JPS62181670A - スイツチング電源回路 - Google Patents
スイツチング電源回路Info
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- JPS62181670A JPS62181670A JP2020486A JP2020486A JPS62181670A JP S62181670 A JPS62181670 A JP S62181670A JP 2020486 A JP2020486 A JP 2020486A JP 2020486 A JP2020486 A JP 2020486A JP S62181670 A JPS62181670 A JP S62181670A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 41
- 238000007600 charging Methods 0.000 claims abstract description 22
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 11
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 abstract description 6
- 238000004904 shortening Methods 0.000 abstract 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010277 constant-current charging Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（発明の利用分野）
本発明はスイッチング電源回路、特にその起動回路に関
するものである。
するものである。
（従来技術とその問題点）
電子回路装置にその動作直流電圧と異なる電圧の直流電
源を用いてパワーを供給する場合、第１図のような基本
回路をもつ定電圧機能付の直流−直流コンバータを用い
て電圧変換することが行われている。この回路はリンキ
ングチョークコンバータ所謂ＲＣＣｕ路と称されるもの
であって次のように動作する。即ち起動用抵抗Ｒ１を介
して起動用ツェナダイオードＺＤＩに加えられる直流入
力電圧ＶｉｎがダイオードＺＤＩの降伏電圧以上に上昇
したとき、主スイッチングトランジスタＱｌに所要のベ
ース電流を流してＯＮさせる。そして発振トランスＴ１
の巻線ＮＨに電圧が出力されたとき、この出力電圧とベ
ース抵抗Ｒ２により定まるベース電流Ｉｍとトランジス
タＱｌの直流増幅率ｈｆａの積（ＩＩｌｘｈｔ、）以上
のコレクタ電流を流してトランジスタＱ１をＯＦＦさせ
、これによりトランスＴ１の磁束が零になったとき送出
されるキックパルスにより、トランジスタＱｌを再びＯ
Ｎさせる動作を繰返して発振させる。そしてこれにより
巻線ＮＰにより巻線ＮＳに得られた出力電圧を、ダイオ
ードＤ３とコンデンサＣ４により整流平滑して直流出力
電圧Ｖｏｕ ｔを得ることにより、電圧を変換して負荷
にパワーを供給するものである。
源を用いてパワーを供給する場合、第１図のような基本
回路をもつ定電圧機能付の直流−直流コンバータを用い
て電圧変換することが行われている。この回路はリンキ
ングチョークコンバータ所謂ＲＣＣｕ路と称されるもの
であって次のように動作する。即ち起動用抵抗Ｒ１を介
して起動用ツェナダイオードＺＤＩに加えられる直流入
力電圧ＶｉｎがダイオードＺＤＩの降伏電圧以上に上昇
したとき、主スイッチングトランジスタＱｌに所要のベ
ース電流を流してＯＮさせる。そして発振トランスＴ１
の巻線ＮＨに電圧が出力されたとき、この出力電圧とベ
ース抵抗Ｒ２により定まるベース電流Ｉｍとトランジス
タＱｌの直流増幅率ｈｆａの積（ＩＩｌｘｈｔ、）以上
のコレクタ電流を流してトランジスタＱ１をＯＦＦさせ
、これによりトランスＴ１の磁束が零になったとき送出
されるキックパルスにより、トランジスタＱｌを再びＯ
Ｎさせる動作を繰返して発振させる。そしてこれにより
巻線ＮＰにより巻線ＮＳに得られた出力電圧を、ダイオ
ードＤ３とコンデンサＣ４により整流平滑して直流出力
電圧Ｖｏｕ ｔを得ることにより、電圧を変換して負荷
にパワーを供給するものである。
またこの回路ではトランスＴ１の巻線ＮＣに得られた電
圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ３により整流平滑し
て巻線ＮＳの出力電圧と比例する直流電圧を検出する。
圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ３により整流平滑し
て巻線ＮＳの出力電圧と比例する直流電圧を検出する。
そしてこれをツェナダイオードＺＤ２に加えるように形
成して、検出直流電圧がツェナダイオードＺＤ２の降伏
電圧以上に上界したとき、分圧抵抗Ｒ３とＲ４の回路に
検出直流電圧とツェナダイオードＺＤ２による設定電圧
との誤差電圧に比例する電流を流して、トランジスタＱ
２のベース電流を制御することにより、主スイッチング
トランジスタＱ１のベース電流を制御して、出力直流電
圧Ｖｏｕ ｔが所定値より上昇しないようにしている。
成して、検出直流電圧がツェナダイオードＺＤ２の降伏
電圧以上に上界したとき、分圧抵抗Ｒ３とＲ４の回路に
検出直流電圧とツェナダイオードＺＤ２による設定電圧
との誤差電圧に比例する電流を流して、トランジスタＱ
２のベース電流を制御することにより、主スイッチング
トランジスタＱ１のベース電流を制御して、出力直流電
圧Ｖｏｕ ｔが所定値より上昇しないようにしている。
しかしこの回路では入力直流電圧を安定化し、外来ノイ
ズなどにより発振動作が不安定になるのを防ぐため、入
力直流電圧の印加端子間に接続された比較的容量の大き
い入力コンデンサＣ１を必要とする。このため人力直流
電圧Ｖｉｎが定電流特性をもった給電回路（図示しない
）によって与えられた場合、例えば給電電流が１０以上
になったときこれを■、に制限して回路を保護する給電
回路が用いられた場合には、入力コンデンサＣＩの充電
電流によりコンバータ回路はその動作に影響を受けて良
好な起動動作を期待できない欠点がある。即ちこの回路
では入力電圧の印加開始から成る時定数をもって上昇す
る入力直流電圧Ｖｉｎが、ツェナダイオードＺＤＩの降
伏電圧を超えたとき主スイッチングトランジスタＱ１を
ＯＮさせて負荷にパワーを供給するものであるが、この
とき給電回路にはＩｏの負荷電流とこれと同程度または
これより大きいコンデンサＣＩの充電電流の和の電流が
流れる。そこで給電回路はその定電流回路により直ちに
給電電圧を低下して給電電流を定電流設定値である１０
に制限するが、この出力電圧の低下状態はコンデンサＣ
Ｉの充電が終了して給電電流値がＩＯに低下するまで継
続される。だのためこの間コンデンサＣＩの充電電流が
大きく減少するため、充電完了までに大きな時間が必要
となって、入力直流電圧の印加開始より出力電圧が規定
値に立上るまでの起動時間を長くする。またこの期間中
継続される給電電圧の低下、更にはこれにもとづくトラ
ンジスタＱｌのベース電流の減少によるトランスＴ１の
一次巻線ＮＰに流される電流の減少にもとづく二次巻線
ＮＳの出力電圧の低下により、出力直流電圧Ｖｏｕｔを
低下させて起動動作を不安定にする難点がある。
ズなどにより発振動作が不安定になるのを防ぐため、入
力直流電圧の印加端子間に接続された比較的容量の大き
い入力コンデンサＣ１を必要とする。このため人力直流
電圧Ｖｉｎが定電流特性をもった給電回路（図示しない
）によって与えられた場合、例えば給電電流が１０以上
になったときこれを■、に制限して回路を保護する給電
回路が用いられた場合には、入力コンデンサＣＩの充電
電流によりコンバータ回路はその動作に影響を受けて良
好な起動動作を期待できない欠点がある。即ちこの回路
では入力電圧の印加開始から成る時定数をもって上昇す
る入力直流電圧Ｖｉｎが、ツェナダイオードＺＤＩの降
伏電圧を超えたとき主スイッチングトランジスタＱ１を
ＯＮさせて負荷にパワーを供給するものであるが、この
とき給電回路にはＩｏの負荷電流とこれと同程度または
これより大きいコンデンサＣＩの充電電流の和の電流が
流れる。そこで給電回路はその定電流回路により直ちに
給電電圧を低下して給電電流を定電流設定値である１０
に制限するが、この出力電圧の低下状態はコンデンサＣ
Ｉの充電が終了して給電電流値がＩＯに低下するまで継
続される。だのためこの間コンデンサＣＩの充電電流が
大きく減少するため、充電完了までに大きな時間が必要
となって、入力直流電圧の印加開始より出力電圧が規定
値に立上るまでの起動時間を長くする。またこの期間中
継続される給電電圧の低下、更にはこれにもとづくトラ
ンジスタＱｌのベース電流の減少によるトランスＴ１の
一次巻線ＮＰに流される電流の減少にもとづく二次巻線
ＮＳの出力電圧の低下により、出力直流電圧Ｖｏｕｔを
低下させて起動動作を不安定にする難点がある。
ところで上記のような欠点を除去するためには入力コン
デンサＣ１が満充電されたのちコンバータを起動すれば
よく、その手段として例えばコンデンサＣ１の充電時と
満充電時における電流値の変化に比例する電圧を検出し
て、これによりツェナダイオードを働かせることにより
満充電状態を検出し、これを介して主スイッチングトラ
ンジスタＱ１をＯＮする方法が考えられる。しかしツェ
ナダイオードは使用環境温度の変化による降伏電圧の変
化を生じ易いため、精度よく満充電を検出できにくく精
度を良くしようとするとコスト高になる欠点がある。
デンサＣ１が満充電されたのちコンバータを起動すれば
よく、その手段として例えばコンデンサＣ１の充電時と
満充電時における電流値の変化に比例する電圧を検出し
て、これによりツェナダイオードを働かせることにより
満充電状態を検出し、これを介して主スイッチングトラ
ンジスタＱ１をＯＮする方法が考えられる。しかしツェ
ナダイオードは使用環境温度の変化による降伏電圧の変
化を生じ易いため、精度よく満充電を検出できにくく精
度を良くしようとするとコスト高になる欠点がある。
本発明は従来回路に節４″Ｌ安価な素子を付加するのみ
で上記の欠点を一掃できるようにしたもので、次に図面
を用いて詳細に説明する。
で上記の欠点を一掃できるようにしたもので、次に図面
を用いて詳細に説明する。
〔発明の構成〕
（問題点を解決するための手段）
第２図は本発明の一実施例回路図（第１図と同一符号部
分は同等部分を示す）であって、本発明の特徴とすると
ころは次の点にある。即ち本発明においては第１図にも
示した起動用抵抗Ｒ１と起動用ツェナダイオードＺＤＩ
の接続点と、入力直流電圧Ｖｉｎの負極性印加端子０間
に、上記抵抗Ｒ１とにより充電時定数が決定される時定
数用コンデンサＣ２を接続すると共に、抵抗Ｒ１と並列
にコンバータ回路の動作が停止されたときコンデンサＣ
２の電荷を放電するダイオードＤＩを接続する。
分は同等部分を示す）であって、本発明の特徴とすると
ころは次の点にある。即ち本発明においては第１図にも
示した起動用抵抗Ｒ１と起動用ツェナダイオードＺＤＩ
の接続点と、入力直流電圧Ｖｉｎの負極性印加端子０間
に、上記抵抗Ｒ１とにより充電時定数が決定される時定
数用コンデンサＣ２を接続すると共に、抵抗Ｒ１と並列
にコンバータ回路の動作が停止されたときコンデンサＣ
２の電荷を放電するダイオードＤＩを接続する。
ぞして人力直流電圧の印加によるコンデンサＣ２の充電
開始より充電終了までの時間τ２がコンデンサＣ２と同
時に充電が開始されるコンデンサＣＩの充電終了までの
時間τ１と同等（τ１＝τ２）、または回路構成部品例
えば起動用ツェナダイオードＺＤ１、主スイッチングト
ランジスタＱｌ、起動用抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１およ
びＣ２の特性のばらつきを考慮して、コンデンサＣＩの
充電完了までの時間τ１よりコンデンサＣ２の充電完了
までの時間τ２が長いすなわち（τ１〈τ２）になるよ
うに、コンデンサＣ２の充電回路の時定数を設定して、
コンデンサＣ１の満充電後ツェナダイオードＺＤＩによ
るコンバータ回路の起動が行われるようにしたことを特
徴とするものである。
開始より充電終了までの時間τ２がコンデンサＣ２と同
時に充電が開始されるコンデンサＣＩの充電終了までの
時間τ１と同等（τ１＝τ２）、または回路構成部品例
えば起動用ツェナダイオードＺＤ１、主スイッチングト
ランジスタＱｌ、起動用抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１およ
びＣ２の特性のばらつきを考慮して、コンデンサＣＩの
充電完了までの時間τ１よりコンデンサＣ２の充電完了
までの時間τ２が長いすなわち（τ１〈τ２）になるよ
うに、コンデンサＣ２の充電回路の時定数を設定して、
コンデンサＣ１の満充電後ツェナダイオードＺＤＩによ
るコンバータ回路の起動が行われるようにしたことを特
徴とするものである。
次にこの回路の動作をコンデンサＣ２とＣ１の充電完了
までの時間がτ１〈τ２の場合について、第３図に示す
０１作説明用の波形図を参照して説明する。
までの時間がτ１〈τ２の場合について、第３図に示す
０１作説明用の波形図を参照して説明する。
（作用および効果）
第３図の時刻ｔ０において入力直流電圧が印加されると
、コンデンサＣ１の充電と抵抗Ｒ１を介してのコンデン
サＣ２の充電が行われるが、これらの電流の和は前記の
ような定電流特性をもつ給電回路の定電流設定値である
Ｉｏを超過するため、給電電流従って回路の入力電流は
第３図（ｂ）に示すように１０一定になる。従って定電
流充電状態になり、入力直流電圧Ｖｉｎは第３図（ａｌ
に示すように直線的に上昇する。そして第３図の時刻Ｌ
１においてコンデンサＣ１の充電が終了すると、入力電
流はほぼコンデンサＣ２の充電電流Ｉｃ２のみとなり、
入力直流電圧Ｖｉｎはｖｏになる。そして第３図（ａ）
の時刻ｔ２において、コンデンサＣ２の充電が終了して
その電圧がツェナダイオードＺＤＩの降伏電圧以上にな
ると起動が行われる。従って第３図（Ｃ）に示すように
それまで零であった出力直流電圧ＶｏｕＬは立上って規
定値Ｖｃｃ一定となり、これに応じて第３図（ｂｌのよ
うに定常入力電流Ｉ、が流れて定常動作状態に入る。
、コンデンサＣ１の充電と抵抗Ｒ１を介してのコンデン
サＣ２の充電が行われるが、これらの電流の和は前記の
ような定電流特性をもつ給電回路の定電流設定値である
Ｉｏを超過するため、給電電流従って回路の入力電流は
第３図（ｂ）に示すように１０一定になる。従って定電
流充電状態になり、入力直流電圧Ｖｉｎは第３図（ａｌ
に示すように直線的に上昇する。そして第３図の時刻Ｌ
１においてコンデンサＣ１の充電が終了すると、入力電
流はほぼコンデンサＣ２の充電電流Ｉｃ２のみとなり、
入力直流電圧Ｖｉｎはｖｏになる。そして第３図（ａ）
の時刻ｔ２において、コンデンサＣ２の充電が終了して
その電圧がツェナダイオードＺＤＩの降伏電圧以上にな
ると起動が行われる。従って第３図（Ｃ）に示すように
それまで零であった出力直流電圧ＶｏｕＬは立上って規
定値Ｖｃｃ一定となり、これに応じて第３図（ｂｌのよ
うに定常入力電流Ｉ、が流れて定常動作状態に入る。
即ち本発明においてはコンデンサＣ１が満充電となった
のちコンバータ回路の起動を行うようにしているため、
前記した従来回路のように入力直流電圧の印加開始から
定常動作までの時間が長くなったり、起動不能になった
り、更には出力電圧の低下による負荷の動作が不安定に
なったりするのを確実に防ぎうる。これに加えて本発明
によれば、従来回路に小容量の時定数用コンデンサＣ２
と放電用ダイオードＤＩを付加するのみで目的を達成で
きるので、前記した温度的安定度の良い定電圧素子を用
いてコンデンサＣＩの満充電を検出する手段のようにコ
スト高になることがない。
のちコンバータ回路の起動を行うようにしているため、
前記した従来回路のように入力直流電圧の印加開始から
定常動作までの時間が長くなったり、起動不能になった
り、更には出力電圧の低下による負荷の動作が不安定に
なったりするのを確実に防ぎうる。これに加えて本発明
によれば、従来回路に小容量の時定数用コンデンサＣ２
と放電用ダイオードＤＩを付加するのみで目的を達成で
きるので、前記した温度的安定度の良い定電圧素子を用
いてコンデンサＣＩの満充電を検出する手段のようにコ
スト高になることがない。
以上本発明を一実施例により説明したが、本発明はツェ
ナダイオードＺＤ２などによる定電圧回路をもたない回
路に適用した場合においても動作は同様である。また以
上においては直流−直流コンバータについて説明したが
、本発明は直流電源から任意の交流出力電圧を得て負荷
に電流を供給するＲＣＣインバータ回路などのこの種ス
イッチング電源回路にも同様に適用して起動上の効果を
うろことができる。
ナダイオードＺＤ２などによる定電圧回路をもたない回
路に適用した場合においても動作は同様である。また以
上においては直流−直流コンバータについて説明したが
、本発明は直流電源から任意の交流出力電圧を得て負荷
に電流を供給するＲＣＣインバータ回路などのこの種ス
イッチング電源回路にも同様に適用して起動上の効果を
うろことができる。
第１図は従来の回路図、第２図は本発明の一実施例回路
図、第３図はその動作説明用の波形図である。 ＴＩ・・・トランス、ＮＰ、ＮＳ、ＮＢ、ＮＣ・・・ト
ランス巻線、Ｑｌ・・・主スイッチングトランジスタ、
Ｃ２・・・制御用トランジスタ、Ｒ１・・・起動用抵抗
、Ｒ２・・・ベース抵抗、Ｒ３＃４・・・分圧用抵抗、
Ｄｌ・・・放電用ダイオード、 Ｄ２．Ｄ３・・・整流用ダイオード、ＺＤＩ・・・起動
用ツェナダイオード、Ｚ１〕２・・・定電圧検出用ツェ
ナダイオード。 特許出願人 新電元工業株式会社 外１名
図、第３図はその動作説明用の波形図である。 ＴＩ・・・トランス、ＮＰ、ＮＳ、ＮＢ、ＮＣ・・・ト
ランス巻線、Ｑｌ・・・主スイッチングトランジスタ、
Ｃ２・・・制御用トランジスタ、Ｒ１・・・起動用抵抗
、Ｒ２・・・ベース抵抗、Ｒ３＃４・・・分圧用抵抗、
Ｄｌ・・・放電用ダイオード、 Ｄ２．Ｄ３・・・整流用ダイオード、ＺＤＩ・・・起動
用ツェナダイオード、Ｚ１〕２・・・定電圧検出用ツェ
ナダイオード。 特許出願人 新電元工業株式会社 外１名
Claims (1)
- 起動用抵抗を通して入力直流電圧が加えられる起動用ツ
ェナダイオードよりトランスの一次巻線と直列接続され
た主スイッチングトランジスタにベース電流を流して起
動させると共に、帰還巻線の出力電圧とトランスリセッ
ト時のキックパルスにより上記主スイッチングトランジ
スタをＯＮ、ＯＦＦ制御して上記トランスの二次巻線側
に出力電圧を得る、入力コンデンサを入力直流電圧の印
加端子間に備えたスイッチング電源回路において、上記
入力直流電圧の正負印加端子間に放電用ダイオードを通
して時定数用コンデンサを接続し、またこの放電用ダイ
オードと時定数用コンデンサの直列接続点と上記起動用
抵抗と起動用ツェナダイオードの直列接続点間を接続し
て、時定数用コンデンサが起動用抵抗を通して充電され
るように構成すると共に、入力直流電圧印加開始より時
定数用コンデンサの充電終了までの時間が入力コンデン
サの充電終了までの時間と同等以上になるように時定数
用コンデンサの充電時定数を選定することを特徴とする
スイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2020486A JPH0612950B2 (ja) | 1986-02-03 | 1986-02-03 | スイツチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2020486A JPH0612950B2 (ja) | 1986-02-03 | 1986-02-03 | スイツチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62181670A true JPS62181670A (ja) | 1987-08-10 |
| JPH0612950B2 JPH0612950B2 (ja) | 1994-02-16 |
Family
ID=12020634
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2020486A Expired - Lifetime JPH0612950B2 (ja) | 1986-02-03 | 1986-02-03 | スイツチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0612950B2 (ja) |
-
1986
- 1986-02-03 JP JP2020486A patent/JPH0612950B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0612950B2 (ja) | 1994-02-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |