスタQ₅₁，Q₅₂のベー
スに供給されたリミツタ出力は、トランジスタ
Q₅₂のコレクタよりエミツタフオロワ構成のトラ
ンジスタQ₅₃に供給される。そしてこのトランジ
スタQ₅₃のエミツタより抵抗R₅₃を介してトランジ
スタQ₅₄，Q₅₇のベースに供給されるとともに、
抵抗R₅₄を介してトランジスタQ₅₅，Q₅₆のベース
に供給される。トランジスタQ₅₄，Q₅₇のベース
には第７図ｂに示す如くリミツタ出力が略そのま
まの状態で供給される。一方、トランジスタ
Q₅₅，Q₅₆のベースに供給される信号は抵抗R₅₄と
コンデンサC₅₁から成る積分回路によつて積分さ
れ、第７図ｃに示す如き信号として供給される。
この為、トランジスタQ₅₅，Q₅₆のベースに供給
される信号はトランジスタQ₅₄，Q₅₇のベースに
供給される信号に対して時間遅れを有するように
なる。この結果、ダブルバランス型差動増幅器５
３のトランジスタQ₅₅，Q₅₇のコレクタには上記
時間遅れに伴なう両信部の差分が取り出される。
このダブルバランス型差動増幅器５３の出力信号
を第７図ｄに示す。この出力信号はトランジスタ
Q₆₀，Q₆₁，Q₆₂によつてパルス増幅され、エミツ
タホロワ構成のトランジスタQ₆₃のエミツタに第
７図ｅに示す如きパルス信号として導出される。
このパルス信号はLPF５５によつて積分され、第
７図ｆに示す如き副音声信号として復調される。

なお、副音声信号の復調出力レベルは抵抗R₅₄
とコンデンサC₅₁とによつて決まる積分時定数を
適宜設定することにより、最適なレベルに調整す
ることができる。

以上詳述したこの実施例によれば、回路のほと
んどがトランジスタや抵抗といつたIC化に適し
た素子によつて構成されているので、従来技術で
はIC化が難しいとされていたパルスカウント方
式のFM復調回路のIC化を実現することができ
る。また、パルスカウント方式を採用しているの
で復調性能が優れ、高品位の副音声信号を得るこ
とができる。また回路構成が簡単で素子数が少な
く、回路の消費電力の低減及びIC化した場合に
チツプ面積の縮少を図ることができることは勿
論、外部端子や周辺部品も少なくIC化に非常に
好都合である。

また、電源ラインL₅₁からのリツプルはカレン
トミラー回路のトランジスタQ₆₀，Q₆₁のエミツ
タ電流に同相で発生し、このトランジスタQ₆₀，
Q₆₁のベースで打ち消される。したがつてダブル
バランス型差動増幅器５３の出力に電源リツプル
が乗ることはなく、副音声信号の復調出力が電源
リツプルによつて悪影響を受けることはない。ま
た、この実施例によれば、全波整流回路を用いる
ことなく、ダブルバランス型差動増幅器５３の出
力に全波整流波形と同等の信号を得ることができ
るので、全波整流回路が不要な分だけ、回路設計
が容易となる。

なお、この発明は先の実施例に限定されるもの
ではない。例えばトランジスタQ₅₅，Q₅₆のベー
ス入力としてはリミツタ出力を積分したものに限
らず、リミツタ出力を遅延回路を通して所定時間
遅延せしめたものを用いても良いことは勿論であ
る。このような構成によれば、トランジスタ
Q₆₀，Q₆₁，Q₆₂等から成るダブルバランス型差動
増幅器５３出力をパルス状に変換する為の回路が
不要となる利点を有する。また、先の実施例にお
いてダブルバランス型差動増幅器５３出力を直接
LPF５５に供給するようにしても良い。また、掛
算回路としてはダブルバランス型差動増幅器５３
に限らず、IC化に適した素子で構成されるもの
であれば他の周知の回路でも良い。また、この発
明のFM復調回路はテレビジヨン音声多重信号の
搬送副音声信号の復調だけでなく、他のFM信号
の復調にも適用できることは勿論である。

このようにこの発明によれば、IC化が可能な
パルスカウント方式の回路構成であつて復調性能
に優れ、かつ回路構成が簡単で素子数が少なく消
費電力の低減及びIC化に際してチツプ面積の縮
少、外部端子数、周辺部品数の減少を図ることが
できIC化に好適なFM復調回路を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のパルスカウント方式のFM復調
回路の回路図、第２図ａ乃至ｅは第１図の各部の
信号波形図、第３図はPLL方式のFM復調回路の
ブロツク構成図、第４図は第３図の復調出力特性
図、第５図は第３図の具体的回路構成を示す回路
図、第６図はこの発明に係るFM復調回路の一実
施例を示す回路図、第７図ａ乃至ｆは第６図の動
作を説明する為の信号波形図である。 ５２……リミツタ、５３……ダブルバランス型
差動増幅器、５４……出力回路、５５……LPF、
Q₅₁乃至Q₆₃……トランジスタ、R₅₁乃至R₆₀……抵
抗、D₅₁，D₅₂……ダイオード、C₅₁……コンデン
サ、I₅₁乃至I₅₃……電流源、P₅₁，P₅₂……外部端
子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ FM信号が入力され、振幅制限信号を出力す
   るリミツタと、 このリミツタの出力を積分あるいは所定時間遅
   延して、前記リミツタの出力に対し時間的にずれ
   を有した信号を出力する第１の回路と、 エミツタを共通に電流源に接続したに接続した
   第１、第２のトランジスタ、この第１のトランジ
   スタのコレクタにエミツタを共通に接続した第
   ３、第４のトランジスタ並びに上記第２のトラン
   ジスタのコレクタにエミツタを共通に接続した第
   ５、６のトランジスタを有し、これらトランジス
   タでダブルバランス型差動増幅器を構成し、前記
   第１、第２のトランジスタのベースおよび前記第
   ３、第６のトランジスタのベースに前記リミツタ
   の出力を供給し、前記第４、第５のトランジスタ
   のベースに前記第１の回路の出力を供給するよう
   にした掛算回路と、 この掛算回路の出力より前記FM信号の復調信
   号を得るためのフイルター手段を有する出力回路
   とを具備して成るFM復調回路。