JPS62254632A - 無停電電源装置 - Google Patents
無停電電源装置Info
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- JPS62254632A JPS62254632A JP61094795A JP9479586A JPS62254632A JP S62254632 A JPS62254632 A JP S62254632A JP 61094795 A JP61094795 A JP 61094795A JP 9479586 A JP9479586 A JP 9479586A JP S62254632 A JPS62254632 A JP S62254632A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、コンピュータや通信機に無停電の電力を供
給する無停電電源装置に関するものである。
給する無停電電源装置に関するものである。
第６図は、例えば特公昭４９−４１７３４号公報に示さ
れた従来の無停電電源装置の回路図であり、図において
、１は商用電源、ディーゼル発電機等の交流電源、２は
開閉器であ）、交流電源１の正常時はオンであり、停電
するとオフとなる。
れた従来の無停電電源装置の回路図であり、図において
、１は商用電源、ディーゼル発電機等の交流電源、２は
開閉器であ）、交流電源１の正常時はオンであり、停電
するとオフとなる。
３は開閉器２と逆の動作をする開閉器である。すなわち
、交流電源１の正常時はオフであシ、停電するとオンと
なる。４は充電可能な蓄電池、５はインバータで、出力
波形を歪の少ない正弦波に変換するためのフィルターを
内蔵するものである。
、交流電源１の正常時はオフであシ、停電するとオンと
なる。４は充電可能な蓄電池、５はインバータで、出力
波形を歪の少ない正弦波に変換するためのフィルターを
内蔵するものである。
６は負荷、７はリアクトル、コンデンサまたはりアクド
ルとコンデンサを主体として構成されるリアクタンス回
路である。
ルとコンデンサを主体として構成されるリアクタンス回
路である。
次に動作について説明する。交流電源１の正常時には開
閉器２はオンであり、負荷６には交流電源１が直送され
る。
閉器２はオンであり、負荷６には交流電源１が直送され
る。
一方、開閉器３はオフであり、インバータ５はリアクタ
ンス回路７を介して交流電源１と接続されている。この
とき、交流電源１の電圧を、Ｊ −＝ ｑ２ Ｅｌ
ｃｏｓ （ωｔ＋θ）・・・・・・・・・（１）インバ
ータ５の出力電圧の基本波成分を、ｅ２ ＝ ！２
Ｂ２ ｃｏｓ Ｇ）ｊ −−−−−＝−−−−（
２）とし、リアクタンス回路７が誘導性リアクタンスω
Ｌで表わされるとすれば、交流電源１よりリアクタンス
回路７を経てインバータ５に流入する電流ｉおよび電力
Ｐは、 ｉ−偶（ｅｌ −ｅ２） ｄ ｔ ＥＩＢ２ 。
ンス回路７を介して交流電源１と接続されている。この
とき、交流電源１の電圧を、Ｊ −＝ ｑ２ Ｅｌ
ｃｏｓ （ωｔ＋θ）・・・・・・・・・（１）インバ
ータ５の出力電圧の基本波成分を、ｅ２ ＝ ！２
Ｂ２ ｃｏｓ Ｇ）ｊ −−−−−＝−−−−（
２）とし、リアクタンス回路７が誘導性リアクタンスω
Ｌで表わされるとすれば、交流電源１よりリアクタンス
回路７を経てインバータ５に流入する電流ｉおよび電力
Ｐは、 ｉ−偶（ｅｌ −ｅ２） ｄ ｔ ＥＩＢ２ 。
＝ −一一ト３１ ｊｌ θ ・・・・・
・・・・・・・・・・ （４１ωＬ となる。（４）式より交流電源１からインバータ５へ流
入する電力Ｐは、交流電源１とインバータ５の出力電圧
との位相差θの関数であることがわかる。
・・・・・・・・・・ （４１ωＬ となる。（４）式より交流電源１からインバータ５へ流
入する電力Ｐは、交流電源１とインバータ５の出力電圧
との位相差θの関数であることがわかる。
従って、交流電源１の正常時には、位相差θを制御する
ことにより、蓄電池４を定電圧、定電流充電することが
できる。
ことにより、蓄電池４を定電圧、定電流充電することが
できる。
（４）式において、充電電力Ｐの制御分解能は０．０Ｉ
ＰＵ必要であるとし、インバータと交流電源の位相差は
Ｑ、ｌｄｅｇの精度で制御できると仮定すると、ＨＩＥ
ｚ 。
ＰＵ必要であるとし、インバータと交流電源の位相差は
Ｑ、ｌｄｅｇの精度で制御できると仮定すると、ＨＩＥ
ｚ 。
ωＬ ＝ ＳＩｎ θ
・・・・・曲・・・・・・ （５１＝ ０．
１７５ （ｐｕ） となり、０．１７５ｐｕの誘導性リアクタンスが必要で
ある。ここでは、インバータ５に流入する電流のリップ
ル分が小さくなるように、ｌｆ ＝Ｊｉ３２ ＝ ｌｐ
ｕとし、実用上必要とされるリアクタンスの大きさ、を
求めている。
・・・・・曲・・・・・・ （５１＝ ０．
１７５ （ｐｕ） となり、０．１７５ｐｕの誘導性リアクタンスが必要で
ある。ここでは、インバータ５に流入する電流のリップ
ル分が小さくなるように、ｌｆ ＝Ｊｉ３２ ＝ ｌｐ
ｕとし、実用上必要とされるリアクタンスの大きさ、を
求めている。
交流電源１の停電時には、開閉器２はオフ、開閉器３は
オンとなり、負荷６にはインバータ５から交流電力を供
給する。
オンとなり、負荷６にはインバータ５から交流電力を供
給する。
上記のように第６図に示す従来の無停電電源装置では、
リアクトル７とスイッチ３を設け、交流電源１の正常時
における充電動作の場合だけ、インバータ５と交流電源
１の間にリアクタンス回路７金入れ、インピーダンスを
高くしている。
リアクトル７とスイッチ３を設け、交流電源１の正常時
における充電動作の場合だけ、インバータ５と交流電源
１の間にリアクタンス回路７金入れ、インピーダンスを
高くしている。
その理由は、まず、前記（４）式から分るように、イン
ピーダンスＬが小さくなるほど、位相差０の制御に対す
る電力Ｐの変化率ΔＰ／Δθが大きくなり、位相差θを
非常に微細に制御することが要求されるためである。
ピーダンスＬが小さくなるほど、位相差０の制御に対す
る電力Ｐの変化率ΔＰ／Δθが大きくなり、位相差θを
非常に微細に制御することが要求されるためである。
次に、充電動作には直接関係しないが、Ｌが小さい＃１
，１″インバーター７Ｌ−交流雷源１の雷庄差により流
れる無効電力Ｑの変化率ΔＱ／Δ（Ｅｌ−Ｂ２）も大き
くなり、安定な並列運転が困難となるからである。もし
、このような微細なΔＱとΔ（Ｅｌ−Ｂ２）の制御を必
要としない方法があれば、インバータ５自身が持ってい
る若干の内部インピーダンスだけを介して、リアクタン
ス回路７と開閉器３を省略したシステムを構成すること
ができる。
，１″インバーター７Ｌ−交流雷源１の雷庄差により流
れる無効電力Ｑの変化率ΔＱ／Δ（Ｅｌ−Ｂ２）も大き
くなり、安定な並列運転が困難となるからである。もし
、このような微細なΔＱとΔ（Ｅｌ−Ｂ２）の制御を必
要としない方法があれば、インバータ５自身が持ってい
る若干の内部インピーダンスだけを介して、リアクタン
ス回路７と開閉器３を省略したシステムを構成すること
ができる。
、 〔発明が解決しようとする問題点〕従来の無停電電
源装置は以上のように構成されているので、蓄電池を充
電する際に、０．１７５ｐｕ程度のりアクタンスを必要
とするので、停電時に蓄電池を電源として、負荷へイン
バータ５よシ交流電力を供給する場合には、リアクタン
ス回路７を短絡するための開閉器２，３が必要となる。
源装置は以上のように構成されているので、蓄電池を充
電する際に、０．１７５ｐｕ程度のりアクタンスを必要
とするので、停電時に蓄電池を電源として、負荷へイン
バータ５よシ交流電力を供給する場合には、リアクタン
ス回路７を短絡するための開閉器２，３が必要となる。
また、リアクタンスの大きさを０．１７５１）Ｕ程度に
押えるためＫは、位相差を帆１ ｄｅｇの精度で制御す
ることが要求される。
押えるためＫは、位相差を帆１ ｄｅｇの精度で制御す
ることが要求される。
しかし、実際には交流電源の位相はたえず数ｄｅｇ程度
は変動しているため、位相差を０．１ ｃｌｅｇの精度
で制御することは容易ではないという問題点があった。
は変動しているため、位相差を０．１ ｃｌｅｇの精度
で制御することは容易ではないという問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するため罠なされ
たもので、蓄電池を充電する際に必要とするりアクタン
スを、インバータの出力波形改善用のフィルタと共用す
ることによシ、リアクタンス回路を短絡するための開閉
器を用いない、経済的で信頼度の高い無停電電源装置を
得ることを目的とする。
たもので、蓄電池を充電する際に必要とするりアクタン
スを、インバータの出力波形改善用のフィルタと共用す
ることによシ、リアクタンス回路を短絡するための開閉
器を用いない、経済的で信頼度の高い無停電電源装置を
得ることを目的とする。
この発明に係る無停電電源装置は、交流電源の正常時に
は、蓄電池電圧を設定電圧に充電するだめのインバータ
交流出力電流の正弦波指令値を求めて、インバータ出力
電流を正弦波指令値に瞬時追従させることによりインバ
ータ直流電流を所定値に制御することによって蓄電池を
充電し、交流電源の停電時にはインバータ出力電圧を歪
の少ない正弦波に瞬時値追従制御したものである。
は、蓄電池電圧を設定電圧に充電するだめのインバータ
交流出力電流の正弦波指令値を求めて、インバータ出力
電流を正弦波指令値に瞬時追従させることによりインバ
ータ直流電流を所定値に制御することによって蓄電池を
充電し、交流電源の停電時にはインバータ出力電圧を歪
の少ない正弦波に瞬時値追従制御したものである。
この発明における無停電電源装置は、交流電源の正常時
には、インバータに流入する交流電流が制御され、蓄電
池電圧を設定電圧に充電し、交流電源の停電時には、イ
ンバータの出力電圧が歪の少ない正弦波に瞬時値追従制
御され、負荷に安定な交流電力が供給される。
には、インバータに流入する交流電流が制御され、蓄電
池電圧を設定電圧に充電し、交流電源の停電時には、イ
ンバータの出力電圧が歪の少ない正弦波に瞬時値追従制
御され、負荷に安定な交流電力が供給される。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図に
おいて、１は交流電源、２はスイッチ、４は蓄電池、５
ａはインバータの本体から交流フィルタ用リアクトル５
ｂ及びコンデンサ５Ｃを除いた部分であり、直流を任意
の電圧と周波数の交流に変換するインバータ主回路であ
って、例えば高周波スイッチング素子のフルブリッヂ構
成による高周波ＰＷＭ変調方式のインバータなどがその
例である。６は負荷である。１０１は電圧検出器、１０
２は停電検出回路、１０３はスイッチ、１０４は交流電
源と同期した信号を発生する同期回路、１０５は’ＩＴ
ｓｉｎｃｏｔ発生回路、１０６は電圧検出器、１０７は
電流検出器、１０８は充電制御回路、１１０は定電圧制
御回路であって、この両回路１０８．１１０によってイ
ンバータ出力電流制御回路を構成している。１０９は電
圧検出回路、１１１はスイッチ、１１２はＰＷＭ回路、
１１３はドライブ回路である。
おいて、１は交流電源、２はスイッチ、４は蓄電池、５
ａはインバータの本体から交流フィルタ用リアクトル５
ｂ及びコンデンサ５Ｃを除いた部分であり、直流を任意
の電圧と周波数の交流に変換するインバータ主回路であ
って、例えば高周波スイッチング素子のフルブリッヂ構
成による高周波ＰＷＭ変調方式のインバータなどがその
例である。６は負荷である。１０１は電圧検出器、１０
２は停電検出回路、１０３はスイッチ、１０４は交流電
源と同期した信号を発生する同期回路、１０５は’ＩＴ
ｓｉｎｃｏｔ発生回路、１０６は電圧検出器、１０７は
電流検出器、１０８は充電制御回路、１１０は定電圧制
御回路であって、この両回路１０８．１１０によってイ
ンバータ出力電流制御回路を構成している。１０９は電
圧検出回路、１１１はスイッチ、１１２はＰＷＭ回路、
１１３はドライブ回路である。
第２図は第１図の実施例に使用される充電制御回路１０
８の説明図であり、２０１は電圧制御増幅器、２０２は
リミッタ、２０３は乗算器、２０４は除算器、２０５は
乗算器、２０６は電流制御増幅器である。
８の説明図であり、２０１は電圧制御増幅器、２０２は
リミッタ、２０３は乗算器、２０４は除算器、２０５は
乗算器、２０６は電流制御増幅器である。
第３図は第１図の＊ｍ例に使用される定電圧制御回路１
１０の説明図であり、３０１は実効値検出回路、３０２
は電圧制御増幅器、３０３は乗算器、３０４は電圧制御
増幅器である。
１０の説明図であり、３０１は実効値検出回路、３０２
は電圧制御増幅器、３０３は乗算器、３０４は電圧制御
増幅器である。
第４図は第１図の実施例に使用されるスイッチ２の回路
図であり、トランジスタ２０、ダイオード２１ ．２２
．２３．２４を有している。
図であり、トランジスタ２０、ダイオード２１ ．２２
．２３．２４を有している。
この発明の動作について説明する。第１図において、交
流電源１が正常であるならば、スイッチ２がオン、スイ
ッチ１０３がオン、スイッチ１１１が充電制御回路１０
Ｂ側となる。負荷６には交流電源１がスイッチ２を介し
て直送される。インバータ５ａは充電制御回路１０Ｂの
出力によシＰＷＭ回路１１２、ドライブ回路１１３を介
して制御され、蓄電池４を充電する。
流電源１が正常であるならば、スイッチ２がオン、スイ
ッチ１０３がオン、スイッチ１１１が充電制御回路１０
Ｂ側となる。負荷６には交流電源１がスイッチ２を介し
て直送される。インバータ５ａは充電制御回路１０Ｂの
出力によシＰＷＭ回路１１２、ドライブ回路１１３を介
して制御され、蓄電池４を充電する。
交流電源１が停電すると、停電検出回路１０２が動作し
、スイッチ２がオフ、スイッチ１０３がオフ、スイッチ
１１１が定電圧制御回路１１０側となる。スイン１０３
がオフになると、（”ｒｓｉｌωを発生回路１０５は自
己周波数で動作する。インバータ５ａは定電圧制御回路
１１０の出力によりＰＷＭ回路１１２、ドライブ回路１
１３を介して制御され、負荷６に交流電力を供給する。
、スイッチ２がオフ、スイッチ１０３がオフ、スイッチ
１１１が定電圧制御回路１１０側となる。スイン１０３
がオフになると、（”ｒｓｉｌωを発生回路１０５は自
己周波数で動作する。インバータ５ａは定電圧制御回路
１１０の出力によりＰＷＭ回路１１２、ドライブ回路１
１３を介して制御され、負荷６に交流電力を供給する。
交流電源１が復電すると、この復電を停電検出回路１０
２が検出し、スイッチ１０３をオンにする。同期回路１
０４はＶ２５ｉｎａ＞を発生回路１０５、を交流電源に
同期させ、それを確認後、開閉器２をオン、開閉器１１
１を充電制御回路１０Ｂ側に投入して、交流電源１の正
常時の動作になる。
２が検出し、スイッチ１０３をオンにする。同期回路１
０４はＶ２５ｉｎａ＞を発生回路１０５、を交流電源に
同期させ、それを確認後、開閉器２をオン、開閉器１１
１を充電制御回路１０Ｂ側に投入して、交流電源１の正
常時の動作になる。
充電制御回路１０８の動作について説明する。
充電制御回路１０８は前記第２図のように構成されてお
り、蓄電池電圧は積分型の制御系により設定電圧に充電
される。
り、蓄電池電圧は積分型の制御系により設定電圧に充電
される。
蓄電池設定電圧ＶＢ ｒｅｆと蓄電池電圧ＶＢとの差Δ
Ｖは、電圧制御増幅器２０１によって充電電流指令ＩＢ
ｒｅｆとなる。この充電電流指令ＩＢｒｅｆをリミッタ
２０２に通すことにより、偏差ΔＶが大きいときは定電
流充電を行い、偏差ΔＶが小さくなると定電圧充電に移
行する。
Ｖは、電圧制御増幅器２０１によって充電電流指令ＩＢ
ｒｅｆとなる。この充電電流指令ＩＢｒｅｆをリミッタ
２０２に通すことにより、偏差ΔＶが大きいときは定電
流充電を行い、偏差ΔＶが小さくなると定電圧充電に移
行する。
充電電流指令Ｉ Ｂ ｒｅｆは、次の操作によシインパ
ータ５ａの交流側での電流指令値に変換できる。
ータ５ａの交流側での電流指令値に変換できる。
充電電流指令ＩＢｒｅｆ、蓄電池電圧ＶＢより、充電電
力指令ＰＢは、 ＰＢ＝ＩＢｒｅｆｘｖＢ 交流電源１の電圧実効値をＶＳｒｍｓとすると、インバ
ータ５ａの交流側での充電電流実効値指令ｌＡｒｍ５は
、 Ｉ Ａ ｒｍｓ ＝ ＰＢ ／ＶＳ ｒｍｓ従って、イ
ンバータ５ａの交流側に、力率ｌの実効値Ｉ Ａ ｒｍ
ｓの電流を流せば、インバータ５ａの直流側にＩＢｒｅ
ｆの電流が流れることになる。
力指令ＰＢは、 ＰＢ＝ＩＢｒｅｆｘｖＢ 交流電源１の電圧実効値をＶＳｒｍｓとすると、インバ
ータ５ａの交流側での充電電流実効値指令ｌＡｒｍ５は
、 Ｉ Ａ ｒｍｓ ＝ ＰＢ ／ＶＳ ｒｍｓ従って、イ
ンバータ５ａの交流側に、力率ｌの実効値Ｉ Ａ ｒｍ
ｓの電流を流せば、インバータ５ａの直流側にＩＢｒｅ
ｆの電流が流れることになる。
充電電流実効値指令Ｉ Ａ ｒｍｓに・ｄｓ ｉ ｎω
ｔを乗算して、瞬時充電電流指令ＩＡｒｅｆに変換し、
電流制御増幅器２０６により、インバータ５ａの交流側
電流ＩＡを瞬時充電電流指令ＩＡｒｅｆ Ｋ瞬時追従さ
せる交流側電流ＩＡは、ＰＷＭ周波数のリップル分を持
ちながら、指令に追従してゆく。ＰＷＭ周波数のリップ
ル電流はりアクドル５ｂの大きさによって変わる。リア
クトル５ｂを小さくすることによって、リップル電流が
蓄電池４の許容値以上となっても、蓄電池４に並列にリ
ップル電流を吸収するコンデンサ７を設置すればよい。
ｔを乗算して、瞬時充電電流指令ＩＡｒｅｆに変換し、
電流制御増幅器２０６により、インバータ５ａの交流側
電流ＩＡを瞬時充電電流指令ＩＡｒｅｆ Ｋ瞬時追従さ
せる交流側電流ＩＡは、ＰＷＭ周波数のリップル分を持
ちながら、指令に追従してゆく。ＰＷＭ周波数のリップ
ル電流はりアクドル５ｂの大きさによって変わる。リア
クトル５ｂを小さくすることによって、リップル電流が
蓄電池４の許容値以上となっても、蓄電池４に並列にリ
ップル電流を吸収するコンデンサ７を設置すればよい。
リップル電流の大きさ、蓄電池４の電圧、交流電源１の
電圧を一定にすると、ＰＷＭ周波数が高くなれば、リア
クトル５ｂは小さくてもよいこととなる。
電圧を一定にすると、ＰＷＭ周波数が高くなれば、リア
クトル５ｂは小さくてもよいこととなる。
第５図は交流側電流ＩＡと瞬時充電電流指令ＩＡｒｅｆ
の図を示す。第５図２，３は同図１の拡大図であり、２
はｆ ＰＷＭ ＝ ’／Ｔ ｓ リアクトル＝Ｌ・、３
はｆ ＰＷＭ ＝ ５／Ｔ ｓ リアクトル＝Ｌ１５で
ある。
の図を示す。第５図２，３は同図１の拡大図であり、２
はｆ ＰＷＭ ＝ ’／Ｔ ｓ リアクトル＝Ｌ・、３
はｆ ＰＷＭ ＝ ５／Ｔ ｓ リアクトル＝Ｌ１５で
ある。
第３図において、定電圧制御回路１１０の動作を説明す
る。出力設定電圧Ｖ ｒｅｆと負荷６の電圧の負荷電圧
実効値Ｖ ｒｍｓの差ωＶを電圧制御増幅器３０２に入
力し、得られたＶＬ ｒｍｓ Ｋ Ｋ ｓ ｉｎ ωｔ
を乗算することＫより瞬時電圧指令ＶＬ ｒｅｆを作る
。電圧制御増幅器３０４を高速応答させて、負荷電圧Ｖ
Ｌを指令ＶＬｒｅｆに追従させる。
る。出力設定電圧Ｖ ｒｅｆと負荷６の電圧の負荷電圧
実効値Ｖ ｒｍｓの差ωＶを電圧制御増幅器３０２に入
力し、得られたＶＬ ｒｍｓ Ｋ Ｋ ｓ ｉｎ ωｔ
を乗算することＫより瞬時電圧指令ＶＬ ｒｅｆを作る
。電圧制御増幅器３０４を高速応答させて、負荷電圧Ｖ
Ｌを指令ＶＬｒｅｆに追従させる。
メジャループが積分型であるため、負荷電圧実効値Ｖ
ｒｍｓは設定電圧Ｖ ｒｅｆに一致する。また、電圧制
御増幅器３０４による高速電圧マイナー・ループを持っ
ているので、負荷６が非線形であっても歪の少ない正弦
波電圧を供給できる。
ｒｍｓは設定電圧Ｖ ｒｅｆに一致する。また、電圧制
御増幅器３０４による高速電圧マイナー・ループを持っ
ているので、負荷６が非線形であっても歪の少ない正弦
波電圧を供給できる。
なお、上記実施例では単相インバータの場合について説
明したが、ＰＷＭ変調インバータを制御するこの概念は
、各招電に制御回路を用いて三相インバータに適用でき
る。
明したが、ＰＷＭ変調インバータを制御するこの概念は
、各招電に制御回路を用いて三相インバータに適用でき
る。
また、上記実施例では、充電制御の電流マイナーΦルー
プと定電圧制御の電圧マイナーφループを、比例制御に
よる瞬時値制御で行った場合につ′いて説明したが、Ｐ
Ｉ制御、ＰＩＤ制御、ディジタル・コントローラによる
有限時間整定制御などによる制御でも、上記実施例と同
様の効果を得ることがでＬＬ また、第２図では乗算器２０３．除算器２０４を用いて
いるが、蓄電池電圧Ｖ’Ｂと交流電源の電圧実効値ｖｓ
ｒｍｓの変化中は±ｌ（ｌ程度で、比較的少ない場合が
多いため、厳密に理論通りの演算を行なう必要はない。
プと定電圧制御の電圧マイナーφループを、比例制御に
よる瞬時値制御で行った場合につ′いて説明したが、Ｐ
Ｉ制御、ＰＩＤ制御、ディジタル・コントローラによる
有限時間整定制御などによる制御でも、上記実施例と同
様の効果を得ることがでＬＬ また、第２図では乗算器２０３．除算器２０４を用いて
いるが、蓄電池電圧Ｖ’Ｂと交流電源の電圧実効値ｖｓ
ｒｍｓの変化中は±ｌ（ｌ程度で、比較的少ない場合が
多いため、厳密に理論通りの演算を行なう必要はない。
例えば、
Ｘ＠Ｙ＝Ｘ＠（ＹＯ＋ΔＹ）’ＥＥＹＯＸのように省略
し、単に定数演算を行なう方法でも蓄電池の充電機能は
可能である。
し、単に定数演算を行なう方法でも蓄電池の充電機能は
可能である。
以上のように、この発明によれば、蓄電池電圧を設定電
圧に充電する際に、インバータの交流側電流を直接瞬時
制御するように構成したので、インバータが定電流源と
して動作するため、リアクトルが小さくて良く２、充電
用リアクトルと波形改善用フィルタ用リアクトルの共用
ができ、また第６図のスイッチ３を省略できる。また、
交流電源停電時には、インバータ出力電圧の定電圧制御
系に瞬時電圧制御の機能を持たせているので、非線形負
荷でも、歪の少ない正弦波電圧を供給できる。
圧に充電する際に、インバータの交流側電流を直接瞬時
制御するように構成したので、インバータが定電流源と
して動作するため、リアクトルが小さくて良く２、充電
用リアクトルと波形改善用フィルタ用リアクトルの共用
ができ、また第６図のスイッチ３を省略できる。また、
交流電源停電時には、インバータ出力電圧の定電圧制御
系に瞬時電圧制御の機能を持たせているので、非線形負
荷でも、歪の少ない正弦波電圧を供給できる。
従って、装置が安価にでき、信頼性の向上するものが得
られる効果がある。
られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による無停電電源装置を示
すブロック図、第２図は充電制御回路のブロック図、第
３図は定電圧制御回路のブロック図、第４図はスイッチ
の回路図、第５図は充電制御の説明図、第６図は従来の
無停電電源装置を示すブロック図である。 １は交流電源、４は蓄電池、５ａはインバータ、１０５
は正弦波発生回路、１０８は充電制御回路、１１０は定
電圧制御回路。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 特許出願人 三菱電機株式会社 （外２名） 第１図 １，２ 第５図 （３）０ “。 マ ロ１．１０．１６ 昭和 年 月 日
すブロック図、第２図は充電制御回路のブロック図、第
３図は定電圧制御回路のブロック図、第４図はスイッチ
の回路図、第５図は充電制御の説明図、第６図は従来の
無停電電源装置を示すブロック図である。 １は交流電源、４は蓄電池、５ａはインバータ、１０５
は正弦波発生回路、１０８は充電制御回路、１１０は定
電圧制御回路。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 特許出願人 三菱電機株式会社 （外２名） 第１図 １，２ 第５図 （３）０ “。 マ ロ１．１０．１６ 昭和 年 月 日
Claims (1)
- 交流電源の停電に際し、蓄電池の直流をインバータによ
り交流に変換して負荷に交流電力を供給すると共に、前
記交流電源を供給する場合は該交流電源の電力を前記イ
ンバータによる整流機能により直流電力に変換して、前
記蓄電池を所定の電圧または電流で充電するように構成
された無停電電源装置において、前記インバータを高周
波ＰＷＭ変調方式とすると共に前記蓄電池の端子電圧ま
たは電流の帰還信号をもとに該蓄電池に流すべき直流電
流指令値を発生する制御回路と、前記交流電源に同期し
た正弦波を発生する正弦波発生回路と、前記直流電流指
令値により、前記正弦波の振巾を変化させた信号を前記
インバータの交流出力電流指令値として該インバータの
出力電流を瞬時追従制御させるインバータ出力電流制御
回路とを具備したことを特徴とする無停電電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61094795A JPS62254632A (ja) | 1986-04-25 | 1986-04-25 | 無停電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61094795A JPS62254632A (ja) | 1986-04-25 | 1986-04-25 | 無停電電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62254632A true JPS62254632A (ja) | 1987-11-06 |
| JPH0576256B2 JPH0576256B2 (ja) | 1993-10-22 |
Family
ID=14120006
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61094795A Granted JPS62254632A (ja) | 1986-04-25 | 1986-04-25 | 無停電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62254632A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0670489A (ja) * | 1992-08-10 | 1994-03-11 | Sanyo Denki Co Ltd | 無停電電源装置 |
| US6657319B2 (en) | 2001-11-09 | 2003-12-02 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Electric power system interconnection device |
| JP2019017170A (ja) * | 2017-07-05 | 2019-01-31 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源装置および無停電電源装置の制御方法 |
-
1986
- 1986-04-25 JP JP61094795A patent/JPS62254632A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0670489A (ja) * | 1992-08-10 | 1994-03-11 | Sanyo Denki Co Ltd | 無停電電源装置 |
| US6657319B2 (en) | 2001-11-09 | 2003-12-02 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Electric power system interconnection device |
| JP2019017170A (ja) * | 2017-07-05 | 2019-01-31 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源装置および無停電電源装置の制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0576256B2 (ja) | 1993-10-22 |
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